CN102185688B - 基于cpm调制的多符号检测符号同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于CPM调制的多符号检测符号同步方法，该算法包括：确定接收基带信号符号的起始时刻以便进行多符号检测处理；生成本地似然检测码，采用单符号周期超前滞后似然检测算法进行鉴相信息的提取；通过环路滤波电路进行时钟再生，并通过再生时钟控制超前滞后似然检测电路，达到完成高质量符号同步的目的。本发明的有效技术效果是基于最大似然检测，以此保证低信噪比条件下的同步性能；符号同步的似然检测的时间窗口是一个符号周期，似然检测匹配基带波形简单，便于工程实现。

Description

基于CPM调制的多符号检测符号同步方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信领域的符号同步技术，尤其涉及一种基于CPM调制的多符号检测符号同步方法。

背景技术

在无线通信领域，连续相位频移键控CPM调制具有恒包络特性、抗极化和多径衰落、抗相位干扰能力，同时接收可以采用非相干接收，因此获得了广泛应用，典型应用包括GSM移动通信系统、军用电台、卫星通信和运载火箭靶场遥测等。

CPM调制信号的数学表达式可以表示为

$s\left(t\right)=\cos [2\mathrm{\π}{f}_{0}t+\mathrm{\φ}(t,\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}})+{\mathrm{\φ}}_0]...\left(2\right)$

$\mathrm{\φ}(t,\stackrel{\‾}{\mathrm{\α}})=2\mathrm{\πh}{\∫}_{-\∞}^t\underset{i=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_{i}g(\mathrm{\τ}-\mathrm{iT})\mathrm{d\τ}...\left(3\right)$

其中调制信号的相位 决定于信息比特序列α＝[α_-∞...α_-∞]，基带成形滤波函数g(t)和调制指数h，另外比特序列α_i＝±1。基带成形滤波函数对信息比特序列α_i进行平滑，同时在时间上进行扩展。从CPM调制信号的数学表示可以看出，调制信号的相位 是信息比特经过基带滤波和调制指数加权后的积分，因此相位是连续的。

传统的CPM信号接收解调采用差分鉴频的方式，其特点是采用非相干解调技术，不需要进行载波跟踪，解调处理实现简单，性能比相干解调有一定的恶化但可以满足一般工程需要，因此被广泛采用。

随着CPM调制数据传输速率和传输距离的不断提高，其解调门限效应和功率利用率低等问题已不能满足这种日益增长的需求，其性能的提升对于整个系统来说具有重要意义。

近几年，美国在靶场先进遥测计划(ARTM)CPM调制遥测系统的性能增强技术，即将多符号检测(MSD)技术与Turbo乘积码(TPC)技术相结合用于CPM调制遥测系统。国内外的一些文献称：在CPM调制遥测系统中采用这两项技术，理论上，在误码率为1E-7的条件下，相比原系统可获得近9dB的信道增益，其中采用MSD技术可以获得约3dB的增益，采用TPC编译码技术可获得约6dB的增益，如此高的信道增益可以保证在接收天线口径和发射功率不变的条件下大幅度地提高传输速率从而大规模地节约成本，提升系统性能。多符号检测技术的基础则是单 符号间隔似然检测符号同步技术，这里面包括两个关键技术：单符号似然检测电路，似然检测原理如图1所示；时钟再生电路，后面有具体叙述。

发明内容

CPM调制接收过程中，基于单符号间隔似然检测的符号同步处理过程如图2所示，符号同步是通过数字锁相环路实现的。

接收的基带信号是复数信号r(t)，分别在超前和滞后支路进行似然检测，两条似然检测支路具有相同的电路结构，其区别是似然检测的起始时刻不同，似然检测的起始时刻是DCO输出的积分控制脉冲，超前支路的积分起始脉冲超前再生时钟一个处理时钟周期，滞后支路的积分起始脉冲滞后再生时钟一个处理时钟周期，处理时钟、超前积分脉冲、再生时钟和滞后积分脉冲相互之间的时间关系如图3所示。

超前支路似然检测的结果和滞后支路似然检测的结果相减，获得本地再生时钟和接收基带信号之间的相位误差信息，即锁相环路的鉴相信息。通过环路滤波器对鉴相信息进行滤波，控制数控振荡器DCO的输出频率和相位，环路滤波器的结构如图4所示，包括直通支路和积分支路，改变环路滤波器的参数可以调整环路的捕获带宽和捕获时间。

DCO通过相位累加器实现，DCO的累加量包括固定累加量和环路滤波器输出两部分，其结构如图5所示。DCO的输出包括超前积分脉冲、再生时钟和滞后积分脉冲，其中再生时钟对应相位累加的最高比特，超前和滞后脉冲对应累加相位负到正角度翻转的时刻。如图5所示，超前积分脉冲、再生时钟和滞后积分脉冲依次输出，相互间隔一个处理时钟周期。

超前支路和滞后支路似然检测可以通过下边公式来描述：

$\mathrm{ML}\_f\left(n\right)=|{\∫}_{\mathrm{nTs}-\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ}}^{(n+1)\mathrm{Ts}-\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ}}r\left(t\right)\×\mathrm{ml}\_s_1[t-(\mathrm{nTs}-\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ})]*\mathrm{dt}|$

$-|{\∫}_{\mathrm{nTs}-\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ}}^{(n+1)\mathrm{Ts}-\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ}}r\left(t\right)\×\mathrm{ml}\_s_0[t-(\mathrm{nTs}-\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ})]*\mathrm{dt}|...\left(4\right)$

$\mathrm{Ml}\_b\left(n\right)|{\∫}_{\mathrm{nTs}+\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ}}^{(n+1)\mathrm{Ts}+\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ}}r\left(t\right)\×\mathrm{ml}\_s_1[t-(\mathrm{nTs}+\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ})]*\mathrm{dt}|$

$-|{\∫}_{\mathrm{nTs}+\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ}}^{(n+1)\mathrm{Ts}+\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ}}r\left(t\right)\×\mathrm{ml}\_s_0[t-(\mathrm{nTs}+\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ})]*\mathrm{dt}|...\left(5\right)$

公式中n代表接收符号的序号；ML_f(n)和ML_b(n)分别表示对应第n个接收符号，超前支路和滞后支路似然检测的结果；Ts表示符号周期；Δτ表示处理时钟的采样间隔；δ表示再生时钟和接收信号之间的时间偏差，当符号同步时δ＝0；r(t)表示接收的基带复数信号；ml_s₁(t)和ml_s₀(t)表示本地似然检测序列，其长度是一个符号周期。似然检测的积分时间是一个符号周期，并且该过程重复执行。

本地似然检测序列ml_s₁(t)，ml_s₀(t)是进行单符号周期似然检测的基础，包括和数据’1’对应的似然序列ml_s₁(t)，和’0’对应的似然序列ml_s₀(t)，似然检测序列和调制指数，处理时钟和符号速率之间的速率比关系密切。定义调制指数是h，处理时钟和符号速率之间的速率比是R，那么ml_s₁(t)和ml_s₀(t)可以表示为

$\mathrm{ml}\_s_1\left(t\right)=e^{j(h*\mathrm{\π}/R)t}...\left(6\right)$

$\mathrm{ml}\_s_0\left(t\right)=e^{j(-h*\mathrm{\π}/R)t}...\left(7\right)$

如果调制指数h＝0.7，R＝8，似然序列ml_s₁(t)和ml_s₀(t)都包括8个数据，并且对应数据之间满足共轭关系。 

每个支路的似然检测可以通过两个复数乘法器和2个累加器来实现，似然检测序列只有一个符号的长度，数据样点是R个，可以预先存储在ROM中，实现结构如图6所示：

图中没有体现积分脉冲，积分脉冲同时控制本地似然序列的读取、累加器和似然检测输出。当积分脉冲出现时相应的处理包括：读取似然序列的第一个数据，然后逐个读取直到下一个积分脉冲出现；累加器清零；’1’和’0’似然检测的结果求模然后相加作为支路似然检测的结果进行输出。

注意到本地’1’和’0’似然检测序列互为共轭，因此上述电路结构可以简化，即’1’和’0’似然检测的复数乘法器公用，简化后的电路结构如图7所示，这样支路似然检测需要的硬件资源包括4个乘法器，5个加法器和2个复数求模电路。复数求模可以简化处理，对于复数x＝a+jb，其模值可以通过下述公式计算

|x|＝max(|a|，|b|)+min(|a |，|b|)/4....................(8)

只考虑似然检测的起始时刻和符号起始时刻偏差δ的影响，单符号周期的似然检测可以表示为

$\mathrm{ML}(n,\mathrm{\δ})=|{\∫}_{\mathrm{nTs}+\mathrm{\δ}}^{(n+1)\mathrm{Ts}+\mathrm{\δ}}r\left(t\right)\×\mathrm{ml}\_s_1[t-(\mathrm{nTs}-\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ})]*\mathrm{dt}|$

$-|{\∫}_{\mathrm{nTs}+\mathrm{\δ}}^{(n+1)\mathrm{Ts}+\mathrm{\δ}}r\left(t\right)\×\mathrm{ml}\_s_0[t-(\mathrm{nTs}-\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ})]*\mathrm{dt}|...\left(9\right)$

根据上述的电路结构，在不同信噪比条件下获得的似然检测输出特性如图8所示，图中有14条曲线，Eb/N0的范围是0到13dB。从性能曲线可以看出，当似然检测和接收符号的时间匹配时，似然检测的值最大，两者之间的时间偏差逐步增大似然检测的结果逐步变小，同时表现出对称特性。另外，似然检测的特性随信噪比的变化影响不大，区别是高信噪比时具有更高的检测幅度。

超前和滞后支路的似然检测结果相减，完成符号同步的鉴相处理，其特性曲线如图9所示。从图中可以看出，鉴相特性具有单调对称特性，在相差等0时鉴相输出等于0，同时在低信噪比条件下鉴相性能可以保证。 

通常情况下，很难保证处理时钟和符号速率之间的速率比R是整数，因此似然检测电路在R非整数情况下的性能更具有实际意义。在R＝8*7/6的情况下，进行仿真，获得的仿真曲线如图10所示，可见R非整数时，鉴相特性依然可以保证。

如前面所述，似然检测电路和环路滤波电路一起构成了基于CPM调制的多符号检测符号同步电路，该电路降低了CPM解调要求的最低信噪比，同时适应一定范围的调制指数误差，对时钟和符号速率之间的匹配关系没有严格依赖性，是较为理想的CPM调制符号同步电路。

附图说明

图1是输入符号似然检测示意图

图2是符号同步框图

图3是鉴相控制脉冲示意图

图4是环路滤波器示意图

图5是时钟再生输出示意图

图6是支路似然检测结构示意图

图7是简化后的支路似然检测结构示意图

图8是R＝8时似然检测特性曲线示意图

图9是R＝8时鉴相特性曲线示意图

图10是R＝8*7/6时鉴相特性曲线示意图

图11是似然检测实现框图

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明的基于CPM调制的多符号检测符号同步方法进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

假设分组数据长度为N，单符号周期内样本数为R＝8，(不是整数倍的情况下取近似整数)，h＝0.7，采样时钟为f_clk，符号速率为f_symbol，DCO累加器位宽为32比特。

1)由公式(6)和(7)产生M组本地似然检测序列ml_s₁(t)，ml_s₀(t)，并进行量化。

采用16比特进行量化，1位整数，15位小数，扩大32768倍，得到

2)根据符号速率和采样时钟以及DCO累加器，计算出DCO的32位的频率字。

表示取整。

3)通过公式(8)和公式(9)计算单符号内接收基带数据和ml_s₁(t)，ml_s₀(t)的矢量点乘求模值，MF1，MF0，MB1，MB0。

$\mathrm{ML}(n,\mathrm{\δ})=|{\∫}_{\mathrm{nTs}+\mathrm{\δ}}^{(n+1)\mathrm{Ts}+\mathrm{\δ}}r\left(t\right)\×\mathrm{ml}\_s_1[t-(\mathrm{nTs}-\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ})]*\mathrm{dt}|$

$-|{\∫}_{\mathrm{nTs}+\mathrm{\δ}}^{(n+1)\mathrm{Ts}+\mathrm{\δ}}r\left(t\right)\mathrm{mL}\_s_0[t-(\mathrm{nTs}-\mathrm{\Δ\τ}+\mathrm{\δ})]*\mathrm{dt}|.........\left(9\right)$

在具体实现时，存储10个接收基带信号值，采用移位寄存的形式进行更新，d1到d8表示超前时刻样值，d3到d10表示滞后时刻样值，示意见图11。

在图11中，coe1_1，coe1_2……表示存储的系数ml_s₁(t)，coe0_1，coe0_2……表示存储的系数ml_s₀(t)，这里的乘法是复数乘法。ml_s₁(t)，ml_s₀(t)是可以联合考虑节省资源的。图11和图7的不同之处在于图7是算法的原理示意图，而图11是实现的示意图，二者着重点是不一样的。

计算出超前时刻ml_s₁(t)与接收信号的点乘值求模，记为MF1，超前时刻ml_s₀(t)与接收信号的点乘值求模，记为MF0。

计算出滞后时刻ml_s₁(t)与接收信号的点乘值求模，记为MB1，滞后时刻ml_s₀(t)与接收信号的点乘值求模，记为MB0。

4)根据再生时钟存储超前时刻和滞后时刻的似然值，一个符号时钟存储超前时刻和滞后时刻的似然值各一个。MF1减去MF0即为超前时刻似然值，记为MF。MB1减去MB0即为滞后时刻似然值，记为MB。

5)超前支路似然检测的结果和滞后支路似然检测的结果相减，获得本地再生时钟和接收基带信号之间的相位误差信息，即锁相环路的鉴相信息。MF减去MB获得的值作为鉴相信息，完成符号同步的鉴相处理。在符号时钟(有DCO输出)到来时，采样一个鉴相值输入给环路滤波电路。

6)通过环路滤波器对鉴相信息进行滤波，将鉴相信息通过直通支路和积分支路再相加，完成环路滤波运算。环路滤波电路见图4，其中实现时表示直通支路增益为α，积分支路增益为β，增益控制通过移位实现，积分支路在鉴相信息乘以增益β后进行32位的累加运算。α和β的大小通过仿真获得，并根据实际的信号处理量化方式进行设定。

7)将环路滤波输出值和DCO的频率字f_word进行32位累加运算。

8)通过累加器的最高位翻转恢复产生符号时钟，送给单符号似然检测模块以及后续其他处理模块。

Claims (1)

1.一种基于CPM调制的多符号检测符号同步方法，其特征在于，符号同步的步骤如下：

1)根据符号速率和采样时钟、调制指数，产生M组本地似然检测序列，并进行量化；

2)根据符号速率和采样时钟以及DCO累加器位宽，计算出DCO的32位的频率字；

3)计算单符号相关的似然值；

4)根据再生时钟存储超前时刻和滞后时刻的似然值，一个符号时钟单位内，存储超前时刻和滞后时刻的似然值各一个；

5)超前支路似然检测的结果和滞后支路似然检测的结果相减，获得本地再生时钟和接收基带信号之间的相位误差信息，即锁相环路的鉴相信息；

6)通过环路滤波器对鉴相信息进行滤波，将鉴相信息通过直通支路和积分支路再相加，完成环路滤波运算；

7)将环路滤波输出值和DCO的频率字进行32位累加运算；

8)通过累加器的最高位翻转恢复产生符号时钟，送给单符号似然检测以及后续其他处理模块。