ES2602959T3 - Reducción de la sobrecarga de retroalimentación durante la inicialización de un precodificador de diafonía en sistemas DSL - Google Patents

Reducción de la sobrecarga de retroalimentación durante la inicialización de un precodificador de diafonía en sistemas DSL Download PDF

Info

Publication number
ES2602959T3
ES2602959T3 ES14200354.0T ES14200354T ES2602959T3 ES 2602959 T3 ES2602959 T3 ES 2602959T3 ES 14200354 T ES14200354 T ES 14200354T ES 2602959 T3 ES2602959 T3 ES 2602959T3
Authority
ES
Spain
Prior art keywords
error
bits
feedback
precoder
error feedback
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
ES14200354.0T
Other languages
English (en)
Inventor
Guozhu Long
Jean Raphael Cendrillon
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Application granted granted Critical
Publication of ES2602959T3 publication Critical patent/ES2602959T3/es
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/32—Reducing cross-talk, e.g. by compensating
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
    • H04B17/24—Monitoring; Testing of receivers with feedback of measurements to the transmitter
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0058—Allocation criteria
    • H04L5/006—Quality of the received signal, e.g. BER, SNR, water filling
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
    • H04M3/002—Applications of echo suppressors or cancellers in telephonic connections
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
    • H04M3/22—Arrangements for supervision, monitoring or testing
    • H04M3/26—Arrangements for supervision, monitoring or testing with means for applying test signals or for measuring
    • H04M3/34—Testing for cross-talk
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
    • H04M3/22—Arrangements for supervision, monitoring or testing
    • H04M3/2209—Arrangements for supervision, monitoring or testing for lines also used for data transmission
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
    • H04M3/22—Arrangements for supervision, monitoring or testing
    • H04M3/26—Arrangements for supervision, monitoring or testing with means for applying test signals or for measuring
    • H04M3/28—Automatic routine testing ; Fault testing; Installation testing; Test methods, test equipment or test arrangements therefor
    • H04M3/30—Automatic routine testing ; Fault testing; Installation testing; Test methods, test equipment or test arrangements therefor for subscriber's lines, for the local loop
    • H04M3/302—Automatic routine testing ; Fault testing; Installation testing; Test methods, test equipment or test arrangements therefor for subscriber's lines, for the local loop using modulation techniques for copper pairs
    • H04M3/304—Automatic routine testing ; Fault testing; Installation testing; Test methods, test equipment or test arrangements therefor for subscriber's lines, for the local loop using modulation techniques for copper pairs and using xDSL modems

Abstract

Un aparato, que comprende: un transceptor acoplado a una línea de abonado digital, DSL, (106) entre una central telefónica (102) y un equipo de instalaciones de cliente, CPE, (104) y configurado para enviar un mensaje de error de retroalimentación (800, 900, 1000) para afinar un precodificador de diafonía (108) acoplado a la central telefónica (102), en el que el mensaje de error de retroalimentación (800, 900, 1000) comprende un primer campo para contener una serie de componentes de error (810, 910, 1010), en el que los componentes de error corresponden a una serie de tonos en un símbolo piloto recibido, y un segundo campo para contener información (820, 1020) que indica una cantidad de bits por cada componente de error.

Description

5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
DESCRIPCION
Reduccion de la sobrecarga de retroalimentacion durante la inicializacion de un precodificador de diafoma en sistemas DSL
La presente invencion se refiere a tecnologfas de lmea de abonado digital (DSL, Digital Subscriber Line), y mas particularmente, a un procedimiento y un aparato para reducir la sobrecarga de retroalimentacion durante la inicializacion de un precodificador de diafoma de un sistema DSL.
ANTECEDENTES
Las tecnologfas de lmea de abonado digital (DSL) pueden proporcionar un gran ancho de banda para comunicaciones digitales sobre lmeas de abonado existentes. Cuando se transmiten datos sobre las lmeas de abonado, se puede producir interferencia por diafoma entre las senales transmitidas sobre lmeas telefonicas de par trenzado adyacentes, por ejemplo en un mismo grupo de lmeas o en un grupo adyacente. La diafoma limita el rendimiento de algunas tecnologfas DSL, tal como dSl de velocidad binaria muy alta 2 (VDSL2). La diafoma en las lmeas de abonado se puede eliminar o reducir utilizando un precodificador de diafoma, tal como en un modem. El precodificador puede ser utilizado para la modificacion y transmision descendente de senales desde una central telefonica hasta una serie de equipos de instalaciones de cliente (CPEs, customer premise equipments). Las senales pueden ser distorsionadas previamente de una manera determinada, de tal modo que la distorsion previa de las senales y la diafoma en las lmeas se cancelen. Por consiguiente, en el otro extremo se pueden recibir senales no distorsionadas que carecen sustancialmente de diafoma.
El precodificador es afinado o inicializado utilizando senales de retroalimentacion procedentes de los CPEs, que pueden indicar los errores en las senales recibidas en los CPEs. Se realiza la transmision descendente de una secuencia de sfmbolos piloto a una unidad remota de transceptor VDSL (VTU-R) en el CPE, que devuelve correspondientes senales de retroalimentacion de error a una unidad central de transceptor VDSL (VTU-O) en la central telefonica. Las senales de retroalimentacion de error se utilizan para afinar el precodificador con el fin de ajustar las senales distorsionadas previamente hasta conseguir convergencia. Las senales de retroalimentacion de error se proporcionan desde los CPEs a la central telefonica por medio de un canal de retorno y habitualmente requieren una velocidad de datos sustancial, por ejemplo para una serie de lmeas de abonado. Si la velocidad de datos no puede ser satisfecha por los estandares de red, la retroalimentacion se proporciona al precodificador a una velocidad menor, tal como utilizando un subconjunto de los tonos en los sfmbolos piloto en las lmeas de abonado. Utilizar un subconjunto de los tonos para transmitir una senal de retroalimentacion puede aumentar el tiempo de inicializacion del precodificador, conducir a una convergencia mas lenta en la salida del precodificador y reducir el rendimiento.
En algunos sistemas, para reducir el tiempo de inicializacion del precodificador, se puede proporcionar un muestreo de las senales de retroalimentacion de error, por ejemplo utilizando menos frecuencias en el rango de frecuencias de error. Por ejemplo, la senal de retroalimentacion de error desde un CPE puede corresponder a cada enesima senal de subportadora para una serie de N subportadoras, donde N es la cantidad de subportadoras. La parte restante de la senal, por ejemplo correspondiente a las subportadoras o frecuencias restantes, se puede interpolar a partir de la senal de retroalimentacion muestreada recibida. Sin embargo, utilizar una muestra de la senal de retroalimentacion de error para obtener una senal de retroalimentacion de error completa puede reducir la precision y el rendimiento. En otros sistemas, la retroalimentacion de error se puede representar utilizando menos bits de cuantificacion, lo que puede conducir a una convergencia de errores mas lenta y a reducir el rendimiento.
El documento WO2008024967 A2 da a conocer un sistema y un procedimiento para precodificadores MIMO no diagonales para generar senales precodificadas con el fin de aumentar el rendimiento del sistema para una serie de usuarios en un sistema xDSL.
RESUMEN
En una realizacion, la invencion incluye un aparato que comprende un receptor acoplado a una DSL entre una central telefonica y un CPE, y configurado para enviar un mensaje de error de retroalimentacion para afinar un precodificador de diafoma acoplado a la central telefonica, donde el mensaje de error de retroalimentacion comprende
un primer campo para contener una serie de componentes de error, donde los componentes de error corresponden a una serie de tonos en un sfmbolo piloto recibido, y un segundo campo para contener informacion que indica una cantidad de bits por cada componente de error.
En otra realizacion, la invencion incluye un procedimiento de comprende
recibir, por un primer transceptor, un mensaje de error de retroalimentacion desde un segundo transceptor, donde el segundo transceptor esta acoplado a una lmea de abonado digital, DSL, entre una central telefonica y un equipo de instalaciones de cliente, CPE, donde el mensaje de error de retroalimentacion comprende un primer campo para contener una serie de componentes de error, donde los componentes de error corresponden a una serie de tonos en
un sfmbolo piloto recibido, y un segundo campo para contener informacion que indica una cantidad de bits por cada componente de error.
Estas y otras caractensticas se comprenderan mejor a partir de la siguiente descripcion detallada, tomada junto con los dibujos adjuntos y las reivindicaciones.
5 BREVE DESCRIPCION DE LOS DIBUJOS
Para una comprension mas completa de esta invencion, se hace referencia a continuacion a la siguiente breve descripcion, tomada junto con los dibujos adjuntos y la descripcion detallada, en la que los numerales de referencia similares representan partes similares.
La figura 1 es un diagrama esquematico de una realizacion de un sistema DSL.
10 La figura 2 es un diagrama de una retroalimentacion de error maximo durante un tiempo de afinacion del precodificador.
La figura 3 es un diagrama de otra realizacion de la retroalimentacion de error maximo durante un tiempo de afinacion del precodificador.
La figura 4 es un diagrama de una realizacion de una convergencia en la cantidad de bits de la retroalimentacion de 15 error.
La figura 5 es un diagrama de una realizacion de una mejora de la relacion senal/ruido (SNR).
La figura 6 es un diagrama de una realizacion de una mejora de la velocidad de datos.
La figura 7 es un diagrama de otra realizacion de una mejora de la velocidad de datos.
La figura 8 es un diagrama esquematico de una realizacion de un mensaje de retroalimentacion de error.
20 La figura 9 es un diagrama esquematico de otra realizacion de un mensaje de retroalimentacion de error.
La figura 10 es un diagrama esquematico de otra realizacion de un mensaje de retroalimentacion de error.
La figura 11 es un diagrama de flujo de una realizacion de un procedimiento de senalizacion de retroalimentacion de error.
La figura 12 es un diagrama esquematico de una realizacion de un sistema informatico de proposito general.
25 DESCRIPCION DETALLADA
Para empezar, se debe entender que aunque se da a conocer a continuacion una implementacion ilustrativa de una o varias realizaciones, los sistemas y/o procedimientos dados a conocer se pueden implementar utilizando cualquier numero de tecnicas, conocidas actualmente o ya existentes. La presente invencion se define y limita solamente mediante el alcance de las reivindicaciones adjuntas 1 a 8.
30 En la presente memoria se da a conocer un sistema y un procedimiento para reducir un tiempo de inicializacion de un precodificador de diafoma y mejorar el rendimiento en una red DSL. Se puede proporcionar al precodificador una senal de retroalimentacion de error para cada lmea, que se puede representar utilizando una determinada cantidad de bits. En una primera realizacion, la cantidad de bits se puede determinar en base a una precision deseada de la senal de retroalimentacion de error y del rango de errores para la lmea. En otra realizacion, la cantidad de bits puede 35 ser fija y la precision de cuantificacion de la senal de retroalimentacion de error se puede variar en base al rango de errores para la lmea. Alternativamente, se puede variar tanto la cantidad de bits como la precision de cuantificacion en funcion del rango de errores. Durante el tiempo de inicializacion o de afinacion del precodificador de diafoma, el rango de error de la senal de retroalimentacion puede disminuir y la salida del precodificador de diafoma puede disminuir. Cuando la salida del precodificador disminuye, la senal de retroalimentacion de error se puede representar 40 utilizando menos bits sin reducir sustancialmente la precision, o se puede representar utilizando una precision de cuantificacion mayor sin aumentar sustancialmente el numero de bits. Alternativamente, la senal de retroalimentacion de error se puede representar utilizando tanto menos bits como una precision de cuantificacion mayor. De este modo, el precodificador de diafoma se puede afinar utilizando menores velocidades de datos sin sacrificar la velocidad de convergencia del precodificador ni reducir el rendimiento del sistema.
45 La figura 1 muestra una realizacion de un sistema DSL 100. El sistema DSL 100 puede ser un sistema VDSL o VDSL2, un sistema ADSL o ADSL2 o cualquier otro sistema DSL. El sistema DSL 100 puede comprender una central telefonica 102 y una serie de equipos de instalaciones de cliente (CPEs) 104, que pueden estar acoplados a la central telefonica 102 por medio de una serie de lmeas de abonado 106. Por lo menos algunas de las lmeas de abonado 106 pueden estar agrupadas en un haz de lmeas 107. El sistema DSL 100 puede comprender asimismo un 50 precodificador de diafoma 108, que puede estar acoplado a las lmeas de abonado 106 y situado entre la central telefonica 102 y los CPEs 104. Adicionalmente, el sistema DSL 100 puede comprender opcionalmente un sistema de
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
gestion de red (NMS, network management system) 110 y una red telefonica publica conmutada (PSTN, public switched telephone network) 112, estando ambos acoplados a la central telefonica 102. En otras realizaciones, el sistema DSL 100 se puede modificar para incluir divisores, filtros, entidades de gestion y otro hardware, software y otras funcionalidades.
El NMS 110 puede ser una infraestructura de gestion de red que procesa datos intercambiados con la central telefonica 102 y puede estar acoplado a una o varias redes de banda ancha, tal como internet. La PSTN 112 puede ser una red que genere, procese y reciba senales de voz u otras en la banda de voz. En una realizacion, la central telefonica 102 puede ser un servidor situado en una central y puede comprender conmutadores y/o divisores, que pueden acoplar el NMS 110, la PSTN 112 y las lmeas de abonado 106. Por ejemplo, el divisor puede ser un acoplador 2:1 que envfa senales de datos recibidas de las lmeas de abonado 106 al NMS 110 y a la PSTN 112, y envfa senales de datos recibidas desde el NMS 110 y la PSTN 112 a las lmeas de abonado 106. Ademas, el divisor puede comprender opcionalmente uno o varios filtros para ayudar a dirigir senales de datos entre el NMS 110, la PSTN 112 y las lmeas de abonado 106. Adicionalmente, la central telefonica 102 puede comprender por lo menos un transmisor/receptor (transceptor) DSL, por ejemplo una VTU-O, que puede intercambiar senales entre el NMS 110, la PSTN 112 y las lmeas de abonado 106. Las senales pueden ser recibidas y transmitidas utilizando el transceptor DSL, tal como un modem.
En una realizacion, el transceptor DSL puede comprender un generador de palabras de codigo de correccion de errores hacia delante (FEC, forward error correction) que genera datos FEC. El transceptor DSL puede comprender asimismo un entrelazador, que entrelaza los datos transmitidos a traves de una serie de tonos en un sfmbolo piloto (o sfmbolo de sincronizacion). Por ejemplo, el transceptor DSL puede utilizar un codigo de lmea de multitonos discretos (DMT, discrete multi-tone) que asigna una serie de bits por cada subportadora o tono en cada sfmbolo. La DMT se puede ajustar a diversas condiciones de canal que se pueden producir en cada extremo de una lmea de abonado. En una realizacion, el transceptor DSL de la central telefonica 102 se puede configurar para transmitir datos a velocidades similares o diferentes para cada lmea de abonado 106.
En una realizacion, los CPEs 104 pueden estar situados en las instalaciones de cliente, donde por lo menos algunos de los CPEs 104 pueden estar acoplados a un telefono 114 y/o a un ordenador 116. El telefono 114 puede consistir en hardware, software, software inalterable o combinaciones de los mismos que generen, procesen y reciban voz u otras senales en la banda de voz. El CPE 104 puede comprender un conmutador y/o un divisor, que pueden acoplar las lmeas de abonado 106 y el telefono 114 y el ordenador 116. El CPEs 104 puede comprender asimismo un transceptor DSL, por ejemplo una VTU-R, para intercambiar datos entre el CPE 104 y la central telefonica 102 por medio de la lmea de abonado 106. Por ejemplo, el divisor puede ser un acoplador 2:1 que envfa senales de datos recibidas desde la lmea de abonado 106 al telefono 114 y al transceptor dSl, y envfa senales de datos recibidas desde el telefono 114 y el transceptor DSL a la lmea de abonado 106. El divisor puede comprender opcionalmente uno o varios filtros para ayudar a dirigir senales de datos hacia y desde el telefono 114 y el transceptor DSL.
El transceptor DSL, por ejemplo un modem, en el CPE 104 puede transmitir y recibir senales a traves de las lmeas de abonado 106. Por ejemplo, el transceptor DSL puede procesar las senales recibidas para obtener los datos transmitidos desde la central telefonica 102, y pasar los datos recibidos al telefono 114, al ordenador 116 o a ambos. Los CPEs 104 se pueden acoplar a la central telefonica 102 directamente por medio de las lmeas de abonado 106 y/o por medio de las lmeas de abonado 106. Por ejemplo, cualquiera de los CPEs 104 puede estar acoplado a una lmea de abonado 106 procedente de la central telefonica 102. Los CPEs 104 pueden acceder al NMS 110, a la PSTN 112 y/o a cualesquiera otras redes acopladas, por medio de las lmeas de abonado 106 desplegadas por la central telefonica 102.
En una realizacion, las lmeas de abonado 106 pueden ser trayectos de telecomunicaciones entre la central telefonica 102 y el CPE 104, y/o entre el precodificador de diafoma 108 y los CPEs 104, y pueden comprender uno o varios pares trenzados de cable de cobre. Se puede producir interferencia por diafoma entre los tonos o senales transportados a traves de las lmeas de abonado 106 que estan desplegadas por la central telefonica 102, por ejemplo el haz de lmeas 107. La interferencia por diafoma puede estar relacionada con la potencia, la frecuencia y la distancia del trayecto de las senales transmitidas y puede limitar el rendimiento de las comunicaciones en la red. Por ejemplo, cuando la densidad espectral de potencia (PSD, power spectral density) de las senales transmitidas aumenta, por ejemplo sobre un rango de frecuencias, la diafoma entre las lmeas de abonado adyacentes 106 puede aumentar y, por lo tanto, las velocidades de datos pueden disminuir. La propagacion de las senales en el sentido descendente desde la central telefonica 102 a los CPEs 104 se puede representar por:
y = Hx + z, (1)
donde y es un vector que representa las senales en los CPEs 104, H es una matriz que representa los canales con diafoma en las lmeas, x es un vector que representa las senales procedentes de la central telefonica 102 y z es un vector que representa errores aleatorios o ruido.
En una realizacion, el precodificador de diafoma 108 se puede configurar para reducir o limitar la diafoma en las lmeas. El precodificador de diafoma 108 puede transmitir en las lmeas de abonado 106 las senales distorsionadas previamente, para cancelar o reducir el error de diafoma en las lmeas. El precodificador de diafoma 108 puede
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
recibir desde la central telefonica 102 (por ejemplo, desde varias VTU-Os) una serie de senales, anadir distorsion a las senales y, de ese modo, transmitir una serie de correspondientes senales previamente distorsionadas a los CPEs 104 por medio de las lmeas de abonado 106. Las senales distorsionadas previamente se pueden configurar en base a una serie de senales de retroalimentacion de error procedentes de los CPEs 104. Por ejemplo, una serie de VTU-Rs en los CPEs 104 pueden medir los errores para una serie de sfmbolos piloto recibidos procedentes de la central telefonica 102, y transmitir de vuelta a la central telefonica 102 una serie de correspondientes senales de retroalimentacion de error. Las VTU-Os en la central telefonica 102 pueden recibir las senales de retroalimentacion de error, utilizar las senales para identificar los canales con diafoma en las lmeas e inicializar una matriz de precodificacion para el precodificador de diafoma 108. La matriz de precodificacion se puede obtener en base a un algoritmo adaptativo, tal como un algoritmo de mmimos cuadrados promedio (LMS, least mean square) o un algoritmo de mmimos cuadraticos recursivo (RLS, recursive least square). El precodificador de diafoma 108 puede utilizar la matriz de precodificacion para producir las senales previamente distorsionadas para las lmeas. Cancelar la diafoma utilizando la distorsion de senales se puede representar por:
y = HPx + z
= diag{H}x + z, (2)
donde P = H"1 diag{H} es una matriz de precodificacion configurada para cancelar o eliminar sustancialmente los canales con diafoma en las lmeas.
El proceso de enviar los sfmbolos piloto (por ejemplo, a las VTU-Rs) y recibir correspondientes senales de retroalimentacion de error (en las VTU-Os) se puede repetir durante un periodo de tiempo para mejorar la salida del precodificador de diafoma 108 y mejorar de ese modo la cancelacion de diafoma. Dicho periodo de tiempo se puede denominar el tiempo de afinamiento o de inicializacion del precodificador de diafoma 108. Por ejemplo, durante el tiempo de inicializacion, se puede transmitir una secuencia de sfmbolos piloto y, en consecuencia, se puede recibir una secuencia de senales de retroalimentacion de error (por ejemplo, para cada lmea de abonado 106) hasta que las senales previamente distorsionadas procedentes del precodificador de diafoma 108 convergen a un patron o valor.
Se puede asignar un canal de retroalimentacion, que puede tener un ancho de banda predeterminado, para transportar las senales de retroalimentacion de error desde los CPEs 104 a la central telefonica 102 o al precodificador de diafoma 108. Las senales de retroalimentacion de error pueden corresponder a una serie de sfmbolos piloto, cada uno de los cuales puede comprender una serie de tonos. Cada tono puede estar representado por una serie de bits en la senal. La cantidad de bits utilizados puede determinar la precision de cuantificacion del rango de errores, por ejemplo, medida por las VTU-Rs en los CPEs 104. La precision de cuantificacion puede ser tal que todo el rango de errores este representado por un numero fijo de bits de retroalimentacion. Adicionalmente, la cantidad de bits puede determinar el rango de errores que se puede medir. Habitualmente, puede ser necesario un ancho de banda o una velocidad de datos sustancialmente grandes para proporcionar una retroalimentacion de error precisa, y minimizar o limitar el tiempo de inicializacion del precodificador de diafoma 108.
Por ejemplo, la senal de retroalimentacion de error puede comprender aproximadamente 48.000 bits por cada sfmbolo piloto que comprende aproximadamente 3000 tonos, donde el componente real para cada tono puede estar representado por aproximadamente 16 bits. El numero total de bits para cada tono puede comprender aproximadamente ocho bits para el componente real del tono y aproximadamente ocho bits para el componente imaginario del tono. Por consiguiente, si esta senal de retroalimentacion de error se proporciona cada aproximadamente 64,25 milisegundos (ms), por ejemplo durante el tiempo de afinacion, el canal de retroalimentacion puede requerir por lo menos aproximadamente 747 kilobits por segundo (kbps). Dicha velocidad de datos puede superar las limitaciones de ancho de banda en algunos sistemas DSL. Por ejemplo, en VDSL2, un canal de retroalimentacion o un canal de operaciones especiales (SOC, special operation channel) puede soportar aproximadamente 64 kbps, que pueden no ser suficientes para transportar aproximadamente 48.000 bits para cada sfmbolo piloto. Habitualmente, en este caso, la senal de retroalimentacion de error se puede proporcionar utilizando menos bits para reducir la velocidad de datos en el canal de retroalimentacion, lo que puede aumentar asimismo el tiempo de afinacion y reducir el rendimiento, por ejemplo en terminos de velocidades de datos alcanzables. En una realizacion, para reducir el tiempo de afinacion y mejorar el rendimiento se pueden ajustar la cantidad de bits y/o la precision de cuantificacion en las senales de retroalimentacion de error, sustancialmente sin perdida de precision o aumento de sobrecarga, tal como se describe en detalle a continuacion.
La figura 2 muestra una realizacion de una retroalimentacion de error maximo 200 durante un tiempo de afinacion del precodificador, que se puede obtener en una central telefonica o en un precodificador de diafoma. La retroalimentacion de error maximo 200 se puede representar por una curva 210. La curva 210 puede comprender una serie de valores de retroalimentacion de error maximo emax(i) recibidos para una serie de sfmbolos piloto transmitidos i durante el tiempo de afinacion del precodificador. La senal de retroalimentacion de error recibida se puede representar en forma compleja como:
E(k,i) = eAkd) +j. ey(k,i), (3)
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
donde E(k,i) es la senal de retroalimentacion de error para el sfmbolo piloto i y para un tono k del sfmbolo piloto, y ex(k,i) y ey(k,i) son los componentes real e imaginario, respectivamente, de la senal de retroalimentacion de error. La senal de retroalimentacion de error puede ser utilizada por el fin de obtener una matriz de precodificacion para afinar el precodificador utilizando el algoritmo LMS. El valor de senal de retroalimentacion de error maximo para el sfmbolo piloto i se puede obtener a partir de las componentes real e imaginaria de la retroalimentacion de error maximo para todos los tonos en el sfmbolo piloto, tal como:
Cmax(0 = max{max{| |,| ey(k,i) |}}, (4)
k
donde max{} indica una funcion para seleccionar una muestra maxima a partir de un conjunto. Tal como se muestra en la figura 2, el valor de retroalimentacion de error maximo puede disminuir cuando la cantidad de sfmbolos piloto aumenta, por ejemplo cuando el tiempo de afinacion aumenta. Adicionalmente, el valor de retroalimentacion de error maximo puede converger en torno a un valor fijo cuando el tiempo de afinacion aumenta.
La figura 3 muestra una realizacion de una retroalimentacion de error maximo 300 durante un tiempo de afinacion del precodificador, que se puede obtener en una central telefonica o en un precodificador de diafoma. La retroalimentacion de error maximo 300 se puede representar por una curva 310. La curva 310 puede indicar un valor de retroalimentacion de error maximo recibido emax(i) frente al tiempo de afinacion del precodificador (en segundos). De manera similar a la figura 2, se encuentra que el valor de retroalimentacion de error maximo en la figura 3 disminuye y converge a medida que aumenta el tiempo de afinacion. Por ejemplo, emax(i) puede ser igual a aproximadamente 0,16 en aproximadamente el primer segundo de tiempo de afinacion, y puede disminuir y converger a aproximadamente 0,02 en aproximadamente el decimo segundo del tiempo de afinacion.
Habitualmente, cuando se utiliza una cantidad de bits fija para transmitir la senal de retroalimentacion de error, los sfmbolos piloto que tienen un menor rango de errores y un valor menor de retroalimentacion de error maximo se pueden representar con mayor precision. Dado que la retroalimentacion de error maximo puede disminuir cuando aumenta el tiempo de afinacion (tal como se muestra en la figura 2 y la figura 3), la precision de cuantificacion de la senal de error de retroalimentacion puede aumentar a medida que aumenta el tiempo de afinacion cuando se utiliza una cantidad de bits fija. Por ejemplo, cuando se utilizan aproximadamente ocho bits para transmitir la senal de retroalimentacion de error, la precision de cuantificacion de la senal de retroalimentacion de error que tiene un rango de errores entre aproximadamente -1 y aproximadamente 1 puede ser igual a aproximadamente 2-7 o aproximadamente 0,0078. En comparacion, utilizando aproximadamente la misma cantidad de bits, la precision de cuantificacion de la senal de retroalimentacion de error que tiene un rango de errores entre aproximadamente -0,25 y aproximadamente 0,25 se puede aumentar sustancialmente hasta aproximadamente 2-9 o aproximadamente 0,002.
Si la cantidad de bits de cuantificacion se reduce cuando el tiempo de afinacion aumenta y el rango de errores disminuye, la precision de cuantificacion de la senal de error de retroalimentacion se puede mantener aproximadamente igual. Por ejemplo, la precision de cuantificacion de la senal de retroalimentacion de error que tiene un rango de errores entre aproximadamente -1 y aproximadamente 1 puede ser igual a la precision de cuantificacion de la senal de retroalimentacion de error que tiene un rango de errores entre aproximadamente -0,25 y aproximadamente 0,25 cuando la cantidad de bits de cuantificacion se reduce desde aproximadamente ocho bits hasta aproximadamente seis bits. Reducir la cantidad de bits de cuantificacion a medida que aumenta el tiempo de afinacion y converge la salida del precodificador de diafoma puede reducir la sobrecarga y el ancho de banda del canal de retroalimentacion. Adicionalmente, cuando la cantidad de bits utilizados disminuye, el tiempo de afinacion puede disminuir y el rendimiento puede mejorar.
En una realizacion, se puede determinar la cantidad de bits para representar el error de tal modo que se conserve un rango de errores completo. La cantidad de bits que puede ser utilizada para representar la senal de retroalimentacion de error, Nr(i), se puede determinar en base a una precision de cuantificacion deseada, d, para los tonos y a la retroalimentacion de error maximo en el sfmbolo piloto emax(i), tal como:
imagen1
Por ejemplo, una VTU-R en el CPE puede representar la senal de retroalimentacion de error para cada tono en el sfmbolo piloto utilizando la cantidad de bits determinada Nr(i) y enviar esta informacion, por ejemplo en un mensaje, a una VTU-O en la central telefonica. La VTU-R puede indicar asimismo a la VTU-O la cantidad determinada de bits de cuantificacion Nr(i) en el mensaje.
La figura 4 muestra una realizacion de una convergencia en cantidad de bits de retroalimentacion de error 400 durante un tiempo de afinacion de precodificador. Los bits de retroalimentacion de error se pueden enviar desde un CPE a una central telefonica o a un precodificador de diafoma. La convergencia en cantidad de bits de retroalimentacion de error 400 se puede representar por una curva 410. La curva 410 puede comprender una cantidad de bits de retroalimentacion de error, Nr(i), para cada uno de los sfmbolos piloto transmitidos i durante el tiempo de afinacion del precodificador. La cantidad de bits de retroalimentacion de error puede representar una serie de senales de retroalimentacion de error, por ejemplo recibidas por una VTU-O en la central telefonica. La cantidad
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
de bits de retroalimentacion de error Nr(i) se puede determinar en base a una precision de cuantificacion deseada, d, para los tonos y a la retroalimentacion de error maximo en el sfmbolo piloto emax(i), tal como se muestra en la ecuacion anterior. Por consiguiente, la cantidad de bits de retroalimentacion de error Nr(i) puede ser proporcional a la retroalimentacion de error maximo en el sfmbolo piloto emax(i). La retroalimentacion de error maximo en el sfmbolo piloto emax(i) puede ser aproximadamente igual a la retroalimentacion de error maximo en el sfmbolo piloto emax(i) en la figura 2.
En la figura 4, la senal de retroalimentacion de error se puede transmitir inicialmente utilizando aproximadamente ocho bits por cada componente de error y puede tener un rango de errores entre aproximadamente -1 y aproximadamente 1. La precision de cuantificacion d de la senal de retroalimentacion de error inicial puede ser igual a aproximadamente 2-7 o aproximadamente 0,0078. La cantidad de bits de retroalimentacion de error Nr(i) puede disminuir a continuacion a medida que aumenta la cantidad de sfmbolos piloto, por ejemplo cuando aumenta el tiempo de afinacion. La cantidad de bits de retroalimentacion de error Nr(i) puede converger a aproximadamente cuatro por cada componente de error a medida que aumenta el tiempo de afinacion. En la figura 2, se ha mostrado que la retroalimentacion de error maximo en el sfmbolo piloto emax(i) puede disminuir y converger cuando el sfmbolo piloto y el tiempo de afinacion aumentan. Por consiguiente, dado que la cantidad de bits de retroalimentacion de error Nr(i) puede ser proporcional a la retroalimentacion de error maximo en el sfmbolo piloto emax(i), la cantidad de bits de retroalimentacion de error Nr(i) puede asimismo disminuir y converger cuando aumenta la cantidad de sfmbolos piloto y el tiempo de afinacion, tal como se muestra en la figura 4. La disminucion en la cantidad de bits de retroalimentacion de error Nr(i) puede reducir la velocidad de datos de retroalimentacion, aumentar el tiempo de afinacion del precodificador y mejorar el rendimiento.
Por ejemplo, en convergencia, la cantidad de bits totales de retroalimentacion en los sfmbolos piloto transmitidos puede ser igual a aproximadamente 4,3x106. Esto puede suponer una reduccion de aproximadamente el 71 por ciento en comparacion con el caso de afinar el precodificador utilizando una cantidad de bits fija de aproximadamente ocho bits por cada componente de error, donde la cantidad de bits totales de retroalimentacion puede ser de aproximadamente 14,9 x 106. Ademas, dado que la cantidad de bits de retroalimentacion de error Nr(i) se calcula sin cambiar sustancialmente la precision de cuantificacion d de la senal de retroalimentacion de error inicial, la disminucion en la cantidad de bits de retroalimentacion de error Nr(i) puede no anadir una cantidad sustancial de sobrecarga en terminos de precision para la reduccion de la diafoma.
La figura 5 muestra una realizacion de una mejora 500 de la SNR durante un tiempo de afinacion del precodificador. La mejora 500 de la SNR se muestra para una serie de sfmbolos piloto recibidos por una central telefonica o un precodificador de diafoma, por ejemplo transmitidos desde el CpE. Las mejoras 500 de la SNR se pueden representar por una curva 510. La curva 510 puede comprender un valor de la SNR para cada uno de los sfmbolos piloto transmitidos i durante el tiempo de afinacion del precodificador. Los sfmbolos piloto se pueden transmitir ajustando la cantidad de bits de retroalimentacion de error, Nr(i), tal como se muestra en la curva 410. Tal como se muestra en la figura 5, el valor de la SNR puede aumentar y converger cuando aumenta la cantidad de sfmbolos piloto y el tiempo de afinacion. La curva 510 se puede comparar con otra curva 520, que puede comprender valores de la SNR en un precodificador ideal. El precodificador ideal puede eliminar la diafoma en la lmea, sustancialmente sin tiempo de afinacion. Tal como se muestra, el valor de la SNR en la curva 510 puede alcanzar aproximadamente el mismo valor de la SNR de la curva 520 en el punto de convergencia, por ejemplo aproximadamente a 400 sfmbolos piloto transmitidos.
La curva 510 se puede comparar asimismo con otra curva 530, que puede comprender los valores de la SNR para los sfmbolos piloto transmitidos i utilizando aproximadamente ocho bits por cada componente de error. La cantidad de bits de retroalimentacion en la curva 530 puede ser fija para todos los sfmbolos piloto transmitidos. Esta cantidad de bits fija puede ser igual a la cantidad de bits inicial por cada componente de error en la curva 510 y a aproximadamente el doble de la cantidad de bits en el punto de convergencia de la curva 510. Se encuentra que las dos curvas 510 y 530 solapan y pueden comprender sustancialmente aproximadamente los mismos valores de SNR. Esto puede indicar que reducir la cantidad de bits de retroalimentacion de error, por ejemplo en base a una precision de cuantificacion deseada y a la retroalimentacion de error maximo en los sfmbolos piloto, puede reducir la sobrecarga del sistema sin reducir sustancialmente la precision.
En otra realizacion, la cantidad de bits de retroalimentacion de error se puede mantener fija durante el tiempo de afinacion y se puede aumentar la precision de cuantificacion, por ejemplo por cada componente de error. De este modo, la precision de cuantificacion, d, se puede ajustar en base a la cantidad de bits de retroalimentacion de error, Nr(i), y a la retroalimentacion de error maximo en el sfmbolo piloto, emax(i), tal como:
4f) = 2W0 (6)
2 r
Ajustar la precision de cuantificacion durante el tiempo de afinacion puede conducir a errores de retroalimentacion subsiguientemente menores y, por lo tanto, favorecer una convergencia mas rapida en la salida del precodificador de diafoma. Por consiguiente, esto puede conducir a reducir el tiempo de afinacion y a mejorar el rendimiento. Ademas, dado que la cantidad de bits de retroalimentacion de error se puede mantener constante, puede no ser necesario un aumento en la sobrecarga. Por ejemplo, una VTU-R en el CPE puede representar la senal de retroalimentacion de
5
10
15
20
25
30
35
40
45
error para cada tono en el sfmbolo piloto utilizando la precision de cuantificacion d(i) y enviar esta informacion, por ejemplo en un mensaje, a una VTU-O en la central telefonica. La VTU-R puede indicar asimismo a la VTU-O la precision determinada d(i) en el mensaje.
En una realizacion, para ajustar la precision de cuantificacion de la senal de retroalimentacion de error, se puede modificar la escala de un vector de error (por cada componente de error) para garantizar que se utiliza sustancialmente todo el rango de errores. En primer lugar, se puede seleccionar un factor de escala SQ(i) a partir de un conjunto de factores de escala, por ejemplo (1, 2,..., 256). El factor de escala se puede seleccionar de manera que SQ(i). emax(i) ^ 1, para un rango de cuantificacion entre aproximadamente -1 y aproximadamente 1, con el fin de evitar recortar la senal de retroalimentacion de error. Los componentes de error (por ejemplo, los componentes real e imaginario) se pueden a continuacion modificar en escala mediante el factor de escala, tal como:
ex(k,i) = Sofi) . eJJcjL),
ey(kj) = Sq(1) . ey(k,i),
(7a)
(7b)
donde ex y ey son vectores de error modificados en escala. La precision de cuantificacion se puede aumentar modificando la escala de los vectores de error antes de digitalizar las senales de retroalimentacion de error o representarlas en bits.
Por ejemplo, la senal de retroalimentacion de error se puede representar en base a un formato de cuantificacion propuesto por el documento C-91 del Telecommunication Standardization Sector (ITU-T) de la International Telecommunication Union (ITU), que se incorpora como referencia a la presente memoria. Por lo tanto, la senal de retroalimentacion de error se puede representar en formato complejo como:
£#,0 = max {-2n-‘ , min {Srfi). ex{k,i). 2N4,2N4 - 1} }, (8a)
E/k,i) = max {-2N l, min { Sq({) . e/k,i) . 2N1,2NM - 1} }, (8b)
donde Ex(k,i) y Ey(k,i) son componentes real e imaginario, respectivamente, de la senal de retroalimentacion de error. En otras realizaciones, se pueden utilizar otros formatos de cuantificacion para ajustar los vectores de error y, por lo tanto, la precision de cuantificacion de la senal de retroalimentacion de error. Por consiguiente, el factor de escala se puede ajustar dinamicamente para adaptarse sustancialmente al rango de errores y aumentar la precision de cuantificacion cuando el tiempo de afinacion aumenta y la cantidad de bits de cuantificacion permanece fija. Por ejemplo, utilizando aproximadamente ocho bits de cuantificacion, el valor de retroalimentacion de error maximo puede llegar a aproximadamente 2-7 durante un tiempo de afinacion del precodificador, y el factor de escala se puede ajustar en consecuencia a aproximadamente 27, lo que puede tener como resultado una precision de cuantificacion de aproximadamente 2-14. En comparacion, pueden ser necesarios aproximadamente 15 bits de cuantificacion para conseguir la misma precision de cuantificacion utilizando cuantificacion convencional, por ejemplo sin modificacion de escala de los vectores de error.
En una realizacion, la VTU-R en el CPE puede indicar el factor de escala SQ(i) utilizado a la VTU-O en la central telefonica. La VTU-R puede enviar a la VTU-O un mensaje de retroalimentacion de error (por ejemplo, R- ERROR_FEEDBACK) que comprende el factor de escala SQ(i). Se puede utilizar el mismo factor de escala para todos los tonos en un sfmbolo piloto, y de ese modo puede ser necesario un unico campo en el mensaje de retroalimentacion de error para indicar el factor de escala SQ(i). Por ejemplo, el mensaje de retroalimentacion de error R-ERROR_FEEDBACK en la tabla 10-4 del estandar G.vector de ITU-T, que se incorpora como referencia a la presente memoria, se puede modificar para incluir un campo "factor de escala de cuantificacion" (por ejemplo, Campo #3), tal como se muestra a continuacion.
Nombre del campo Formato
1
Descriptor del mensaje Codigo de mensaje
2
ID banda de frecuencia 1 octeto
3
Factor de escala de cuantificacion 1 octeto
4
Vector de error Noctetos octetos
Tabla 1: version modificada de la tabla 10-4 del estandar G.vector de ITU-T.
Cuando se utiliza un algoritmo LMS para obtener la matriz de precodificacion y afinar el precodificador de diaforna, el error en los sfmbolos piloto y por consiguiente las senales de retroalimentacion de error se pueden reducir de manera asintotica, por ejemplo pueden converger a un nivel o valor. El nivel de convergencia puede depender del nivel del ruido de cuantificacion en la senal de retroalimentacion de error. La modificacion de escala del vector de error puede reducir el ruido de cuantificacion y aumentar el tamano de paso de LMS, lo que puede reducir el error
5
10
15
20
25
30
asintotico (o el nivel de convergencia) y aumentar la precision de cuantificacion. Adicionalmente, reducir el tamano de paso de LMS puede aumentar la velocidad de convergencia y reducir el tiempo de afinacion del precodificador.
La figura 6 muestra una realizacion de una mejora 600 de la velocidad de datos durante un tiempo de afinacion del precodificador. La mejora 600 de la velocidad de datos se muestra para sfmbolos piloto simulados en una lmea seleccionada. La lmea seleccionada puede estar enlazada con algunas otras lmeas, que incluyen aproximadamente 14 lmeas heredadas y aproximadamente 17 lmeas vectoriales activas. Espedficamente, se simulo una segunda fase (por ejemplo, R-P-VECTOR2) de inicializacion del precodificador de diafoma, en la que el precodificador puede aprender a cancelar en la lmea seleccionada la diafoma procedente de las lmeas activas. De acuerdo con el documento C-140 de ITU-T (que se incorpora como referencia a la presente memoria), la segunda fase puede ser la fase mas larga de la inicializacion del precodificador de diafoma y, por lo tanto, puede determinar sustancialmente el tiempo total de inicializacion para el precodificador.
La mejora 600 de la velocidad de datos se puede representar mediante una curva 610. La curva 610 puede comprender un valor de la velocidad de datos para cada uno de los sfmbolos piloto transmitidos durante el tiempo de afinacion del precodificador. Los sfmbolos piloto se pueden transmitir ajustando el vector de error y, por lo tanto, la precision de las senales de retroalimentacion de error. El vector de error se ajusto seleccionando un valor del factor de escala a partir de los valores 1, 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128 y 256. El factor de escala se limito a dicho conjunto de valores para simplificar la multiplicacion del vector de error por el factor de escala, por ejemplo utilizando una operacion de desplazamiento a la izquierda. En la tabla 2 se muestran algunos de los parametros de simulacion que se utilizaron. La cantidad de bits utilizada para representar los sfmbolos piloto durante el tiempo de afinacion se fijo en aproximadamente ocho bits. Tal como se muestra en la figura 6, el valor de la velocidad de datos puede aumentar y converger a medida que aumenta el tiempo de afinacion. La curva 610 se puede comparar con otra curva 620, que puede comprender los valores de la velocidad de datos en un precodificador ideal, por ejemplo que puede cancelar la diafoma en la lmea sin un tiempo de afinacion sustancial. El valor de la velocidad de datos en la curva 610 puede llegar a aproximadamente 140 megabits por segundo (Mbps) despues de aproximadamente ocho segundos, lo que puede estar sustancialmente cerca del valor de la velocidad de datos de la curva 620.
Parametro
Valor
Tipo de bucle
disposicion de rejilla de grnas de onda (AWG) 26
Numero de lmeas
Total = 32; 14 heredadas + 18 vectoriales (17 ocupadas, 1 en conexion)
Longitud de la secuencia ortogonal
32 (duracion = 2 segundos)
Longitud del bucle
300 metros
Velocidad de sfmbolos
4000 sfmbolos/segundo
Potencia de transmision
-60 decibelios (dBm)/Hertz (Hz)
Ruido
-135 dBm/Hz
Plan de banda de frecuencia
17a
Modelo de telediafoma (FEXT)
Alcatel-Lucent (NIPP-NAI 2008-010R1)
Canal de retorno
Canal SOC extendido con 4 o 8 bits por muestra de error compleja
Ganancia de codificacion
2 dB
Margen de la SNR
6 dB
Tasa de errores de bit (BER, bit error rate)
10'7
Factores de escala validos
1, 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128, 256
Tabla 2
La curva 610 se puede comparar asimismo con las curvas 630 y 640, que pueden comprender los valores de la velocidad de datos para los sfmbolos piloto transmitidos utilizando cuantificacion convencional (por ejemplo, con precision de cuantificacion fija) y el algoritmo LMS. Espedficamente, la curva 630 se obtuvo utilizando un tamano de paso de LMS p igual a aproximadamente 0,01, y la curva 640 se obtuvo utilizando un tamano de paso de LMS p igual a aproximadamente 0,02. El valor de la velocidad de datos en la curva 630 llega a aproximadamente 140 Mbps despues de aproximadamente 20 segundos. La mejora en el tiempo de afinacion de la curva 610 en comparacion con la curva 630 puede ser igual a aproximadamente el 60 por ciento. Aunque la curva 640 puede alcanzar
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
60
convergencia aproximadamente al mismo tiempo que la curva 610, el valor de la velocidad de datos en la curva 640 en convergencia puede ser de aproximadamente 131 Mbps, que es sustancialmente inferior a la curva 610 que tiene un valor de velocidad de datos de aproximadamente 140 Mbps
Ajustar el tamano de paso LMS y utilizar cuantificacion convencional (por ejemplo, modificacion de escala de error fija) puede mejorar el tiempo de afinacion del precodificador a costa de la precision y de la velocidad de datos alcanzable, tal como se muestra en las curvas 630 y 640. Este compromiso entre el tiempo de afinacion y la velocidad de datos alcanzable se puede superar ajustando la precision de cuantificacion durante el tiempo de afinacion, tal como se muestra en la curva 610. Ajustar el factor de escala en la senal de retroalimentacion de error puede garantizar que los valores de error ocupen sustancialmente todo el rango de errores, lo que puede mejorar la precision al representar los errores y, por lo tanto, aumentar la velocidad de datos alcanzable. Representar las senales de retroalimentacion de error con mayor precision puede asimismo provocar una convergencia mas rapida en la salida del precodificador, por ejemplo utilizando el algoritmo LMS, y por lo tanto reducir el tiempo de afinacion.
La figura 7 muestra otra realizacion de una mejora 700 de la velocidad de datos durante un tiempo de afinacion del precodificador. La mejora 700 de la velocidad de datos se muestra para sfmbolos piloto simulados en una lmea en conexion, que se pueden configurar de manera sustancialmente similar a los sfmbolos piloto de la figura 6. Sin embargo, en la figura 7, la cantidad de bits utilizados para representar los sfmbolos piloto durante el tiempo de afinacion esta fija en aproximadamente cuatro bits. La mejora 700 de la velocidad de datos se puede representar mediante una curva 710. La curva 710 puede comprender un valor de la velocidad de datos para cada uno de los sfmbolos piloto transmitidos durante el tiempo de afinacion del precodificador. Los sfmboios piloto se pueden transmitir ajustando el vector de error y, por lo tanto, la precision de las senales de retroalimentacion de error. El vector de error se ajusto seleccionando un valor del factor de escala a partir de los valores 1, 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128 y 256. Adicionalmente, la curva 710 se obtuvo utilizando un tamano de paso LMS p igual a aproximadamente 0,01. Tal como se muestra en la figura 7, el valor de la velocidad de datos puede aumentar y converger a medida que aumenta el tiempo de afinacion. La curva 710 se puede comparar con otra curva 720, que puede comprender los valores de la velocidad de datos en un precodificador ideal. El valor de la velocidad de datos en la curva 710 puede llegar a aproximadamente 143 Mbps despues de aproximadamente 24 segundos, lo que puede estar sustancialmente cerca del valor de la velocidad de datos para la curva 720.
La curva 710 se puede comparar asimismo con las curvas 730 y 740, que pueden comprender los valores de la velocidad de datos para los sfmbolos piloto transmitidos utilizando cuantificacion convencional y el algoritmo LMS. La curva 730 se obtuvo utilizando un tamano de paso de LMS p igual a aproximadamente 0,01, y la curva 740 se obtuvo utilizando un tamano de paso de LMS p igual a aproximadamente 0,003. El valor de la velocidad de datos en la curva 730 puede llegar a aproximadamente 90 Mbps despues de aproximadamente diez segundos, lo que muestra un tiempo de afinacion mas rapido en comparacion con la curva 710. Sin embargo, la curva 730 puede conseguir una velocidad de datos en convergencia sustancialmente menor que la curva 710. En comparacion con la curva 730, el valor de la velocidad de datos en la curva 740 puede llegar a aproximadamente 118 Mbps despues de aproximadamente 50 segundos, lo que muestra una mejora en la velocidad de datos alcanzable a expensas de un tiempo de afinacion adicional. Por lo tanto, la curva 710 muestra una mejora tanto en el tiempo de afinacion como en la velocidad de datos alcanzable en relacion con las curvas 730 y 740, lo que puede indicar que la modificacion de escala del vector de error para ajustar la precision de cuantificacion puede mejorar el proceso de afinacion del precodificador y el rendimiento sin aumentar sustancialmente la sobrecarga.
La figura 8 muestra una realizacion de un mensaje de retroalimentacion de error 800, que se puede enviar desde el CPE a la central telefonica. El mensaje de retroalimentacion de error 800 puede comprender una serie de valores de retroalimentacion de error 810, que pueden corresponder a una serie de tonos en un sfmbolo piloto. Cada valor de retroalimentacion de error 810 puede comprender un componente de error real 812 y un componente de error imaginario 814. Por ejemplo, el mensaje de retroalimentacion de error 800 puede comprender K componentes de error reales 812 (por ejemplo, ex(1,i), ex(2,i), ..., ex(K,i)) y K componentes de error imaginarios 814 (por ejemplo, ey(1,i), ey(2,i), ..., ey(K,i)) para K tonos en el sfmbolo piloto, donde K es un entero. Adicionalmente, el mensaje de retroalimentacion de error 800 puede comprender un numero de bits 820 por cada componente de error. El numero de bits 820 puede indicar la cantidad de bits de cuantificacion Nr(i) que se utilizan para representar el componente de error real 812, y de manera similar el componente imaginario 814 para cada tono.
La figura 9 muestra otra realizacion de un mensaje de retroalimentacion de error 900, que se puede enviar desde el CPE a la central telefonica. El mensaje de retroalimentacion de error 900 puede comprender una serie de valores de retroalimentacion de error 910, que pueden corresponder a una serie de tonos en un sfmbolo piloto. Cada valor de retroalimentacion de error 910 puede comprender un componente de error real 912 y un componente de error imaginario 914. Por ejemplo, el mensaje de retroalimentacion de error 900 puede comprender K componentes de error reales 912 (por ejemplo, ex(1,i), ex(2,i), ..., ex(K,i)) y K componentes de error imaginarios 914 (por ejemplo, ey(1,i), ey(2,i), ..., ey(K,i)) para K tonos en el sfmbolo piloto, donde K es un entero. Adicionalmente, el mensaje de retroalimentacion de error 900 puede comprender una precision de cuantificacion 920. La precision de cuantificacion 920 puede indicar la precision de cuantificacion d del componente de error real 912, y de manera similar el componente imaginario 914 para cada tono.
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
60
La figura 10 muestra otra realizacion de un mensaje de retroalimentacion de error 1000, que se puede enviar desde el CPE a la central telefonica. El mensaje de retroalimentacion de error 1000 puede comprender una serie de valores de retroalimentacion de error 1010, que pueden corresponder a una serie de tonos en un sfmbolo piloto. Cada valor de retroalimentacion de error 1010 puede comprender un componente de error real 1012 y un componente de error imaginario 1014. Por ejemplo, el mensaje de retroalimentacion de error 1000 puede comprender K componentes de error reales 1012 (por ejemplo, ex(1,i), ex(2,i), ..., ex(K,i)) y K componentes de error imaginarios 1014 (por ejemplo, ey(1,i), ey(2,i), ..., ey(K,i)) para K tonos en el sfmbolo piloto, donde K es un entero. Adicionalmente, el mensaje de retroalimentacion de error 1000 puede comprender una serie de bits 1020 por cada componente de error y una precision de cuantificacion 1030. El numero de bits 1020 y la precision de cuantificacion 1030 pueden indicar la cantidad de bits de cuantificacion Nr(i) y la precision de cuantificacion d, respectivamente, para el componente de error real 1012 y de manera similar para el componente imaginario 1014 para cada tono.
La figura 11 muestra una realizacion de un procedimiento 1100 de senalizacion de retroalimentacion de error, que puede ser utilizado durante un tiempo de inicializacion o de afinacion de un precodificador de diafoma. El procedimiento 1100 de senalizacion de retroalimentacion de error se puede establecer entre un CPE y una central telefonica o un precodificador de diafoma acoplado a la central telefonica. El procedimiento 1100 puede comenzar en el bloque 1110, en el que se puede recibir un sfmbolo piloto que comprende una serie de tonos. Por ejemplo, el sfmbolo piloto puede ser transmitido por una VTU-O a la central telefonica y recibido por una VTU-R en el CPE por medio de una lmea de abonado. A continuacion, en el bloque 1120, se pueden medir los errores en los tonos del sfmbolo piloto recibido. Por ejemplo, la VTU-R puede medir el error en cada tono, de puede ser el resultado de diafoma en la lmea de abonado a partir de lmeas de abonado adyacentes u otras. En el bloque 1130, se puede obtener el error maximo en los tonos. Por ejemplo, el error maximo en el sfmbolo piloto emax(i) puede ser el componente de error maximo en los tonos, tal como a partir de una serie de componentes de error reales e imaginarios en base a la ecuacion (4).
En el bloque 1140, se puede determinar una cantidad de bits y/o una precision de cuantificacion para una senal de retroalimentacion de error que indique los errores medidos en los tonos. Por ejemplo, la cantidad de bits Nr(i) se puede determinar en base a una precision predeterminada d y al error maximo emax(i), por ejemplo utilizando la ecuacion (5). De este modo, cuando los errores en los tonos disminuyen se puede reducir la cantidad de bits para la senal de retroalimentacion de error con el fin de reducir el tiempo de afinacion del precodificador de diafoma. Alternativamente, la precision de cuantificacion d se puede determinar en base a una cantidad de bits fija Nr(i) y al error maximo emax(i), por ejemplo utilizando la ecuacion (6). Por consiguiente, se puede modificar la escala del vector de error para la senal de retroalimentacion de error, por ejemplo utilizando un factor de escala SQ(i) y las ecuaciones (7a) y (7b). Asi, la precision de cuantificacion para la senal de retroalimentacion de error se puede aumentar con el fin de mejorar el rendimiento del sistema aumentando las velocidades de datos alcanzables despues de afinar el precodificador de diafoma. En otras realizaciones, se puede ajustar tanto la cantidad de bits como la precision de cuantificacion en base al error maximo emax(i) para conseguir un equilibrio (o compromiso) aceptable o deseado entre el tiempo de afinacion y la velocidad de datos alcanzable.
A continuacion, en el bloque 1150, la senal de retroalimentacion de error se puede transmitir utilizando la cantidad de bits determinada y/o en base a la precision de cuantificacion determinada. Por ejemplo, el CPE puede enviar un mensaje de retroalimentacion de error a la central telefonica, tal como el mensaje de retroalimentacion de error 800, el mensaje de retroalimentacion de error 900 o el mensaje de retroalimentacion de error 1000. En algunas realizaciones, el mensaje de retroalimentacion de error se puede configurar de manera similar al mensaje R- ERROR_FEEDBACK en la tabla 10-4 del estandar G.vector de ITU-T y comprende un campo "factor de escala de cuantificacion" que indica la precision de cuantificacion. En el bloque 1160, el procedimiento 1100 puede determinar si se ha recibido un siguiente sfmbolo piloto. Si se cumple la condicion del bloque 1160, el procedimiento 1100 puede volver al bloque 1120 para medir los errores en el siguiente sfmbolo piloto y transmitir por consiguiente una senal de retroalimentacion de error. De lo contrario, el procedimiento 1100 puede finalizar.
Los componentes descritos anteriormente pueden funcionar junto con cualquier componente de red de proposito general, tal como un ordenador o un componente de red con suficiente potencia de procesamiento, recursos de memoria y una capacidad de caudal de trafico como para manejar la carga de trabajo necesaria aplicada a los mismos. La figura 12 muestra un tfpico componente de red de proposito general 1200 adecuado para implementar una o varias realizaciones de los componentes dados a conocer en la presente memoria. El componente de red 1200 puede incluir un procesador 1202 (que se puede denominar unidad de procesador central o CPU) que esta en comunicacion con cualesquiera dispositivos de memoria que incluyen almacenamiento secundario 1204, memoria de solo lectura (ROM) 1206, memoria de acceso aleatorio (RAM) 1208 dispositivos de entrada salida (E/S) 1210 y dispositivos de conectividad de red 1212, o combinaciones de los mismos. El procesador 1202 se puede implementar como uno o varios chips de CPU, o puede formar parte de uno o varios circuitos integrados de aplicacion espedfica (ASICs, application specific integrated circuits).
El almacenamiento secundario 1204 se compone habitualmente de una o varias unidades de disco o unidades de cinta y se utiliza como almacenamiento no volatil de datos y como un dispositivo de almacenamiento de datos de desbordamiento si la RAM 1208 no es lo suficientemente grande como para contener todos los datos de trabajo. El almacenamiento secundario 1204 puede ser utilizado para almacenar programas que se cargan en la RAM 1208 cuando se selecciona la ejecucion de dichos programas. La ROM 1206 se utiliza para almacenar instrucciones y
5
10
15
20
25
quizas datos que se leen durante la ejecucion de programas. La ROM 1206 es un dispositivo de memoria no volatil que tiene habitualmente una capacidad de memoria pequena en relacion con la mayor capacidad de memoria del almacenamiento secundario 1204. La RAM 1208 se utiliza para almacenar datos volatiles y quizas para almacenar instrucciones. El acceso tanto a la ROM 1206 como a la RAM 1208 es habitualmente mas rapido que al almacenamiento secundario 1204.
Se da a conocer por lo menos una realizacion, y las variaciones, combinaciones y/o modificaciones de la realizacion
0 realizaciones y/o de las caractensticas de la realizacion o realizaciones, realizadas por un experto en la materia, estan dentro del alcance de la invencion. La presente invencion se define y limita exclusivamente mediante el alcance de las reivindicaciones adjuntas 1 a 8. Cuando se indican expresamente lfmites o intervalos numericos, se debe entender que dichos intervalos o lfmites expresos incluyen intervalos o lfmites iterativos de magnitud similar que caen dentro de los intervalos o lfmites indicados expresamente (por ejemplo, desde aproximadamente 1 hasta aproximadamente 10 incluye 2, 3, 4, etc.; mayor que 0,10 incluye 0,11, 0,12, 0,13, etc.). Por ejemplo, siempre que se de a conocer un intervalo numerico con un lfmite inferior, Rl, y un lfmite superior, Ru, se da a conocer espedficamente cualquier numero que caiga dentro del intervalo dado a conocer espedficamente. En particular, se dan a conocer espedficamente los numeros siguientes dentro del intervalo: R = Rl + k * (Ru - Rl), donde k es una variable que abarca desde el 1 por ciento hasta el 100 por ciento con un incremento del 1 por ciento, es decir, k es el
1 por ciento, el 2 por ciento, el 3 por ciento, el 4 por ciento, el 5 por ciento, ..., el 50 por ciento, el 51 por ciento, el 52 por ciento,..., el 95 por ciento, el 96 por ciento, el 97 por ciento, el 98 por ciento, el 99 por ciento o el 100 por ciento. Ademas, se da a conocer espedficamente cualquier intervalo numerico definido por dos numeros R definido en lo anterior.
Ademas, las tecnicas, sistemas, subsistemas y procedimientos descritos y mostrados en las diversas realizaciones como discretos o independientes se pueden combinar o integrar con otros sistemas, modulos, tecnicas o procedimientos sin apartarse del alcance de la presente invencion. Otros elementos mostrados o descritos como estando acoplados, o directamente acoplados o comunicando entre sf, pueden estar acoplados indirectamente o comunicando a traves de alguna interfaz, dispositivo o componente intermedio ya sea electricamente, mecanicamente o de otro modo. La presente invencion se define y limita solamente mediante el alcance de las reivindicaciones adjuntas 1 a 8.

Claims (8)

  1. 5
    10
    15
    20
    25
    30
    35
    REIVINDICACIONES
    1. Un aparato, que comprende:
    un transceptor acoplado a una lmea de abonado digital, DSL, (106) entre una central telefonica (102) y un equipo de instalaciones de cliente, CPE, (104) y configurado para enviar un mensaje de error de retroalimentacion (800, 900, 1000) para afinar un precodificador de diafoma (108) acoplado a la central telefonica (102),
    en el que el mensaje de error de retroalimentacion (800, 900, 1000) comprende
    un primer campo para contener una serie de componentes de error (810, 910, 1010), en el que los componentes de error corresponden a una serie de tonos en un sfmbolo piloto recibido, y
    un segundo campo para contener informacion (820, 1020) que indica una cantidad de bits por cada componente de error.
  2. 2. El aparato segun la reivindicacion 1, en el que los componentes de error comprenden un componente de error real (812, 912, 1012) y un componente de error imaginario (814, 914, 1014) para cada uno de los tonos.
  3. 3. El aparato segun la reivindicacion 1 o 2, en el que la central telefonica (102) comprende una unidad central de transceptor de DSL de velocidad binaria muy alta, VDSL, VTU-O, que esta configurada para transmitir el sfmbolo piloto al CPE.
  4. 4. El aparato segun la reivindicacion 1 o 2, en el que el transceptor esta configurado para determinar la cantidad de bits por cada componente de error, la precision de cuantificacion por cada componente de error, o ambas, y transmitir el mensaje de retroalimentacion de error (800, 900, 1000) a la central telefonica (102).
  5. 5. El aparato segun una de las reivindicaciones 1 a 4, en el que los componentes de error corresponden a un nivel de error de diafoma en la DSL.
  6. 6. El aparato segun la reivindicacion 5, en el que el precodificador de diafoma se afina en base al mensaje de retroalimentacion de error y utilizando un algoritmo de mmimos cuadrados promedio, LMS.
  7. 7. Un procedimiento que comprende:
    recibir, por un primer transceptor, un mensaje de error de retroalimentacion desde un segundo transceptor, en el que el segundo transceptor esta acoplado a una lmea de abonado digital, DSL, (106) entre una central telefonica (102) y un equipo de instalaciones de cliente, CPE, (104),
    en el que el mensaje de error de retroalimentacion (800, 900, 1000) comprende
    un primer campo para contener una serie de componentes de error (810, 910, 1010), en el que los componentes de error corresponden a una serie de tonos en un sfmbolo piloto recibido, y
    un segundo campo para contener informacion (820, 1020) que indica una cantidad de bits por cada componente de error.
  8. 8. El procedimiento segun la reivindicacion 7, en el que los componentes de error (810, 910, 1010) comprenden un componente de error real (812, 912, 1012) y un componente de error imaginario (814, 914, 1014) para cada uno de los tonos.
ES14200354.0T 2009-01-30 2010-02-01 Reducción de la sobrecarga de retroalimentación durante la inicialización de un precodificador de diafonía en sistemas DSL Active ES2602959T3 (es)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14882709P 2009-01-30 2009-01-30
US14888709P 2009-01-30 2009-01-30
US148887P 2009-01-30
US148827P 2009-01-30
US690757 2010-01-20
US12/690,757 US8750492B2 (en) 2009-01-30 2010-01-20 Reducing the feedback overhead during crosstalk precoder initialization

Publications (1)

Publication Number Publication Date
ES2602959T3 true ES2602959T3 (es) 2017-02-23

Family

ID=42395105

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ES14200354.0T Active ES2602959T3 (es) 2009-01-30 2010-02-01 Reducción de la sobrecarga de retroalimentación durante la inicialización de un precodificador de diafonía en sistemas DSL

Country Status (7)

Country Link
US (3) US8750492B2 (es)
EP (4) EP3402116B1 (es)
CN (3) CN104143998B (es)
ES (1) ES2602959T3 (es)
PL (2) PL3091688T3 (es)
PT (1) PT2858294T (es)
WO (1) WO2010085921A1 (es)

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8750492B2 (en) 2009-01-30 2014-06-10 Futurewei Technologies, Inc. Reducing the feedback overhead during crosstalk precoder initialization
US8711760B2 (en) * 2010-03-26 2014-04-29 Intel Corporation Method and apparatus to adjust received signal
US8537655B2 (en) * 2011-01-28 2013-09-17 Alcatel Lucent Multiplicative updating of precoder or postcoder matrices for crosstalk control in a communication system
US8854942B2 (en) 2011-03-02 2014-10-07 Adtran, Inc. Systems and methods for bypassing failed line cards in multi-card vectoring groups
CN103004099B (zh) * 2011-11-03 2014-11-05 华为技术有限公司 一种降低数字用户线路干扰的方法、装置和系统
EP2690805B1 (en) * 2012-07-23 2020-05-27 Lantiq Beteiligungs-GmbH & Co.KG Spectrum management and timing optimization over multiple distribution points
US8989063B2 (en) * 2012-07-25 2015-03-24 Futurewei Technologies, Inc. Time division multiple access far end crosstalk channel estimation
EP3244544B1 (en) 2012-12-26 2019-03-06 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and device for line initialization
EP2779475B1 (en) * 2013-03-14 2016-07-27 Alcatel Lucent Error feedback with detected constellation point
KR101766108B1 (ko) * 2013-05-05 2017-08-07 란티크 도이칠란트 게엠베하 저전력 모드를 위한 타임셰어링
KR101911809B1 (ko) * 2013-05-13 2018-10-25 란티크 베테일리궁스-게엠베하 운트 코 카게 벡터화된 시스템 내의 특수 동작 채널
EP2984787B1 (en) * 2013-06-18 2018-05-30 ARRIS Enterprises LLC Quality check identifying source of service issue
CN107196678B (zh) * 2014-03-25 2023-04-18 领特贝特林共有限责任两合公司 用于干扰抑制的方法和装置
CN105024781B (zh) * 2014-04-30 2019-06-21 中兴通讯股份有限公司 一种反馈信息的处理方法、装置及系统
CN105306389B (zh) * 2014-06-25 2019-03-22 中兴通讯股份有限公司 数据处理方法及装置
CN105591710B (zh) * 2014-10-20 2018-07-13 中国电信股份有限公司 用于矢量化dsl快速初始化的方法、装置和系统
US10141976B2 (en) 2015-02-24 2018-11-27 Lantiq Beteiligungs-GmbH & Co. KG Crosstalk mitigation
CN107438987B (zh) * 2015-03-31 2020-10-23 英国电讯有限公司 在发送器与接收器之间发送数据的方法和系统以及收发器
US9948371B2 (en) * 2015-05-11 2018-04-17 Futurewei Technologies, Inc. Multi-user multiple-input and multiple-output for digital subscriber line
US11290150B2 (en) * 2017-05-03 2022-03-29 Assia Spe, Llc Systems and methods for implementing high-speed waveguide transmission over wires
CN109600179B (zh) * 2017-09-30 2021-04-27 富士通株式会社 信道间线性串扰的估计方法、装置和接收机
CN109728837B (zh) * 2017-10-30 2020-11-17 桐乡市定邦信息技术有限公司 一种抵消串扰信号的方法、装置及系统

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6532277B2 (en) * 1999-11-12 2003-03-11 Qwest Communications International Inc. Method for controlling DSL transmission power
CN101123594B (zh) * 2006-08-08 2012-07-25 上海贝尔阿尔卡特股份有限公司 用于多入多出基带处理的系统、装置及方法
WO2008024967A2 (en) * 2006-08-25 2008-02-28 Conexant Systems, Inc. Systems and methods for mimo precoding in an xdsl system
US20080123755A1 (en) * 2006-09-18 2008-05-29 Axel Clausen Method and apparatus for data transmission
CN101232356A (zh) * 2007-01-24 2008-07-30 华为技术有限公司 Mimo系统中的预编码方法、系统和装置
US20080192852A1 (en) * 2007-02-12 2008-08-14 Mark Kent Method and system for an alternating channel delta quantizer for 2x2 mimo pre-coders with finite rate channel state information feedback
US7843990B2 (en) 2007-04-09 2010-11-30 Alcatel-Lucent Usa Inc. Determining a channel matrix by measuring interference
US8830812B2 (en) 2007-08-31 2014-09-09 Alcatel Lucent Optimizing precoder settings using average SINR reports for groups of tones
US8300518B2 (en) * 2008-04-01 2012-10-30 Alcatel Lucent Fast seamless joining of channels in a multi-channel communication system
EP2136477B1 (en) * 2008-06-16 2011-08-03 Alcatel Lucent Device and associated method for crosstalk estimation
US8750492B2 (en) 2009-01-30 2014-06-10 Futurewei Technologies, Inc. Reducing the feedback overhead during crosstalk precoder initialization
US8514687B2 (en) * 2010-10-29 2013-08-20 Alcatel Lucent Efficient generation of compensated signals for crosstalk control in a communication system
US20120236915A1 (en) * 2011-03-18 2012-09-20 Nuzman Carl J Crosstalk control methods and apparatus utilizing compressed representation of compensation coefficients

Also Published As

Publication number Publication date
CN104143998B (zh) 2016-07-27
US20140233722A1 (en) 2014-08-21
WO2010085921A1 (en) 2010-08-05
US20170005700A1 (en) 2017-01-05
EP3402116B1 (en) 2019-12-25
PL3091688T3 (pl) 2019-03-29
US10063278B2 (en) 2018-08-28
EP3091688A1 (en) 2016-11-09
EP2286574A1 (en) 2011-02-23
EP3402116A1 (en) 2018-11-14
CN102217294B (zh) 2014-07-16
CN104253629B (zh) 2017-11-24
US8750492B2 (en) 2014-06-10
EP2286574B1 (en) 2015-04-08
PT2858294T (pt) 2016-10-13
EP3091688B1 (en) 2018-09-26
EP2858294A1 (en) 2015-04-08
EP2286574A4 (en) 2011-11-09
CN104253629A (zh) 2014-12-31
CN104143998A (zh) 2014-11-12
PL2858294T3 (pl) 2017-03-31
US20100195817A1 (en) 2010-08-05
US9462116B2 (en) 2016-10-04
EP2858294B1 (en) 2016-08-24
CN102217294A (zh) 2011-10-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
ES2602959T3 (es) Reducción de la sobrecarga de retroalimentación durante la inicialización de un precodificador de diafonía en sistemas DSL
Song et al. Dynamic spectrum management for next-generation DSL systems
US9985685B2 (en) Power spectrum density optimization
RU2505923C2 (ru) Способ устойчивого к ошибкам обучения предварительного кодера перекрестных помех в каналах с импульсным шумом
US8238450B2 (en) Dynamic transmitter noise level adjustment for digital subscriber line systems
WO2002035906A2 (en) High speed access system over copper cable plant
ES2446717T3 (es) Método y equipo para configurar parámetros de ruido virtual de una línea de abonado digital de muy alta velocidad
Strobel Channel Modeling and Physical Layer Optimization in Copper Line Networks
US8665932B2 (en) Low complexity technique for digital subscriber line (DSL) power control
Foster et al. Realising the potential of access networks using DSL
PT1573994E (pt) ''sistema e método de comunicação de informação digital utilizando funções de base limitadas no tempo e em frequência''
WO2010111952A1 (en) Optimizing the transmit power spectrum density (psd) of a remotely deployed line to ensure spectral compatibility
Sjöberg A vdsl tutorial
Suls Analytical methods to approximate the error performance of LDPC codes in wired access networks
Ernelli Loop Qualification for VDSL2
KAPTAN et al. OVERVIEW AND DEMONSTRATION STUDY OF VECTORING BASED DSL TECHNOLOGIES
Schneider DSL Primer Digital Subscriber Line Technology
Foster et al. Realising the potential of access networks using DSL
Pravda High-speed Internet Access
Zhu Channel equalizer design for ADSL transceivers
van Wyk Determination of ADSL capacity in a generic exchange environment
CN103166820A (zh) 一种vdsl2接入设备及其装置