CN102193025A - 用于确定电源的交流输入电压的过零的方法和装置 - Google Patents

用于确定电源的交流输入电压的过零的方法和装置 Download PDF

Info

Publication number
CN102193025A
CN102193025A CN2011100352897A CN201110035289A CN102193025A CN 102193025 A CN102193025 A CN 102193025A CN 2011100352897 A CN2011100352897 A CN 2011100352897A CN 201110035289 A CN201110035289 A CN 201110035289A CN 102193025 A CN102193025 A CN 102193025A
Authority
CN
China
Prior art keywords
zero
current
threshold value
switch
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011100352897A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102193025B (zh
Inventor
Y·迦诺基
M·毛
T·帕斯通
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Power Integrations Inc
Original Assignee
Power Integrations Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Power Integrations Inc filed Critical Power Integrations Inc
Priority to CN201310579445.5A priority Critical patent/CN103592503B/zh
Publication of CN102193025A publication Critical patent/CN102193025A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102193025B publication Critical patent/CN102193025B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

用于开关式电源的一种示例性控制器，包括驱动信号发生器和过零检测器。所述驱动信号发生器被连接，以控制所述电源中的开关的切换，从而调整所述电源的输出。所述过零检测器被连接至所述驱动信号发生器，并且被连接以接收代表流经所述开关的开关电流的电流感测信号。所述过零检测器响应于所述电流感测信号与代表过零电流阈值的参考信号的比较而生成过零信号。所述过零信号指示何时所述电源的交流线路电压的过零状况存在。

Description

用于确定电源的交流输入电压的过零的方法和装置
技术领域
本发明总体涉及电源，并且更具体地，本发明涉及用于开关式电源(switched mode power supplies)的控制器。
背景技术
电子器件使用电能来运转。由于开关式电源的效率高、尺寸小以及重量轻，它们被广泛用于驱动许多当今的电子设备。传统的壁式插座提供高压交流。在开关式电源中，高压交流(ac)输入通过能量传递元件被转换，以提供被调整好的直流(dc)输出。开关式电源控制电路通常通过感测(sense)输出并在闭环中控制该输出来提供输出调整。在运转中，开关被用于通过改变开关式电源中的开关的占空比(通常是开关的接通时间与整个开关周期的比率)来提供期望的输出。
当设计开关式电源时，通常要考虑到例如效率、尺寸、重量和成本等需求。通常，控制着开关式电源的切换的控制器被设计为带有各种端子(terminals)--其可充当输入端子、输出端子或者两者的结合--的集成电路。当开关式电源的开关与该控制器集成时，该集成电路的两个端子对应于该开关的两端。该集成电路的各种端子可被用作用于该控制器的反馈端子、旁路端子或输入电压感测端子。对于开关式电源的一些应用，线路输入电压(line input voltage)被感测，以确定该线路输入电压的过零(zero-crossing)。一般地，线路输入电压在此也被称为交流输入电压。过零通常指的是交流输入电压与零电压基本相交之时。线路输入电压的过零可被用于各种应用。线路输入电压的过零可被用于确定交流线路频率(ac line frequency)，或者它可被用于更新电源的控制器的内部时钟。
对于发光二极管(LED)的相位调光(phase dimming)应用，三端双向可控硅调光电路(triac dimming circuit)通常移除交流输入电压的一部分，以限制供应至LED的电压和电流的量。然而，传统的电源控制器通常并不像期望的那样响应于所述交流输入电压的移除。传统的电源控制器直接感测交流输入电压，以确定何时交流输入电压因调光电路而被切断。通常，交流输入电压被处于传统控制器的集成电路外部的电子线路直接感测到。所感测到的交流输入电压可由传统控制器的集成电路在专用于接收所感测到的交流输入电压的一个端子或者在执行多种功能的另一端子接收。
发明内容
根据本发明的一个实施方案，提供了一种方法，包括：
接收代表电源的开关电流的电流感测信号；
将所述电流感测信号与代表过零电流阈值的参考信号比较；以及
响应于所述电流感测信号与所述参考信号的比较而生成过零信号，其中，所述过零信号指示何时所述电源的交流线路输入电压的过零状况存在。
在一个优选的实施方案中，当所述电源的交流线路输入电压的幅值小于过零电压阈值时，所述过零信号指示过零状况存在。
在一个优选的实施方案中，所述方法进一步包括：延长所述开关的接通时间，直至所述开关电流达到所述过零电流阈值，或者直至所述开关的接通时间达到过零时间阈值。
在一个优选的实施方案中，如果所述开关电流小于所述过零电流阈值，并且所述开关的接通时间基本等于所述过零时间阈值，则所述过零信号指示所述交流线路输入电压的过零状况存在。
在一个优选的实施方案中，如果在所述开关的接通时间达到过零时间阈值之前所述开关电流达到所述过零电流阈值，则所述过零信号指示所述交流线路输入电压的过零状况不存在。
在一个优选的实施方案中，所述方法进一步包括：在所述过零信号指示过零状况存在之前，检测所述开关电流是否持续N个开关周期小于所述过零电流阈值，其中N大于零。
在一个优选的实施方案中，所述方法可以被用于具有调光发光二极管(LED)阵列的电源。
在一个优选的实施方案中，所述方法进一步包括：在所述过零信号指示过零状况存在之前，检测所述开关电流是否持续N个开关周期小于所述过零电流阈值，其中N大于1。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于开关式电源的控制器，所述控制器包括：
驱动信号发生器，其被连接以控制所述电源中的开关的切换，以调整所述电源的输出；以及
过零检测器，其被连接至所述驱动信号发生器，并且被连接以接收代表流经所述开关的开关电流的电流感测信号，其中，所述过零检测器响应于所述电流感测信号与代表过零电流阈值的参考信号的比较而生成过零信号，其中，所述过零信号指示何时所述电源的交流线路输入电压的过零状况存在。
在一个优选的实施方案中，当所述电源的交流线路输入电压的幅值小于过零电压阈值时，所述过零信号指示过零状况存在。
在一个优选的实施方案中，所述控制器进一步包括：接通时间延长块，其被连接至所述过零检测器以延长所述开关的接通时间，直至所述开关电流达到所述过零电流阈值，或者直至所述开关的接通时间达到过零时间阈值。
在一个优选的实施方案中，如果所述开关电流小于所述过零电流阈值，并且所述开关的接通时间基本等于所述过零时间阈值，则所述过零信号指示所述交流线路输入电压的过零状况存在。
在一个优选的实施方案中，如果在所述开关的接通时间达到所述过零时间阈值之前所述开关电流达到所述过零电流阈值，则所述过零信号指示所述交流线路输入电压的过零状况不存在。
在一个优选的实施方案中，所述接通时间延长块进一步包括锁存器，其被连接以向所述开关提供驱动信号，其中，所述锁存器进一步被连接以使，如果所述开关电流达到所述过零电流阈值或者如果所述开关的接通时间达到过零时间阈值，所述锁存器就被复位。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器包括比较器，所述比较器具有：第一输入端，其被连接以接收所述电流感测信号；以及，第二输入端，其被连接以接收所述参考信号。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器进一步包括锁存器，其被连接以响应于时钟信号而被置位，并且进一步被连接以响应于所述比较器的输出而被复位。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器进一步包括触发器，其被连接以接收所述锁存器的输出，并且被连接以接收所述驱动信号发生器的输出。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器进一步包括过零滤波器，其被连接至所述触发器的输出端，以降低所述过零信号中的噪声。
附图说明
从下面结合附图呈现的本发明的更具体的描述，将对本发明的几个实施方案的上述以及其他方面、特征和优点更为明了。
图1是根据本发明的一个实施方案示出了一个利用控制器的示例性开关式电源的功能方块图。
图2A根据本发明的一个实施方案示出了图1的开关式电源的一个示例性的已整流的(rectified)输入电压波形。
图2B根据本发明的一个实施方案示出了图2A的示例性的已整流的输入电压波形的一部分(portion)以及对应的过零信号。
图3根据本发明的一个实施方案示出了运转在连续传导模式(CCM)和非连续传导模式(DCM)中的开关式电源的示例性开关电流波形。
图4A根据本发明的一个实施方案示出了运转在DCM中的开关式电源的一个示例性开关电流波形以及对应的过零信号。
图4B根据本发明的一个实施方案示出了运转在DCM中的开关式电源的另一示例性开关电流波形以及对应的过零信号。
图5根据本发明的一个实施方案示出了一个示例性开关电流波形以及对应的过零信号。
图6是根据本发明的一个实施方案示出了一个利用调光器电路(dimmer circuit)和控制器的示例性开关式电源的功能方块图。
图7A根据本发明的一个实施方案示出了图6的开关式电源的一个示例性的已整流的输入电压波形。
图7B根据本发明的一个实施方案示出了图7A的示例性的已整流的输入电压的一部分以及对应的过零信号。
图8A根据本发明的一个实施方案示出了开关式电源的另一示例性的已整流的输入电压波形。
图8B根据本发明的一个实施方案示出了图8A的示例性的已整流的输入电压的一部分以及对应的过零信号。
图9A是根据本发明的一个实施方案的控制器的功能方块图。
图9B是根据本发明的一个实施方案的图9A的控制器的接通时间延长块(on-time extension block)的功能方块图。
图10根据本发明的一个实施方案示出了图9A和图9B的控制器和接通时间延长块的信号的各种波形。
在附图的各个视图中，对应的参考字符指示对应的部件。技术人员应理解，附图中的元件是为了简单和清楚而示出的，未必按比例绘制。例如，附图中的一些元件的尺寸相对于其他元件可被夸大，以帮助增进对本发明的各个实施方案的理解。而且，常常并未绘制在商业可行的实施方案中有用或必要的普通但公知的元件，以避免模糊本发明的各个实施方案。
具体实施方式
在此描述了用于确定电源的交流输入电压的过零的方法和装置的实施方案。在下面的描述中阐述了许多具体细节，以提供对本发明的透彻理解。然而，相关领域技术人员应意识到，可在缺少这些具体细节中的一个或多个的情况下，或者使用其他方法、部件、材料等，来实践在此描述的技术。在其他情况下，为避免模糊某些方面，公知的结构、材料或操作并未被详细示出或说明。
在本说明书中，“一个实施方案”“一实施方案”“一个实施例”或者“一实施例”意味着，针对该实施方案或者实施例而描述的具体特征、结构或者特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，本说明书中各处的措辞“在一个实施方案中”“在一实施方案中”“一个实施例”或者“一实施例”未必全部指的是相同的实施方案或者实施例。此外，所述具体特征、结构或特性可以，以任何合适的组合和/或子组合，合并在一个或多个实施方案或者实施例中。另外，应理解，随此提供的附图是出于向本领域普通技术人员进行解释的目的，并且这些图未必按比例绘制。
对于开关式电源的一些应用，线路输入电压被感测，以确定该线路输入电压(在此也被称为交流输入电压)的过零。对于发光二极管(LED)的相位调光应用，线路输入电压的过零的持续时间(duration)将被控制器所感测。对交流输入电压的过零的持续时间的确定将向电源控制器通知(signal)正在利用调光器电路，从而更改该电源的输出被调整至的量(quantity)。通常，交流输入电压被处于传统控制器的集成电路外部的电子线路直接感测。所感测到的交流输入电压可由传统控制器的集成电路在专用于接收所感测到的交流输入电压的一个端子或者在执行多种功能的另一端子接收。附加的端子为开关式电源的传统控制器增加了不想要的成本和尺寸。处于传统控制器的集成电路外部的电子线路也为开关式电源增加了成本。使用本发明的实施方案，可使用流经开关式电源的开关的电流来间接感测输入电压。结果是，用于该开关的一端以间接感测线路输入电压的端子，将使得不再需要仅专用于感测线路输入电压的端子或者用于感测线路输入电压的外部电子线路。也就是说，本发明的实施方案可间接感测输入电压的过零，以省略或者排除专用于直接感测开关式电源的线路输入电压的传统端子。
首先参考图1，其示出了示例性开关式电源100的功能方块图，包括：交流输入电压VAC102、桥式整流器104、已整流电压(rectifiedvoltage)VRECT106、能量传递元件(energy transfer element)T1108、能量传递元件T1108的初级绕组110、能量传递元件T1108的次级绕组112、开关S1114、输入返回(input return)116、箝位电路118、滤波电容器CF 120、整流器D1 122、输出电容器C1 124、输出量UO、输出电压VO、输出电流IO、反馈电路128、反馈信号UFB 130、控制器138、驱动信号140、电流感测输入信号142，以及开关电流ID144。在图1中还示出的是负载126。图1中示出的示例性开关式电源100通常被配置为回扫式调整器(flyback regulator)，所述回扫式调整器是可得益于本发明的教导的开关式电源拓扑的一个实例。然而，应理解，开关式电源调整器的其他已知的拓扑和配置也可得益于本发明的教导。
开关式电源100从未调整的(unregulated)输入电压向负载126提供输出功率。在一个实施方案中，输入电压是交流输入电压VAC 102。在另一实施方案中，输入电压是已整流的交流输入电压，例如已整流电压VRECT 106。如所示出的，桥式整流器104接收交流输入电压VAC102并且产生已整流电压VRECT 106。桥式整流器104进一步被连接至能量传递元件T1 108。在本发明的一些实施方案中，能量传递元件T1108可以是耦合的电感器(coupled inductor)。在另外的实施方案中，能量传递元件T1 108可以是变压器(transformer)。在图1的实施例中，能量传递元件T1 108包括两个绕组：初级绕组110和次级绕组112。然而，应理解，能量传递元件T1 108可具有多于两个的绕组。初级绕组110被进一步连接至开关S1 114，开关S1 114则被进一步连接至输入返回116。在一个实施方案中，开关S1 114可以是晶体管，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在另一实施例中，控制器138可被实施为单片式(monolithic)集成电路，或者可被实施为分立的电气部件，或者可被实施为分立部件与集成部件的组合。控制器138和开关S1 114可形成集成电路146的一部分，所述集成电路146可被制造为混合式(hybrid)集成电路或者单片式集成电路。
另外，在图1的实施方案中，箝位电路118被示为跨接在能量传递元件T1 108的初级绕组110两端。滤波电容器CF 120可跨接在初级绕组110和开关S1 114两端。换言之，滤波电容器CF 120可被连接至桥式整流器104和输入返回116。能量传递元件T1 108的次级绕组112被连接至整流器D1 122。在图1的实施例中，整流器D1 122被例举为二极管。然而，在一些实施方案中，整流器D1 122可以是用作同步整流器的晶体管。输出电容器C1 124和负载126在图1中都被示为连接至整流器D1 122。输出被提供至负载126，并且可被提供为输出电压VO、输出电流IO或者两者的组合。
开关式电源100进一步包括用以调整输出(其被例举为输出量UO)的电子线路。通常，输出量UO是输出电压VO、输出电流IO或者两者的组合。反馈电路128被连接，以感测来自开关式电源100的输出的输出量UO并且产生反馈信号UFB 130。反馈电路128进一步被连接至控制器138的端子，以使控制器138接收反馈信号UFB 130。控制器138进一步包括用于接收电流感测输入信号142的端子。电流感测输入信号142代表开关S1 114中的开关电流ID 144。另外，开关S1 114接收来自控制器138的驱动信号140。
在运转中，图1的开关式电源100从未调整的输入(例如交流输入电压VAC 102)向负载126提供输出功率。交流输入电压VAC 102被桥式整流器104接收，并且产生已整流电压VRECT 106。滤波电容器CF 120对来自开关S1114的高频电流进行滤波。对于其他应用，滤波电容器CF 120可以足够大，以使直流电压被施加至能量传递元件T1 108。然而，对于具有功率因数校正(PFC)的电源，可以利用小的滤波电容器CF 120，以允许施加至能量传递元件T1 108的电压基本跟随(follow)已整流电压VRECT 106。这样一来，滤波电容器CF 120的值就可被选择，以使滤波电容器120上的电压在输入线路电压的每个半线路循环(half-line cycle)中基本达到零。或者换言之，滤波电容器CF 120上的电压基本跟随交流输入电压VAC 102的正幅值(positive magnitude)。结果是，过零状况可被控制器138检测(detect)到。开关式电源100利用能量传递元件T1108来在初级绕组110和次级绕组112之间传递电压。箝位电路118被连接至初级绕组110，以限制开关S1 114上的最大电压。开关S1 114响应于驱动信号140而打开(open)和闭合(close)。通常的理解为，闭合的开关能传导电流从而被认为是接通的(on)，而打开的开关不能传导电流从而被认为是断开的(off)。在一些实施方案中，开关S1 114可以是晶体管，并且开关S1 114和控制器138可以形成集成电路146的一部分。在运转中，开关S1 114的切换在整流器D1 122处产生了脉动电流(pulsating current)。整流器D1 122中的电流被输出电容器C1 124滤波，以在负载126处产生基本恒定的输出电压VO、输出电流IO或者两者的组合。在一些实施方案中，负载126是LED阵列。
反馈电路128感测来自电源100的输出的输出量UO，以向控制器138提供反馈信号UFB 130。反馈信号UFB 130可以是电压信号或者电流信号，并且向控制器138提供关于输出量UO的信息。另外，控制器138接收电流感测输入信号142，所述电流感测输入信号142中继(relay)开关S1 114中的开关电流ID 144。开关电流ID 144可以以各种方式--例如分立电阻器两端的电压或者当晶体管导通时该晶体管两端的电压--被感测。控制器138利用由电流感测输入信号142指示的开关电流ID 144，以确定交流输入电压VAC 102的过零。如将进一步讨论的，控制器138然后生成过零信号，所述过零信号涉及的是关于交流输入电压VAC 102的过零的信息。所述过零信号可被用于校准该控制器的内部频率，或者用于确定何时利用相位调光器电路。
控制器138输出驱动信号140，以响应于各种系统输入来操作开关S1 114，从而将输出量UO基本调整至期望值。在一个实施方案中，驱动信号140可以是具有长度各异的逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形，其中逻辑高值对应于闭合的开关并且逻辑低值对应于打开的开关。
下面参考图2A，其示出了图1的开关式电源的已整流电压VRECT106的一个示例性波形的图形，包括：半线路循环202、过零电压阈值204、峰值电压VP 205，以及部分206。图2B示出了示例性的已整流电压VRECT 106的部分206以及对应的过零信号208。
一般地，交流输入电压VAC 102是正弦波形，其中交流输入电压VAC 102的周期(period)被称为全线路循环(full line cycle)。数学地表达为：VAC(t)＝VPsin(2πfLt)。其中VP 205是交流输入电压VAC102的峰值电压，并且fL是该线路输入电压的频率。或者换言之，fL是交流输入电压VAC 102的线路频率。应理解，全线路循环是线路频率fL的倒数，或者数学地表达为：全线路循环＝1/fL。如上面所提及的，当桥式整流器104的输入是交流输入电压VAC 102时，已整流电压VRECT106是桥式整流器104的结果输出(resultant output)。对于图2A中示出的示例性已整流电压VRECT 106，桥式整流器104已将交流输入电压VAC 102转换，以使桥式整理器104的输出具有正幅值，或者数学地表达为：VRECT＝|VAC|＝|VPsin(2πfLt)|。结果是，已整流电压VRECT 106重复每个半线路循环202。图2A还示出了过零电压阈值204。对于一些实施方案，过零电压阈值204基本等于零。对于其他实施方案，过零电压阈值204基本为已整流电压VRECT 106的峰值电压VP 205的1/5。例如，如果已整流电压VRECT 106的峰值电压VP 205基本等于125V，则过零电压阈值204基本等于25V。应理解，过零电压阈值VZC 204的值越接近零电压，过零信号208就越精确。在另一实施方案中，过零电压204基本为已整流电压VRECT 106的峰值电压VP 205的1/4。
图2B示出了示例性的已整流电压VRECT 106的部分206以及对应的过零信号208。控制器138间接感测交流输入电压VAC 102和已整流电压VRECT 106的值，以产生过零信号208。当已整流电压VRECT 106小于过零电压阈值204时，过零信号208改变为指示过零状况存在的状态。过零信号208维持该状态，直至已整流电压VRECT 106大于过零电压阈值204。对于图2B中示出的实施例，过零信号208是具有逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形。当已整流电压VRECT 106小于过零电压阈值204时，过零信号208的值为逻辑高。当已整流电压VRECT 106大于过零电压阈值204时，过零信号208的值为逻辑低。过零信号208指示过零状况存在的时间长度被表示为过零脉冲宽度TZ 210。对于图2B中示出的实施例，过零脉冲宽度TZ表示过零信号208为逻辑高的时间长度。
图2A中示出的已整流电压VRECT 106是具有正幅值的交流输入电压VAC 102，或者数学地表达为：VRECT＝|VAC|＝|VPsin(2πfLt)|。已整流电压VRECT 106的值接近零电压之时对应于交流输入电压VAC 102的值接近与零电压相交之时，也就是术语过零。换言之，检测何时已整流电压VRECT 106接近零电压对应于检测何时交流输入电压VAC 102与零电压相交。如图2B所示，当已整流电压VRECT 106小于过零电压阈值204时，过零信号208脉冲至高(pulse high)，以向控制器138指示过零状况。换言之，当-VZC＜VAC(t)＜VZC时，过零信号208脉冲至高，以指示过零状况。对于本发明的实施方案，使用开关电流ID 144来间接感测交流输入电压VAC 102的过零。
图3示出了各种运转模式的开关电流。示出了图1的开关式电源的示例性开关电流波形的图形，包括：开关周期TS 304、开关接通时间tON 306、开关断开时间tOFF 308、梯形310和三角形312。图3示出了当该控制器在连续传导模式(CCM)和非连续传导模式(DCM)中运转时，开关电流ID 302相对于时间的大致波形。开关电流ID 302的大致波形代表图1中示出的开关电流ID 144的实例。
在任何开关周期TS 304期间，开关S1114可响应于来自控制器138的驱动信号140而导通，以调整输出量UO。开关周期TS 304可被划分为两个时间段：开关接通时间tON 306和开关断开时间tOFF 308。开关接通时间tON 306表示开关S1114可导通的那部分开关周期TS304。开关断开时间tOFF 308表示开关S 1114不能导通的其余那部分开关周期TS 304。图3的电流波形示出了两种基础运转模式。连续传导模式(CCM)的特性是梯形310，而非连续传导模式(DCM)的特性是三角形312。在CCM中，在开关接通时间tON 306刚开始后，开关电流ID 302基本为非零。在DCM中，在开关接通时间tON 306刚开始后，开关电流ID 302基本为零。对于CCM和DCM，在开关断开时间tOFF308期间，开关电流ID 302基本为零。根据本发明的实施方案的开关式电源100可运转在CCM中也可运转在DCM中。
下面参考图4A，其示出了一个示例性开关电流波形和结果过零信号432的图形，包括：开关电流ID 144、电流极限ILIM 402、过零电流阈值IZC 404、开关循T-2406至T8426，以及过零脉冲TZ 434。图4A显示了当电源100运转在非连续传导模式(DCM)中时开关电流ID 144的大致波形的一个实例。一般地，开关循环T-2406至T8426每个都具有开关周期TS 304。在本发明的一些实施方案中，开关周期TS 304可以是恒定长度的时间。在本发明的其他实施方案中，控制器138可以改变开关周期TS 304的长度。
对于本发明的实施方案，控制器138利用开关电流ID 144来确定何时交流输入电压VAC 102与零电压相交。图4A示出了从T-2406至T8426这几个开关循环中的开关电流ID 144的一个实例。电流极限ILIM 402是开关S1114允许的最大电流。如果开关电流ID 144达到电流极限ILIM 402，则开关S1114在该开关循环的剩余时间断开。当开关电流ID 144有某一时间量未达到过零电流阈值IZC 144时，可以存在可能的过零状况。
应理解，N是，在确定过零状况确实存在并且过零信号432从指示无过零状况的状态改变为指示过零状况的状态之前，被控制器138检测为可能的过零状况的相继(consecutive)开关循环的数目。另外，当过零信号432正在指示过零状况存在时，该控制器等待N个相继开关循环，以允许控制器138决定过零状况不存在，然后改变过零信号432的状态以指示无过零状况。控制器138可等待N个相继开关循环，以考虑到(account for)可导致过零状况误检测的任何噪声。例如，如果N等于4(如图4B中所示)，那么当可能的过零状况持续发生4个相继开关循环时，控制器138确定过零状况存在。在另一实施例中，如果N等于1(如图4A中所示)，则控制器138在可能的过零状况的第一时刻(first instance)就确定过零状况存在。
在一个实施方案中，过零信号432的逻辑低值指示无过零状况存在，而过零信号432的逻辑高值指示过零状况存在。在另一实施方案中，过零信号432的逻辑高值指示无过零状况存在，而过零信号432的逻辑低值指示过零状况存在。
对于图4A中示出的实施例，N等于1，从而控制器138在可能的过零状况的第一时刻确定过零状况存在，并且在同一开关循环期间改变过零信号432的状态。在图4A的实施例中，当开关S1 114断开并且开关电流ID 144降低至零电流时，过零信号432改变为指示过零状况的状态。在开关循环T-2406、T-1408和T0 410，开关电流ID 144超出过零电流阈值IZC 404，结果是，控制器138没有检测到过零状况。对于图4A的实施例，当无过零状况存在时，过零信号432为逻辑低值。然而，在开关循环T1412，开关电流ID 144在某一时间量内未达到过零电流阈值IZC 404。由于在图4A的实施例中N等于1，所以控制器138确定交流输入电压VAC 102的过零状况存在。结果是，过零信号432在开关循环T1412期间改变为指示过零状况的状态。对于图4A的实施例，当过零状况存在时，过零信号432为逻辑高值。
对于从T2414至T6422这几个开关循环，开关电流ID 144仍未达到过零电流阈值IZC 404，从而控制器138确定交流输入电压VAC 102的过零状况继续存在。结果是，过零信号432保持处于逻辑高值。在开关循环T7424，开关电流ID 144超出过零电流阈值IZC 404，从而控制器138确定无过零状况存在。由于N等于1，所以过零信号432在开关循环T7424期间改变为逻辑低值。对于图4A的实施例，当开关S1 114在开关循环T7424期间断开并且开关电流ID 144降低为零电流时，过零信号432改变为指示无过零状况的状态。如图4A中所示，过零脉冲宽度TZ 434是过零信号432指示过零状况存在的时间长度，并且处于逻辑高值。
下面参考图4B，其示出了示例性开关电流波形和结果过零信号432的另一图形，包括：开关电流ID 144、电流极限ILIM 402、过零电流阈值IZC 404、开关循环T0410至T10430、过零脉冲宽度TZ 434，以及延迟时间(delay time)tX 436。图4B显示了当电源100运转在DCM中时开关电流ID 144的大致波形的一个实例。图4B还示出了与图4A中示出的相同的开关电流ID 144，然而对于图4B，N等于4。或者换言之，控制器138在可能的过零状况之后等待4个相继开关循环，然后控制器138确定过零状况确实存在，并且过零信号432指示过零状况。另外，当过零信号432指示过零状况存在时，控制器138等待没有过零状况的4个相继开关循环，然后控制器138改变过零信号432的状态以指示无过零状况。控制器138等待4个相继开关循环，以考虑到任何噪声从而确保过零状况确实存在。尽管图4B示出了N等于4，但是N可以是任何正整数。
在开关循环T0410，开关电流ID 144超出过零电流阈值IZC 404，结果是，控制器138没有确定过零状况存在，从而过零信号432保持处于逻辑低值。在开关循环T1 412期间，开关电流ID 144在某一时间量内未达到过零电流阈值IZC 404，从而控制器138确定可能的过零状况存在，然而过零信号432仍保持处于逻辑低值，因为控制器138要先等待可能的过零状况的4个相继开关循环再确定过零状况存在。从图4B的实施例看到，开关电流ID 144在开关循环T2414至T4418内未达到过零电流阈值IZC 404。开关循环T4 418是可能的过零状况存在的第四个相继开关循环。这样一来，控制器138就确定交流输入电压VAC 102的过零状况确实存在，从而过零信号432改变为指示过零状况存在的状态。对于图4B中示出的实施例，过零信号432从逻辑低值转变为逻辑高值。然而，过零信号432直至延迟时间tX 436结束才转变为逻辑高值。延迟时间tX 436表示的是控制器138确定过零状况确实存在与控制器138更新过零信号432之间的时间长度。在一个实施方案中，过零信号更新的延迟时间tX 436可取决于用以实施数目N的滤波器。在又一实施方案中，延迟时间tX 436可以把过零信号432的更新一直延迟至下一开关循环。返回参考图4A，延迟时间tX 436基本等于零。
对于开关循环T5 420和T6 422，开关电流ID 144仍未达到过零电流阈值IZC 404，从而控制器确定交流输入电压VAC 102的过零状况继续存在，并且过零信号432保持处于逻辑高值。在开关循环T7424，开关电流ID 144超出过零电流阈值IZC 404，这指示交流输入电压VAC102的过零状况可能不再存在，然而，控制器138等待开关电流ID 144指示过零状况可能不再存在的4个相继开关循环，然后确定交流输入电压VAC 102不再处于过零状况。对于开关循环T8 426至T10 430，开关电流ID超出过零电流阈值IZC 404。开关循环T10 430是过零状况可能不再存在的第四个相继开关循环，从而控制器138确定不存在过零状况。结果是，过零信号432改变为指示无过零状况存在的状态。对于图4B示出的实施例，过零信号432从逻辑高值转变为逻辑低值。然而，过零信号432直至延迟时间tX 436结束才转变为逻辑低值。延迟时间tX 436表示的是控制器138确定不存在过零状况与控制器138更新过零信号432之间的时间长度。在又一实施方案中，延迟时间tX436可以把过零信号432的更新一直延迟至下一开关循环。如图4B所示，过零脉冲宽度TZ 434是过零信号432指示过零状况存在的时间长度，并且处于逻辑高值。
下面参考图5，其示出了示例性开关电流波形以及结果过零信号532的另一图形，包括：开关电流ID 144、过零电流阈值IZC 504、过零时间阈值tZC 506、开关循环TM 508至TM+3514，以及过零脉冲宽度TZ 534。另外，在开关循环TM 508至TM+3514每个中，存在开关S1 114的接通时间tON和延长接通时间tONX。一般地，开关循环TM 508至TM+3514每个都具有开关周期TS 304。在本发明的一些实施方案中，开关周期TS 304可以是恒定长度的时间。在本发明的其他实施方案中，控制器138可改变开关周期TS 304的长度。对于图5中示出的示例性过零信号532，N的值是2。
在一个实施方案中，控制器138还利用开关S1 114的接通时间延长来确定交流输入电压VAC 102的过零状况是否存在。当开关电流ID144在过零时间阈值tZC 506内未达到过零电流阈值IZC 504时，控制器138确定过零状况存在。当开关电流ID 144在开关S 1114的初始接通时间tON期间未达到过零电流阈值IZC 504时，控制器138对接通时间tON进行延长，直至达到过零电流阈值IZC，或者直至延长接通时间tONX达到过零时间阈值tZC 506。接通时间tON被延长的时间量被称为延长接通时间tONX。对于一些实施方案，过零时间阈值tZC 506基本等于5μs。
在开关循环TM 508，开关电流ID 144在开关S1 114的初始接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC 504。开关S1 114并没有断开，而是保持接通，并且该开关的接通时间tON被延长，直至开关电流ID144达到过零电流阈值IZC 504，或者接通时间tON与延长接通时间tONX之和达到过零时间阈值tZC 506。对于开关循环TM 508，接通时间被延长了延长接通时间tONX，然而，在接通时间tON与延长接通时间tONX之和达到过零时间阈值tZC 506之前，开关电流ID 144达到过零电流阈值IZC 504。结果是，当开关电流ID 144达到过零电流阈值IZC 504时，开关S1 114断开，从而开关电流ID 144降低至基本为零。控制器138未检测到过零状况，结果是，过零信号532指示无过零状况。或者换言之，过零信号532处于逻辑低值。
在开关循环TM+1510，开关电流ID 144在初始接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC 504，并且控制器138进一步把接通时间tON延长了延长接通时间tONX。如所示出的，开关电流ID 144在延长接通时间tONX期间达到过零电流阈值IZC。与开关循环TM 508不同的是，当接通时间tON与延长接通时间tON之和基本等于过零时间阈值tZC506时，开关电流ID 144达到过零电流阈值IZC 504。控制器138未检测到过零状况，从而过零信号532保持处于逻辑低值。
在开关循环TM+2512，开关电流ID 144在初始接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC 504，并且控制器138进一步把接通时间tON延长了延长接通时间tONX。如上面所提及的，当达到过零时间阈值tZC506并且开关电流ID 144小于过零电流阈值IZC 504时，控制器138断开开关S1 114。在图5中示出的实施例中，开关电流ID 144在初始接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC 504，并且控制器138延长了开关S1 114的接通时间。接通时间tON被延长，直至开关电流ID144达到过零电流阈值IZC 504，或者直至延长接通时间tONX达到过零时间阈值tZC 506。对于开关循环TM+2512，在开关电流144达到过零电流阈值IZC 504之前，延长接通时间tONX达到过零时间阈值tZC 506。结果是，控制器138确定可能的过零状况可以存在，然而过零信号532未改变状态，因为控制器138要先等待可能的过零状况的2个相继开关循环再确定过零状况存在。换言之，由于N等于2，过零信号532未转变为逻辑高值。
在开关循环TM+3514，开关电流ID 144在初始接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC 504，并且控制器138进一步把接通时间tON延长了延长接通时间tONX。与开关循环TM+2512相似，在延长接通时间tONX达到过零时间阈值tZC 506之前，开关电流ID144未达到过零电流阈值IZC 504。另外，开关循环TM+3514是具有可能的过零状况的第二个相继开关循环。结果是，控制器138确定过零状况存在，从而过零信号532改变状态。或者换言之，过零信号432转变为逻辑高值。过零脉冲宽度TZ 534表示过零信号532处于逻辑高值的时间量。
过零电流阈值IZC 504和过零时间阈值tZC 506被选择以对应于过零电压阈值VZC 204。如上面所提及的，当开关电流ID 144直到过零时间阈值tZC 506仍未达到过零电流阈值IZC 504时，控制器138检测到过零状况。过零电流阈值IZC 504和过零时间阈值tZC 506被固定以使过零状况对应于这一事件：已整流电压VRECT 106的值落在过零电压阈值VZC 204之下。换言之，过零电流阈值IZC 504和过零时间阈值tZC 506被固定以使过零状况对应于这一事件：交流输入电压VAC 102的值落在正过零电压阈值VZC 204与负过零电压阈值VZC 204之间，或者数学地表达为：-VZC＜VAC(t)＜VZC。
当开关S 1114接通时，开关S 1114的电压和电流之间的关系可以被表达为：
Figure BSA00000431920500161
其中LP是初级绕组110的电感。对于运转在DCM中的电源，在任何开关循环期间，该关系可以进一步被表达为：
Figure BSA00000431920500162
其中IPEAK是开关电流ID 144的峰值。然而，在一个开关循环中，由于接通时间tON小，VAC的值可被认为是一常量。如上面所提及的，当开关S1 114在DCM中处于接通时，利用开关S1 114的电压和电流之间的关系，过零电流阈值IZC 504和过零时间阈值tZC506被固定并被选择以对应于过零电压阈值VZC 204，或者数学地表达为：
Figure BSA00000431920500171
另外，被控制器138用来固定过零时间阈值tZC 506的接通时间延长(on-time extension)从滤波电容器CF 120移除更多的电荷。结果是，滤波电容器CF 120的放电帮助拉低初级绕组110处的电压，这可以帮助控制器138检测交流输入电压VAC 102的过零。
下面参考图6，其示出了利用调光器电路608的一个示例性开关式电源的功能方块图，包括：输入电压VAC 102、能量传递元件T1 108、能量传递元件T1 108的初级绕组110、能量传递元件T1 108的次级绕组112、开关S1 114、输入返回116、箝位电路118、滤波电容器CF 120、控制器138、驱动信号140、电流感测输入信号142，以及开关电流ID 144。另外，该开关式电源进一步包括整流器604、已整流电压VRECT 606、调光器电路608，以及已调光电压(dimmed voltage)VDIM 610。应理解，图6中示出的开关式电源与图1中示出的开关式电源100相似，不过添加了调光器电路608。
能量传递元件T1 108、能量传递元件T1 108的初级绕组110、能量传递元件T1的次级绕组112、开关S1 114、输入返回116、箝位电路118、滤波电容器CF 120、控制器138、驱动信号140、电流感测输入信号142以及开关电流ID 144的连接和功能如上所述。调光器电路608连接至交流输入电压VAC 102并且产生已调光电压VDIM 610。调光器电路608进一步连接至整流器604。整流器604接收已调光电压VDIM 610并且输出已整流电压VRECT 606。如图6中所示，整流器604跨接在滤波电容器CF 120两端。对于本发明的一些实施方案，整流器604是图1中示出的桥式整流器。
当该电源的负载126是发光二极管(LED)阵列时，调光器电路608可以被利用以限制传送至该电源的功率量。结果是，限制了传递至该LED阵列负载的电流，从而该LED阵列被调光。在一个实施方案中，调光器电路608是相位调光器电路。在另一实施方案中，三端双向可控硅调光器电路可被用作调光器电路608。当交流输入电压VAC102与零电压相交时，该三端双向可控硅调光器使交流输入电压VAC102与该电源解除连接。在一给定时间量之后，该三端双向可控硅调光器使交流输入电压VAC 102重新与该电源连接。根据想要的调光量，该三端双向可控硅调光器控制交流输入电压VAC 102与该电源解除连接的时间量。一般地，该三端双向可控硅调光器使交流输入电压VAC102解除连接的时间越长，对应的调光就越多。根据本发明的实施方案，控制器138利用开关电流ID 144来确定何时交流输入电压VAC 102的过零状况存在，并且生成过零信号。图7A和图7B示出了已整流电压VRECT 606和因之而生的过零信号。
图7A示出了图6中示出的已整流电压VRECT 606的一个示例性波形，包括：半线路循环702、过零电压阈值704、峰值电压VP 705，以及部分706。图7B示出了已整流电压VRECT 606的部分706以及对应的过零信号708。半线路循环702、过零电压阈值VZC 704和过零信号708是图2A和图2B的半线路循环202、过零电压阈值VZC 204和过零信号208的又一实例。
如上面所讨论的，交流输入电压VAC 102是正弦波形，其中交流输入电压VAC 102的周期被称为全线路循环。数学地表达为：VAC(t)＝VPsin(2πfLt)。其中VP 705是交流输入电压VAC 102的峰值电压，并且fL是该线路输入电压的频率。或者换言之，fL是交流输入电压VAC 102的线路频率。应理解，全线路循环是线路频率fL的倒数，或者数学地表达为：全线路循环＝1/fL。已整流电压VRECT 606是桥式整流器606和调光器电路608的结果输出。对于图7A的实施例，已整流电压VRECT 606的每个半线路循环702的开头(beginning)基本等于零电压，这对应于调光器电路608使交流输入电压VAC 102与该电源解除连接之时。当调光器电路608使交流输入电压VAC 102重新连接至该电源时，已整流电压VRECT 606基本跟随交流输入电压VAC 102的正幅值。或者数学地表达为：VRECT＝|VDIM|。
与图2A相似，对于一些实施方案，过零电压阈值VZC 704基本等于零。对于其他实施方案，过零电压阈值VZC 704基本为已整流电压VRECT 606的峰值电压VP 705的1/5。在一个实施例中，如果已整流电压VRECT 606的峰值电压VP 705基本等于125V，则过零电压阈值VZC 704基本等于25V。在另一实施方案中，过零电压阈值VZC 704基本等于已整流电压VRECT 606的峰值电压VP 705的1/4。应理解，过零电压阈值VZC 704越接近零电压，过零信号708就越精确。
图7B示出了已整流电压VRECT 606的部分706以及对应的过零信号708。本发明的实施方案间接感测交流输入电压VAC 102，以产生过零信号708。当已整流电压VRECT 606小于过零电压阈值VZC 704时，过零信号708指示过零状况存在。过零信号708是具有逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形。对于图7B中示出的实施例，当已整流电压VRECT 606小于过零电压阈值VZC 704时，过零信号708的值为逻辑高。当已整流电压VRECT 606大于过零电压阈值VZC 704时，过零信号708的值为逻辑低。
如上面参考图2B所提及的，检测何时已整流电压VRECT 606接近零电压对应于检测何时交流输入电压VAC 102与零电压相交。将图7B中示出的过零信号708与图2B中示出的过零信号208比较，由于调光器电路608使交流输入电压VAC 102解除连接，所以图7B的过零脉冲TZ 710长于图2B的过零脉冲TZ 210。如上面所提及的，想要的调光量对应于调光器电路608使交流输入电压VAC 102与该电源解除连接的时间长度。调光器电路608保持交流输入电压VAC与该电源解除连接的时间越长，已整流电压VRECT 606基本等于零电压的时间就越长，结果是，过零脉冲TZ 710的长度对应于由调光器电路608提供的调光量。
下面参考图8A，其示出了已整流电压VRECT 801的另一示例性波形，包括：半线路循环802、过零电压阈值VZC 804、峰值电压VP 805，以及部分806。图8B示出了已整流电压VRECT 801的部分806以及对应的过零信号808。
已整流电压VRECT 801的示例性波形与图7A中示出的已整流电压VRECT 606相似。在图7A的实施例中，已整流电压VRECT 606是交流输入电压VAC 102经过调光器电路608和整流器604以后的结果。如参考图6、图7A和图7B所提及的，已整流电压VRECT 606是调光器电路608(例如三端双向可控硅调光器)在每个半线路循环802的开头使交流输入电压VAC 102解除连接的结果。然而，图8A和图8B中示出的已整流电压VRECT 801是调光器电路608在每个半线路循环802的末尾(end)使交流输入电压VAC 102解除连接的结果。结果是，已整流电压VRECT 801在半线路循环802的末尾基本等于零电压。在每个半线路循环802的开头，已整流电压VRECT 801基本跟随交流输入电压VAC 102的正幅值，直至调光器电路608使交流输入电VAC 102与该电源解除连接。然后已整流电压VRECT 801的值放电至基本为零电压，直至下一半线路循环的开头。
图8B示出了已整流电压VRECT 801的部分806以及对应的过零信号808。交流输入电压VAC 102通过开关电流ID 144被间接感测，以产生过零信号808。当已整流电压VRECT 801小于过零电压阈值VZC 804时，过零信号808指示过零状况存在。对于图8B的实施例，当已整流电压VRECT 801小于过零电压阈值VZC 804时，过零信号808的值为逻辑高。当已整流电压VRECT 801大于过零电压阈值VZC 804时，过零信号808的值为逻辑低。
将图8B中示出的过零信号808与图2B中示出的过零信号208比较，由于调光器电路608使交流输入电压VAC 102解除连接，所以图8B的过零脉冲TZ 810长于图2B的过零脉冲TZ 210。将图8B中示出的过零信号808与图7B中示出的过零信号708比较，图8B的过零脉冲TZ在半线路循环802的末尾发生，而非像图7B中示出的那样在半线路循环802的开头发生。
下面参考图9A，其示出了控制器938的功能方块图，包括：反馈信号UFB 930、驱动信号940、电流感测信号942、驱动逻辑块902、接通时间延长块904、过零检测器906、过零信号908，以及过零时间阈值脉冲ZCP 924。过零检测器906进一步包括：时钟信号910、比较器914、参考信号916、与门917、S-R锁存器918、触发器(flip-flop)922，以及可选的过零滤波器926。控制器938、反馈信号UFB 930、驱动信号940以及电流感测信号942是图1和图6中示出的控制器138、反馈信号UFB 130、驱动信号140以及电流感测信号142的实例。另外，过零信号908是图2、图4A、图4B、图7B和图8B中示出的过零信号的一个实例。在一个实施例中，驱动逻辑块902和接通时间延长块904在此可合称为驱动信号发生器。图9A和图9B中还示出了信号注解(annotations)、驱动逻辑输出DLO 950、过零时间阈值脉冲ZCP 924和比较器输出CO 952。图10中示出了各信号的波形。
控制器938、反馈信号UFB 930、驱动信号940以及电流感测信号942的连接和功能如上所述。在控制器938内，驱动逻辑块902连接至接通时间延长块904和过零检测器906。驱动逻辑块902接收电流感测信号942和反馈信号UFB 930，并且将驱动逻辑输出DLO 950输出至接通时间延长块904。驱动逻辑块902进一步连接至过零检测器906，并且接收过零信号908。过零检测器906连接至并且接收电流感测信号942。如将进一步解释的，过零检测器906接收电流感测信号942，并且将过零信号908输出至驱动逻辑决902。
驱动逻辑块902利用反馈信号UFB 930、电流感测信号942和过零信号908来生成驱动逻辑输出信号DLO 950，该驱动逻辑输出信号DL0950向接通时间延长块904提供关于驱动信号940的状态和控制器938的状态的信息。接通时间延长块904进一步连接至过零检测器906，并且接收比较器914的输出(在此被称为比较器输出CO 952)。另外，接通时间延长块904接收过零时间阈值脉冲ZCP 924。过零时间阈值脉冲ZCP 924是具有长度各异的逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形。逻辑低段的长度基本等于过零时间阈值tZC 506，并且过零时间阈值脉冲ZCP 924的相继下降沿之间的时间长度基本等于开关周期TS。
接通时间延长块904利用所接收的驱动逻辑输出DLO 950、过零时间阈值脉冲ZCP 924和比较器输出CO 952来输出驱动信号940。如上面所提及的，驱动信号940被用来控制该电源的开关(例如，图1的开关S1114)的切换。驱动信号940还被过零检测器906的触发器922所接收。另外，接通时间延长块904实施接通时间延长，如参考图5所讨论的。
驱动逻辑块902接收来自电流感测信号942的关于开关电流ID144的信息，以及来自反馈信号UFB 930的关于输出量UO的信息，连同过零信号908。利用所述信息，驱动逻辑块902提供关于意向(intended)驱动信号的信息，以控制开关S1114的接通和断开。在一个实施例中，驱动逻辑块902可利用电流感测信号942来确定何时开关电流ID 144达到电流极限ILIM 402，以断开开关S1 114，如参考图4A和图4B所讨论的。连同比较器输出CO 952和过零时间阈值脉冲ZCP 924，驱动逻辑输出DLO 950被接通时间延长块904接收。如将进一步讨论的，根据比较器输出CO 952和过零时间阈值脉冲ZCP 924的值，接通时间延长块904可延长由驱动逻辑块902提供的意向驱动信号的接通时间。
过零检测器906进一步包括比较器914，其接收电流感测信号942和参考信号916。在图9A的实施例中，比较器914在其非反相输入端(non-inverting input)接收电流感测信号942，并且在其反相输入端(inverting input)接收参考信号916。因此，在一个实施方案中，电流感测信号942小于参考信号916这一事件可以指示过零状况的存在。电流感测信号942和参考信号916可以是电流信号或者电压信号。电流感测信号942提供关于开关电流ID 144的信息。当电流感测信号942是电流信号时，参考信号916可以是过零电流阈值IZC 404，并且比较器914是电流比较器。如上面所提及的，开关电流ID 144可以以各种方式--例如分立电阻器两端的电压或者当晶体管导通时该晶体管两端的电压--被感测。对于那些实施例，电流感测信号942是电压信号。当电流感测信号942是电压信号时，参考信号916是参考电压，并且比较器914是电压比较器。
比较器914进一步被连接至与门917和接通时间延长块904。比较器914的输出被接通时间延长块904接收。与门917还被连接以接收过零时间阈值脉冲ZCP 924。与门917的接收比较器输出CO 952的输入端处的圆圈指示，一个反相器被连接在比较器914和与门917之间，以使与门917接收反相的比较器输出CO 952。例如，当过零时间阈值脉冲ZCP 924处于逻辑高值并且比较器输出CO 952处于逻辑低值时(对应于反相的比较器输出CO 952处于逻辑高值时)，与门917的输出处于逻辑高值。
S-R锁存器918在复位输入端(reset input)(在此也被称为S-R锁存器918的R输入端)接收与门917的输出。另外，S-R锁存器918在置位输入端(set input)(这里也称为S输入端)接收时钟信号910。时钟信号910提供关于开关周期TS的信息，并且在一些实施方案中可来自振荡器(未示出)。时钟信号910是具有长度各异的逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲信号。时钟信号910的相继上升沿之间的时间长度基本等于开关周期TS。一俟时钟信号910脉冲至逻辑高值，时钟信号910就迅速降至逻辑低值。这样一来，S-R锁存器918在时钟信号910的上升沿被置位。然而，当与门917的输出为逻辑高值时，S-R锁存器918复位。换言之，当比较器输出CO 952指示由电流感测信号942提供的开关电流ID 144已经超出由参考信号916提供的过零电流阈值IZC 404时，锁存器918复位。在图9A的实施例中，S-R锁存器918的输出取自Q杠输出端(Q-bar output)。这样一来，当S-R锁存器918被置位时，其输出是逻辑低值。当S-R锁存器918被复位时，其输出是逻辑高值。
触发器922连接至S-R锁存器918，并且接收S-R锁存器918的输出。在一个实施方案中，触发器922是D触发器。触发器922在D输入端接收锁存器918的输出。另外，触发器922在时钟输入端接收驱动信号940。驱动信号940是具有长度各异的逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形。在一个实施方案中，闭合的(即，接通的)开关S1114对应于驱动信号940的逻辑高值，而打开的(即，断开的)开关S1 114对应于驱动信号940的逻辑低值。触发器922的时钟输入端处的圆圈指示，触发器922在驱动信号940的下降沿更新。换言之，当开关S1 114断开时，触发器922的输出更新。触发器922被进一步连接至过零滤波器926。如所示出的，过零滤波器926接收触发器922的输出，并且输出过零信号908。触发器922的输出基本等于过零信号908，然而，过零滤波器926被连接，以减小触发器922的输出的噪声。另外，过零滤波器926这样实施上面讨论的数字N：阻止过零信号908指示过零状况存在，除非已经过N个具有可能的过零状况的相继开关循环。然而，当N等于1时，可以从过零检测器906中省略过零滤波器926。
在开关周期TS的开头，电流感测信号942小于参考信号916，这样一来比较器914的输出是逻辑低。换言之，在开关周期TS的开头，开关电流ID 144小于过零电流阈值IZC 404。时钟信号910在开关周期TS的开头脉冲至逻辑高值，从而S-R锁存器918的输出被置位到逻辑低值。时钟信号910迅速脉冲至逻辑低值，并且S-R锁存器918保持前一值。对于该实施例，S-R锁存器918保持逻辑低值。
当开关S1 114打开(即，断开)时，触发器922更新。换言之，触发器922更新触发器922的输出，以在驱动信号940的下降沿反映(mirror)触发器922的D输入。一般地，D触发器在时钟输入的上升沿更新。然而，由于触发器922的时钟输入端处的圆圈指示的反相器，触发器922在驱动信号940的下降沿更新。
如果在达到由过零时间阈值脉冲ZCP 924提供的过零时间阈值tZC之前(或者换言之，在过零时间阈值脉冲ZCP 924转变为逻辑高值之前)，由电流感测信号942提供的开关电流ID 144未超出由参考信号916提供的过零电流阈值IZC 404，则过零状况被检测到，从而与门917的输出是逻辑高值。与门917的逻辑高输出使S-R锁存器918复位，从而S-R锁存器918的输出是逻辑高值。在驱动信号940的下降沿，触发器922更新，并且触发器922的输出传送(forward)S-R锁存器918的逻辑高输出。在一个实施例中，触发器922的输出被过零滤波器926滤波，并且结果过零信号908是逻辑高值。在一个实施方案中，过零滤波器926的输出在延迟时间tX 436之后被更新，如参考图4B所讨论的。在另一实施方案中，过零滤波器926的输出在下一开关循环被更新。另外，在过零检测器906决定过零状况存在之前，过零滤波器926可以实施N个具有可能的过零状况的相继开关循环。在一个实施方案中，过零滤波器926可包括逻辑电路，以计算触发器922的输出是逻辑高值的相继开关循环的数目。因此，在一个实施方案中，过零滤波器926可以在已发生N个可能的过零状况之后才输出指示过零状况存在的过零信号908，如上面参考图4B所描述的。在一个实施方案中，过零滤波器926可利用触发器和多路复用器(multiplexer)来实施数字N。在另一实施方案中，过零滤波器926可利用计数器来实施数字N。在一些实施方案中，参考图4B所讨论的延迟时间tX 436可取决于过零滤波器926所利用的部件。
如果在达到由过零时间阈值脉冲ZCP 924提供的过零时间阈值tZC之前(或者换言之，在过零时间阈值脉冲ZCP 924转变为逻辑高值之前)，由电流感测信号942提供的开关电流ID 144超出由参考信号916提供的过零电流阈值IZC 404，则过零状况未被检测到，从而与门917的输出是逻辑低值。S-R锁存器918未被复位，从而S-R锁存器918的逻辑低值在驱动信号940的下降沿被传送至触发器922的输出端。在一个实施方案中，触发器922的输出被过零滤波器926滤波，并且结果过零信号908处于逻辑低值。在一个实施方案中，过零滤波器926在延迟时间tX 436之后更新其输出，如参考图4B所讨论的。在另一实施方案中，过零滤波器926的输出在下一开关循环被更新。另外，在过零检测器906决定过零状况不再存在之前，过零滤波器926可以实施N个没有过零状况的相继开关循环。例如，过零滤波器926可包括逻辑电路，以计算触发器922的输出是逻辑低值的相继开关循环的数目。因此，在一个实施方案中，过零滤波器926可以在N个没有过零状况的开关循环之后才输出指示过零状况不再存在的过零信号908，如上面参考图4B所描述的。
下面参考图9B，其示出了接通时间延长块904的方块图，包括：过零时间阈值脉冲ZCP 924、驱动信号940、驱动逻辑输出DLO 950、比较器输出CO 952、可选的单稳态多谐振荡器954、反相器964、S-R锁存器958、或门960、下降沿延迟器961，以及与门968。另外，图9B示出了信号注解A962、B970、C956以及反相的驱动逻辑输出
Figure BSA00000431920500251
966。图10中示出了各信号的波形。
过零时间阈值脉冲ZCP 924、驱动信号940、驱动逻辑输出DLO 950以及比较器输出CO 952的连接和功能如上所述。另外，接通时间延长块904可以可选地包括单稳态多谐振荡器954，该单稳态多谐振荡器954连接至并接收驱动逻辑输出DLO 950。如上面所描述的，驱动逻辑输出DLO 950为接通时间延长块904提供关于控制器的状态和意向驱动信号的状态的信息。驱动逻辑输出DLO 950是具有长度各异的逻辑高段和逻辑低段的矩形脉冲波形，并且相继上升沿之间的时间长度基本等于开关周期TS。单稳态多谐振荡器954接收驱动逻辑输出DLO 950，并且在驱动逻辑输出DLO 950的每个上升沿生成脉冲。在一个实施方案中，由单稳态多谐振荡器954生成的脉冲宽度基本等于50纳秒(ns)。单稳态多谐振荡器954的输出被表示为信号C 956，该信号C 956的示例性波形在图10中被示为波形C 1056。单稳态多谐振荡器954连接至S-R锁存器958。对于图9B中示出的实施例，单稳态多谐振荡器954连接至S-R锁存器958的S输入端。S-R锁存器958在S输入端接收单稳态多谐振荡器954的输出，即信号C 956。在另一实施方案中，信号C 956可以由振荡器(未示出)生成。
另外，接通时间延长块904连接至比较器输出952和过零时间阈值脉冲ZCP 924。比较器输出952被下降沿延迟器961接收，该下降沿延迟器961将比较器输出952的下降沿延迟了延迟时间tD。下降沿延迟器961进一步连接至或门960，并且下降沿延迟器961的输出(表示为信号CO)在或门960的一个输入端被接收。或门960的另一输入端接收过零时间阈值脉冲ZCP 924。或门960进一步连接至与门968，并且或门960的输出(表示为信号A 962)在与门968的一个输入端被接收。
另外，与门968还连接至反相器964。反相器964连接至并接收驱动逻辑输出DLO 950。反相的驱动逻辑输出
Figure BSA00000431920500261
966从反相器964输出，并且被与门968接收。与门968进一步连接至S-R锁存器958的R输入端。与门968的输出(表示为信号B 970)在S-R锁存器958的R输入端处被接收。S-R锁存器958利用S输入端和R输入端处的值来输出驱动信号940。
如图9B所示，当比较器输出CO 952指示开关电流ID 144小于过零电流阈值IZC时，或门960的输出可以阻止(block)与门968复位S-R锁存器958。换言之，当比较器输出CO 952指示开关电流ID 144小于过零电流阈值IZC时，或门960的输出可以阻止S-R锁存器958输出逻辑低值，从而延长了开关S1 114的接通时间。如将在图10中进一步示出的，或门960的输出阻止S-R锁存器958复位，从而延长了开关S1 114的接通时间，直至比较器输出CO 952指示开关电流ID144已达到过零电流阈值IZC，或者过零时间阈值脉冲ZCP 924指示已达到过零时间阈值tZC。然而，如果开关电流ID 144在由驱动逻辑输出DLO 950提供的初始开关接通时间期间超出过零电流阈值IZC，或者换言之当驱动逻辑输出DLO 950处于逻辑高值时，S-R锁存器958在驱动逻辑输出DLO 950的下降沿复位，因为驱动逻辑输出DLO 950提供了关于意向驱动信号的信息。图10示出了参考图9A和图9B讨论的信号的各种波形。
下面参考图10，其示出了对应于图9A和图9B的各种波形。图10示出了控制器938和接通时间延长块904(其实施用于过零检测的接通时间延长)的各种波形之间的差别。示例性波形ID 1044、DLO 1050、1066、CO 1052、ZCP 1024、A 1062、B 1070、C 1056和驱动信号1040对应于开关电流ID 144、驱动逻辑输出DLO 950、反相的驱动逻辑输出
Figure BSA00000431920500272
966、经下降沿延迟的比较器输出CO、过零时间电流阈值脉冲ZCP 924、信号注解A 962、B 970、C 956和驱动信号940。另外，图10示出了开关循环1002、1004和1006。如所示出的，每个开关循环都具有开关周期TS。
对于图10中示出的实施例，在每个开关循环的开头，驱动逻辑输出DLO 1050处于逻辑高值。另外，由于开关电流ID 1044小于过零电流阈值IZC，所以比较器输出CO 1052处于逻辑低值。过零时间阈值脉冲ZCP 1024在每个开关循环的开头处于逻辑低值。或门960的输出，即波形A 1062，处于逻辑低值。与门968接收波形A 1062的逻辑低值以及反相的驱动逻辑输出
Figure BSA00000431920500273
1066(当前处于逻辑低值)，结果是，波形B1070在每个开关循环的开头处于逻辑低值。单稳态多谐振荡器954接收驱动逻辑输出DLO 1050，并且输出逻辑高脉冲(用波形C 1056示出)。在每个开关循环的开头，波形C 1056处于逻辑高值，而波形B 1070处于逻辑低值。结果是，S-R锁存器958输出处于逻辑高值的驱动信号1040，从而开关S1114接通并且开关电流ID 1044开始增大。波形C 1056迅速降低至逻辑低值，并且S-R锁存器958保持之前的值。在每个开关循环的开头，S-R锁存器958保持逻辑高值，从而开关S1114保持接通。然而，当波形B 1070在R输入端脉冲至逻辑高值时，S-R锁存器958输出逻辑低值，从而将开关S1114断开。波形B 1070脉冲至逻辑高值的各种状况将在下面被进一步讨论。
在开关循环1002，开关电流ID 1044在由驱动逻辑输出DLO 1050提供的初始接通时间tON期间超出过零电流阈值IZC。或者换言之，开关电流ID 1044在驱动逻辑输出DLO 1050的下降沿之前超出过零电流阈值IZC。当开关电流ID 1044超出过零电流阈值IZC时，比较器输出CO 1052转变为逻辑高值。对于开关循环1002，当比较器输出CO 1052转变为逻辑高值时，波形ZCP 1024仍处于逻辑低值，结果是，波形A1062转变为逻辑高值。对于示例性开关循环1002，当驱动逻辑输出DLO 1050转变为逻辑低值时，波形B 1070脉冲至逻辑高值，因为与门968接收因反相器964而反相的驱动逻辑输出
Figure BSA00000431920500281
1066。换言之，当反相的驱动逻辑输出
Figure BSA00000431920500282
1066转变为逻辑高值时，波形B 1070转变为逻辑高值。在驱动逻辑输出DLO 1050的下降沿，波形B转变为逻辑高值，从而S-R锁存器958被复位，从而驱动信号1040降低至逻辑低值。这样一来，开关S1 114断开，并且开关电流ID 1044降低至基本为零。当开关电流ID 1044降低至过零电流阈值IZC之下时，比较器输出CO 1052降低至逻辑低值。然而，比较器输出CO 1052的下降沿因下降沿延迟器961而延迟了延迟时间tD。
在开关循环1004，开关电流ID 1044在由驱动逻辑输出DLO 1050提供的初始接通时间tON期间未超出过零电流阈值IZC，并且控制器延长了开关S1 114的接通时间。或者换言之，开关电流ID 1044在驱动逻辑输出DLO 1050的下降沿之前未超出过零电流阈值IZC，从而比较器输出CO 1052保持处于逻辑低值。如图10中所示，延长接通时间tONX是驱动逻辑输出DLO 1050的下降沿与开关S1 114断开之时之间的时间长度。换言之，延长接通时间tONX是驱动逻辑输出DLO 1050的下降沿与驱动信号1040的下降沿之间的时间长度。另外，开关电流ID 1044在过零时间阈值脉冲ZCP 1024的上升沿之前确实超出了过零电流阈值IZC。当开关电流ID 1044超出过零电流阈值IZC时，比较器输出CO 1052脉冲至逻辑高值，并且或门960输出逻辑高值(图10中示为波形A 1062转变为逻辑高值)。与门968的一个输入端接收来自波形A 1062的逻辑高值，并且与门968的另一输入端接收来自反相的驱动逻辑输出
Figure BSA00000431920500283
1066的逻辑高值。结果是，波形B 1070转变为逻辑高值，从而复位锁存器958。驱动信号1040降低至逻辑低值，从而断开开关S1114，并且开关电流ID 1044降低至基本为零。当开关电流ID 1044降低至过零电流阈值IZC之下时，比较器输出CO 1052降低至逻辑低值。然而，比较器输出CO 1052的下降沿因下降沿延迟器961而延迟了延迟时间tD。
在开关循1006，开关电流ID 1044在由驱动逻辑输出DLO 1050提供的初始接通时间tON期间未超出过零电流阈值IZC，并且控制器延长了开关S1 114的接通时间。另外，开关电流ID1044在过零时间阈值脉冲ZCP 1024的上升沿之前未超出过零电流阈值IZC。如所示出的，延长接通时间tONX是驱动逻辑输出DLO 1050的下降沿与开关S1 114断开之时之间的时间长度。换言之，延长接通时间tONX是驱动逻辑输出DL01050的下降沿与驱动信号1040的下降沿之间的时间长度。比较器输出CO 1052在整个开关循环1006中保持处于逻辑低值。结果是，直至波形A 1062转变为逻辑高值，波形B 1070才转变为逻辑高值。波形A在过零时间阈值脉冲ZCP 1024的上升沿转变为逻辑高值。当波形ZCP 1024转变为逻辑高值时，S-R锁存器958复位，从而驱动信号1040降低至逻辑低值，从而断开开关S1 114，并且开关电流ID 1044降低至基本为零。
尽管通过具体实施方案、实施例和应用描述了在此公开的本发明，但是在不背离权利要求中所陈述的本发明范围的情况下，本领域普通技术人员可以做出多种修改和变更。

Claims (18)

1.一种方法，包括：
接收代表电源的开关电流的电流感测信号；
将所述电流感测信号与代表过零电流阈值的参考信号比较；以及
响应于所述电流感测信号与所述参考信号的比较而生成过零信号，其中，所述过零信号指示何时所述电源的交流线路输入电压的过零状况存在。
2.权利要求1的方法，其中，当所述电源的交流线路输入电压的幅值小于过零电压阈值时，所述过零信号指示过零状况存在。
3.权利要求1的方法，进一步包括：延长所述开关的接通时间，直至所述开关电流达到所述过零电流阈值，或者直至所述开关的接通时间达到过零时间阈值。
4.权利要求3的方法，其中，如果所述开关电流小于所述过零电流阈值，并且所述开关的接通时间基本等于所述过零时间阈值，则所述过零信号指示所述交流线路输入电压的过零状况存在。
5.权利要求3的方法，其中，如果在所述开关的接通时间达到过零时间阈值之前所述开关电流达到所述过零电流阈值，则所述过零信号指示所述交流线路输入电压的过零状况不存在。
6.权利要求1的方法，进一步包括：在所述过零信号指示过零状况存在之前，检测所述开关电流是否持续N个开关周期小于所述过零电流阈值，其中N大于零。
7.权利要求1的方法，其中所述方法可以被用于具有调光发光二极管阵列的电源。
8.权利要求1的方法，进一步包括：在所述过零信号指示过零状况存在之前，检测所述开关电流是否持续N个开关周期小于所述过零电流阈值，其中N大于1。
9.一种用于开关式电源的控制器，所述控制器包括：
驱动信号发生器，其被连接以控制所述电源中的开关的切换，以调整所述电源的输出；以及
过零检测器，其被连接至所述驱动信号发生器，并且被连接以接收代表流经所述开关的开关电流的电流感测信号，其中，所述过零检测器响应于所述电流感测信号与代表过零电流阈值的参考信号的比较而生成过零信号，其中，所述过零信号指示何时所述电源的交流线路输入电压的过零状况存在。
10.权利要求9的控制器，其中，当所述电源的交流线路输入电压的幅值小于过零电压阈值时，所述过零信号指示过零状况存在。
11.权利要求9的控制器，进一步包括：接通时间延长块，其被连接至所述过零检测器以延长所述开关的接通时间，直至所述开关电流达到所述过零电流阈值，或者直至所述开关的接通时间达到过零时间阈值。
12.权利要求11的控制器，其中，如果所述开关电流小于所述过零电流阈值，并且所述开关的接通时间基本等于所述过零时间阈值，则所述过零信号指示所述交流线路输入电压的过零状况存在。
13.权利要求11的控制器，其中，如果在所述开关的接通时间达到所述过零时间阈值之前所述开关电流达到所述过零电流阈值，则所述过零信号指示所述交流线路输入电压的过零状况不存在。
14.权利要求11的控制器，其中，所述接通时间延长块进一步包括锁存器，其被连接以向所述开关提供驱动信号，其中，所述锁存器进一步被连接以使，如果所述开关电流达到所述过零电流阈值或者如果所述开关的接通时间达到过零时间阈值，所述锁存器就被复位。
15.权利要求9的控制器，其中，所述过零检测器包括比较器，所述比较器具有：第一输入端，其被连接以接收所述电流感测信号；以及，第二输入端，其被连接以接收所述参考信号。
16.权利要求15的控制器，其中，所述过零检测器进一步包括锁存器，其被连接以响应于时钟信号而被置位，并且进一步被连接以响应于所述比较器的输出而被复位。
17.权利要求16的控制器，其中，所述过零检测器进一步包括触发器，其被连接以接收所述锁存器的输出，并且被连接以接收所述驱动信号发生器的输出。
18.权利要求17的控制器，其中，所述过零检测器进一步包括过零滤波器，其被连接至所述触发器的输出端，以降低所述过零信号中的噪声。
CN2011100352897A 2010-02-09 2011-02-09 用于确定电源的交流输入电压的过零的方法和装置 Expired - Fee Related CN102193025B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201310579445.5A CN103592503B (zh) 2010-02-09 2011-02-09 确定电源的交流输入电压的过零的方法、控制器及电源

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/703,095 2010-02-09
US12/703,095 US8553439B2 (en) 2010-02-09 2010-02-09 Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201310579445.5A Division CN103592503B (zh) 2010-02-09 2011-02-09 确定电源的交流输入电压的过零的方法、控制器及电源

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102193025A true CN102193025A (zh) 2011-09-21
CN102193025B CN102193025B (zh) 2013-10-30

Family

ID=43919988

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2011100352897A Expired - Fee Related CN102193025B (zh) 2010-02-09 2011-02-09 用于确定电源的交流输入电压的过零的方法和装置
CN201310579445.5A Expired - Fee Related CN103592503B (zh) 2010-02-09 2011-02-09 确定电源的交流输入电压的过零的方法、控制器及电源

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201310579445.5A Expired - Fee Related CN103592503B (zh) 2010-02-09 2011-02-09 确定电源的交流输入电压的过零的方法、控制器及电源

Country Status (4)

Country Link
US (2) US8553439B2 (zh)
EP (2) EP2355316B1 (zh)
JP (2) JP5753392B2 (zh)
CN (2) CN102193025B (zh)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103929048A (zh) * 2014-04-29 2014-07-16 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 一种开关电源的过零检测电路
CN104360144A (zh) * 2014-12-08 2015-02-18 广东美的环境电器制造有限公司 确定交流信号过零点的方法及系统
CN105842526A (zh) * 2012-05-19 2016-08-10 快捷半导体(苏州)有限公司 一种零电流检测电路和方法、及电压变换电路
CN111474414A (zh) * 2020-03-18 2020-07-31 南方电网科学研究院有限责任公司 一种柔性直流控制系统的链路延时测试方法及系统
CN112311085A (zh) * 2020-11-27 2021-02-02 航天柏克(广东)科技有限公司 交流供电电源切换装置

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8553439B2 (en) 2010-02-09 2013-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply
US8299730B2 (en) 2010-02-09 2012-10-30 Power Integrations, Inc. Integrated on-time extension for non-dissipative bleeding in a power supply
KR20120115400A (ko) * 2010-02-12 2012-10-17 마벨 월드 트레이드 리미티드 전자 부하용 디머 회로
JP5067443B2 (ja) * 2010-05-24 2012-11-07 サンケン電気株式会社 Ｌｅｄ点灯装置
US8400797B2 (en) * 2010-07-23 2013-03-19 Lien Chang Electronic Enterprise Co., Ltd. Power conversion system with zero-voltage start-up mechanism, and zero-voltage start-up device
WO2012112750A1 (en) 2011-02-17 2012-08-23 Marvell World Trade Ltd. Triac dimmer detection
US8467157B2 (en) * 2011-07-28 2013-06-18 Power Integrations, Inc. Adjacent terminal fault detection
US9065330B1 (en) 2011-11-15 2015-06-23 Marvell International Ltd. Method and apparatus for controlling TRIAC dimmable device
CN103207302B (zh) * 2012-01-17 2015-07-29 珠海格力电器股份有限公司 电感放电电流的检测电路和功率校正电路
WO2013138634A1 (en) * 2012-03-14 2013-09-19 Marvell World Trade Ltd Method and apparatus for starting up
US8810144B2 (en) 2012-05-02 2014-08-19 Cree, Inc. Driver circuits for dimmable solid state lighting apparatus
US9030115B2 (en) * 2012-06-22 2015-05-12 Abl Ip Holding Llc LED driver with diac-based switch control and dimmable LED driver
CN102735906B (zh) * 2012-07-05 2014-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种电感电流检测电路以及应用其的led驱动电路
US9537404B2 (en) * 2012-09-24 2017-01-03 Dialog Semiconductor Inc. AC-DC power supply input voltage detection and monitoring
US9401634B2 (en) * 2012-10-04 2016-07-26 Power Integrations, Inc. Saturation prevention in an energy transfer element of a power converter
KR101397785B1 (ko) * 2012-12-17 2014-05-20 삼성전기주식회사 모터 구동 장치 및 방법
CN103887998A (zh) * 2012-12-20 2014-06-25 深圳市力生美半导体器件有限公司 开关电源以及开关电源集成电路
JP6056475B2 (ja) * 2012-12-28 2017-01-11 ブラザー工業株式会社 電源システム、同電源システムを備えた画像形成装置
US9401657B2 (en) 2013-03-13 2016-07-26 Power Integrations, Inc. Input voltage sensor responsive to load conditions
US9071146B2 (en) * 2013-03-13 2015-06-30 Power Integrations, Inc. AC voltage sensor with low power consumption
CN103401429B (zh) * 2013-08-09 2015-08-26 杭州茂力半导体技术有限公司 一种开关电源及其控制电路和控制方法
CN105141209B (zh) * 2015-08-01 2017-12-08 漳州科华技术有限责任公司 减少隔离ups旁路导通的变压器励磁电流的方法及装置
US9680382B2 (en) * 2015-08-03 2017-06-13 Power Integrations, Inc. Input frequency measurement
CN208107667U (zh) * 2016-01-22 2018-11-16 嘉兴山蒲照明电器有限公司 一种led直管灯、镇流器旁路型led直管灯及直管灯系统
US10541553B2 (en) 2016-02-05 2020-01-21 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp., Ltd. Adapter and charging control method
CN108076547B (zh) * 2016-11-18 2021-08-20 佛山市顺德区美的电热电器制造有限公司 电磁加热系统及其过零检测装置和方法
DE102017116534A1 (de) * 2017-07-21 2019-01-24 Eaton Electrical Ip Gmbh & Co. Kg Schaltungsanordnung und Verfahren zur Überwachung wechselspannungsförmiger Signale
CN111149005B (zh) * 2017-07-31 2022-04-01 罗姆股份有限公司 过零检测电路
US11733275B2 (en) * 2017-07-31 2023-08-22 Rohm Co., Ltd. Zero-crossing detection circuit
SG10201706597YA (en) * 2017-08-11 2019-03-28 Opulent Electronics Int Pte Ltd Device and method for providing an electrical current to an electrical load
US10333335B2 (en) * 2017-10-27 2019-06-25 Lear Corporation System and method of electric vehicle wireless charger output protection using zero voltage switching
JP7080098B2 (ja) * 2018-04-24 2022-06-03 エイブリック株式会社 ゼロクロス検出回路およびセンサ装置
US10418908B1 (en) * 2018-10-16 2019-09-17 Power Integrations, Inc. Controller with variable sampling generator
CN109543910A (zh) * 2018-11-27 2019-03-29 长沙理工大学 一种考虑偏差考核惩罚的售电公司电量鲁棒决策电路及方法
JP7378495B2 (ja) * 2019-04-24 2023-11-13 パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド 能動非放散クランプ回路を備える電力コンバーターおよびそれぞれの制御装置
US11632054B2 (en) 2019-04-24 2023-04-18 Power Integrations, Inc. Mode operation detection for control of a power converter with an active clamp switch
CN112134473B (zh) * 2019-06-24 2022-03-22 宏碁股份有限公司 电源供应器
CN110445355B (zh) * 2019-07-26 2021-05-18 成都芯源系统有限公司 开关电源及其驱动电路和驱动方法
CN110568261B (zh) * 2019-09-02 2022-05-17 深圳市丰润达科技有限公司 可控硅调光器及交流电源相位检测方法、装置和存储介质

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101027564A (zh) * 2004-10-08 2007-08-29 Abb研究有限公司 用于在变换器中确定电流过零的方法
US20080278974A1 (en) * 2007-05-08 2008-11-13 Tsung-Hsiu Wu Quasi-resonant fly-back converter without auxiliary winding
CN101447735A (zh) * 2007-11-28 2009-06-03 富士电机电子技术株式会社 开关电源装置
EP2104401A1 (en) * 2008-03-17 2009-09-23 Universal Lighting Technologies, Inc. Zero crossing detection of line voltage/current of variable amplitude
JP2009238520A (ja) * 2008-03-26 2009-10-15 Panasonic Electric Works Co Ltd 調光装置

Family Cites Families (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04351495A (ja) * 1991-05-27 1992-12-07 Fujitsu General Ltd 空気調和機の制御方法
JP2677738B2 (ja) 1992-07-03 1997-11-17 株式会社日本プロテクター スイッチングレギュレータ
US5583402A (en) 1994-01-31 1996-12-10 Magnetek, Inc. Symmetry control circuit and method
FR2725324B1 (fr) 1994-09-30 1996-12-20 Sgs Thomson Microelectronics Regulateur de courant a decoupage
KR0152252B1 (ko) * 1995-11-16 1999-05-01 김광호 5핀을 갖는 능동역률보정집적회로
US6091205A (en) * 1997-10-02 2000-07-18 Lutron Electronics Co., Inc. Phase controlled dimming system with active filter for preventing flickering and undesired intensity changes
JP4597364B2 (ja) 1998-02-13 2010-12-15 ルトロン・エレクトロニクス・カンパニー・インコーポレイテッド 電子的に減光する安定器
DE19808890A1 (de) * 1998-03-03 1999-09-09 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Schaltnetzteil mit aktiver Oberwellenbegrenzung
JP2000350462A (ja) 1999-06-01 2000-12-15 Sharp Corp 直流電源装置
JP2002280997A (ja) * 2001-03-21 2002-09-27 Sanyo Electric Co Ltd デジタル信号受信装置
US6862198B2 (en) 2001-11-29 2005-03-01 Iwatt, Inc. PWM power converter with digital sampling control circuitry
JP2004327152A (ja) * 2003-04-23 2004-11-18 Toshiba Lighting & Technology Corp Ｌｅｄ点灯装置およびｌｅｄ照明器具
JP2004351495A (ja) 2003-05-30 2004-12-16 Masao Hondo パルス通電による固体接合装置
CN1592067A (zh) 2003-08-28 2005-03-09 松下电器产业株式会社 电源装置以及使用该电源装置的空调机
KR100986762B1 (ko) * 2003-09-08 2010-10-08 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 전원 공급 장치 및 전원 공급 방법
US7071634B2 (en) 2004-01-07 2006-07-04 Lutron Electronics Co., Inc. Lighting control device having improved long fade off
US7265503B2 (en) 2004-04-08 2007-09-04 International Rectifier Corporation Applications of halogen convertor control IC
JP4630576B2 (ja) * 2004-06-03 2011-02-09 キヤノン株式会社 電力制御装置
CN100397263C (zh) 2004-09-01 2008-06-25 庞浩 一种具有定时功能的电功率调控方法及其系统
US7239119B2 (en) * 2004-11-05 2007-07-03 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to provide temporary peak power from a switching regulator
JP2006319172A (ja) 2005-05-13 2006-11-24 Wako Denken Kk Ｌｅｄランプ調光用アダプタ装置
US7453709B2 (en) 2005-07-08 2008-11-18 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for increasing the power capability of a power supply
JP4744966B2 (ja) * 2005-07-26 2011-08-10 パナソニック電工株式会社 発光ダイオード用直流電源装置およびそれを用いる照明器具
US7888881B2 (en) 2005-07-28 2011-02-15 Exclara, Inc. Pulsed current averaging controller with amplitude modulation and time division multiplexing for arrays of independent pluralities of light emitting diodes
US7400517B2 (en) 2006-07-03 2008-07-15 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Power factor correction circuit and method therefor
US7936157B2 (en) 2007-05-29 2011-05-03 Fuji Electric Device Technology Co., Ltd. Switching power supply system
US7830682B2 (en) * 2007-12-19 2010-11-09 Honeywell International Inc. DC component elimination at output voltage of PWM inverters
US7843146B2 (en) * 2008-01-28 2010-11-30 Global Mixed-Mode Technology Inc. LED dimming control circuit
CN101926082B (zh) 2008-01-29 2013-09-04 皇家飞利浦电子股份有限公司 电子驱动器电路及方法
US8102167B2 (en) * 2008-03-25 2012-01-24 Microsemi Corporation Phase-cut dimming circuit
JP2009247101A (ja) * 2008-03-31 2009-10-22 Tdk Corp 充電装置
JP2009261143A (ja) 2008-04-17 2009-11-05 Panasonic Corp 電源装置及びそれを備えた空気調和機
KR100973009B1 (ko) * 2008-10-28 2010-07-30 삼성전기주식회사 발광소자 구동 장치
US8089216B2 (en) 2008-12-10 2012-01-03 Linear Technology Corporation Linearity in LED dimmer control
US8149600B2 (en) 2009-05-22 2012-04-03 Infineon Technologies Ag System and method for ringing suppression in a switched mode power supply
US8390435B2 (en) * 2009-08-07 2013-03-05 General Electric Company Apparatus for controlling integrated lighting ballasts in a series scheme
US8299730B2 (en) 2010-02-09 2012-10-30 Power Integrations, Inc. Integrated on-time extension for non-dissipative bleeding in a power supply
US8553439B2 (en) 2010-02-09 2013-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply
JP5780803B2 (ja) * 2011-03-29 2015-09-16 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー Ｌｅｄ調光回路
JP2012212548A (ja) * 2011-03-31 2012-11-01 Mitsumi Electric Co Ltd 照明用電源装置
KR101948129B1 (ko) * 2012-02-17 2019-02-14 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어 장치, 스위치 제어 방법, 및 스위치 제어 장치를 포함하는 전력 공급 장치
TWI496504B (zh) * 2013-04-26 2015-08-11 Unity Opto Technology Co Ltd Variable power dimming control circuit

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101027564A (zh) * 2004-10-08 2007-08-29 Abb研究有限公司 用于在变换器中确定电流过零的方法
US20080278974A1 (en) * 2007-05-08 2008-11-13 Tsung-Hsiu Wu Quasi-resonant fly-back converter without auxiliary winding
CN101447735A (zh) * 2007-11-28 2009-06-03 富士电机电子技术株式会社 开关电源装置
EP2104401A1 (en) * 2008-03-17 2009-09-23 Universal Lighting Technologies, Inc. Zero crossing detection of line voltage/current of variable amplitude
JP2009238520A (ja) * 2008-03-26 2009-10-15 Panasonic Electric Works Co Ltd 調光装置

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105842526A (zh) * 2012-05-19 2016-08-10 快捷半导体(苏州)有限公司 一种零电流检测电路和方法、及电压变换电路
US10054617B2 (en) 2012-05-19 2018-08-21 Fairchild Semiconductor Corporation Method and apparatus for zero current detection
CN103929048A (zh) * 2014-04-29 2014-07-16 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 一种开关电源的过零检测电路
CN103929048B (zh) * 2014-04-29 2016-04-20 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 一种开关电源的过零检测电路
CN104360144A (zh) * 2014-12-08 2015-02-18 广东美的环境电器制造有限公司 确定交流信号过零点的方法及系统
CN111474414A (zh) * 2020-03-18 2020-07-31 南方电网科学研究院有限责任公司 一种柔性直流控制系统的链路延时测试方法及系统
CN112311085A (zh) * 2020-11-27 2021-02-02 航天柏克(广东)科技有限公司 交流供电电源切换装置

Also Published As

Publication number Publication date
US9263934B2 (en) 2016-02-16
JP6051265B2 (ja) 2016-12-27
EP2355316A1 (en) 2011-08-10
US20110194312A1 (en) 2011-08-11
JP5753392B2 (ja) 2015-07-22
CN103592503A (zh) 2014-02-19
US20130336019A1 (en) 2013-12-19
EP2355316B1 (en) 2016-10-19
EP2642649A1 (en) 2013-09-25
JP2015179679A (ja) 2015-10-08
US8553439B2 (en) 2013-10-08
JP2011167059A (ja) 2011-08-25
CN103592503B (zh) 2017-03-15
CN102193025B (zh) 2013-10-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102193025B (zh) 用于确定电源的交流输入电压的过零的方法和装置
JP5784317B2 (ja) スイッチモード電源のためのコントローラおよびスイッチモード電源
CN212323991U (zh) 控制电路和功率因数校正预调节器
CN102291871B (zh) 用于开关电源的调光控制
CN102656787B (zh) 开关电源电路和功率因数控制器
EP2442434A2 (en) Controller with punctuated switching control circuit
US9680382B2 (en) Input frequency measurement
CN104795997B (zh) 正向转换器及次级侧开关控制器
EP3145067A2 (en) Hybrid boost-bypass function in two-stage converter
CN104852582B (zh) 具有外部参数检测的功率转换
US10312799B1 (en) Offline converter with power factor correction at light loads and method therefor
CN105050235B (zh) 用于功率转换器的调光边沿探测
CN105050232B (zh) 用于功率转换器中的调光器边沿探测的采样
CN102185482A (zh) 开关电源控制器及其谷底切换方法
CN208209813U (zh) 集成电路功率因数控制器和离线转换器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20131030

Termination date: 20210209

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee