CN102656813A - 使用带宽自适应预编码器接口的串扰控制方法和装置 - Google Patents

Abstract

在通信系统中，预编码器耦合在多个发射器中的每个的第一部分和第二部分之间。预编码器配置用于接收与发射器中的第一发射器的第一部分相关联的经缩放信号的自适应索引表示，以及使用经调整的预编码器系数对该自适应索引表示进行处理以生成预补偿信号。该预补偿信号从预编码器提供到发射器中的第二发射器的第二部分，以在补偿将由第二发射器发射的至少一个信号中使用。

Description

使用带宽自适应预编码器接口的串扰控制方法和装置

技术领域

本发明一般地涉及通信系统，更具体地涉及用于减轻、抑制或以其他方式控制这种系统的通信信道之间的干扰的技术。

背景技术

多信道通信系统经常遭受各种信道之间的干扰，其也称为串扰或信道间串扰。例如，数字订户线路(DSL)宽带接入系统通常在双绞线铜线上采用离散多音频(DMT)调制。这种系统中的一种主要缺陷在于同一束内或不同束间多个订户线路之间的串扰。因此，在一条订户线路上传输的信号可能被耦合到其他订户线路中，导致可能降低整体吞吐量性能的干扰。更一般地，给定的“受害方”信道可能经历来自多个“干扰方”信道的串扰，这同样导致不期望的干扰。

已经开发了不同的技术以减轻串扰并且最大化有效吞吐量、范围和线路稳定性。这些技术逐渐地从静态或动态频谱管理技术演变成多信道信号协作。

作为示例，上述某些技术允许通过使用预编码器来主动消除信道间串扰。在DSL系统中，预期预编码器的使用实现针对中央局(CO)或另一类型的接入节点(AN)与用户终端设备(CPE)或另一类型的网络终端(NT)之间的下游通信的串扰消除。使用所谓的由后编码器实现的后补偿技术，还可能实现针对从NT到AN的上游通信的串扰控制。

一种估计用于DSL系统中的下游串扰消除的串扰系数的已知方法涉及通过AN和系统的各个NT之间的各自的订户线路发射不同的导频信号。来自NT的基于所发射导频信号的误差反馈继而被用于估计串扰。其他已知方法涉及扰动预编码器系数以及反馈信噪比(SNR)或其他干扰信息。

串扰估计通常用在需要将附加线路“加入”到DSL系统的一组活跃线路中去的场合中。例如，可能会需要激活已经包括多条活跃线路的同步组中的一条或多条非活跃线路，其中在此上下文中，同步是指对于不同的线路在DMT符号的时间上对准。这种加入附加线路可能要求相应地调整预编码器以便优化系统性能。串扰估计也可以用在其他场合中，诸如跟踪串扰随时间的变化。因此，串扰估计可以用来确定预编码后的残余串扰，并且此信息可以用来调整串扰系数。

传统的串扰降低技术在给定发射器与预编码器之间所需的信息传送率方面存在缺陷。例如，在某些DSL系统中，已知使用m-比特表示来向预编码器提供信号。更具体地，将要发射的数据流的一部分首先被映射到星座点，然后在发射器中进行缩放以获得信号，并且每个信号作为复数值序列被发送到预编码器，其中m个比特用于表示信号的实数部分和虚数部分的每一个，这样每个音频每个信号需要2m个比特。这种布置不适当地增大了对预编码器接口的带宽要求，并且限制了系统的吞吐量性能。而且，m-比特表示的使用可能将显著的量化误差引入到施加给预编码器的数据中。

因此，需要改进的预编码布置，其能够降低对预编码器接口的带宽要求，同时还限制量化误差对预编码信号的不良影响。

发明内容

本发明的示意性实施例提供了带宽自适应预编码器接口，其中所要求的信息传送速率通过每音频可变数目的比特给出，其小于或等于每音频的指定比特载荷b_k。

根据本发明的一个方面，预编码器耦合在通信系统的多个发射器的每个的第一部分和第二部分之间。发射器使用映射器将源于发射器中的第一发射器的第一部分的信号与经缩放信号星座中的点的索引相关联，该经缩放信号星座小于或等于用于产生该信号的星座。预编码器配置用于接收和处理该索引以获得该信号的经缩放近似，其继而乘以经调整的预编码器系数以生成预补偿信号。该预补偿信号从预编码器提供到发射器中连接到预编码器的输出的第二发射器的第二部分，以在预补偿将由第二发射器发射的至少一个信号中使用。通过考虑用于形成该源于发射器的第一部分的信号的缩放因子来对预编码器系数进行调整。预编码器和发射器可以实现在例如系统的接入节点中。

在至少一个示意性实施例中，经缩放信号的索引表示包括对应于针对给定音频k的b_k个比特的经缩放信号的r_k比特表示，其中r_k≤b_k。

有利地，示意性实施例显著地降低对至少一个发射器与预编码器之间的接口所要求的信息传送速率，同时还提供随时间控制每音频信号表示的分辨率的能力，以及提供带宽与精确度之间的受控权衡，因此极大地避免了与传统的m-比特表示方法关联的量化误差问题。结果，串扰控制可以以更有效、灵活和准确的方式实现，并且改善了系统吞吐量性能。例如，如果给定接口上没有足够的带宽可用，则可以选择性地降低对某些音频的精度。

从附图以及下文详细描述中，本发明的这些以及其他特征和优势将变得更加明显。

附图说明

图1是本发明的示意性实施例中多信道通信系统的框图；

图2示出了图1系统的接入节点的一部分，在示意性实施例中其被配置用于实现发射器与预编码器之间的带宽自适应接口；

图3是示出图2实施例的带宽自适应接口的操作的流程图；

图4和图5示出了图2实施例中发射器和预编码器各自的映射器的更详细视图；

图6是示出了发射器的图4映射器的操作的示例的图示；以及

图7和图8示出了在本发明示意性实施例中使用的星座变换的示例。

具体实施方式

本文中将结合示例性通信系统和用于预补偿的相关技术或这种系统中其他类型的串扰控制来阐述本发明。串扰控制可以基本上连续地应用，或者结合加入订户线路或其他通信信道到这种系统中的活跃信道组中，跟踪串扰随时间的变化，或者在其他线路管理应用中使用。然而，应当理解，本发明不限于与所公开的特定类型的通信系统和串扰控制应用一起使用。本发明可以实现在各种各样的其他通信系统中，以及为数众多的备选串扰控制应用中。例如，尽管在基于DMT调制的DSL系统的环境中示出，但是所公开的技术可以以直接的方式适用于各种其他类型有线或无线通信系统，包括蜂窝系统、多输入多输出(MIMO)系统、Wi-Fi或WiMax系统，等等。这些技术因此可应用于DSL环境之外的其他类型的正交频分复用(OFDM)系统，以及应用于利用时域中的更高阶调制的系统。

图1示出了包括接入节点(AN)102和网络终端(NT)104的通信系统100。NT 104更具体地包括L个不同的NT单元，分别表示为NT 1，NT 2，…NT L，并且进一步由相应的参考数字104-1，104-2，…104-L所表示。给定的NT单元可以包括例如调制解调器、计算机或其他类型的通信设备，或这些设备的组合。接入节点102经由相应的信道106-1，106-2，…106-L(也表示为信道1，信道2，…信道L)与这些NT单元通信。

如上文指出的，在系统100实现为DSL系统的实施例中，AN 102例如可以包括中央局(CO)，NT 104例如可以包括相应的用户终端设备(CPE)单元。这种DSL系统中的信道106包括相应的订户线路。每个这种订户线路可以包括例如双绞线铜线连接。这些线路可以在同一束中或者在相邻束中，使得可能在线路之间产生串扰。下文的部分描述将假设系统100是DSL系统，但是应当理解，这仅仅是作为示例。

在示意性DSL实施例中，比所有L条线路106-1到106-L更少的线路在初始时是活跃线路，并且这L条线路中的至少一条是将要被激活并且加入到已有的活跃线路组中的“加入线路”。初始活跃的线路是在本文中被称为活跃线路“组”的一个示例。这种组例如可以是同步组，其也可以称为预编码组或向量化组，或者任何以其他类型成组的活跃线路。

AN 102和NT 104之间的通信包括针对每条活跃线路的下游通信和上游通信。下游方向指的是从AN到NT的方向，上游方向指的是从NT到AN的方向。尽管在图1中未明确示出，但是非限制性地假设与系统100的每条订户线路相关联地，存在AN发射器和NT接收器供下游方向的通信使用，以及存在NT发射器和AN接收器供上游方向的通信使用。在本文中，组合AN发射器和AN接收器，或者NT发射器和NT接收器的给定模块通常称为收发器。对应的收发器电路可以使用公知的传统技术实现在AN和NT中，本文中将不会详细描述这些技术。

本实施例中的AN 102包括耦合到串扰控制模块112的串扰估计模块110。AN利用串扰估计模块来获取针对线路106的至少一个子集中的相应线路的串扰估计。串扰控制模块112用于基于该串扰估计来减轻、抑制或以其他方式控制线路106的至少一个子集之间的串扰。例如，串扰控制模块可以用来提供从AN发射到NT的下游信号的预补偿。这种预补偿使用预编码器来实现，预编码器的示例将结合图2进行描述。

串扰估计模块110可以配置用于根据从NT 104反馈到AN 102的误差采样、SNR值或其他类型的测量来生成串扰估计。应当注意，本文所用的术语SNR旨在广义地解释以包含其他类型的测量，诸如在本文所公开的某些技术中使用的信号对干扰加噪声比(SINR)。

在其他实施例中，串扰估计可以在AN 102之外生成并且被提供给AN以供进一步处理。例如，这种估计可以在NT 104中生成然后返回到AN以在预编码、后补偿或其他串扰控制应用中使用。本文中，串扰估计可以更一般性地称为串扰信道系数、串扰消除系数、或简单地为串扰系数。

串扰估计模块110可以包括插值功能，用于生成插值的串扰估计。可以与本发明一起使用的插值技术的示例在2007年11月2日提交的、标题为“Interpolation Method and Apparatus for IncreasingEfficiency of Crosstalk Estimation”的美国专利申请序列号No.11/934,347中公开，其共同地受让给本申请人并通过引用并入本文。

AN 102也可以或备选地配置用于实现用于使用线性模型插值的信道估计的技术。在实现这种技术时，AN在线路106的相应线路上发射导频信号。对应的测量，诸如误差采样或SNR值从NT反馈到AN，并且用于在串扰估计模块110中生成串扰估计。AN继而基于该串扰估计来执行预编码或以其他方式控制信号传输。有关这些以及其他类型布置的附加细节在2009年6月29日提交的、标题为“Crosstalk Estimation and Power Setting Based on Interpolation in aMulti-Channel Communication System”的美国专利申请序列号No.12/493,328中公开，其共同地受让给本申请人并通过引用并入本文。

串扰估计模块110可以包括降噪功能，用于生成经降噪的串扰估计。适合于与本发明的实施例一起使用的串扰估计降噪技术的示例在2009年1月13日提交的、标题为“Power Control Using DenoisedCrosstalk Estimates in a Multi-Channel Communication System”的美国专利申请序列号No.12/352,896中描述，其共同地受让给本申请人并通过引用并入本文。然而，应当理解，本发明并不必须使用任何特定的降噪技术。本文中将要描述的示例性实施例可以包括使用频率滤波器作为信道系数估计过程的一部分的降噪功能。

AN 102还包括耦合到存储器120的处理器115。存储器可以用于存储一个或多个软件程序，其由处理器执行以实现本文所描述的功能。例如，与串扰估计模块110和串扰控制模块112相关联的功能可以至少部分地以这种软件程序的形式实现。存储器是本文中更一般性地称为存储可执行程序代码的计算机可读存储介质的示例。计算机可读存储介质的其他示例可以包括盘或其他类型的磁性或光学介质。

将要理解，图1中示出的AN 102仅仅是本文所使用的术语“接入节点”的一个示例。这种接入节点可以包括例如DSL接入复用器(DSLAM)。然而，本文所使用的术语“接入节点”旨在广义地解释以便涵括例如CO内的特定单元，诸如DSLAM，或CO本身，以及不包括CO的系统中的其他类型的接入点单元。本发明的其他实施例不一定实现在接入节点中，而是更一般性地可以实现在具有不止一个信道、在该信道上对应的发射器能够通过预编码器交换信息的任何通信系统。

在图1的示意性实施例中，线路106都与同一AN 102相关联。然而，在其他实施例中，这些线路可以分布在多个接入节点上。这种多个接入节点中的不同接入节点可以来自不同厂商。例如，公知的是在传统系统中，不同厂商的多个接入节点可以连接到同一束DSL线路。在这些以及其他条件下，各种接入节点可能必须相互交互以便实现最优干扰消除。

每个NT 104可以是响应于由AN 102通过控制信号路径224提供的控制信号，可配置成多个操作模式，如2008年4月1日提交的、标题为“Fast Seamless Joining of Channels in a Multi-ChannelCommunication System”的美国专利申请序列号No.12/060,653中所描述的，其共同地受让给本申请人并通过引用并入本文。这种操作模式可以包括，例如加入模式和跟踪模式。然而，这种类型的多模式操作不是本发明必须的。

下文将参考图2来描述图1的包括预编码器的系统100的实现。这种预编码器用于针对从AN 102到NT 104的下游通信的主动串扰消除。然而，应当强调的是，类似的技术可以适用于针对上游通信控制串扰，如上面引用的美国专利申请代理机构卷号No.806150中所描述的。而且，本文所公开的技术可应用于涉及对称通信的系统，其中没有特别定义下游或上游方向。

现在参考图2，在此特定实现中，AN 102的一部分200示出为包括发射器210-p，预编码器200和控制器230。发射器210-p是AN102的L个发射器的集合中的一个发射器，p＝1，2，…L，但是在图2中出于清楚和示意简单起见，仅示出了单个这样的发射器。控制器230耦合到预编码器220和发射器210，以控制系统100中的下游信号的发射。发射器生成每个DMT音频各自的信号，这些信号通过下游DMT子信道发射到相应的NT 104-1到104-L。预编码器220以倾向于消除在横跨下游DMT子信道时引入的串扰的方式，利用串扰估计在发射之前对下游信号进行调整。各种已知的预编码技术中的任何技术可以用来实现针对本文所描述的多个加入的和活跃的线路类型的串扰消除。本领域技术人员熟知这些预编码技术，因此将不详细描述。

应当注意，发射器210、预编码器220和控制230的诸部分可以整体上或者部分地使用图1的处理器115来实现。例如，与这些单元相关联的功能的诸部分可以以在处理器115中正在执行的软件的形式来实现。

在实践中，给定发射器可以实现为向预编码器发送信息和/或接收用于对应线路的预编码器输出的单个模块，本领域技术人员将很容易理解这一点。例如，可能存在这样的场合，其中对应于来自给定线路的数据的信号被发送到预编码器，但是没有预编码器输出发送回来(例如，如果该音频上的线路与另一线路对接，但是其自身没有遭受显著干扰)。还可能存在这样的场合，其中线路不向预编码器发送对应于其数据的信号，但是却从预编码器接收修正信号。

本文将参考DMT音频来描述本发明的示意性实施例。然而，本文所使用的术语“音频”旨在广义地解释以涵括DMT音频以及其他类型的音频或其他多载波通信系统的载波。

出于示意性目的，假设系统100中L个信道106的每个上仅下游传输使用每个信道M个音频的DMT调制来实现。在特定音频上、从一个发射器到一个接收器的信道的特性通常可以通过复数系数来描述，例如，针对DSL系统中遇到的大部分信道。

系统100中的AN 102可以配置用于使用多种不同技术中的任何技术来获取串扰估计。例如，AN可以配置用于使用上文引用的美国专利申请序列号No.12/493,328中所描述类型的线性模型插值方法来获取串扰估计。在这种方法中，AN通过如下来获取估计的串扰系数：首先获取估计的串扰系数的子集，随后通过对子集中的估计的串扰系数应用插值过程来确定估计的串扰系数的附加串扰系数。

从干扰方线路到受害方线路的串扰可以通过单个复数向量来表示，该向量具有与DMT音频相同数目的分量。例如，系统100的给定实现可以利用4096个DMT音频，这种情况下，该复数向量将包括4096个分量，一个音频一个分量。每个分量可以看成包括一个系数，此处也称为串扰信道系数。然而，应当理解，DMT音频的集合通常被分割成上游音频和下游音频，并且某些音频可能不能被预编码。因此，串扰信道系数的复数向量的维数通常小于音频总数。

在一个可能的涉及前面结合图1描述的L个线路106的加入布置中，线路1到L-1可以集体形成活跃线路组，并且线路L可以是新加入线路。假设活跃线路之间的串扰信道系数是已知的，并且预编码器220正在使用这些系数来抑制活跃线路之间的干扰。期望获取对加入线路与每个活跃线路之间的串扰信道系数的估计，使得预编码器220可以利用这些估计来显著地降低加入线路与活跃线路之间的干扰。再次，应当意识到本文所公开的技术可应用于其他预编码场合。

在一个或多个示意性实施例中，假设DSL系统通常根据VDSL2标准进行配置，此标准在2006年2月的ITU-T推荐G.993.2，“Veryhigh speed digital subscriber line transceivers 2”中进行了描述，此处通过引用而并入本文。进一步假设DSL系统支持通过使用2009年10月的ITU-T推荐草案G.993.5，“Self-FEXT Cancellation(Vectoring)for use with VDSL2 transceivers”中描述的预编码来消除信道间串扰，此处通过引用而并入本文。在此场合中，主要的信道间串扰更具体地是指远端串扰(FEXT)，其通常表示在相同方向上行进的信号之间的串扰，也即，在多个下游信号之间或者在多个上游信号之间。给定DSL系统可以使用已知为向量化的方法来提供FEXT消除，其中向量化通常表示针对发射和接收任一或者二者的线路信号的物理媒介相关的(PMD)子层协作。

现在返回图2，发射器210-p更具体地示出为包括至少第一部分212-pA和第二部分212-pB。发射器210-p中还包括索引到自适应星座索引(I-R)映射器214-p和缓存器215-p。I-R映射器214-p结合自适应索引到数值(R-N)映射器224-p进行操作以提供发射器210-p和预编码器220之间的带宽自适应接口。缓存器215-p提供发射器210-p的第一部分212-pA和第二部分212-pB之间的直接路径。如前面指出的，在此附图中仅示出了L个发射器中的特定一个，但是应当理解，AN 102的剩余发射器以与针对发射器210-p所示出的类似的方式进行配置。而且，假设预编码器220包括附加的R-N映射器用于与这些剩余发射器的相应发射器对接。每个R-N映射器驱动预编码器核225的对应输入。预编码器核225的输出被提供给发射器210各自的第二部分。

应当注意，预编码器220中的给定R-N映射器可以处理进入的源于不止一个发射器210的自适应星座索引。

在一个实施例中，系统可以配置用于执行部分预编码。例如，再次参考图2，从线路p到线路q的串扰的影响可以通过将模块TX-pA的输出连接到预编码器220以及将预编码器的一个输出连接到模块TX-pB来进行预补偿。如果从其他线路到线路p的串扰没有正在被预补偿，则没有必要将预编码器的输出与模块TX-pB相连接。备选地，如果从线路p到其他线路的串扰没有正在被预补偿，则可能没有必要连接TX-pA和预编码器。

还应当注意，不失一般性地，在给定实施例中不同的连接类型和其他接口配置可以共存。例如，共同定位在第一电路板上的一组发射器与预编码器之间的接口可以与另一电路板上的另一组发射器和该预编码器之间的接口不同。

控制器230可以包括另外的传统向量化控制实体(VCE)，其适于被修改以实现本文所公开的技术。

本发明的各个方面涉及以限制所要求的预编码器输入接口的传送速率同时保留所需分辨率而言特别有效的方式来表示发射器信号。在本实施例中，这是通过配置发射器210、预编码器220和控制器230以利用针对从发射器210到预编码器220发射的复数值的备选发射器信号表示来实现的。

上文引用的ITU-T推荐G.993.2规定了缩放星座点以归一化它们的平均功率，均衡使用中的音频上的SNR裕量，以及实现频率独立的发射功率谱密度(PSD)。归一化平均功率所需要的缩放仅取决于星座的大小，并且通过功率归一化因子χ(b_k)来表示，其中b_k表示在对应于给定音频k的子载波上的调制的比特数或比特载荷。均衡使用中的音频上的SNR裕量所需要的缩放由增益校准子g_k来表示。实现频率独立的发射PSD所需要的缩放由每音频频域发射谱整形系数来表示，也称为tss_k系数，其提供通过任何时域滤波器(如果存在的话)所提供的之外的附加整形。

应当理解，诸如b_k，g_k和tss_k的缩放参数不仅是音频索引k的函数，而且根据线路索引p而变化。在本文描述的其他部分中，给定缩放参数的线路索引将在邻近该参数的上角标中示出。也即，与线路p相关联的缩放参数在本文其他地方中将更特别地表示为b_k ^(p)，g_k ^(p)和tss_k ^(p)。类似地，与线路q相关联的缩放参数将表示为b_k ^(q)，g_k ^(q)和tss_k ^(q)。在从上下文中能清楚所指的特定线路的情况下，或者在干扰可以是对多个线路中任一线路的情况下，将不会明确示出上角标的线路注释。

对于所支持的音频集合(也称为MEDLEY集合)中的音频，每个星座点被功率归一化因子χ(b_k)、增益校准子g_k以及频域发射谱整形系数tss_k所缩放，以产生经缩放的复数值。

如前文所指出的，功率归一化因子χ(b_k)仅取决于星座，并且增益校准子g_k和tss_k系数的值仅可以在执行在线重配置请求(OLR)时改变。增益校准子g_k旨在于在从大约0.1888到1.333的范围中精细增益校准。tss_k系数旨在于频域发射谱整形，并且其范围从0到1，步长为1/1024。功率归一化因子仅取决于星座，其中：T[1…15]＝[2，2，6，10，20，42，82，170，330，682，1322，2730，5290，10922，21162].

给定经缩放的复数值的结构和g_k，tss_k和χ(b_k)的动态范围，很清楚经缩放的复数值可能要求非常高的分辨率。针对信号的实部和虚部将信号量化到m个比特的任何定点量化要求m非常高，尤其是当支持高达15的比特载荷值时。m的典型值是m＝14，较低的值很快地导致显著的量化损失。

图2的实施例可以视为多信道预编码系统200的示例，该系统200包括多个发射器210-1，…，210-L，其配置用于在时间间隔序列中并行发射信号，该多个发射器中的每个发射器配置用于响应于在间隔之一中接收到数据流的一部分而选择星座的信号点，并且预编码器220配置用于向发射器中的一个发射器发射针对由此在时间间隔中选择的信号点的修正，发射器中的此一个发射器配置用于向针对在对应的时间间隔之一中接收到的数据而选择的信号点添加每个发射的修正，其中预编码器配置用于基于发射器之一选择的信号点的降精度形式来评估每个修正。

多信道预编码系数200可以执行对来自多个发射器210-1，…，210-L的并行发射的预编码，包括响应于在时间间隔序列的每个中在发射器之一中接收到数据流的一部分而选择星座的信号点，从该发射器之一向预编码器220发射每个选择的数字信号点的经缩放的、可配置精度形式，以及确定用于通过并联的发射器所选择的数字信号集合的序列的预编码器矩阵，每个确定步骤基于针对时间间隔的对应时间间隔、由预编码器接收的数字信号点的所配置精度形式，并且每个数字信号集合包括由该发射器之一在时间间隔的对应时间间隔中所选择的数字信号点。

现在参考图3的流程图，示出了用于基于缩放参数、利用图2的发射器210、预编码器220和控制器230生成经调整的预编码器系数的过程300，其中缩放参数包括功率归一化因子χ(b_k)，增益校准子g_k，以及tss_k系数。该过程包括所示出的步骤304到350。

在步骤304中，初始化包括发射器210-p及其关联的NT接收器的第p个收发器对，以及针对线路p确定缩放参数b_k，g_k和tss_k，以作为此过程的初始化部分的一部分。而且，在步骤306中确定串扰系数

应当注意，串扰系数也是音频索引k的函数。因此，符号

在本文中将用于表示针对音频k，线路p到线路q的串扰系数。为了简化符号，在本文的某些部分中上角标括号中的音频索引可以取消。

在步骤310中，参数b_k，g_k和tss_k以及串扰系数

可以用来确定用于经缩放的信号点所映射到的可配置信号星座的比特数r_k。r_k的值小于或等于比特载荷b_k。在该步骤中还针对参数b_k，g_k和tss_k以及串扰系数的给点值确定经调整的预编码器系数更具体地，在控制器230中，由g_k×tss_k×χ(b_k)给出的缩放因子乘以b_k比特星座与r_k比特星座之间的相对缩放因子ξ(b_k，r_k)，并且还乘以对应的串扰系数

以形成经调整的预编码器系数，其给出为：

$a_{q,p}^{\left(k\right)}=g_k\×{\mathrm{tss}}_k\×\mathrm{\χ}\left(b_k\right)\×\mathrm{\ξ}(b_k,r_k)\×h_{q,p}^{\left(k\right)}.$

经调整的预编码系数

仅在参数b_k，r_k，g_k，tss_k或

中任何变化时需要被更新。在各种映射中，自适应星座可以按这样的方式进行映射：对于b_k和r_k的所有或大部分组合，ξ(b_k，r_k)＝1。其优势在于对于这些组合，不需要重新计算经调整的预编码器系数

在步骤320中，向发射器210-p中的I-R映射器214-p提供来自控制器230的值b_k和r_k。而且，向预编码器220中的R-N映射器224-p提供值b_k和r_k，并且向预编码器核225提供经调整的预编码器系数

所有这些都来自控制器230。新系数以及相关的值继而在I-R映射器214-p、R-N映射器224-p，以及预编码器220中同步地应用，如步骤330所指示的。

继而在步骤334中确定比特载荷b_k中是否已经发生变化。如果已经发生变化，则过程如所指出地返回步骤310。否则，过程移动到步骤336，确定串扰系数

或参数g_k和tss_k是否已经发生变化。如果不存在这样的变化，则过程返回到步骤334，否则移动到步骤340，确定需要改变r_k。如果需要改变r_k，并且在步骤345中进行这种改变，则过程如所指出地返回到步骤310。如果r_k没有变化，则在预编码器中更新并应用经调整的预编码器系数

如步骤350中所指出的，过程继而返回到步骤330。

注意，对于ξ(b_k，r_k)针对r_k的旧值和新值以及给定的b_k均相同的情况，不需要改变

r_k的值可以通过诸如针对任何活跃线路q≠p的经调整的预编码器系数

的幅度以及发射器与预编码器之间的接口的总体带宽限制来确定。例如，可以选择预编码音频集合中音频k的r_k值，使得以尽可能低的性能惩罚来满足带宽要求。其他标准可以确定到其他线路的串扰的最大强度以及在

较小时，使用较小的r_k值。可以考虑附加因素，例如针对音频k线路q中的比特载荷，以及直接线路所经历的SNR值，因为这些参数允许控制器确定减小r_k对性能的影响。

将意识到，图3图示中的特定过程步骤仅作为示例呈现，并且在其他实施例中可以使用附加的或者备选的步骤。

此技术的优势在于通过适当调整r_k，可以选择性地减小第一发射器部分212-pA和预编码器220之间的接口的带宽，而不会显著影响总体需要的精确度。而且，g_k和tss_k的知识使得控制器230能够具有关于从线路p到线路q的串扰的总体强度的更准确信息。此信息可以用于更有效地确定在预编码器内的计算资源有限时，是否针对某些音频消除从线路p到线路q的串扰。

图4和图5示出了图2的I-R映射器214-p和R-N映射器224-p的更详细视图。

图4中示出的I-R映射器214-p包括I-R映射器核410、I-R映射器控制器420以及接口430。I-R映射器控制器420经由接口430与控制器230通信，如虚线所指示的。类似的，图5的R-N映射器224-p包括R-N映射器核510、R-N映射器控制器520以及接口530。R-N映射器控制器520经由接口530与控制器230通信，如虚线所指示的。

在一个实现中，I-R映射器214-p将b_k个比特作为输入，并且其输出r_k个最高有效位比特。这种布置适合于这样的星座，其中截断成r_k个最高有效位比特将得到减少的点集合之间的合理的欧几里得距离。对于其他星座，可能需要重新映射，其可以使用查找表或组合电路以直接的方式实现。还可能存在面向向量的映射(例如，跨音频)，其中整个向量被映射到一个更大的索引。

I-R映射器控制器420从控制器230获取r_k值，并且从发射器210-p的其他地方获取b_k值。在一个实施例中，I-R映射器核410可以截断进入的比特序列并且向接口430转发该截断的序列，接口430级联并发射可变长度序列。

R-N映射器224-p的功能通常将取决于I-R映射器214-p的功能以及确定在欧几里得距离方面相对靠近原始星座点或向量的星座点或向量的复杂性。一般而言，R-N映射器取得自适应星座的索引，并将其映射到数字或整数星座点上。对于VDSL中使用的星座，大部分对(b_k，r_k)可以通过稍微修改标准VDSL映射器而得以处理。例如，其输入和输出可以适当地修改。其他(b_k，r_k)对可能要求使用查找表或组合电路。

现在将针对子载波(2^b)-点星座，其中1≤b≤15，如前文引用的ITU-T推荐G.993.2中所规定的，来描述I-R映射器214-p和R-N映射器224-p的示意性实现。b比特的序列v_b-1 v_b-2 … v₀被映射到星座点(X，Y)，其中X和Y是奇数。对于b的偶数值，X和Y分别是具有二的补码二进制表示(v_b-1 v_b-3 … v₁ 1)和(v_b-2 v_b-4 … v₀ 1)的奇数。此映射形成具有2^k个点的方形QAM星座。对于b的奇数值，其中b＞3，如下构造十字形的星座。此映射使用两个辅助矩阵S＝[s_i，j]和T＝[t_i，j]，其作为查找表给出为：

$S=\left[\begin{array}{cccccccccccccc}0& 0& 1& 1& 0& 0& 0& 0& 1& 1& 0& 0& 1& 1\\ 1& 1& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 1& 1& 1& 1& 0& 0\end{array}\right]$

以及

$T=\left[\begin{array}{cccccccccccccc}0& 0& 0& 0& 0& 1& 0& 1& 0& 1& 1& 1& 1& 1\\ 0& 0& 0& 0& 1& 0& 1& 0& 1& 0& 1& 1& 1& 1\end{array}\right].$

在这种情况下，X和Y分别是具有二的补码二进制表示(s_1，c s_2，c v_b-4 v_b-6 …v₁ 1)和(t_1，c t_2，c v_b-5 v_b-7 … v₀ 1)的奇数，其中c是对应于五个最高有效比特(v_b-1 v_b-2 … v_b-5)的数字，按1递增。对于b＝1，点(X，Y)由(1-2b₀，1-2b₀)给出，对于b＝3，使用查找表或组合电路。

在此实施例中，I-R映射器214-p取b比特的序列v_b-1 v_b-2 … v₀作为输入，并且输出v_b-1 v_b-2 … v_b-r，也即，r个最高有效比特。R-N映射器224-p取此序列作为输入，并且将该序列映射到具有2^r个点的星座(X，Y)上。令a和w是两个辅助变量，其给出为

和

其中2≤r≤b，以及令0_1×n表示维度为1×n的零向量的简化符号。对于b的偶数值以及任何2≤r≤b，可以使用其中X和Y分别由(v_b-1 v_b-3 … v₁ 1 0_1×a)和(v_b-2 v_b-4 … v₀ 1 0_1×w)的二的补码二进制表示给出的映射。对于b≥5的奇数值以及任何5≤r≤b，可以使用其中X和Y分别由二的补码二进制表示(s_1，c s_2，c v_b-4 v_b-6 … v₁ 1)和(t_1，c t_2，c v_b-5v_b-7 … v₀ 1)给出的映射。

图6示出了图示在图4的I-R映射器214-p中实现的截断过程的示例。在该示例中，考虑八个音频，其具有相应的比特载荷值b_k＝15，14，12，9，11，11，13，15(总共100比特)，以及相应的减小的星座值r_k＝9，4，6，6，5，7，5，8(总共50比特)。如左边所示，每一行包括可变长度比特序列

左边的八个可变长度序列的每一个根据其相应的r_k值，被截断成r_k个最高有效比特，得到右边的长度缩短序列

当使用截断序列时，相对于具有比特载荷值b_k的原始序列，这减少了50％的接口带宽。相对于前面描述的传统方法，其中如果m＝16可能要求256比特，可以看到甚至更大的改善。

图7和图8示出了提供可以在上述实施例中使用的自适应星座的各个星座变换的示例。这些变换提供尝试最小化欧几里得距离损失的自适应星座。

参考图7A，示出了128点的星座。图7B、图7C、图7D、图7E和图7F示出了相应减少到64点、32点、16点、8点和4点，其中这些图的每一个将减少后的星座点示出为实心圆，每个实心圆都被虚线框圈起来。给定的虚线框包含空心圆，其表示来自图7A的原始128点星座的、被映射到在该虚线框中示出为单个实心圆的对应的减少后的星座点的那些点。

类似地，图8A示出了64点的星座，并且图8B、图8C、图8D、图8E和图8F示出了相应减少到32点、16点、8点、4点和2点，其中这些图的每一个将减少后的星座点示出为实心圆，每个实心圆都被虚线框圈起来。给定的虚线框包含空心圆，其表示来自图8A的原始64点星座的、被映射到在该虚线框中示出为单个实心圆的对应的减少后的星座点的那些点。

将会意识到，这些特定星座仅仅是示例，并且此原理可以应用于其他类型的星座和映射。对于本文针对诸如g_k，tss_k和χ(b_k)之类的示意性缩放参数所公开的范围，这同样适用。

还应当注意，上述示意性技术可以针对其他环境中的使用而进行调整，其他环境包括在预编码器的输出处的缩放，以及上游后补偿。后一类型的实现示例在上文引用的美国专利申请代理机构卷号No.806150中公开。

在上述实施例中，可以实现信息从发射器210-p到预编码器220的无损传送，同时减少发射器与预编码器之间需要的信息传送速率。例如，相对于传统的使用2m个比特来表示每个音频的实数值和复数值的方法，在图2的实施例中，每音频所需要的信息传送速率可以减少到至少b_k。对于m＝15，这意味着对于b_k＝15，每音频减少至少2的因数，对于b_k＝1，每音频减少至少30的因数。同时，此实施例避免了发射器与预编码器之间的接口的任何精确度损失。在可控制精确度损失的情况下，可以实现从b_k到r_k个比特的额外减少。

本发明的备选实施例可以使用接入节点单元的其他布置来实现。例如，有可能配置发射器部分212-pA，使得每个将数据映射到信号点上但是不缩放信号。经调整的串扰系数按照前面描述的方式在控制器230中生成，并且被应用到预编码器220中每个选定信号点的经缩放的、已配置精度的形式。

如上提到的，示意性实施例假设对信道系数估计使用误差反馈或SNR反馈方法。然而，本发明的技术可以以直接方式适用在不利用误差反馈或SNR反馈的实施例中。

本发明的实施例可以至少部分地以存储在系统100的AN 102或NT 104的存储器或其他处理器可读介质中的一个或多个软件程序的形式实现。这种程序可以由AN或NT中的处理器获取并执行。控制器230可以视为这种处理器的例子。当然，按照任意组合的硬件、软件或固件的众多备选布置可以用于实现根据本发明的这些以及其他系统单元。例如，本发明的实施例可以在DSL芯片或其他类似的集成电路器件上实现。作为另一示例，本发明的实施例可以使用接入节点的多个线卡来实现，其中改进的预编码器接口用于促进线卡之间的信息传送。在这种布置中，不同的r_k值可以用于不同的线卡。例如，考虑三个线卡LC1、LC2和LC3。如果卡LC1的线路1在LC2的线路上引起针对给定音频的大量串扰，并且在LC3的线路上引起最小串扰，则可以向LC2比向LC3以更高的分辨率(也即，使用更高的r_k值)发送线路1的信号。

在上文引用的2009年6月24日提交的、名称为“Joint SignalProcessing Across a Plurality of Line Termination Cards”的欧洲专利申请No.09290482.0中公开了可以适用于在实现本发明的实施例中使用的具有多个线卡布置的接入节点的示例。

再次强调，上文公开的实施例仅作为示意性示例提供。其他实施例可以使用不同的通信系统配置、AN和NT配置、通信信道、串扰估计生成和串扰控制处理步骤，这依特定通信应用的需求而定。因此，备选实施例可以在期望控制通信系统的多个信道之间的串扰的其他环境中利用本文描述的技术。

在图2的示意性实施例中，假设所有线路都经历预编码。然而，其他实施例并不需要如此配置，并且一条或多条线路可以不具有相关的预编码。在这种类型的布置中，所公开的技术可以用于测量在非预编码活跃线路中将产生多少串扰，继而可以确定减少引起此干扰的特定音频上的功率水平。

还应当注意，在描述示意性实施例的上下文中所做的特定假设不应当解释为对本发明的要求。本发明可以在不应用这些特定假设的其他实施例中实现。

所附权利要求范围内的这些以及众多其他备选实施例对于本领域技术人员而言将是显然的。

Claims (15)

1.一种方法，包括：

在耦合在通信系统的多个发射器的第一部分和第二部分之间的预编码器中，接收与所述多个发射器中的第一发射器的第一部分相关联的经缩放信号的自适应索引表示；以及

在所述预编码器中对所述自适应索引表示进行处理以生成预补偿信号；

其中所述预补偿信号从所述预编码器被提供到所述多个发射器中的第二发射器的第二部分，以在预补偿将由所述第二发射器发射的至少一个信号中使用。

2.根据权利要求1所述的方法，其中使用经调整的预编码器系数在所述预编码器中对所述自适应索引表示进行处理以生成所述预补偿信号。

3.根据权利要求2所述的方法，其中在所述预编码器中对所述自适应索引表示进行处理的步骤还包括步骤：

将所述经缩放信号的自适应索引表示映射到所述预编码器的星座点；以及

在所述预编码器中将所述星座点与所述经调整的预编码器系数相乘以生成所述预补偿信号。

4.根据权利要求1所述的方法，其中接收步骤还包括接收所述经缩放信号的所述自适应索引表示作为与针对给定音频k的b_k个比特相对应的经缩放信号的r_k比特表示，其中r_k≤b_k。

5.根据权利要求2所述的方法，还包括在所述系统的接入节点的控制器中生成所述经调整的预编码器系数的步骤。

6.根据权利要求5所述的方法，还包括将所述经调整的预编码器系数从所述控制器的向量化控制实体提供给所述预编码器的步骤。

7.根据权利要求2所述的方法，还包括根据对应的串扰系数和所述经缩放信号的缩放因子来生成所述经调整的预编码器系数的步骤。

8.根据权利要求7所述的方法，其中所述经调整的预编码器系数通过如下生成：将串扰系数

乘以由g_k×tss_k×χ(b_k)×ξ(b_k，r_k)给出的缩放因子以形成如下给出的所述经调整的预编码器系数：

$a_{q,p}^{\left(k\right)}=g_k\×{\mathrm{tss}}_k\×\mathrm{\χ}\left(b_k\right)\×\mathrm{\ξ}(b_k,r_k)\×h_{q,p}^{\left(k\right)},$

其中g_k表示针对音频k的增益校准子，χ(b_k)表示针对音频k的给定比特数b_k的功率归一化因子，tss_k表示针对音频k的频域发射谱整形系数，ξ(b_k，r_k)表示由b_k和r_k指定的星座之间的功率归一化因子，以及表示针对音频k从线路p到线路q的串扰系数。

9.根据权利要求7所述的方法，还包括结合以下中的至少一个来更新所述经调整的预编码器系数的步骤：包括所述经缩放信号的星座的变化，所述经缩放信号的缩放因子的变化，以及所述串扰系数的变化。

10.根据权利要求1所述的方法，其中所述接收步骤还包括从所述第一发射器的索引到自适应索引映射器接收所述经缩放信号的所述自适应索引表示。

11.根据权利要求10所述的方法，其中所述将所述经缩放信号的自适应索引表示映射到星座点的步骤还包括：将所述经缩放信号的自适应索引表示映射到自适应索引到数值映射器中的所述星座点，所述自适应索引到数值映射器具有耦合到所述第一发射器的所述索引到自适应索引映射器的输出的输入。

12.一种计算机可读存储介质，其中实现有可执行程序代码，当所述可执行程序代码由系统的接入节点的处理器执行时，其使得所述接入节点执行权利要求1的方法的步骤。

13.一种装置，包括：

预编码器，配置用于耦合在通信系统的多个发射器中的每个的第一部分和第二部分之间，所述预编码器配置用于接收与所述多个发射器中的第一发射器的第一部分相关联的经缩放信号的自适应索引表示，以及对所述自适应索引表示进行处理以生成预补偿信号，所述预补偿信号从所述预编码器被提供到所述多个发射器中的第二发射器的第二部分，以在预补偿将由所述第二发射器发射的至少一个信号中使用。

14.一种装置，包括：

多个发射器；以及

预编码器，耦合在所述多个发射器中的每个的第一部分和第二部分之间；

其中所述预编码器配置用于接收与所述多个发射器中的第一发射器的第一部分相关联的经缩放信号的自适应索引表示，以及对所述自适应索引表示进行处理以生成预补偿信号，所述预补偿信号从所述预编码器被提供到所述多个发射器中的第二发射器的第二部分，以在预补偿将由所述第二发射器发射的至少一个信号中使用。

15.根据权利要求14所述的装置，还包括耦合在所述预编码器和所述发射器之间的控制器，所述控制器配置用于生成经调整的预编码器系数，以供所述预编码器在对所述自适应索引表示进行处理以生成所述预补偿信号时使用。

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