CN102163981A - 通信用半导体集成电路及其工作方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种通信用半导体集成电路及其工作方法。集成电路包括：低噪声放大器(1)；接收混频器(3、4)；接收VCO(19)；解调处理电路(5…12)；调制处理电路(32…32)；发送混频器(28、28)；发送VCO(22)；二阶特性失真校正电路(42)；正交接收信号校正电路(13)及测试信号生成器(20)。测试信号生成器(20)利用VCO(22)生成第一测试信号和第二测试信号。在二阶失真特性校正模式下第一测试信号被提供给接收混频器期间，校正电路(42)改变接收混频器的工作参数而将二阶失真特性校正到最佳状态。在正交接收信号校正模式下第二测试信号被提供给接收混频器期间，校正电路(13)将正交接收信号(I、Q)的失配校正到最佳状态。本发明能够减轻进行二阶特性和I/Q失配这两个校正工作的测试信号发生电路的芯片占有面积的增大。

Description

通信用半导体集成电路及其工作方法
技术领域
本发明涉及通信用半导体集成电路及其工作方法，尤其涉及用于校正接收混频器的二阶失真特性、并校正接收器中的同相(I)成分和正交(Q)成分的振幅失配及相位失配的有效技术。
背景技术
在无线通信中，近年来因高集成密度、低成本、电路的简化的原因而使直接变频接收器(DCR)的研究和开发逐渐发展。除了I/F噪声、DC偏移和I/Q失配等之外，在直接变频接收器(DCR)中，主要设计项目是二阶交调(IM2：second-order intermodulation)。直接变频接收器(DCR)中的二阶交调(IM2)的主要原因是下变频混频器。
下述专利文献1公开了一种在直接变频接收器中产生试验信号来校正混频器的二阶失真的技术。特别是，图2示出作为使二阶失真降低的参数的混频器的差动对的偏置电压，图7示出由于试验性地产生二阶失真而产生检查用信号的方法，图10示出进行非线性失真检测、补偿方式的程序。
下述专利文献2公开了如下技术：为了使用直接变频接收器的形式的接收单元降低I、Q相接收基带信号的接收误差(I/Q失配)，生成接收误差校正用RF测试信号来校正接收误差。特别是，图4示出了生成接收误差校正用RF测试信号的RF测试信号生成单元。
下述专利文献3公开了利用相位误差修正电路和振幅误差修正电路来修正由正交解调电路生成的I、Q相接收基带信号的相位误差和振幅误差的解调装置。
下述专利文献4公开了利用与包含混频器的RF块的路径不同的补偿电路输出的补偿电流来补偿二阶交调失真(IM2失真)的技术。补偿电路包含平方电路即矩形波整形电路、低通滤波器和可变增益放大器。RF块的输出和补偿电路的可变增益放大器的补偿电流被提供给加法器。作为用于补偿的自动校正电路，断开发送用的功率放大器(PA)和接收用的低噪声放大器(LNA)，由发送电路生成用于IM2校正的试验信号，并通过开关将其提供给接收电路。在另一实施方式中，将由接收电路内的内部信号源生成的试验信号通过开关提供给接收电路。
现有技术文献：
专利文献1：日本特开平8-8775号公报
专利文献2：日本特开2008-124965号公报
专利文献3：日本特开2004-40678号公报
专利文献4：日本特开2008-263594号公报
发明内容
移动电话这样的无线通信终端，为了低成本化而希望削减零件个数，尤其是近年来面向WCDMA的无线通信终端通过削减接收器的SAW(surface acoustic wave：声表面波)滤波器来谋求低成本化。另一方面，面向一般的WCDMA的接收器如上述那样采用电路数量少且容易低功耗化的直接变频方式。直接变频方式是将RF频带的接收信号直接下变频为基带频带的方式。WCDMA是Wideband Code-Division Multiple-Access的简称。
在GSM方式的移动电话中，发送器和接收器采用分时使用大致相同频带的时分双工(TDD：Time-Division Duplex)。GSM是Global System for Mobile communication的简称。与之相对，在WCDMA方式的移动电话中，发送器和接收器采用同时使用高低不同频带的频分双工(FDD：Frequency-Division Duplex)。因此，在采用了该频分双工(FDD)的WCDMA方式中，发送器的发送信号成为接收器的扰动信号。特别是，在削减了接收器侧的SAW滤波器的直接变频接收器中，由于SAW滤波器的削减而导致提供给接收器的发送信号功率增大。此时，当接收混频器的二阶失真特性恶化时，二阶交调(IM2)成分与DC附近的接收基带信号重叠而使接收灵敏度劣化。
因此，在无SAW的直接变频接收器中，要求通过双音测试所测量的被称作二阶输入交截点(IIP2：second-order Input Intercept Point)的参数值高。如已知那样，二阶失真交截点(IP2：second-order Intercept Point)以对数轴的x坐标和对数轴的y坐标的输入输出特性定义为一阶直线与二阶交调失真(IM2失真)直线的交点。进而，二阶输入交截点(IIP2)是二阶失真交截点(IIP2)的x坐标的值。因此，二阶输入交截点(IIP2)的值高是指与一阶成分相比二阶交调失真成分(IM2失真)相对低的意思。二阶输入交截点(IIP2)的二阶失真特性由于混频器的电路的差动对的偏差的原因而劣化，但集成电路的制造偏差或芯片布局上的改善很难实现。因此，需要对二阶输入交截点(IIP2)进行校正工作。
另一方面，近年来的无线通信终端伴随着数据率的提高而使用了正交振幅调制(QAM：Quadrature Amplitude Modulation)的通信成为主流，对接收器的噪声降低要求变高。接收器的噪声存在各种产生原因，由本机振荡器产生的噪声是主要的，但接收器的输出的同相(Q)成分与正交(Q)成分的振幅失配以及相位失配也是使接收器的噪声特性劣化的一个主要原因。
上述专利文献1所公开的二阶失真(二阶输入交截点(IIP2))的校正方法如下：使接收混频器具备差动对的偏压的可变机构，利用本机振荡器和振幅调制信号发生器产生用于双音(two tone)测试的试验信号，利用接收器的I、Q信道的基带信号处理和解调处理后的失真输出检测电路改变接收混频器来降低二阶失真。
上述专利文献2所公开的I/Q失配的校正方法如下：向测试信号生成混频器提供发送用压控振荡器的分频输出和数字接口用压控振荡器的分频输出，由测试信号生成混频器的输出产生RF接收频带的单音信号的RF测试信号，降低接收误差(I/Q失配)。
因此，二阶输入交截点(IIP2)的校正方法和I/Q失配的校正方法两者具有都需要生成RF测试信号这样的相同点。但是，在二阶输入交截点(IIP2)校正时，需要以大振幅向接收器提供模拟了强输入干扰波的双音试验信号，而在使用了收敛算法的I/Q失配校正时，需要以小振幅向接收器提供模拟了接收信号的单音信号。另一方面，RF频带的测试信号需要使用振荡器来生成。但是，当被要求的频带和振幅电平等不同时，用于使锁相环(PLL)的压控振荡器(VCO)的振荡频率稳定的锁定时间分别需要二阶输入交截点(IIP2)的校准和I/Q失配的校准。其结果，产生功耗增加的问题，进而当对双方校准使用不同的测试信号发生电路时，存在通信用半导体集成电路的芯片占有面积增大这样的问题，这通过本发明人的研究而得以明确。
本发明是在上述本发明之前由本发明人等进行的研究的结果的基础上而完成的。
因此，本发明的目的在于，提供一种能减轻进行二阶输入交截点(IIP2)和I/Q失配这两个校准的测试信号发生电路的芯片占有面积的增大的通信用半导体集成电路。
另外，本发明的另一目的在于，缩短二阶输入交截点(IIP2)和I/Q失配这两个校准的所需时间。
本发明的上述以及其他目的和新特征根据本说明书的叙述以及附图来明确。
下面，简单说明本申请所公开的发明中代表性的技术方案。
即，本发明的代表性的实施方式是一种通信用半导体集成电路(RFIC)，其包括：低噪声放大器(1)；接收混频器(3、4)；接收压控振荡器(19)；解调信号处理电路(5、6、7、8、9、10、11、12)；调制信号处理电路(35、36、33、34、31、32)；发送混频器(28、28)；以及发送压控振荡器(22)，并且被安装在无线通信终端，具有与基站进行射频通信的功能。
上述集成电路还包括二阶失真特性校正电路(42)、正交接收信号校正电路(14)和测试信号生成器(20)，从而除了能进行接收模式和发送模式的收发模式以外，还具有二阶失真特性校正模式和正交接收信号校正模式。
上述测试信号生成器(20)能够利用上述发送压控振荡器(22)的振荡输出信号来生成按上述二阶失真特性校正模式使用的第一测试信号(fIIP2±fTXLO)和按上述正交接收信号校正模式使用的第二测试信号(fIQ+fTXLO)，
在上述二阶失真特性校正模式下，将上述测试信号生成器的上述第一测试信号提供给上述接收混频器(3、4)期间，上述二阶失真特性校正电路能够通过改变上述接收混频器的工作参数而将二阶失真特性校正到最佳状态，
在上述正交接收信号校正模式下，将上述测试信号生成器的上述第二测试信号提供给上述接收混频器(3、4)期间，上述正交接收信号校正电路能够将由上述解调信号处理电路生成的上述正交接收信号的同相成分(I)和正交成分(Q)的相位及振幅相关的失配校正到最佳状态(参照图1)。
下面，简单说明由本申请所公开的发明中代表性的技术方案所得到的效果。
即，根据本发明，能够提供一种通信用半导体集成电路，其能减轻用于进行二阶输入交截点(IIP2)和I/Q失配这两个校准的测试信号发生电路的芯片占有面积的增大。
附图说明
图1是表示本发明第一实施方式的射频半导体集成电路(RFIC)的结构的图。
图2是说明图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的工作的图。
图3是说明图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下的工作的图。
图4是说明图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“收发模式”下的工作的图。
图5是表示由图1所示的本发明第一实施方式的RFIC执行的单频带对应的校准程序的工作的图。
图6是表示由图1所示的本发明第一实施方式的RFIC执行的多频带对应的校准程序的工作的图。
图7是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下使用的抑制fIIP2频率信号的高次谐波的低通滤波器(LPF)45的输出信号的频谱的图。
图8是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下使用的可变增益放大器(PGA)43的输出信号的频谱的图。
图9是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的低通滤波器(LPF)5、6的输出信号的频谱的图。
图10是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的数字低通滤波器(LPF)11、12的输出信号的频谱的图。
图11是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC的“I/Q失配校正模式”下使用的抑制fIQ频率信号的高次谐波的低通滤波器(LPF)44的输出信号的频谱的图。
图12是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下使用的与测试信号生成混频器20连接的可变增益放大器(PGA)43的输出信号的频谱的图。
图13是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下的低通滤波器(LPF)5、6的输出信号的频谱的图。
图14是频率特性48为以下说明的图25所示的I/Q失配校准电路13的数字带通滤波器(BPF)13_7、13_8的频率特性的图。
图15是表示I、Q接收基带信号的振幅与相位未附加失配的理想的情况的星座(Constellation)的图。
图16是表示I、Q接收基带信号附加了相位失配时的星座劣化的图。
图17是表示I、Q接收基带信号附加了振幅失配时的星座劣化的图。
图18是说明接收器的二阶失真交截点(IP2)和二阶输入交截点(IIP2)的图。
图19是表示由于接收混频器的差动对参数的改变而使表示2倍斜率的二阶交调失真成分(IM2失真)的直线49平行移动，从而二阶失真交截点(IP2)和二阶输入交截点(IIP2)变化的图。
图20是表示本发明第二实施方式的射频半导体集成电路(RFIC)的结构的图。
图21是表示本发明第三实施方式的射频半导体集成电路(RFIC)的结构的图。
图22是表示本发明第四实施方式的射频半导体集成电路(RFIC)的结构的图。
图23是表示本发明第五实施方式的射频半导体集成电路(RFIC)的结构的图。
图24是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC中用于执行“IIP2校正模式”的IIP2校准电路42的结构的图。
图25是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC的I/Q失配校准电路13的结构的一例的图。
标号说明：
RFIC…射频半导体集成电路
ANTT…天线
1…低噪声放大器
2…开关
3、4…接收混频器
5、6…低通滤波器
7、8…可变增益放大器
9、10…A/D转换器
11、12…低通滤波器
13…I/Q失配校正电路
13_0…控制单元
13_1…振幅修正单元
13_2、13_3…加法器
13_4…相位修正单元
13_5、13_6…加法器
13_7、13_8…数字带通滤波器
14…数字接口
15…双工器
16…增益控制电路
17…90度相位移位器
18…分频器
19…接收压控振荡器
20…测试信号生成混频器
21…分频器
22…发送压控振荡器
23…数字接口压控振荡器
24…分频器
25…RF功率放大器
26…可变增益放大器
27…加法器
28、29…发送混频器
30…90度相位移位器
31、32…可变增益放大器
33、34…D/A转换器
35、36…低通滤波器
37…数字接口
38…增益控制电路
39…开关2
40…分频器
41…分频器
42…IIP2校准电路
43…可变增益放大器
44…低通滤波器
45…低通滤波器
51…参照信号源
52…D/A转换器
53…数字正弦波信号源
54…扩散电路
55…反扩散电路
56、57…数字带通滤波器
58、59…内插电路
60、61…数字低通滤波器
62、63…峰值检测电路
64、65…控制寄存器
66、67…开关
68…计数器
69…IIP2控制电路
71…DC偏移校正电路
具体实施方式
1.实施方式的概要
首先，说明本申请所公开的发明中代表性的实施方式的概要。在代表性的实施方式的概要说明中标记括弧而参照的附图的参照符号只不过是示例标记该符号的构成要素的概念中所包含的。
〔1〕本发明代表性的实施方式是一种通信用半导体集成电路(RFIC)，其包括低噪声放大器(1)、接收混频器(3、4)、接收压控振荡器(19)、解调信号处理电路(5、6、7、8、9、10、11、12)、调制信号处理电路(35、36、33、34、31、32)、发送混频器(28、28)以及发送压控振荡器(22)，并且被安装在无线通信终端，具有与基站进行射频通信的功能。
上述低噪声放大器对通过上述无线通信终端的天线(ANTT)接收的RF(Radio Freqency：射频)接收信号进行放大。
向上述接收混频器的一方输入端子提供上述低噪声放大器的RF放大信号，向上述接收混频器的另一方输入端子提供响应上述接收压控振荡器的振荡输出信号的RF接收本振信号。
上述解调信号处理电路能够通过处理上述接收混频器的输出端子的正交解调接收信号来生成正交接收信号。
在上述半导体集成电路的接收模式下，能够利用上述接收混频器和上述解调信号处理电路进行上述RF接收信号的处理。
上述调制信号处理电路处理正交发送信号。
向上述发送混频器的一方输入端子提供上述调制信号处理电路的正交发送输出信号，向上述发送混频器的另一方输入端子提供响应上述发送压控振荡器的振荡输出信号的RF发送本振信号。
在上述半导体集成电路的发送模式下，能通过响应上述发送压控振荡器的振荡输出信号而根据上述发送混频器的输出来生成RF发送信号。
上述半导体集成电路还包括二阶失真特性校正电路(42)、正交接收信号校正电路(14)和测试信号生成器(20)，从而在能进行上述接收模式和上述发送模式的收发模式以外，还具有二阶失真特性校正模式和正交接收信号校正模式，
上述测试信号生成器(20)能够利用上述发送压控振荡器(22)的上述振荡输出信号来生成按上述二阶失真特性校正模式使用的第一测试信号(fIIP2±fTXLO)和按上述正交接收信号校正模式使用的第二测试信号(fIQ+fTXLO)。
在上述二阶失真特性校正模式下，将上述测试信号生成器的上述第一测试信号提供给上述接收混频器(3、4)期间，上述二阶失真特性校正电路能够通过改变上述接收混频器的工作参数而将二阶失真特性校正到最佳状态。
在上述正交接收信号校正模式下，将上述测试信号生成器的上述第二测试信号提供给上述接收混频器(3、4)期间，上述正交接收信号校正电路能够将由上述解调信号处理电路生成的上述正交接收信号的同相成分(I)和正交成分(Q)的相位及振幅相关的失配校正到最佳状态。(参照图1)。
根据上述实施方式，能够由利用发送压控振荡器(22)的振荡输出信号的共同的测试信号生成器(20)生成二阶失真特性校正模式和正交接收信号校正模式下使用的第一和第二测试信号。因此，能够提供可减轻进行二阶输入交截点(IIP2)和I/Q失配这两个校准的测试信号发生电路的芯片占有面积的增大的通信用半导体集成电路。
在优选的实施方式中，上述低噪声放大器、上述接收混频器、上述接收压控振荡器以及上述解调信号处理电路构成直接下变频接收器和低IF接收器中的任意一方接收器。
省略了将声表面波滤波器连接至上述一方接收器的上述低噪声放大器的输入端子和输出端子中的任意一方(参照图1)。
另一优选的实施方式的通信用半导体集成电路还包括与上述解调信号处理电路(5……12)连接的DC偏移校正电路(71)。
上述DC偏移校正电路能够执行用于校正由上述解调信号处理电路生成的上述正交接收信号的上述同相成分和上述正交成分的DC偏移的DC偏移校正工作。
在上述二阶失真特性校正模式下，上述DC偏移校正电路以上述二阶失真特性校正电路改变上述接收混频器的上述工作参数的各定时执行上述DC偏移校正工作(参照图1)。
在进而另一优选的实施方式中，当上述通信用半导体集成电路的电源接通时，以上述二阶失真特性校正模式、上述正交接收信号校正模式、上述收发模式的顺序依次转换上述通信用半导体集成电路的工作模式。
上述正交接收信号校正模式能够在上述二阶失真特性校正模式下将上述接收混频器中的上述二阶失真特性校正到上述最佳状态之后执行。
上述收发模式能够在上述二阶失真特性校正模式下将上述接收混频器中的上述二阶失真特性校正到上述最佳状态之后和上述正交接收信号校正模式下将上述正交接收信号校正到上述最佳状态之后执行(参照图5)。
更优选的实施方式的通信用半导体集成电路具有与基站进行多频带的射频通信的功能。
在上述多频带的各频带，以上述二阶失真特性校正模式、上述正交接收信号校正模式的顺序依次转换上述通信用半导体集成电路的上述工作模式(参照图6)。
另一更优选的实施方式的通信用半导体集成电路还包括其他的振荡器(23、51、53)。
上述测试信号生成器(20)能够利用上述其他的振荡器的其他振荡输出信号和上述发送压控振荡器(22)的上述振荡输出信号来生成在上述二阶失真特性校正模式下使用的第一测试信号和在上述正交接收信号校正模式下使用的第二测试信号(参照图1、图20、图21、图22、图23)。
在具体的实施方式中，生成上述其他的振荡输出信号的上述其他的振荡器是用于数字接口(14、37)的压控振荡器(23)、参照信号源(51)、数字正弦波信号源(53)中的任意一个。
在更具体的实施方式中，生成上述其他的振荡输出信号的上述其他的振荡器是上述数字正弦波信号源(53)。
上述通信用半导体集成电路还包括扩散电路(54)和反扩散电路(55)。
上述扩散电路(54)连接在上述测试信号生成器(20)的输入端子与上述数字正弦波信号源(53)的输出端子之间。
上述反扩散电路(55)连接在上述解调信号处理电路(5……12)的输出端子与上述二阶失真特性校正电路(42)的输入端子之间(参照图22)。
另一更具体的实施方式的上述通信用半导体集成电路还包括测试信号开关(2)和测试信号可变增益放大器(43)。
能够向上述测试信号可变增益放大器(43)的输入端子提供由上述测试信号生成器(20)的输出端子生成的上述第一测试信号和上述第二测试信号。
由上述测试信号可变增益放大器(43)的输出端子生成的第一测试放大信号和第二测试放大信号能够通过上述测试信号开关(2)提供给上述接收混频器(3、4)(参照图1、图20、图21、图22)。
最具体的实施方式的上述通信用半导体集成电路还包括连接在上述测试信号生成器(20)的输出端子与上述低噪声放大器(1)的输入端子之间的测试信号开关(2)。
能够通过上述测试信号开关向上述低噪声放大器(1)的上述输入端子提供由上述测试信号生成器(20)的上述输出端子生成的上述第一测试信号和上述第二测试信号(参照图23)。
〔2〕本发明的另一观点的代表性的实施方式是一种通信用半导体集成电路(RFIC)的工作方法，该通信用半导体集成电路包括低噪声放大器(1)、接收混频器(3、4)、接收压控振荡器(19)、解调信号处理电路(5、6、7、8、9、10、11、12)、调制信号处理电路(35、36、33、34、31、32)、发送混频器(28、28)以及发送压控振荡器(22)，其被安装在无线通信终端，并具有与基站进行射频通信的功能。
上述低噪声放大器对由上述无线通信终端的天线(ANTT)接收的RF接收信号进行放大。
向上述接收混频器的一方输入端子提供上述低噪声放大器的RF放大信号，向上述接收混频器的另一方输入端子提供响应上述接收压控振荡器的振荡输出信号的RF接收本振信号。
上述解调信号处理电路能够通过处理上述接收混频器的输出端子的正交解调接收信号来生成正交接收信号。
在上述半导体集成电路的接收模式下，能够利用上述接收混频器和上述解调信号处理电路进行上述RF接收信号的处理。
上述调制信号处理电路处理正交发送信号。
向上述发送混频器的一方输入端子提供上述调制信号处理电路的正交发送输出信号，向上述发送混频器的另一方输入端子提供响应上述发送压控振荡器的振荡输出信号的RF发送本振信号。
在上述半导体集成电路的发送模式下，能够响应上述发送压控振荡器的振荡输出信号而根据上述发送混频器的输出来生成RF发送信号。
上述集成电路还包括二阶失真特性校正电路(42)、正交接收信号校正电路(14)、和测试信号生成器(20)，从而能进行上述接收模式和上述发送模式的收发模式以外，还具有二阶失真特性校正模式和正交接收信号校正模式。
上述测试信号生成器(20)能够利用上述发送压控振荡器(22)的上述振荡输出信号来生成在上述二阶失真特性校正模式下使用的第一测试信号(fIIP2±fTXLO)和在上述正交接收信号校正模式下使用的第二测试信号(fIQ+fTXLO)。
上述工作方法包括以下步骤：在上述二阶失真特性校正模式下，将上述测试信号生成器的上述第一测试信号提供给上述接收混频器(3、4)期间，上述二阶失真特性校正电路通过改变上述接收混频器的工作参数而将二阶失真特性校正到最佳状态的步骤；和在上述正交接收信号校正模式下，将上述测试信号生成器的上述第二测试信号提供给上述接收混频器(3、4)期间，上述正交接收信号校正电路将由上述解调信号处理电路生成的上述正交接收信号的同相成分(I)和正交成分(Q)的相位及振幅相关的失配校正到最佳状态的步骤(参照图1)。
根据上述实施方式，能够提供一种可减轻进行二阶输入交截点(IIP2)和I/Q失配这两个校准的测试信号发生电路的芯片占有面积的增大的通信用半导体集成电路。
2.实施方式的详细情况
接着，进一步详细叙述实施方式。在用于说明实施发明的最佳方式的所有附图中，对具有与上述图相同的功能的部件标记同一符号，省略其重复的说明。
[实施方式1]
《RFIC的结构》
图1是表示本发明第一实施方式的射频半导体集成电路(RFIC)的结构的图。
本实施方式的RFIC采用了与UMTS标准对应的无接收SAW滤波器的直接变频收发器。此外，UMTS是Universal Mobile Telecommunications System的简称。
图1所示的RFIC的接收器是安装有二阶输入交截点(IIP2)的校正功能和I/Q失配的校正功能的直接变频接收器(DCR)。
安装有图1所示的RFIC的移动电话终端包括：天线ANTT；低噪声放大器(LNA)1；开关2、39；接收混频器3、4；测试信号生成混频器20；发送混频器28、29；低通滤波器(LPF)5、6、11、12、35、36、44、45；可变增益放大器(PGA)7、8、26、31、32、43；A/D转换器(ADC)9、10；I/Q失配校正电路13；IIP2校正电路42；数字接口14、37；双工器15；增益控制电路16、38；90度相位器17、30；分频器18、21、24、40、41；接收压控振荡器(RXVCO)19；发送压控振荡器(TXVCO)22；数字接口压控振荡器(VCO)23；加法器27；RF功率放大器(PA)25；D/A转换器(DAC)33、34；以及DC偏移校正电路71。在图1所示的移动电话终端中，虚线内部的部件被集成在RFIC的半导体芯片上。
《三个工作模式》
图1所示的本发明第一实施方式的RFIC根据“收发模式”、“IIP2校正模式”和“I/Q失配校正模式”这三个工作模式进行工作。
在“收发模式”下，安装有图1所示的RFIC的移动电话终端与基站之间执行收发工作来进行无线通信。
在“IIP2校正模式”下，图1所示的RFIC对由接收混频器3、4的差动对偏差产生的二阶交调失真成分(IM2失真)特性进行校正。
在“I/Q失配校正模式”下，图1所示的RFIC对由接收器的I、Q信道的接收基带处理信号之间的相对偏差产生的I/Q失配进行校正。
在电源接通时，图1所示的RFIC以“IIP2校正模式”、“I/Q失配校正模式”、“收发模式”的顺序依次转换工作模式。以下，说明“收发模式”时的图1所示的RFIC的工作。
《收发模式》
图4是说明图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“收发模式”下进行工作的图。在图4中，仅示出图1所示的RFIC内部的部件中在收发模式时工作的电路。
<发送工作>
首先，参照图4说明“收发模式”中的发送工作。将I、Q数字基带发送信号从被称为基带处理器的基带信号处理电路通过LVDS(Low Voltage Signaling)等电路构成的数字接口电路37提供给RFIC，然后通过提供给低通滤波器(LPF)35、36来除去高频噪声。数字接口电路37根据由数字接口压控振荡器(VCO)23和分频器24生成的时钟信号而工作。
然后，I、Q数字基带发送信号被D/A转换器(DAC)33、34转换成模拟信号，之后被输入到可变增益放大器(PGA)31、32，并进行信号电平的调整。由可变增益放大器(PGA)31、32的输出生成的I、Q模拟基带发送信号被提供给发送混频器28、29，与发送RF本振信号相乘而上变频为RF频带的I、Q的RF发送信号。发送RF本振信号由发送压控振荡器(TXVCO)22、分频器21、90度相位器30生成。I、Q的RF发送信号用加法器27相加，利用可变增益放大器(PGA)26再次进行信号电平的调整后被RF功率放大器(PA)25功率放大，然后从天线ANTT输出。可变增益放大器(PGA)31、32、26以及RF功率放大器(PA)25的增益设定是由被称为基带处理器的基带信号处理电路通知适当的增益设定，并通过增益控制电路38进行。
<接收工作>
接着，参照图4说明“收发模式”时的接收工作。
当从天线ANTT接收来自移动电话的基站的RF接收信号时，RF接收信号被低噪声放大器(LNA)1进行信号放大。然后，RF接收信号通过开关2被提供给接收混频器3、4，与接收RF本振信号相乘而下变频为相位相差90度的I、Q接收基带信号。接收RF本振信号由接收压控振荡器(RXVCO)19、分频器18、90度相位器17生成。I、Q接收基带信号被提供给低通滤波器(LPF)5、6和可变增益放大器(PGA)7、8，分别进行干扰波的除去和信号电平的调整。可变增益放大器(PGA)7、8的增益和低噪声放大器(LNA)1的增益设定是利用被称为基带处理器的基带信号处理电路通知适当的增益设定并通过增益控制器16而进行的。另外，DC偏移校正电路71具有检测并降低可变增益放大器(PGA)7、8的输入DC偏移电压的功能。在接收开始前，通过DC偏移校正电路71工作来降低接收器的DC偏移电压，从而防止在I、Q接收基带信号为最大振幅时输入信号电平在A/D转换器(ADC)9、10的输入动态范围之外变化。
然后，I、Q接收基带信号被A/D转换器(ADC)9、10转换为数字信号，利用数字低通滤波器(LPF)11、12进行干扰波的除去和A/D转换的量子化噪声的除去。从数字低通滤波器(LPF)11、12输出的I、Q接收数字基带信号被提供给I/Q失配校正电路13。因此，在后述的“I/Q失配校正模式”下对接收器的I/Q失配的修正值在I/Q失配校正电路13中设定，因而能够校正附加在I、Q接收数字基带信号中的振幅和相位的失配。从I/Q失配校正电路13输出的I、Q接收数字基带信号通过LVDS(Low Voltage Signaling)等电路所构成的数字接口电路14传输到被称为基带处理器的基带信号处理电路，并执行解调处理。数字接口电路14根据由数字接口压控振荡器(VCO)23和分频器24生成的时钟信号而工作。
在此，在无接收SAW滤波器的直接变频接收器中，由于除去了与低噪声放大器(LNA)1的输出连接的SAW滤波器，所以如上述那样，与SAW内置的直接变频接收器相比，干扰波抑制特性大约低20dB以上。如前述那样，在WCDMA方式下，发送器输出的发送信号对于接收器而言成为干扰波，特别是有时移动电话终端在最小接收功率时以最大发送功率进行通信，很难确保此时的接收S/N比。根据进行第三代移动电话系统的规格的研究和制作的项目即3GPP(3rd Generation Partnership Project)的规格，最小接收灵敏度为-117dBm，最大发送功率在4级时为+21dBm。在接收器的输入与发送器的输出之间由于双工器15而存在大致50dB左右的隔离，但在最大发送功率时，向接收器的输入提供大约-30dBm的发送信号。根据这样的理由，为了通过削减接收器中的SAW滤波器来降低二阶交调失真成分(IM2失真)，需要进行二阶失真的校正。
<二阶输入交截点(IIP2)>
作为二阶失真特性的指标，使用上述二阶输入交截点(IIP2)。图18是说明接收器的二阶失真交截点(IP2)和二阶输入交截点(IIP2)的图。如开头说明过的那样，二阶失真交截点(IP2)用对数轴的x坐标和对数轴的y坐标的输入输出特性定义为一阶成分的直线与二阶交调失真成分(IM2失真)的直线的交点。另外，进而二阶输入交截点(IIP2)是二阶失真交截点(IIP2)的x坐标的值。图18的对数轴x和对数轴y的输入输出特性中，直线50表示具有1倍斜率的基本波的一阶成分，直线49表示具有2倍斜率的二阶交调失真成分(IM2失真)。直线50与直线49的交点成为二阶失真交截点(IP2)，交点的x坐标的值成为二阶输入交截点(IIP2)。
一般地，接收器的二阶输入交截点(IIP2)特性是由提供被低噪声放大器(LNA)功率放大的RF接收信号的接收混频器所决定的。接收混频器的IIP2特性由于接收混频器的差动对的不平衡而劣化，因此如上述专利文献1所述那样，使本振平衡输入部的相位、负载电阻的值、接收混频器的差动对的偏置电压等的参数具有可变机构，从而能够修正差动对的不平衡，改变二阶输入交截点(IIP2)。
图19是表示通过根据接收混频器的差动对参数的改变而使表示2倍斜率的二阶交调失真成分(IM2失真)的直线49平行移动、从而使二阶失真交截点(IP2)和二阶输入交截点(IIP2)发生变化的图。
如图19所示，当改变为表示二阶交调失真成分(IM2失真)的直线49的最小电平(粗的虚线)时，二阶输入交截点(IIP2)能够被改善为最大值(Calibrated IIP2)。本发明的各实施方式中，将二阶交调失真成分(IM2失真)设定为最小电平、并将二阶输入交截点(IIP2)设定为最大值(Calibrated IIP2)的校正工作称为“IIP2校准”，该校正工作在后面详细叙述的“IIP2校正模式”下执行。
图4所示的RFIC中，在接收混频器3、4上连接有IIP2校准电路42。在IIP2校准电路42的控制寄存器中存储后述的“IIP2校正模式”的工作模式期间二阶交调失真成分(IM2失真)为最小电平(二阶失真特性为最佳)的参数设定信息。图4所示的RFIC的工作模式在之后转变为“收发模式”的时刻，二阶失真特性为最佳的设定信息反映到接收混频器3、4。
<DC偏移校正>
进而，在图4所示的RFIC中，在可变增益放大器(PGA)7、8上连接有DC偏移校正电路71。上述的“IIP2校正模式”期间，在更新接收混频器3、4的设定信息的所有定时，DC偏移校正电路71执行DC偏移校正，以消除可变增益放大器(PGA)7、8的DC偏移电压。DC偏移校正的详细情况在后面详细叙述。
<I/Q失配>
另一方面，在图4所示的RFIC中，根据A/D转换器(ADC)9、10的输出生成的I、Q接收数字基带信号，理想的是振幅相等且相位相差90度。但是，实际上，由于RFIC的半导体制造工艺的元件偏差，接收混频器3、4、低通滤波器(LPF)5、6、可变增益放大器(PGA)7、8、A/D转换器(ADC)9、10产生电路偏差。因此，根据A/D转换器(ADC)9、10的输出生成的I、Q接收数字基带信号的振幅和相位上附加失配(不匹配)。
图15是表示I、Q接收基带信号的振幅和相位未附加失配的理想情况的星座(Constellation)图。该星座是通过进行下述所示的测定而得到的。例如，向接收器提供频率1GHz的正弦波，并将RF接收本振信号的频率设定为999MHz时，频率1MHz的正弦波和频率1MHz的余弦波作为I、Q接收基带信号而生成。图像波成分即1999MHz的正弦波和余弦波设为利用低通滤波器(LPF)5、6而被完全除去。将1MHz的正弦波和1MHz的余弦波的振幅分别设为I、Q，将I+jQ构成为复平面时，能够得到图15的星座。
当图4所示的RFIC没有电路偏差时，理想的正弦波和余弦波作为I、Q接收基带信号而得到，因此星座如图15所示那样变成完全的圆形。但是，在附加了相位失配或附加了振幅失配的情况下，就不会变成完全的圆形。
图16是表示I、Q接收基带信号在附加了相位失配的情况下的星座劣化的图。另外，图17是表示I、Q接收基带信号在附加了振幅失配情况下的星座劣化的图。在哪种情况下，星座都不会成为完全的圆形，因此导致振幅和相位信息劣化。
在进行基于可提高通信数据率的正交振幅调制(QAM)等的振幅、相位调制的通信时，I/Q失配使通信品质劣化，进而在可提高数据率的多值调制中，由I/Q失配导致的通信品质的劣化变得显著。
另一方面，图4所示的RFIC中，由A/D转换器(ADC)9、10生成的I、Q接收数字基带信号通过数字低通滤波器(LPF)11、12提供给I/Q失配校正电路13。I/Q失配校正电路13在后述的“I/Q失配校正模式”的工作模式期间获得降低I/Q失配的设定信息。图4所示的RFIC的工作模式之后转变为“收发模式”的时刻，将对于相位和振幅降低了I/Q失配的I、Q接收数字基带信号提供给数字接口14。即，在图4的RFIC内部，生成单音信号并提供给接收混频器3、4之后，利用收敛算法检测I/Q失配来计算修正值。将计算出的修正结果存储到控制寄存器中。在图4所示的RFIC的工作模式此后转变为“收发模式”的时刻，将校正I/Q失配的设定信息反映到I/Q失配校正电路13。I/Q失配校正的详细情况在后面详细叙述。
《IIP2校正模式》
图2是说明图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的工作的图。在图2中，仅示出了图1所示的RFIC的内部部件中IIP2校正模式时工作的电路。
利用分频器41对由数字接口压控振荡器(VCO)23生成的振荡输出信号进行分频，生成具有fIIP2频率的时钟信号。然后，利用低通滤波器(LPF)45抑制fIIP2的高次谐波而接近于理想的正弦波。
图7是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下使用的抑制fIIP2频率信号的高次谐波的低通滤波器(LPF)45的输出信号的频谱的图。
图7所示的频率特性70是低通滤波器(LPF)45的频率特性。另外，还图示了fIIP2×3、fIIP2×5的奇数次高次谐波，但在低通滤波器(LPF)45的频率特性非常陡峭且衰减量接近理想的情况下，能够完全抑制这些高次谐波。
根据低通滤波器(LPF)45的输出生成的fIIP2频率正弦波信号通过开关39提供给测试信号生成混频器20。另一方面，向测试信号生成混频器20输入了发送压控振荡器(TXVCO)22的振荡输出信号被分频器21分频而生成的RF发送频带的频率fTXLO的本振信号，因此由测试信号生成混频器20形成具有(fIIP2±fTXLO)频率的双音信号。该IIP2校正用的双音信号是用于模拟上述大致-30dBm发送干扰波的信号，因此当将低噪声放大器(LNA)1的增益设为25dB时，需要生成具有-5dBm的信号电平的双音测试信号。但是，根据测试信号生成混频器20的结构，有时很难以低失真生成-5dBm的较大的信号功率电平的双音信号。因此，通过将可变增益放大器(PGA)43连接到测试信号生成混频器20的输出，从而利用可变增益放大器(PGA)43对根据测试信号生成混频器20的输出生成的双音信号进行线性放大。
图8是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下使用的可变增益放大器(PGA)43的输出信号的频谱的图。
图8中图示了(fTXLO-fIIP2)频率信号和(fTXLO+fIIP2)频率信号的双音信号，但除此之外，还图示了通过fIIP2×3、fIIP2×5的奇数次高次谐波与RF发送频率fTXLO相乘而生成的频谱。但是，在低通滤波器(LPF)45的频率特性(图7的频率特性70)为非常陡峭且衰减量接近于理想的情况下，能够大致完全抑制该高次谐波的影响。
被可变增益放大器(PGA)43信号功率放大后的双音信号从可变增益放大器(PGA)43的输出通过开关2输入到接收混频器3、4。此时，接收混频器3、4模拟接收工作，向接收混频器3、4提供了由接收压控振荡器(RXVCO)19、分频器18、90度相位器17生成的RF接收频带的频率fRXLO的RF接收本振信号。
另一方面，在接收混频器3、4具有差动对的不平衡时，接收混频器3、4中的二阶交调失真成分(IM2成分)的影响输出为直流成分(DC)和fIIP2×2、fIIP2×4等的高次谐波成分。但是，fIIP2×2、fTXLO×2等的高次谐波能够被低通滤波器(LPF)5、6除去。进而，在接收混频器3、4中，通过频率fRXLO的接收本振信号与(fTXLO±fIIP2)频率的双音信号相乘，还输出具有例如fRXLO+(fTXLO+fIIP2)等的频率成分的信号。但是，fRXLO和fTXLO的频率分别是RF接收频带和RF发送频带的频率，这些高频信号能够被低通滤波器(LPF)5、6除去。
图9是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的低通滤波器(LPF)5、6的输出信号的频谱的图。
在图9中，频率特性46表示低通滤波器(LPF)5、6的频率特性。在图9中，二阶交调失真成分(IM2成分)的影响还表示直流成分(DC)和fIIP2×2、fIIP2×4的高次谐波成分。在此，fIIP2×4的高次谐波成分是如图7所示那样低通滤波器(LPF)45的抑制不够时产生的成分。
二阶输入交截点(IIP2)的校正工作即“IIP2校正模式”下，检测二阶交调失真成分(IM2成分)即具有fIIP2×2频率的信号的峰值或者功率，探索这些为最小的接收混频器3、4的设定条件。因此，fIIP2×4的高次谐波成分使检测精度劣化，因此低通滤波器(LPF)45的抑制特性越高，越能使检测精度提高。
根据低通滤波器(LPF)5、6的输出生成的二阶交调失真成分(IM2成分)被可变增益放大器(PGA)7、8放大。此时，由控制可变增益放大器(PGA)7、8的增益的增益控制电路16进行设定的增益例如设为最大增益。从接收混频器3、4输出的二阶交调失真成分(IM2成分)的电平为非常小时，需要避免IM2成分埋没在A/D转换器(ADC)9、10的量子化噪声中。因此，推荐将可变增益放大器(PGA)7、8的增益设定得较高。但是，在二阶输入交截点(IIP2)的校正工作(“IIP2校正模式”)下，通过接收混频器3、4的负载电阻值的可变控制实现接收混频器3、4的参数可变机构时，有可能在各可变控制的定时，接收混频器3、4的输出DC偏移发生变动。其结果，由于接收混频器3、4的输出DC偏移的变动，有可能可变增益放大器(PGA)7、8的输出电平位于A/D转换器(ADC)9、10的输入动态范围之外。另外，在通过接收频器3、4的偏置电压的可变控制实现了接收混频器3、4的参数可变机构时，也有同样的可能性。因此，根据该理由，“IIP2校正模式”期间，在更新接收混频器3、4的设定信息的所有定时，DC偏移校正电路71执行DC偏移校正工作，以消除可变增益放大器(PGA)7、8的DC偏移电压。
被可变增益放大器(PGA)7、8放大的二阶交调失真成分(IM2成分)利用A/D转换器(ADC)9、10转换为数字信号，进而利用数字低通滤波器(LPF)11、12除去噪声后提供给IIP2校准电路42。
《IIP2校准电路》
图24是表示在图1所示的本发明第一实施方式的RFIC中用于执行“IIP2校正模式”的IIP2校准电路42的结构的图。
如图24所示，IIP2校准电路42包括数字带通滤波器(BPF)56、57、内插电路58、59、数字低通滤波器(LPF)60、61、峰值检测电路62、63、控制寄存器64、65、开关66、67、计数器68、IIP2控制电路69。
根据数字低通滤波器(LPF)11、12的输出生成的二阶交调失真成分(IM2成分)利用数字带通滤波器(BPF)56、57除去噪声成分之后，利用内插电路58、59进行上采样，并进行内插信号处理，进而利用数字低通滤波器(LPF)60、61除去噪声成分和高次谐波成分。
图10是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“IIP2校正模式”下的数字低通滤波器(LPF)11、12的输出信号的频谱的图。
图10的频率特性47是图24所示的IIP2校准电路42的数字带通滤波器(BPF)56、57的频率特性。
如图10所示，图9所示的直流成分(DC)、fIIP2×4的高次谐波成分、噪声成分、量子化噪声等利用数字带通滤波器(BPF)56、57进行抑制，而图9所示的要检测的二阶交调失真成分(IM2成分)即fIIP2×2的频率成分根据数字带通滤波器(BPF)56、57的频率特性47而被选择。
根据图24所示的IIP2校准电路42的数字低通滤波器(LPF)60、61的输出生成的二阶交调失真成分(IM2成分)被提供到峰值检测电路62、63的输入端，检测峰值或者平均功率。在进行该检测时，利用由内插电路58、59进行的上采样和信号内插处理提高正弦波的时间分辨率，因此，能够高精度地检测峰值或平均功率。被峰值检测电路62、63检测到的峰值或者平均功率按照用计数器68计数的一定时间一次保存在控制寄存器64、65中。保存到控制寄存器64、65时，比较以前保存的峰值和新检测到的峰值。当新检测到的峰值比以前保存的峰值小时，保存新检测到的峰值或者平均功率和该时刻的接收混频器3、4的设定条件(IIP2的设定值)。接收混频器3、4的设定条件(IIP2的设定值)按照用计数器68计数的一定时间，利用IIP2控制电路69进行更新，提供给控制寄存器64、65，并且通过开关66、67提供给接收混频器3、4。
如以上那样，按计数器68计数的一定时间，IIP2控制电路69更新接收混频器3、4的设定值期间，检测二阶交调失真成分(IM2成分)的峰值或者平均功率，并仅将成为最小的设定值保存在控制寄存器64、65，从而最终将二阶失真特性为最佳的设定值保存在控制寄存器64、65中。使用预定的范围内的设定值的检测全部结束后，开关66、67被IIP2控制电路69控制，以将来自控制寄存器64、65的最佳设定值提供给混频器3、4。因此，“IQ校准模式”开始时和“收发模式”开始时，将二阶交调失真成分(IM2成分)为最佳的设定值从控制寄存器64、65提供给接收混频器3、4，反映“IIP2校正模式”的校正结果。
另外，“IIP2校正模式”下，为了模拟接收工作中的发送干扰波输入，RF发送本振频率fTXLO、RF接收本振频率fRXLO分别被设定为RF发送频带和RF接收频带的频率。另外，“IIP2校正模式”中，为了维持与基带处理器的通信，数字接口14、37处于工作中。
《I/Q失配校正模式》
图3是说明图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下的工作的图。在图3中，仅示出了图1所示的RFIC内部的部件中I/Q失配校正模式时工作的电路。
由数字接口压控振荡器(VCO)23生成的振荡信号被分频器40分频，生成频率fIQ的时钟信号。然后，用低通滤波器(LPF)44抑制fIQ的高次谐波，接近于理想的正弦波。
图11是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下使用的抑制fIQ的频率信号的高次谐波的低通滤波器(LPF)44的输出信号的频谱的图。
来自图3的低通滤波器(LPF)44的输出的频率fIQ的正弦波此后通过开关39提供给测试信号生成混频器20。另一方面，向测试信号生成混频器20输出了发送压控振荡器(TXVCO)22的振荡输出信号被分频器21分频后生成的RF发送频带的频率fTXLO的本振信号，因此由测试信号生成混频器20形成具有(fIQ±fTXLO)频率的双音信号。
另一方面，I/Q失配校正用的测试信号模拟RF接收信号，因此不需要IIP2校正用的测试信号那样的大功率。因此，可变增益放大器(PGA)43以比IIP2校正模式低的增益将由测试信号生成混频器20生成的测试信号放大或者衰减。
图12是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下使用的与测试信号生成混频器20连接的可变增益放大器(PGA)43的输出信号的频谱的图。
模拟为RF接收信号的信号仅是具有(fIQ+fTXLO)频率的信号，具有(fIQ-fTXLO)频率的信号如后述那样，在被接收混频器3、4进行频率转换时利用低通滤波器(LPF)5、6来抑制。因此，根据该理由，图12中未图示具有(fIQ-fTXLO)频率的信号。也就是说，实际上从测试信号生成混频器20输出了具有(fIQ±fTXLO)频率的双音信号，但实际上用于I/Q失配的校正的测试信号仅是具有(fIQ+fTXLO)频率的信号。因此，基于频率(fIQ-fTXLO)的信号的对I/Q失配校正工作的影响大致为零，因此与使用了单音信号等效。I/Q失配校正工作时，使用了收敛算法，因此需要以小功率向接收器提供模拟了RF接收信号的单音信号，但如上述那样，所形成的测试信号满足该条件。
从可变增益放大器(PGA)43输出的具有(fIQ+fTXLO)频率的测试信号通过开关2提供给接收混频器3、4。此时，接收混频器3、4模拟了接收工作，因此向接收混频器3、4提供由接收压控振荡器(RXVCO)19、分频器18、90度相位器17生成的RF接收频带的频率fRXLO的RF接收本振信号。
因此，频率(fIQ+fTXLO)的测试信号与频率fRXLO的RF接收本振信号相乘，被下变频为频率(fIQ+fTXLO-fRXLO)的信号。此时，接收混频器3、4被设定为由上述IIP2校正模式所得到的最佳设定值。然后，利用低通滤波器(LPF)5、6选择并输出频率(fIQ+fTXLO-fRXLO)的下变频信号。此时，较高的频率(fIQ+fTXLO+fRXLO)的信号也存在于接收混频器3、4的输出，但被低通滤波器(LPF)5、6所抑制。
来自低通滤波器(LPF)5、6的输出的频率(fIQ+fTXLO-fRXLO)的下变频信号通过可变增益放大器(PGA)7、8提供给A/D转换器(ADC)9、10，从而转换为数字信号，利用数字低通滤波器(LPF)11、12除去噪声后输入到IQ校准电路13。此时，增益控制电路16将可变增益放大器(PGA)7、8的增益设定为固定增益，以使频率(fIQ+fTXLO-fRXLO)的测试信号不会超出A/D转换器(ADC)9、10的输入动态范围。
图13是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下的低通滤波器(LPF)5、6的输出信号的频谱的图。在图13中，频率特性46表示低通滤波器(LPF)5、6的频率特性。
图14是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在“I/Q失配校正模式”下的数字低通滤波器(LPF)11、12的输出信号的频谱的图。
图14的频率特性48是以下说明的图25所示的I/Q失配校准电路13的数字带通滤波器(BPF)13_7、13_8的频率特性。
《I/Q失配校准电路13》
图25是表示图1所示的本发明第一实施方式的RFIC的I/Q失配校准电路13的结构的一例的图。
如图25所示，I/Q失配校准电路13包括控制单元13_0、振幅修正单元13_1、加法器13_2、13_3、13_5、13_6、相位修正单元13_4、数字带通滤波器(BPF)13_7、13_8。
数字带通滤波器(BPF)13_7、13_8用于提高I/Q失配校正精度。振幅修正单元13_1和相位修正单元13_4被控制单元13_0控制，该控制单元13_0根据一定时间收敛算法来计算用于校正振幅误差和相位误差的修正值。
振幅修正单元13_1根据来自控制单元13_0的振幅修正值来修正主要传输I相信号的信号线的振幅。相位修正单元13_4根据来自控制单元13_0的相位修正值来修正主要传输I相信号的信号线的相位。在主要传输I相信号的信号线和主要传输Q相信号的信号线的信号路径上配置有加法器13_2、13_3、13_5、13_6。
在由图25所示的I/Q失配校准电路13进行的I/Q失配的校正工作中，使收敛算法工作一定时间，从而能得到I/Q失配的最终修正值。因此，I/Q失配校准电路13在将最终的修正值存储为控制单元13_0的控制寄存器值之后，结束“I/Q失配校正模式”的校正工作。
“IIP2校正模式”和“I/Q失配校正模式”这两者的校正工作期间，由于发送RF本振信号频率fTXLO和接收RF本振信号频率fRXLO没有分别被变更，分别为相同的值，所以接收压控振荡器(RXVCO)19和发送压控振荡器(TXVCO)22的各振荡频率在双方的校正工作期间分别成为相同的值。另外，在“I/Q失配校正模式”中，为了维持与基带处理器的通信，数字接口14、37处于工作中。
《单频带对应的校准》
图5是表示由图1所示的本发明第一实施方式的RFIC执行的单频带对应的校准程序的工作的图。
根据图5所示的校准程序的工作，上述“IIP2校正模式”的校正工作和“I/Q失配校正模式”的校正工作在电源刚接通之后或者刚接收空载(idle)之后执行。
图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在时刻T1接受校准开始的触发时，开始频率锁定工作，以使发送压控振荡器(TXVCO)22和接收压控振荡器(RXVCO)19分别输出频率fTXLO和频率fRXLO。与此同时，数字接口压控振荡器(VCO)23也开始频率锁定工作，以输出预定的频率。当这些压控振荡器的频率锁定工作结束时，在时刻T2转换为“IIP2校正模式”的校正工作。因此，IIP2校准电路42将在接收混频器3、4中二阶失真特性为最佳的设定信息存储到其内部的控制寄存器64、65。因此，在二阶失真特性为最佳的设定信息反映到接收混频器3、4的状态下，“IIP2校正模式”的校正工作结束。
然后，使用于“IIP2校正模式”的分频器40断开，而使用于“I/Q失配校正模式”的分频器41接通。将该分频器的切换的瞬态响应时间作为权重(weight)时间，从“IIP2校正模式”转换到“I/Q失配校正模式”。
“IIP2校正模式”下的校正是修正接收混频器3、4的差动对的不平衡的方式，因此当变更接收混频器3、4的差动对的不平衡时，有时接收混频器3、4的RF接收本振输入端子的平衡发生变化而使I/Q失配变化。根据这样的理由，“IIP2校正模式”需要在“I/Q失配校正模式”之前实施，在反映了“IIP2校正模式”的校正结果的状态下实施“I/Q失配校正模式”。
当“I/Q失配校正模式”的校正工作开始时，根据由I/Q失配校准电路13进行I/Q失配的校正工作的一定时间收敛算法得到I/Q失配的最终的修正值，将最终的修正值存储在控制寄存器之后，在时刻T3结束“I/Q失配校正模式”的校正工作。
“I/Q失配校正模式”结束后，不变成收发模式的情况下，再次转换为空载状态，发送压控振荡器(TXVCO)22、接收压控振荡器(RXVCO)19以及其他收发电路也都设为断开，但IIP2校正结果和I/Q失配校正结果被保存在控制寄存器。然后，当在时刻T4转换为“收发模式”时，发送压控振荡器(TXVCO)22和接收压控振荡器(RXVCO)19开始锁定工作，以使从基带处理器向所指定的收发频率信道设定发送压控振荡器(TXVCO)22的振荡频率和接收压控振荡器(RXVCO)19的振荡频率。此时，IIP2校正结果和I/Q失配校正结果分别反映到接收混频器、I/Q失配校正电路。其结果，发送压控振荡器(TXVCO)22和接收压控振荡器(RXVCO)19的锁定工作结束后，能够立即在时刻T5开始进行RFIC与移动电话基站的通信。
《多频带对应的校准》
图6是表示由图1所示的本发明第一实施方式的RFIC执行的多频带对应的校准程序的工作的图。
与单频带对应的情况相同地，根据图6所示的多频带对应的校准程序的工作，上述“IIP2校正模式”的校正工作和“I/Q失配校正模式”的校正工作在电源刚接通之后或者接收空载后立即被执行。
图1所示的本发明第一实施方式的RFIC在时刻T1接受校准开始的触发时，开始进行频率锁定工作，使发送压控振荡器(TXVCO)22和接收压控振荡器(RXVCO)19分别输出频率fTXLO和频率fRXLO。与此同时，数字接口压控振荡器(VCO)23也开始进行频率锁定工作，以输出预定的频率。当这些压控振荡器的频率锁定工作结束时，在时刻T2转换为“IIP2校正模式”的校正工作。因此，IIP2校准电路42将在接收混频器3、4中将二阶失真特性为最佳的设定信息存储在其内部的控制寄存器64、65中。因此，在二阶失真特性为最佳的设定信息反映到接收混频器3、4的状态下，“IIP2校正模式”的校正工作结束。
然后，将用于“IIP2校正模式”的分频器40断开，而用于“I/Q失配校正模式”的分频器41设为接通。将该分频器的切换的瞬态响应时间作为权重时间，从“IIP2校正模式”转换到“I/Q失配校正模式”。
当“I/Q失配校正模式”的校正工作开始时，根据由I/Q失配校准电路13进行I/Q失配的校正工作的一定时间收敛算法，能得到I/Q失配的最终的修正值，将最终的修正值存储到控制寄存器之后，在时刻T3结束“I/Q失配校正模式”的校正工作。
在时刻T3的“I/Q失配校正模式”刚结束后，为了进行其他频带的校准，开始进行频率锁定工作，再次使发送压控振荡器(TXVCO)22和接收压控振荡器(RXVCO)19分别输出另一频带的频率fTXLO和另一频带的频率fRXLO。此时，数字接口压控振荡器(VCO)23维持着锁定状态，因此不需要用于再锁定的频率锁定工作。
然后，在时刻T4转换到“IIP2校正模式”的校正工作。其结果，IIP2校准电路42将在接收混频器3、4中二阶失真特性为最佳的设定信息存储在其内部的控制寄存器64、65中。因此，在二阶失真特性为最佳的设定信息反映到接收混频器3、4的状态下，“IIP2校正模式”的校正工作结束。
然后，将从分频器40向分频器41的切换的瞬态响应时间作为权重时间，从“IIP2校正模式”转换到“I/Q失配校正模式”。
当“I/Q失配校正模式”的校正工作开始时，根据由I/Q失配校准电路13进行I/Q失配的校正工作的一定时间收敛算法，能得到I/Q失配的最终的修正值，将最终的修正值存储在控制寄存器之后，在时刻T5结束“I/Q失配校正模式”的校正工作。
与单频带对应的程序相同地，“I/Q失配校正模式”结束后，不会变成收发模式的情况下，再次转换到空载状态，发送压控振荡器(TXVCO)22、接收压控振荡器(RXVCO)19以及其他收发电路都为断开，但每个频带的IIP2校正结果和I/Q失配校正结果被保存在控制寄存器中。然后，在时刻T5转换为“收发模式”时，发送压控振荡器(TXVCO)22和接收压控振荡器(RXVCO)19开始进行锁定工作，以从基带处理器指定的收发频率信道被设定发送压控振荡器(TXVCO)22的振荡频率和接收压控振荡器(RXVCO)19的振荡频率。此时，从基带处理器指定的频带的IIP2校正结果和I/Q失配校正结果分别反映到接收混频器、I/Q失配校正电路。其结果，发送压控振荡器(TXVCO)22和接收压控振荡器(RXVCO)19的锁定工作结束后，能够立刻在时刻T5开始进行RFIC与移动电话基站之间的通信。
这样，图1所示的本发明实施方式1的RFIC支持用于WCDMA方式的多频带下的收发的“IIP2校正模式”和“I/Q失配校正模式”。因此，根据频分双工(FDD)，在多频带的各频带，RF发送频率被设定为比RF接收频率低的频率。进而，在多频带的各频带，“IIP2校正模式”先执行，在反映了“IIP2校正模式”的校正结果的状态下，实施“I/Q失配校正模式”。另外，进而在多频带的一个频带下的“IIP2校正模式”和“I/Q失配校正模式”结束后，开始进行频率锁定工作，再次使发送压控振荡器(TXVCO)22和接收压控振荡器(RXVCO)19分别输出另一频带的频率fTXLO和另一频带的频率fRXLO。锁定频率后，另一频带的“IIP2校正模式”和“I/Q失配校正模式”双方的校正工作期间，发送RF本振信号频率fTXLO和接收RF本振信号频率fRXLO没有被分别变更，分别为相同的值，因此，接收压控振荡器(RXVCO)19和发送压控振荡器(TXVCO)22的各振荡频率在双方的校正工作期间变成分别相同的值。
[实施方式2]
图20是表示本发明第二实施方式的射频半导体集成电路(RFIC)的结构的图。
图20所示的本发明第二实施方式的RFIC与图1所示的本发明第一实施方式的RFIC的不同点如下。
图1所示的RFIC中，向在IIP2校正模式下使用的分频器41的输入端子提供由数字接口压控振荡器(VCO)23生成的振荡输出信号。相对于此，图20所示的RFIC中，向在IIP2校正模式下使用的分频器41的输入端子提供由参照信号源51的输出端子生成的振荡输出信号。
利用分频器41对参照信号源51的振荡输出信号进行分频，生成具有频率fIIP2的时钟信号。具有频率fIIP2的时钟信号被提供给低通滤波器(LPF)45，低通滤波器(LPF)45通过抑制fIIP2的高次谐波而执行接近于理想的正弦波的工作。该参照信号51的振荡频率是比数字接口压控振荡器(VCO)23的振荡频率低的频率。因此，图20所示的RFIC的分频器41的分频数比图1所示的RFIC的分频器41的分频数小，根据图20所示的RFIC，能够降低分频器41的电路规模。
除此之外，图20所示的本发明第二实施方式的RFIC与图1所示的本发明第一实施方式的RFIC相同，因此省略其重复的说明。
[实施方式3]
图21是表示本发明第三实施方式的射频半导体集成电路(RFIC)的结构的图。
图21所示的本发明第三实施方式的RFIC与图1所示的本发明第一实施方式的RFIC的不同点如下。
图1所示的RFIC中，向在IIP2校正模式下使用的分频器41的输入端子提供了由数字接口压控振荡器(VCO)23生成的振荡输出信号。相对于此，图21所示的RFIC中，在IIP2校正模式下使用的分频器41的输入端子上连接有D/A转换器(DAC)52和数字正弦波信号源53。
“IIP2校正模式”的校正工作中，由数字正弦波信号源53生成的数字正弦波数据被提供给D/A转换器52，D/A转换器52输出具有频率fIIP2的模拟正弦波信号。具有频率fIIP2的模拟正弦波信号被提供给低通滤波器(LPF)45，低通滤波器(LPF)45通过抑制fIIP2的高次谐波来执行接近于理想的正弦波的工作。为了根据时钟信号生成正弦波，低通滤波器(LPF)45需要陡峭的频率特性，通过使用图21所示的RFIC的D/A转换器(DAC)52和数字正弦波信号源53生成正弦波，能够缓解低通滤波器(LPF)45的频率特性，因此能够削减RFIC的芯片占有面积。D/A转换器52还能够与RFIC的发送电路部分的D/A转换器(DAC)33、34、RF功率放大器(PA)25的功率控制用的D/A转换器等共用。另外，进而，数字正弦波信号源53的数字正弦波数据能够通过在数字正弦波信号源53的半导体存储器(例如ROM等非易失性存储器)的表中存储正弦波数据，在IIP2校正模式时从半导体存储器读出，从而容易实现。
除此之外，图21所示的本发明第三实施方式的RFIC与图1所示的本发明第一实施方式的RFIC相同，因此省略其重复的说明。
[实施方式4]
图22是表示本发明第四实施方式的射频半导体集成电路(RFIC)的结构的图。
图22所示的本发明第四实施方式的RFIC与图21所示的本发明第三实施方式的RFIC的不同点如下。
图22所示的RFIC中，在D/A转换器(DAC)52的输入端子与数字正弦波信号源53的输出端子之间追加了扩散电路54，在数字低通滤波器(LPF)11、12的输出端子与IIP2校准电路42的输入端子之间追加了反扩散电路55。
因此，图22所示的RFIC中，由数字正弦波信号源53生成的数字正弦波数据在被扩散电路54进行编码调制之后，提供给D/A转换器52。扩散电路54中，例如Walsh符号与数字正弦波数据相乘，执行直接扩散方式(DS-CDMA：Direct Sequence Code-Division Multiple Access)的符号调制，因此，D/A转换器52生成CDMA调制波信号。D/A转换器52的输出的CDMA调制波信号利用低通滤波器(LPF)45进行频带制限。然后，CDMA调制波通过开关39提供给测试信号生成混频器20。另一方面，从发送压控振荡器(TXVCO)22向测试信号生成混频器20提供由分频器21分频后的频率fTXLO的本振信号，由测试信号生成混频器20生成频率fTXLO的CDMA调制信号。被可变增益放大器(PGA)43功率放大的CDMA调制信号通过开关2输入到接收混频器3、4。此时，接收混频器3、4模拟RF接收工作，向接收混频器3、4提供由接收压控振荡器(RXVCO)19、分频器18、90度相位器17生成的具有频率fRXLO的接收RF本振信号。
当在接收混频器3、4存在差动对的不平衡时，二阶交调失真成分(IM2成分)被输出为直流成分(DC)和2×fRXLO的频率成分。利用低通滤波器(LPF)5、6抑制2×fRXLO的频率成分，直流成分(DC)被可变增益放大器(PGA)7、8放大。此时，控制可变增益放大器(PGA)7、8的增益的增益控制电路16进行设定的增益设为最大增益。被可变增益放大器(PGA)7、8放大的二阶交调失真成分(IM2成分)利用A/D转换器(ADC)9、10转换为数字信号，用数字低通滤波器(LPF)11、12除去噪声后，利用反扩散电路55进行解调。扩散电路54中使用的相同的Walsh符号与数字信号相乘，能够进行反扩散电路55的解调。被反扩散电路55反扩散后的二阶交调失真成分(IM2成分)被提供给IIP2校准电路42。利用扩散电路54和反扩散电路55的扩散增益，二阶交调失真成分(IM2成分)能够确保比热噪声或量子化噪声高的S/N比，因此能够提高IIP2校准电路42中的二阶交调失真成分(IM2成分)的检测精度。此后的“IIP2校正模式”下的校正工作、“I/Q失配校正模式”下的校正工作以及“收发模式”下的收发工作与图1所示的本发明第一实施方式相同，因此省略其重复的说明。
[实施方式5]
图23是表示本发明第五实施方式的射频半导体集成电路(RFIC)的结构的图。
图23所示的本发明第五实施方式的RFIC与图1所示的本发明第一实施方式的RFIC的不同点如下。
图1所示的RFIC中，从测试信号生成混频器20的输出生成的双音信号被可变增益放大器(PGA)43线性放大后，提供给连接在低噪声放大器(LNA)1的输出端子与接收混频器3、4的输入端子之间的开关2。相对于此，图23的RFIC中，省略了可变增益放大器(PGA)43，而将开关2连接在双工器15的输出端子与低噪声放大器(LNA)1的输入端子之间。另外，图23的RFIC中，测试信号生成混频器20的输出的双音信号被提供给连接在低噪声放大器(LNA)1的输入端子上的开关2。
因此，被低噪声放大器(LNA)1功率放大的双音信号通过开关2被提供给接收混频器3、4。此后的工作与本发明第一实施方式相同，因此省略其重复的说明。在低噪声放大器(LNA)1的输入上连接开关时，有时会导致噪声特性劣化。在这种情况下，能够将在接收和校正下具有相同电路常数的2个低噪声放大器(LNA)集成在RFIC的半导体芯片上，在校正工作时使用校正用的低噪声放大器(LNA)。
以上，根据各实施方式具体说明了由本发明人完成的发明，但本发明不限于此，当然，在不超出其要旨的范围内可进行各种变更。
例如，另外，在图1所示的RFIC中，分频器40、41可由1个数字计数器构成。在这种情况下，推荐除去开关39而利用低通滤波器(LPF)44、45的可变电容等来改变截止频率。
另外，图1所示的RFIC中，接收混频器3、4不限于将低噪声放大器1的RF放大信号转换为同相成分(I)和正交成分(Q)的基带信号的直接下变频方式。即，图1所示的FIC中，接收混频器3、4也能够设为将RF接收信号转换为低IF(低的中间频率信号)的低IF方式。

Claims (20)

1.一种通信用半导体集成电路，其包括低噪声放大器、接收混频器、接收压控振荡器、解调信号处理电路、调制信号处理电路、发送混频器以及发送压控振荡器，且被安装在无线通信终端，具有与基站进行射频通信的功能，
上述通信用半导体集成电路的特征在于，
上述低噪声放大器对通过上述无线通信终端的天线接收的RF接收信号进行放大，
上述接收混频器的一方输入端子被提供上述低噪声放大器的RF放大信号，上述接收混频器的另一方输入端子被提供响应上述接收压控振荡器的振荡输出信号的RF接收本振信号，
上述解调信号处理电路能够通过处理上述接收混频器的输出端子的正交解调接收信号来生成正交接收信号，
在上述集成电路的接收模式下，能够利用上述接收混频器和上述解调信号处理电路来进行上述RF接收信号的处理，
上述调制信号处理电路处理正交发送信号，
上述发送混频器的一方输入端子被提供上述调制信号处理电路的正交发送输出信号，上述发送混频器的另一方输入端子被提供响应上述发送压控振荡器的振荡输出信号的RF发送本振信号，
在上述集成电路的发送模式下，能通过响应上述发送压控振荡器的振荡输出信号而根据上述发送混频器的输出来生成RF发送信号，
上述集成电路还包括二阶失真特性校正电路、正交接收信号校正电路和测试信号生成器，据此，上述集成电路除了具有能进行上述接收模式和上述发送模式的收发模式以外，还具有二阶失真特性校正模式和正交接收信号校正模式，
上述测试信号生成器能够利用上述发送压控振荡器的上述振荡输出信号来生成在上述二阶失真特性校正模式下使用的第一测试信号和在上述正交接收信号校正模式下使用的第二测试信号，
在上述二阶失真特性校正模式下，在将上述测试信号生成器的上述第一测试信号提供给上述接收混频器期间，上述二阶失真特性校正电路能够通过改变上述接收混频器的工作参数来将二阶失真特性校正到最佳状态，
在上述正交接收信号校正模式下，在将上述测试信号生成器的上述第二测试信号提供给上述接收混频器期间，上述正交接收信号校正电路能够将由上述解调信号处理电路生成的上述正交接收信号的同相成分和正交成分的相位及振幅相关的失配校正到最佳状态。
2.根据权利要求1所述的通信用半导体集成电路，其特征在于，
上述低噪声放大器、上述接收混频器、上述接收压控振荡器以及上述解调信号处理电路构成直接下变频接收器和低IF接收器中的任意一方接收器，
省略了将声表面波滤波器连接至上述一方接收器的上述低噪声放大器的输入端子和输出端子中的任意一方。
3.根据权利要求2所述的通信用半导体集成电路，其特征在于，
还包括与上述解调信号处理电路相连接的DC偏移校正电路，
上述DC偏移校正电路能够执行DC偏移校正工作，对由上述解调信号处理电路生成的上述正交接收信号的上述同相成分和上述正交成分的DC偏移进行校正，
在上述二阶失真特性校正电路按上述二阶失真特性校正模式改变上述接收混频器的上述工作参数的各定时，上述DC偏移校正电路执行上述DC偏移校正工作。
4.根据权利要求3所述的通信用半导体集成电路，其特征在于，
当上述通信用半导体集成电路的电源接通时，按上述二阶失真特性校正模式、上述正交接收信号校正模式、以及上述收发模式的顺序来依次转变上述通信用半导体集成电路的工作模式，
上述正交接收信号校正模式能够在按上述二阶失真特性校正模式将上述接收混频器中的上述二阶失真特性校正到上述最佳状态之后执行，
上述收发模式能够在按上述二阶失真特性校正模式将上述接收混频器中的上述二阶失真特性校正到上述最佳状态之后和按上述正交接收信号校正模式将上述正交接收信号校正到上述最佳状态之后执行。
5.根据权利要求4所述的通信用半导体集成电路，其特征在于，
具有与基站进行多频带射频通信的功能，
在上述多频带的各频带中，按上述二阶失真特性校正模式和上述正交接收信号校正模式的顺序来依次转变上述通信用半导体集成电路的上述工作模式。
6.根据权利要求5所述的通信用半导体集成电路，其特征在于，
还包括其他的振荡器，
上述测试信号生成器能够利用上述其他的振荡器的其他振荡输出信号和上述发送压控振荡器的上述振荡输出信号来生成在上述二阶失真特性校正模式下使用的第一测试信号和在上述正交接收信号校正模式下使用的第二测试信号。
7.根据权利要求6所述的通信用半导体集成电路，其特征在于，
生成上述其他的振荡输出信号的上述其他的振荡器是用于数字接口的压控振荡器、参照信号源、数字正弦波信号源中的任意一种。
8.根据权利要求7所述的通信用半导体集成电路，其特征在于，
生成上述其他的振荡输出信号的上述其他的振荡器是上述数字正弦波信号源，
上述通信用半导体集成电路还包括扩散电路和反扩散电路，
上述扩散电路连接在上述测试信号生成器的输入端子与上述数字正弦波信号源的输出端子之间，
上述反扩散电路连接在上述解调信号处理电路的输出端子与上述二阶失真特性校正电路的输入端子之间。
9.根据权利要求7所述的通信用半导体集成电路，其特征在于，
还包括测试信号开关和测试信号可变增益放大器，
能够向上述测试信号可变增益放大器的输入端子提供由上述测试信号生成器的输出端子生成的上述第一测试信号和上述第二测试信号，
由上述测试信号可变增益放大器的输出端子生成的第一测试放大信号和第二测试放大信号能够通过上述测试信号开关提供给上述接收混频器。
10.根据权利要求7所述的通信用半导体集成电路，其特征在于，
还包括连接在上述测试信号生成器的输出端子与上述低噪声放大器的输入端子之间的测试信号开关，
能够通过上述测试信号开关向上述低噪声放大器的上述输入端子提供由上述测试信号生成器的上述输出端子生成的上述第一测试信号和上述第二测试信号。
11.一种通信用半导体集成电路的工作方法，该通信用半导体集成电路包括低噪声放大器、接收混频器、接收压控振荡器、解调信号处理电路、调制信号处理电路、发送混频器以及发送压控振荡器，其被安装在无线通信终端，并具有与基站进行射频通信的功能，
上述通信用半导体集成电路的工作方法的特征在于，
上述低噪声放大器对由上述无线通信终端的天线接收的RF接收信号进行放大，
上述接收混频器的一方输入端子被提供上述低噪声放大器的RF放大信号，上述接收混频器的另一方输入端子被提供响应上述接收压控振荡器的振荡输出信号的RF接收本振信号，
上述解调信号处理电路能够通过处理上述接收混频器的输出端子的正交解调接收信号来生成正交接收信号，
在上述半导体集成电路的接收模式下，能够利用上述接收混频器和上述解调信号处理电路来进行上述RF接收信号的处理，
上述调制信号处理电路处理正交发送信号，
上述发送混频器的一方输入端子被提供上述调制信号处理电路的正交发送输出信号，上述发送混频器的另一方输入端子被提供响应上述发送压控振荡器的振荡输出信号的RF发送本振信号，
在上述半导体集成电路的发送模式下，能够响应上述发送压控振荡器的振荡输出信号而根据上述发送混频器的输出来生成RF发送信号，
上述集成电路还包括二阶失真特性校正电路、正交接收信号校正电路和测试信号生成器，据此，上述集成电路除了具有能进行上述接收模式和上述发送模式的收发模式以外，还具有二阶失真特性校正模式和正交接收信号校正模式，
上述测试信号生成器能够利用上述发送压控振荡器的上述振荡输出信号来生成按上述二阶失真特性校正模式使用的第一测试信号和按上述正交接收信号校正模式使用的第二测试信号，
上述工作方法包括以下步骤：
在上述二阶失真特性校正模式下，在将上述测试信号生成器的上述第一测试信号提供给上述接收混频器期间，上述二阶失真特性校正电路通过改变上述接收混频器的工作参数而来将二阶失真特性校正到最佳状态的步骤；和
在上述正交接收信号校正模式下，在将上述测试信号生成器的上述第二测试信号提供给上述接收混频器期间，上述正交接收信号校正电路将由上述解调信号处理电路生成的上述正交接收信号的同相成分和正交成分的相位及振幅相关的失配校正到最佳状态的步骤。
12.根据权利要求11所述的通信用半导体集成电路的工作方法，其特征在于，
上述低噪声放大器、上述接收混频器、上述接收压控振荡器以及上述解调信号处理电路构成直接下变频接收器和低IF接收器中的任意一方接收器，
省略了将声表面波滤波器连接至上述一方接收器的上述低噪声放大器的输入端子和输出端子中的任意一方。
13.根据权利要求12所述的通信用半导体集成电路的工作方法，其特征在于，
上述通信用半导体集成电路还包括与上述解调信号处理电路相连接的DC偏移校正电路，
上述DC偏移校正电路能够执行DC偏移校正工作，校正由上述解调信号处理电路生成的上述正交接收信号的上述同相成分和上述正交成分的DC偏移，
在上述二阶失真特性校正电路按上述二阶失真特性校正模式改变上述接收混频器的上述工作参数的各定时，上述DC偏移校正电路执行上述DC偏移校正工作。
14.根据权利要求13所述的通信用半导体集成电路的工作方法，其特征在于，
当上述通信用半导体集成电路的电源接通时，按上述二阶失真特性校正模式、上述正交接收信号校正模式、以及上述收发模式的顺序来依次变换上述通信用半导体集成电路的工作模式，
上述正交接收信号校正模式能够在按上述二阶失真特性校正模式将上述接收混频器中的上述二阶失真特性校正到上述最佳状态之后执行，
上述收发模式能够在按上述二阶失真特性校正模式将上述接收混频器中的上述二阶失真特性校正到上述最佳状态之后和按上述正交接收信号校正模式将上述正交接收信号校正到上述最佳状态之后执行。
15.根据权利要求14所述的通信用半导体集成电路的工作方法，其特征在于，
上述通信用半导体集成电路具有与基站进行多频带射频通信的功能，
在上述多频带的各频带中，按上述二阶失真特性校正模式和上述正交接收信号校正模式的顺序来依次变换上述通信用半导体集成电路的上述工作模式。
16.根据权利要求15所述的通信用半导体集成电路的工作方法，其特征在于，
上述通信用半导体集成电路还包括其他的振荡器，
上述测试信号生成器能够利用上述其他的振荡器的其他的振荡输出信号和上述发送压控振荡器的上述振荡输出信号来生成按上述二阶失真特性校正模式使用的第一测试信号和按上述正交接收信号校正模式使用的第二测试信号。
17.根据权利要求16所述的通信用半导体集成电路的工作方法，其特征在于，
生成上述其他的振荡输出信号的上述其他的振荡器是用于数字接口的压控振荡器、参照信号源、数字正弦波信号源中的任意一种。
18.根据权利要求17所述的通信用半导体集成电路的工作方法，其特征在于，
生成上述其他的振荡输出信号的上述其他的振荡器是上述数字正弦波信号源，
上述通信用半导体集成电路还包括扩散电路和反扩散电路，
上述扩散电路连接在上述测试信号生成器的输入端子与上述数字正弦波信号源的输出端子之间，
上述反扩散电路连接在上述解调信号处理电路的输出端子与上述二阶失真特性校正电路的输入端子之间。
19.根据权利要求17所述的通信用半导体集成电路的工作方法，其特征在于，
上述通信用半导体集成电路还包括测试信号开关和测试信号可变增益放大器，
能够向上述测试信号可变增益放大器的输入端子提供由上述测试信号生成器的输出端子生成的上述第一测试信号和上述第二测试信号，
由上述测试信号可变增益放大器的输出端子生成的第一测试放大信号和第二测试放大信号能够通过上述测试信号开关提供给上述接收混频器。
20.根据权利要求17所述的通信用半导体集成电路的工作方法，其特征在于，
上述通信用半导体集成电路还包括连接在上述测试信号生成器的输出端子与上述低噪声放大器的输入端子之间的测试信号开关，
能够通过上述测试信号开关向上述低噪声放大器的上述输入端子提供由上述测试信号生成器的上述输出端子生成的上述第一测试信号和上述第二测试信号。
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