CN102193063B - 检测电路与使用该检测电路的半导体装置 - Google Patents

检测电路与使用该检测电路的半导体装置 Download PDF

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Abstract

本发明目的在于提供能廉价且容易地抑制失真特性劣化的检测电路与使用该检测电路的半导体装置。检测电路，是使用配置在功率放大器与天线之间的定向耦合器的耦合线路两端的信号来检测该功率放大器的失真特性劣化的电路，包括：使该耦合线路的耦合端子的电力移相及衰减的移相/衰减器；输出该移相/衰减器的输出电力与该耦合线路的隔离端子的电力的差分的单元；将该差分转换为DC信号的检波电路；以及判定该DC信号的电压电平是否比既定值高的比较电路。而且，其：在该功率放大器的失真特性劣化的该天线端处于负载状态下，该移相/衰减器使该耦合端子的电力移相以使该移相/衰减器输出的信号的相位与该隔离端子的信号的相位的相位差为180°。

Description

检测电路与使用该检测电路的半导体装置
技术领域
本发明涉及检测移动终端等发送前端部的天线端子的负载变动程度的电路、即检测天线端的反射振幅/相位的检测电路和使用该检测电路的半导体装置。
背景技术
在无线终端的发送前端部中一般使用定向耦合器监视发送功率电平等。定向耦合器被插入例如发送功率放大器与天线之间。在如此构成的情况下，定向耦合器监视放大器的输出电平(输出电力)。
参考图21来说明众所周知的发送前端部。作为发送前端部的半导体装置500包括GaAs系功率放大器(PA：Power-Amplifier)508、定向耦合器、RF-IC(生成发送调制信号的IC)510、及天线506。定向耦合器具有主线路502与耦合线路504。主线路502具有用#IN表示的输入端子与用#OUT表示的输出端子。而耦合线路504具有监视用#C1表示的输出电压的耦合端子和用#C2表示的隔离端子。
专利文献1：日本特开平07-202525号公报
专利文献2：日本特开平06-300803号公报
专利文献3：日本特开2006-333023号公报
专利文献4：日本特开平10-341117号公报
专利文献5：日本特开2006-319508号公报
发明内容
图22中用A～D四点来表示天线端的负载阻抗的变化。然后，图23示出天线端的负载变动时的RF特性变动例。这是为了模拟天线端的负载变动，使用调谐器在VSWR＝6∶1的状态下改变相位并实测功率放大器508的RF特性的例子。在此例中，画出了某一特定的输出电力(例如
Figure BSA00000436302800021
)下的功率放大器508的功率增益、最末级Tr的工作电流Ic2、作为失真特性的ACLR(邻道泄漏功率：Adjacent-Channel-Power-Leakage)的分布。
如图23所示，ACLR在A点的相位变为最差值。然后，在与A点差180°的B点也是与其接近的状态。此时，最末级Tr的工作电流Ic2在A点为最小值、在B点为最大值。至于增益，则在A点为接近增益匹配的状态(增益高、工作电流小的状态)、在B点为接近输出电力匹配(最大输出高但增益低、工作电流大的状态)的状态。
在此例中，天线端的负载变动时存在失真特性劣化的情况。特别地，在重视失真特性的CDMA用的功率放大器中有必要抑制失真特性的劣化。因此，存在用隔离器(只从输入(IN)向输出(OUT)方向传达电力并阻止反方向的传达的元件)替代定向耦合器或将功率放大器设为平衡(Balanced)结构，从而抑制负载变动时的失真特性的劣化的情况。在此情况下，存在前端部的制造成本增大的问题。
本发明是为了解决上述那样的课题而作出的，其目的在于提供能廉价且易于抑制失真特性的劣化的检测电路与使用该检测电路的半导体装置。
本申请的发明涉及的检测电路，是使用配置在功率放大器与天线之间的定向耦合器的耦合线路两端的信号来检测该功率放大器的失真特性劣化的电路，其中包括：使该耦合线路的耦合端子的电力移相及衰减的移相/衰减器；输出该移相/衰减器的输出电力与该耦合线路的隔离端子的电力的差分的差分输出单元；将该差分转换为DC信号的检波电路；以及判定该DC信号的电压电平是否比既定值高的比较电路。而且，其特征在于：在该功率放大器的失真特性劣化的该天线端处于负载状态下，该移相/衰减器使该耦合端子的电力移相，以使该移相/衰减器输出的信号的相位与该隔离端子的信号的相位的相位差变为180°。
本申请的发明涉及的半导体装置，其特征在于，包括检测电路，该检测电路使用配置在功率放大器与天线之间的定向耦合器的耦合线路两端的信号来检测该功率放大器的失真特性劣化，其中包括：使该耦合线路的耦合端子的电力移相及衰减的移相/衰减器；输出该移相/衰减器的输出电力与该耦合线路的隔离端子的电力的差分的差分输出单元；将该差分转换为DC信号的检波电路；以及在该DC信号的电压电平比既定值高的情况下进行输出的比较电路，在该功率放大器的失真特性劣化的该天线端处于负载状态下，该移相/衰减器使该耦合端子的电力移相，以使该移相/衰减器输出的信号的相位与该隔离端子的信号的相位的相位差变为180°。而且，其特征在于，还包括负载阻抗变化单元，其改变该功率放大器的负载阻抗，以根据该比较电路的输出抑制该失真特性劣化。
根据本发明能廉价且容易地抑制失真特性的劣化。
附图说明
图1是说明实施方式1的检测电路的电路图。
图2是说明检波电路的结构的电路图。
图3是说明比较陡峭且线性的检波特性的图。
图4是说明比较电路的输出的图。
图5是说明不陡峭的检波特性的图。
图6是说明移相器的结构的图。
图7是说明实施方式2的检测电路的电路图。
图8是说明每个差动放大器都具有检波电路与比较电路的结构的电路图。
图9是说明实施方式3的检测电路的电路图。
图10是说明使用具有中点抽头的平衡-不平衡变换器的检测电路的电路图。
图11是说明使用双重平衡-不平衡变换器的检测电路的电路图。
图12是说明实施方式4的检测电路的电路图。
图13是说明实施方式5的检测电路的电路图。
图14是说明用开关来切换所使用的耦合线路的检测电路的电路图。
图15是说明实施方式6的半导体装置的电路图。
图16是说明输出匹配电路的结构的电路图。
图17是说明通过检测电路的使用来改善负载线的图。
图18是说明使用实施方式2的检测电路的半导体装置的电路图。
图19是说明输出匹配电路的结构的电路图。
图20是说明通过检测电路的使用来改善负载线的图。
图21是说明众所周知的半导体装置的图。
图22是说明天线端的负载阻抗的变化的图。
图23是说明失真特性的劣化的图。
具体实施方式
实施方式1
参考图1～图6说明本实施方式。此外，存在用同一符号标记同一或对应的结构单元并省略多次说明的情况。在其他实施方式中也是同样的。
图1是本实施方式的检测电路的电路图。检测电路10是检测天线28端的负载的反射振幅/相位的电路。检测电路10使用耦合线路14的耦合端子15、隔离端子17的电力来检测反射振幅/相位。由于检测电路10是与耦合线路14连接的电路，故不包括定向耦合器19或天线28。
说明检测电路10的结构。电阻16、18分别并联连接在耦合线路14的两端。移相/衰减器20与耦合端子15连接。移相/衰减器20使耦合端子15的电力移相及衰减。移相/衰减器20的输出与隔离端子17连接至差动放大器22。差动放大器22是将差动信号转换为单相信号的部分。差动放大器22的输出通过耦合电容Cc1与检波电路24连接。检波电路24是电流镜型的、将RF信号转换为DC信号的电路。检波电路的电路结构如图2所示。检波电路24的后级与比较电路26连接。比较电路26是比较检波电路的输出Vdet与参考电压Vref并进行Vo1、Vo2的输出的电路。
在功率放大器的失真特性劣化的天线端的负载状态下，移相/衰减器20使耦合端子15的电力移相，以使移相/衰减器20输出的信号的相位与隔离端子17的信号的相位的相位差变为180°。与此同时，在两者的相位差为180°时，移相/衰减器20使耦合端子15的电力衰减，以使两者的信号振幅相等。移相/衰减器20的移相器可由集中常数的移相器或延迟线路(仅仅是长布线)等构成。另外，移相/衰减器20的衰减器中也可仅适用串联电阻或π型/T型的电阻衰减器。此外，失真特性劣化的天线端的负载状态是例如图23的A点、B点表示的状态。
说明检测电路10的操作。在天线28端存在反射的情况下，隔离端子17(#C2)输出反射功率Pr。另一方面，耦合端子15(#C1)输出作为反射功率Pr的来源的发送信号。耦合端子15与隔离端子17的方向性假定为大致10-2dB。隔离端子17输出的反射功率Pr向差动放大器22输出。另一方面，耦合端子15输出的发送信号在移相/衰减器20中被移相/衰减后向差动放大器22输入。
两端子的信号输入至作为输出其差分的单元的差动放大器22时，在其振幅相等、相位差为180°时输出最大的电压振幅。差动放大器22的输出通过耦合电容Cc1输入至检波电路24。在检波电路24中，RF信号被转换为DC信号。然后，检波电路24的输出超过特定的参考电压电平Vref时，比较电路26中输出正相、反相信号Vo1、Vo2。
这样，通过使用本实施方式的检测电路10，可检测失真特性最差的特定的反射振幅相位。然后，使用比较电路26的输出，可使功率放大器的负载阻抗变化以抑制失真特性的劣化。结果，在一般的功率放大器的情况下也能抑制负载变动时的失真特性的劣化。因而能廉价地抑制失真特性的劣化。另外，虽脱离了本发明的宗旨，在例如并用平衡式功率放大器与本实施方式的检测电路的情况下，可进一步提高平衡型功率放大器的负载变动时的失真特性的劣化抑制效果。
本实施方式的检测电路10的结构和原理都非常简单。因此，用功率放大器中常用的GaAs-HBT或GaAs-BiFET工艺(只有n沟道FET或npn-Tr的工艺)就可制造。因而能容易地将检测电路10内置到功率放大器中。
在本实施方式中，虽然移相/衰减器20以移相量、衰减量固定为前提，但并不限于此。例如移相/衰减器20的移相器也可以是图6所示的结构。图6中的箭头的尖端所指示的电路是可变电容器的结构例。图6所示的移相器具有可变电阻R1、电感L1L2、可变电容C1C2。而且，如箭头的尖端所示，可变电容C1C2由固定电容C1aC1b、电阻R1a、二极管D1构成。通过使控制电压Vc从0V变为正电压，D1的反向电容变化，从而能实现可变电容。可变电阻R1的电路结构是例如后述的图16虚线内的FET、F1和电阻R1a、R2a以及控制电压Vc。这样，通过使移相/衰减器20的移相量、衰减器的衰减量可变，能够使反射振幅/相位的检测可变。因而即使功率放大器安装到印刷基板后也能调整检测相位/振幅。
在用GaAs型元件实现本实施方式的检测电路10时，优选检波电路24具有陡峭的DC反转特性。如图3那样的比较陡峭且线性的检波特性(V/dB为线性)一方与图5的现有检波电路的情况相比，尽管比较电路26的DC增益较低，但易于得到图3那样的陡峭的DC反转特性。
实施方式2
本实施方式的检测电路可以检测两种负载状态(限于功率放大器的失真特性劣化)的反射振幅/相位。参考图7、8来说明本实施方式。
图7是说明本实施方式的检测电路的电路图。移相/衰减器具有第一移相/衰减器50与第二移相/衰减器52。第一移相/衰减器50与第二移相/衰减器52两者在如实施方式1的移相/衰减器20那样使耦合端子15的电力移相/衰减这一点上一致。然而，第一移相/衰减器50使例如图23的A点表示的状态下的耦合端子15的信号移相，使其对于隔离端子17的信号的相位差变为180°。而第二移相/衰减器52使例如图23的B点表示的状态下的耦合端子15的信号移相，使其对于隔离端子17的信号变为180°的相位差。
第一移相/衰减器50的输出与隔离端子17的信号输入至第一差动放大器54。第二移相/衰减器52的输出与隔离端子17的信号输入至第二差动放大器56。然后，第一差动放大器54的输出与第二差动放大器56的输出分别通过电容Cc1、Cc2输入至检波电路24。检波电路24与其后级的比较电路26的结构、动作与实施方式1中所述相同。
这样，本实施方式的检测电路具有两个移相/衰减器，且具有与其分别对应的差动放大器。于是，在A点的负载状态的情况下，可通过第一移相/衰减器50的移相、衰减检测失真特性的劣化。而且，在B点的负载状态的情况下，可通过第二移相/衰减器52的移相、衰减检测失真特性的劣化。因而根据本实施方式的检测电路，能够检测两个使失真特性劣化的负载状态的反射振幅/相位。因此能提高失真特性的劣化的抑制功能。
进一步，差动放大器54与差动放大器56的输出分别通过电容Cc1、电容Cc2与检波电路24线“或”(wired-OR)连接。因而不必设置两个检波电路，能够实现结构的简单化/电路的小型化。另外因线“或”而在A点、B点附近以外中输入检波电路的电力相消，故检测特性变得陡峭。另外的效果与实施方式1相同。
本实施方式中，虽然只设置一个检波电路24以及比较电路26，但本发明不限于此。也可具有如图8所示的对应于两个移相/衰减器以及差动放大器的检波电路180、182以及比较电路184、186。
实施方式3
本实施方式的检测电路涉及易于扩大信号的动态范围的检测电路。参考图9、10、11来说明本实施方式。
图9是说明本实施方式的检测电路的电路图。与实施方式1的不同点在于使用平衡-不平衡变换器70(balun)、并联电容器Cr1以及单相放大器72来替代差动放大器这一点。通过这样的结构易于扩大信号的动态范围。这是因为通过使用平衡-不平衡变换器70能缓和差动放大器的输入饱和带来的弊病。考虑输入检波电路24的功率电平从而根据需要来设置单相放大器72。平衡-不平衡变换器70使耦合端子15(#C1)与隔离端子17(#C2)的隔离变差。为了防止这一点，装载电容Cr1并在期望信号频带中设定平衡-不平衡变换器70的#C1-#C2间阻抗为高阻抗。这样，可避免平衡-不平衡变换器70的使用对耦合线路14的工作的影响。另外的检测动作及效果与实施方式1相同。
图10是说明本实施方式的检测电路的变形例的图。与图9的结构不同点在于设置具有中点抽头结构的平衡-不平衡变换器80并使电容Cr1、Cr2为可变电容。由于通过设置中点抽头能对平衡-不平衡变换器提供接地电位，设置例如图6中箭头尖端的可变电容变得容易起来。
通过并用使图10中的Cr1、Cr2可变以及使移相/衰减器的电容可变，能够将使用平衡-不平衡变换器的检测电路的检测频率范围宽频化。另外的检测工作及效果与实施方式1相同。
图11是说明本实施方式的检测电路的变形例的图。与图9的结构的不同点在于具有两个移相/衰减器这一点以及具有双重平衡-不平衡变换器这一点。详细而言，具有第一移相/衰减器94与第二移相/衰减器96，各自的输出被输出至双重平衡-不平衡变换器90。之所以设置两个移相/衰减器，是因为可如实施方式2中所述那样检测A点、B点各处的失真特性的劣化。因而第一移相/衰减器94与第二移相/衰减器96能调整移相与振幅，从而能检测不同的失真特性。
检波电路24通过单相放大器92与双重平衡-不平衡变换器90连接，可避免设置两个检波电路。因而可实现结构的简单化以及电路的小型化。另外由于在A点、B点附近以外输入检波电路的电力相消，因此检测特性变得陡峭。另外的效果与实施方式1相同。
实施方式4
本实施方式的检测电路涉及从多个耦合线路取得信号的检测电路。参考图12来说明本实施方式。
图12是说明本实施方式的检测电路的电路图。图12的检测电路与实施方式2的结构相类似，但在使用两个条耦合线路的信号这一点上不同。更详细地说，第一耦合线路100的耦合端子101的信号在第一移相/衰减电路104中被移相、衰减并成为对第一差动放大器108的输入。另外第一耦合线路的隔离端子103的信号成为第一差动放大器108的输入。另一方面，第二耦合线路102的耦合端子105的信号在第二移相/衰减器106中被移相、衰减并成为对第二差动放大器110的输入。另外第二耦合线路102的隔离端子107的信号成为对第二差动放大器110的输入。
如此构成的话，由于可以个别设计第一移相/衰减器104与第二移相/衰减器106，设计变得容易起来。也就是说，在一个耦合线路中设置两个移相/衰减器时设计会复杂化。但本实施方式的检测电路能避免这一点。另外的效果与实施方式2相同。
实施方式5
本实施方式的检测电路涉及具有耦合线路的切换功能的检测电路。参考图13、14来说明本实施方式。
图13是说明本实施方式的检测电路的电路图。图13的检测电路虽与实施方式2的结构类似，但在进行耦合线路的电气长度的切换这一点上不同。如图13所示，耦合线路具有第一耦合线路120与第二耦合线路122。
第一耦合线路120的两端配置了耦合端子121(#C1)与第一隔离端子123(#C2’)。第一隔离端子123通过第一开关128(Fa)与第一移相/衰减器54以及第二移相/衰减器56连接。另一方面，视第一耦合线路120与第二耦合线路122为一条耦合线路时的隔离端子为第二隔离端子125(#C2)。第二隔离端子125通过第二开关130(Fb)与第一移相/衰减器54以及第二移相/衰减器56连接。这样，具有第一开关128与第二开关130从而可切换耦合线路的电气长度，这是本实施方式的检测电路的特征。
也就是说，使第一开关128为导通状态、第二开关130为断开状态时，形成利用第一耦合线路120的检测电路。另一方面，使第一开关128为断开状态、第二开关130为导通状态时，形成利用第一耦合线路120以及第二耦合线路122的检测电路。因而，通过使移相/衰减器可变，能够实现保持定向耦合器的耦合量大致固定的同时可以用不同的两个频率工作的检测电路。另外，若耦合量在两个频带中大致为相同程度，衰减器的特性可进行在大致固定的移相量的变化下进行两个频带的工作。结果，不必进行衰减器的调整，从而能简单化(小型化)电路。其他效果与实施方式2相同。
图14是说明本实施方式的检测电路的变形例的图。图14的检测电路在功能上大致与图13的检测电路相同，但在利用不同的两个耦合线路这一点与图13的情况不同。如图14所示，第一耦合线路150的耦合端子151(#C1)通过第一开关154与第一移相/衰减器50、第二移相/衰减器52连接。第一耦合线路150的隔离端子153(#C2)通过第三开关158与第一差动放大器54、第二差动放大器56连接。另一方面，第二耦合线路152的耦合端子155(#C3)通过第二开关156与第一移相/衰减器50、第二移相/衰减器52连接。第二耦合线路152的隔离端子157(#C4)通过第四开关160与第一差动放大器54、第二差动放大器56连接。
在这样的结构中，若耦合量在两个频带中大致为同程度，衰减器的特性可进行在大致固定的移相量的变化下进行两个频带的工作。结果，不必进行衰减器的调整，从而能简单化(小型化)电路。
实施方式6
本实施方式的半导体装置是在移动终端等发送前端部搭载上述的检测电路的装置。即，将上述的检测电路适用于功率放大器的负载控制中的装置。参考图15、16来说明本实施方式。
图15是本实施方式的半导体装置的电路图。本实施方式的半导体装置具有功率放大器202。功率放大器202不是平衡型功率放大器。功率放大器202的后级具有输出匹配电路200。输出匹配电路200的详细的结构如图16所示。输出匹配电路200的后级具有定向耦合器19。定向耦合器19的后级具有天线28。
而且，图15中被虚线圈住的检测电路10与耦合线路14连接。检测电路10的Vo1与输出匹配电路200的Vc连接。这里，如图16所示，输出匹配电路200的Vc与控制可变电容300的开关F1的栅极连接。而且，如图4所示，Vo1变为高电平(High)时可变电容300的电容增大。
这里，参考图17来说明负载线。在相当于A点的状态下，对于50Ω时的负载线(X)，负载线的失真特性劣化并成为负载线(Y)那样。然而，根据本实施方式的结构，在相当于A点的状态下Vo1变为高电平，输出匹配电路200的可变电容300的电容增大。因此，该负载线不会变成图17中的负载线(Y)那样而能维持为负载线(X)。因而避免了A点的失真特性的劣化。在本实施方式中，如此使用比较电路26的输出来使功率放大器的负载阻抗变化。结果，即使在使用一般的功率放大器的情况下也能抑制负载变动时的失真特性劣化。
这样，本实施方式的半导体装置使功率放大器的负载阻抗变化，以通过检测电路的比较电路的输出来抑制失真特性劣化。虽然本实施方式中将在实施方式1中说明的检测电路10用作检测电路，但可利用到此为止的实施方式中说明的全部检测电路来替代检测电路10。该情况下能享有上述的各效果。
参考图18、19、20来说明这样的变形例。图18所示的半导体装置将图7所示的检测电路用作检测电路。图7所示的检测电路在两点(A点、B点)检测使失真特性劣化的负载状态。
图18所示的半导体装置具有与输入匹配电路402连接的平衡型功率放大器404、406。平衡型功率放大器404、406的后级与输出匹配电路400连接。输出匹配电路400的详细结构如图19所示。输出匹配电路400的后级具有定向耦合器19。定向耦合器19的后级具有天线28。
而且，图18中被虚线圈住的检测电路与耦合线路14连接。检测电路的Vo1、Vo2分别与输出匹配电路400的Vc1、Vc2连接。这里，如图19所示，输出匹配电路400的Vc1与控制可变电容C1的开关的栅极连接。另外，输出匹配电路400的Vc2与控制可变电容C4的开关的栅极连接。图19中简略地示出了可变电容C1、C4，但其结构是与前述的可变电容300相同的。然后，如图4所示，Vo1变为高电平时可变电容C1的电容增大，Vo2变为高电平时可变电容C4的电容增大。
这里，参考图20来说明负载线。在相当于A点及B点的状态下，对于50Ω时的负载线(X)，一方的功率放大器变为负载线(Y)、另一方的功率放大器变为负载线(Z)。然而，根据图18、19所示的半导体装置可使输出匹配电路400的常数C1、C4比负载线(Y)的一方大、比负载线(Z)的一方小。这是因为Vc1或Vc2互补地变为高电平或低电平(Low)而实现的。结果，能改善A点及B点的失真特性，进而能改善平衡型功率放大器的负载变动特性。
如以上所说明的，本发明涉及的检测负载变动时的反射振幅相位的检测电路，具有调整定向耦合器的耦合线路的信号的相位、振幅的移相/衰减器。另外，具有检测RF信号功率电平的检波电路、判定电平的比较电路。另外，利用检测电路的信号的半导体装置，具有使功率放大器的负载阻抗变化的单元，从而抑制功率放大器的负载变动时的失真特性劣化。
根据此电路结构，本发明涉及的检测电路能检测负载变动时失真特性变为最差值的负载的反射振幅/相位。另外，能够检测并使用判定的信号，从而使功率放大器的负载阻抗变化。结果，在使用一般的功率放大器的情况下也能抑制负载变动时的失真特性的劣化。也就是说，能够在失真特性劣化的特定的负载状态中高效地进行失真特性劣化的抑制。而且，在将本发明的检测电路适用于平衡功率放大器的情况下，能够进一步提高平衡功率放大器的负载变动时的失真特性的劣化抑制效果。而且，由于本发明涉及的电路原理简易，且用功率放大器中经常使用的GaAs-HBT或GaAs-BiFET工艺(只有n沟道FET或npn-Tr的工艺)也可实现，因而能容易地内置于功率放大器中。
附图标记说明
10检测电路、12主线路、14耦合线路、15耦合端子、17隔离端子、19定向耦合器、20移相/衰减器、22差动放大器、24检波电路、26比较电路、28天线、70平衡-不平衡变换器、200输出匹配电路、202功率放大器。

Claims (1)

1.一种检测电路，采用从具备主线路和耦合线路的定向耦合器的上述耦合线路中得到的信号来检测功率放大器的失真特性劣化，其中，上述主线路连接到上述功率放大器和天线，上述耦合线路在第一端具有耦合端子并且在第二端具有隔离端子，其特征在于，所述检测电路包括：
移相/衰减器，连接到上述定向耦合器的上述耦合线路的上述耦合端子，使上述耦合线路的上述耦合端子的信号移相，衰减上述耦合线路的上述耦合端子的信号，输出输出信号；
差分输出单元，与上述移相/衰减器连接，接收来自上述移相/衰减器的上述输出信号，与上述耦合线路的上述隔离端子连接，输出表示来自上述移相/衰减器的上述输出信号与上述耦合线路的上述隔离端子的信号之间的差分的差分信号；
检波电路，将上述差分信号转换为DC信号；以及
比较电路，判定上述DC信号的电压电平是否比既定值高，
其中，在上述功率放大器的失真特性劣化的上述天线端处于负载状态下，上述移相/衰减器使上述耦合线路的上述耦合端子的信号移相，以使上述移相/衰减器的输出信号的相位与上述耦合线路的上述隔离端子的信号的相位的相位差为180°。
2. 如权利要求1所述的检测电路，其特征在于，上述差分输出单元是差动放大器。
3. 如权利要求1所述的检测电路，其特征在于，上述移相/衰减器的移相量和衰减量都可变。
4. 如权利要求1所述的检测电路，其特征在于，
上述移相/衰减器具有第一移相/衰减器、第二移相/衰减器；
上述差分输出单元具有第一差分输出单元与第二差分输出单元；
上述第一移相/衰减器的输出信号输入至上述第一差分输出单元；
上述第二移相/衰减器的输出信号输入至上述第二差分输出单元；
上述第一移相/衰减器移相的与上述隔离端子的信号的相位差变为180°的信号，不同于上述第二移相/衰减器移相的与上述隔离端子的信号的相位差变为180°的信号。
5. 如权利要求1所述的检测电路，其特征在于，上述差分输出单元是平衡－不平衡变换器。
6. 如权利要求1所述的检测电路，其特征在于，上述差分输出单元是平衡－不平衡变换器以及连接到上述平衡－不平衡变换器的后级的单相放大器。
7. 如权利要求5所述的检测电路，其特征在于，
上述平衡－不平衡变换器在上述移相/衰减器侧的中点接地，
上述平衡－不平衡变换器的上述移相/衰减器侧并联连接有可变电容。
8. 如权利要求4所述的检测电路，其特征在于，
上述第一差分输出单元与上述第二差分输出单元是双重平衡－不平衡变换器。
9. 如权利要求4所述的检测电路，其特征在于，
上述耦合线路具有第一耦合线路与第二耦合线路；
上述第一移相/衰减器与上述第一耦合线路的耦合端子连接；
上述第二移相/衰减器与上述第二耦合线路的耦合端子连接；
上述第一差分输出单元与上述第一耦合线路的隔离端子连接；
上述第二差分输出单元与上述第二耦合端子的隔离端子连接。
 10. 如权利要求4所述的检测电路，其特征在于，
上述隔离端子具有连接至上述耦合线路的中间的第一隔离端子和连接至上述耦合线路的端部的第二隔离端子；
上述第一差分输出单元以及上述第二差分输出单元通过第一开关与上述第一隔离端子连接；
上述第一差分输出单元以及上述第二差分输出单元通过第二开关与上述第二隔离端子连接。
11. 一种半导体装置，其特征在于，包括：检测电路，采用从具备主线路和耦合线路的定向耦合器的上述耦合线路中得到的信号来检测功率放大器的失真特性劣化，其中，上述主线路连接到上述功率放大器和天线，上述耦合线路在第一端具有耦合端子并且在第二端具有隔离端子，其中，所述检测电路包括：移相/衰减器，连接到上述定向耦合器的上述耦合线路的上述耦合端子，使上述耦合线路的上述耦合端子的信号移相，衰减上述耦合线路的上述耦合端子的信号，输出输出信号；差分输出单元，与上述移相/衰减器连接，接收来自上述移相/衰减器的上述输出信号，与上述耦合线路的上述隔离端子连接，输出表示来自上述移相/衰减器的上述输出信号与上述耦合线路的上述隔离端子的信号之间的差分的差分信号；检波电路，将上述差分信号转换为DC信号；以及比较电路，判定上述DC信号的电压电平是否比既定值高，其中，在上述功率放大器的失真特性劣化的上述天线端处于负载状态下，上述移相/衰减器使上述耦合线路的上述耦合端子的信号移相，以使上述移相/衰减器的输出信号的相位与上述耦合线路的上述隔离端子的信号的相位的相位差为180°；以及
负载阻抗变化单元，其改变上述功率放大器的负载阻抗，以根据上述比较电路的输出抑制上述失真特性劣化。
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