CN102136798A

CN102136798A - Dc/dc转换器电路

Info

Publication number: CN102136798A
Application number: CN2011100307815A
Authority: CN
Inventors: 平山正彦; 森久司
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2010-01-25
Filing date: 2011-01-25
Publication date: 2011-07-27
Also published as: JP2011152014A; US20110181265A1

Abstract

本发明涉及一种DC/DC转换器电路。提供电荷泵电路、放大器和电压控制电阻器元件，所述电荷泵电路在升压时段期间将在充电时段期间充电的电荷放电到负载，以对输出电压进行反馈以使得所述电荷泵电路的所述输出电压在所述升压时段期间成为预定值的反馈回路的构造来将所述放大器和电压控制电阻器元件布置在该反馈回路中，电压控制电阻器元件被通过放大器来控制并且被设置为能够在升压时段期间控制电荷泵电路的控制电阻值，放大器对电压控制电阻器元件进行控制以使得在充电时段期间该电压控制电阻器元件进入截止状态，并且在从充电时段刚刚到达升压时段之后，电压控制电阻器元件的电阻值立即下降到控制电阻值。

Description

DC/DC转换器电路

相关申请的交叉引用

包括说明书、附图以及摘要的2010年1月25提交的日本专利申请No.2010-13095的公开通过引用整体合并在此。

技术领域

本发明涉及一种DC/DC转换器电路，特别地涉及通过使用电荷泵电路稳定输出电压的DC/DC转换器电路。

背景技术

在通过便携式电话、PDA(个人数字助理：便携式信息终端)、DSC(数码静态照相机：数码照相机)等等代表的便携式设备中，DC/DC转换器电路被频繁地用作电源电路，该电源电路通过转换大约3V的电源电压，生成液晶显示驱动所需要的大约-2V的负电源电压，或者大约+5V的正电源电压。尽管在DC/DC转换器电路存在各种类型，但是具体而言，因为必要部件的总体积小所以在便携式设备中频繁地采用电荷泵电路。

图8是在日本未经审查的专利申请公开No.2005-312169中描述的电压反转型DC/DC转换器电路的电路图。此外，虽然在日本未经审查的专利公开No.2005-312169中，DC/DC转换器电路被称为电荷泵电路，但是在下面的描述中，图8的附图标记23表示狭义上的电荷泵电路。电压反转型DC/DC转换器电路是具有产生低于接地电势的电压的目的的电路。在图8中，电压反转型DC/DC转换器电路被提供有包括用于充电的电容器C1、用于输出的电容器C2、以及四个开关SW1至SW4的电荷泵电路23和电压调节电路10。电荷泵电路23可以称之为电压反转型电荷泵电路，其反转输入电压Vin的极性以输出为Vout＝-Vin。开关SW1和开关SW2分别被联接到电容器C1的两端，开关SW1被联接到输入电压侧(Vin)，并且开关SW2被联接到固定电压侧(GND)。当开关SW1和SW2被导通时，电压Vin被施加到电容器C1的两端从而充电电容器C1。在开关SW3中，其一端被联接到电容器C1的开关SW1一侧，并且其另一端被联接到是电压调节电路10的电压控制元件的Nch的MOSFET 14的漏极端子。开关SW4被插入在电容器C1和C2之间以通过被导通或者截止来联接或者切断电容器C1和电容器C2。

电压调节电路10是通过比较输出电压Vout和基准电压Vref来稳定输出电压Vout的电路，并且被提供有电阻器R1和R2、运算放大器12以及MOSFET14。在电阻器R1中，其一端被输入有基准电压Vref，并且其另一端被联接到运算放大器12的非反转输入端子。在电阻器R2中，其一端被输入有输出电压Vout，并且其另一端被联接到运算放大器12的非反转输入端子。运算放大器12的反转输入端子被接地，并且运算放大器12的输出端子被联接到MOSFET14的栅极端子。MOSFET14被插入在开关SW3和接地之间，并且当开关SW3被导通时存在于电容器C2的充电/放电路径处。因此，MOSFET14能够通过控制其栅极电压来控制电容器C2的电荷量，结果，其具有控制输出电压Vout的功能。

接下来，将会给出如上所述构造的DC/DC转换器电路的操作的解释。在第一时段期间，开关SW1和SW2被导通，并且开关SW3和开关SW4被截止。在该时间段期间，电容器C1被充电到输入电压Vin。另一方面，在该时间段期间，电容器C2与电容器C1分隔，并且当电力被提供到负载电路16时，输出电压Vout从想要的电压逐渐上升。

因此，在第二时段期间，开关SW1和SW2被截止，并且开关SW3和开关SW4被导通。在该第二时段期间，在电容器C1处积累的电荷经由SW4转移到电容器C2，并且充电电容器C2直到通过将电力提供到负载电路16而上升的输出电压Vout再次变成想要的输出电压。电压反转型电荷泵电路通过交替地重复第一时段和第二时段继续将电荷提供到电容器C2以提供负电压作为输出电压Vout。现在，在负载电路16保持稳定，并且输入电压Vin也保持稳定的情况下，通过如上所述地重复第一时段和第二时段能够在稳定状态中输出恒定的负电压。然而，当负载电路16或者输入电压Vin改变时，输出电压Vout改变。因此，电压调节电路10监测输出电压Vout，并且通过使是电压控制元件的MOSFET14的栅极端子进行反馈操作从而在Vout和Vref之间建立在下述等式(1)中示出的关系来控制MOSFET14。

Vout＝-R2/R1×Vref...等式(1)

使MOSFET14的栅极电压进行反馈操作改变了MOSFET14的栅极和源极之间的电压Vgs，并且控制沟道电阻。MOSFET14的沟道电阻能够在第二时段期间控制电容器C1和电容器C2之间的电荷转移，并且通过反馈操作能够使输出电压Vout始终稳定为想要的电压。

发明内容

在本发明中提出下述分析。

图9示出描述图8中所示的DC/DC转换器电路的操作的时序图的示例。此外，在下文中，输入电压Vin被定义为电源电压VDD。图9示出示例，该示例以波形示出在第一时段(对应于充电时段)和第二时段(对应于升压时段)期间的输出电压Vout、联接开关SW2和电容器C1的接点N1处的电压、以及MOSFET14的阻抗的变化并且将各常数设置为下述值。

R1＝1MΩ

R2＝2MΩ

Vin＝VDD＝3V

Vref＝1V

Vout＝-1×Vref×R2/R1＝-2V

在这里，将会在输出电压Vout从升压时段到充电时段变化了是设定电压的-2V的值的情况下，描述背景技术中的电压反转型DC/DC转换器电路的操作。

首先，在充电时段期间，通过使开关SW1和SW2导通将电源电压VDD充电到电容器C1，并且通过使开关SW3和SW4截止切断反馈回路。通过负载电路16放电在电容器C2处积累的电压，并且因此，输出电压Vout从是设定电压的-2V上升。当检测到输出电压Vout的上升电压时操作运算放大器12以使输出电压Vout的电压下降，并且因此，MOSFET14的阻抗变得尽可能低到大约0Ω。

接下来，当到了升压时段时，开关SW1和SW2被截止，开关SW3和SW4被导通，通过将联接开关SW1和电容器C1的接点处的电压添加到反转在电容器C1处积累的电源电压VDD的电压的电压来充电电容器C2。在这样的情况下，在从充电时段刚刚到升压时段之后，MOSFET14的阻抗大约是0Ω，并且因此，联接开关SW1和电容器C1的接点处的电压处于GND电势。因此，在从充电时段刚刚到升压时段之后，是充电电容器C2的电压的联接开关SW2和电容器C1的接点N1处的电压变成是反转在电容器C1处积累的电源VDD电压的-1×VDD的-3V。此外，具有在接点N1处产生的-1×VDD的电势的电荷通过经过开关SW4充电电容器C2从而产生输出电压Vout。因此，在输出电压Vout处产生低于设定电压的-2V并且接近于-3V的过冲电压。运算放大器12控制已经变成极低的输出电压Vout上升。本质上，运算放大器12减少高频率区域处的开路增益，并且将截止频率降低到，例如，用于针对在使用反馈回路电路中的振荡的对策的大约100KHz。因此，瞬态响应速度低，并且不能够防止在从充电时段刚刚到升压时段之后的输出电压Vout的过冲。

在其后的升压时段期间，运算放大器12通过耗费根据其瞬态响应能力的时间来增加MOSFET14的电阻值，从而将输出电压Vout控制到设定电压。

这样，根据背景技术的电压反转型DC/DC转换器电路，不管在等式(1)中所示的输出电压Vout的设定电压如何，每次在从充电时段刚刚切换到升压时段之后，在联接开关SW2和电容器C1的接点N1处瞬时地产生是电荷泵电路23固有的极性反转电压的-1×VDD。因此，需要通过具有-1×VDD的耐受电压的元件来设计连接到输出Vout的开关SW2和SW4。在这样的情况下，在半导体元件中，耐受电压越高，LSI上的面积就越大，而且制造步骤变得复杂，并且制造成本增加。

根据本发明的方面，DC/DC转换器电路包括：电荷泵电路，该电荷泵电路在升压时段期间将在充电时段期间充电的电荷放电到负载；和放大器和电压控制电阻器元件，该放大器和电压控制电阻器元件被布置在通过反馈输出电压从而在升压时段期间电荷泵电路的输出电压变成预定值的反馈回路构造的反馈回路中，放大器将电压控制电阻器元件控制为能够在升压时段期间控制电荷泵电路的控制电阻值，在充电时段期间放大器使电压控制电阻器元件进入截止状态，并且控制电压控制电阻器元件使得在从充电时段刚刚变到升压时段之后电压控制电阻器元件的电阻值立即下降到控制电阻值。

根据本发明，在从充电时段刚刚变到升压时段之后，超过输出设定电压的电荷泵电路固有的上升电压或者极性反转电压没有被施加给被连接到电荷泵电路的输出的开关。因此，组成被联接到电荷泵电路的输出的开关的晶体管的耐受电压能够变成低于电荷泵电路固有的上升电压或者极性反转电压的电压，并且能够减少半导体器件的制造成本。

附图说明

图1是根据本发明的第一实施例的DC/DC转换器电路的电路图；

图2是根据本发明的第一实施例的DC/DC转换器电路的各部分的波形的图；

图3是根据本发明的第二实施例的DC/DC转换器电路的电路图；

图4是根据本发明的第二实施例的放大器的电路图；

图5是根据本发明的第三实施例的DC/DC转换器电路的电路图；

图6是示出根据本发明的第三实施例的DC/DC转换器电路的各部分的波形的图；

图7是根据本发明的第四实施例的DC/DC转换器电路的电路图；

图8是背景技术的DC/DC转换器电路的电路图；以及

图9是示出背景技术的DC/DC转换器电路的各部分的波形的示例的图。

具体实施方式

根据本发明的实施例的DC/DC转换器电路包括(由图1的附图标记21表示的)电荷泵电路，该电荷泵电路在升压时段将在充电时段充电的电荷放电到负载；和(由图1的附图标记AMP 1表示的)放大器和(由图1的附图标记MN1表示的)电压控制电阻器元件，通过利用用于反馈输出电压以使得在升压时段期间电荷泵电路的输出电压变成预定值的反馈回路的构造方式，所述放大器和电压控制电阻器元件被布置在反馈回路中，所述电压控制电阻器元件被通过放大器来控制以被设置为能够在升压时段期间控制电荷泵电路的控制电阻值，在充电时段期间放大器使电压控制电阻器元件进入截止状态，并且电压控制电阻器元件被控制为刚刚在从充电时段到达升压时段之后电压控制电阻器元件的电阻值立即降低到控制电阻值。

可以构造为，在DC/DC转换器电路中，电压控制电阻器元件是MOSFET，放大器将其输出端子联接到MOSFET的栅极，并且使输出端子能够被设置为预定的电势从而在充电时段期间MOSFET进入截止状态。

可以构造为，在DC/DC放大器电路中，放大器是差分放大器，并且在充电时段期间在差分放大器的反转输入端子和非反转输入端子之间提供电势差。

可以构造为，在DC/DC转换器电路中，MOSFET是其源极接地并且其漏极联接到电荷泵电路的NMOSFET，提供以串联模式联接负载和第一基准电压源的两个电阻器元件(由图1的附图标记R1、R2表示)，差分放大器的非反转输入端子被联接到联接2个电阻器元件的接点，并且DC/DC转换器电路被提供有(由图1的附图标记SW5、SW6表示的)切换电路，该切换电路在充电时段期间将差分放大器的反转输入端子联接到具有比第一基准电压源的基准电压高的基准电压的第二基准电压源，并且在升压时段期间将反转输入端子接地。

可以构造为，在DC/DC转换器电路中，MOSFET是其源极接地并且其漏极联接到电荷泵电路的NMOSFET，提供以串联模式联接负载和第一基准电压源的2个电阻器元件，放大器是差分放大器，差分放大器的非反转输入端子被联接到联接2个电阻器元件的接点，差分放大器的反转输入端子被接地，并且DC/DC转换器电路被提供有切换电路(由图3的附图标记SW7表示)，该切换电路使输出级NMOS晶体管(图4的MN2)导通从而NMOSFET在充电时段期间进入截止状态。

可以构造为，在DC/DC转换器电路中，MOSFET是其源极联接到电源，并且其漏极联接到电荷泵电路的(由图5的附图标记MP1表示的)PMOSFET，提供以串联模式联接负载和接地的2个电阻器元件，差分放大器的非反转输入端子被联接到联接2个电阻器元件的接点，并且DC/DC转换器电路被提供有(由图5的附图标记SW15、SW16表示的)切换电路，该切换电路在充电时段期间接地差分放大器的反转输入端子并且在充电时段期间将反转输入端子联接到第三基准电压源。

可以构造为，在DC/DC转换器电路中，MOSFET是其源极联接到电源，并且其漏极联接到电荷泵电路的PMOSFET，提供以串联模式联接负载和接地的2个电阻器元件，差分放大器的反转输入端子被联接到第三基准电压源，并且DC/DC转换器电路被提供有(由图7的附图标记SW17、SW18表示的)切换电路，该切换电路在充电时段期间将差分放大器的非反转输入端子联接到具有高于第三基准电压源的基准电压的基准电压的第四基准电压源，并且在升压时段期间将非反转输入端子联接到联接2个电阻器元件的接点。

根据上述DC/DC转换器电路，在充电时段期间电压控制电阻器元件被设置为高阻抗，并且，通过耗费根据差分放大器的瞬态响应能力的时间来降低电压控制电阻器元件的阻抗来使得电路的输出的电压升高，而不会在从充电时段刚刚到了升压时段之后使电压突然地上升。因此，没有将超过输出设定电压的电荷泵电路固有的上升电压或者极性反转电压施加给联接到输出的电荷泵中的开关，并且能够降低制造开关的晶体管的耐受电压。因此，LSI上的面积相比于具有高的耐受电压的晶体管的LSI上的面积更小，而且制造步骤少，并且因此制造成本减少。此外，因为在输出处没有出现过冲所以能够防止负载的异常操作、损坏等等。

参考附图根据实施例将会如下地给出详细解释。

第一实施例

图1是根据本发明的第一实施例的DC/DC转换器电路的电路图。第一实施例的DC/DC转换器电路是电压反转型。在图1中，与图8中相同的附图标记表示相同的对象，并且将会省略其解释。此外，在图1和图8中，差分放大器AMP1和运算放大器12、电压控制电阻器元件MN1和MOSFET14，基准电压Vref1和基准电压Vref，以及负载R3和负载电路16分别是相同的。

在图1中，通过删除图8的电荷泵电路23中的开关SW3来构造电荷泵电路21。联接电荷泵电路21的输出的末端处的开关SW4和电容器C2的接点被联接到输出Vout和负载R3。电阻器R1和电阻器R2被串联地连接在输出Vout和基准电压Vref1之间，基准电压Vref1被输入到电阻器R1的一端，并且其另一端被联接到差分放大器AMP1的非反转输入端子。输出电压Vout被输入到电阻器R2的一端，并且其另一端被联接到差分放大器AMP1的非反转输入端子。差分放大器AMP1的输出端子被联接到是NMOSFET的电压控制电阻器元件MN1的栅极端子。电压控制电阻器元件MN1被联接在联接电容器c1和电荷泵电路21的输入的末端处的开关SW1的接点和接地(GND)之间。差分放大器AMP1的反转输入端子被联接到用于分别切换到GND和是高于基准电压Vref1的电压的基准电压Vref2的开关SW5和SW6。

这样构造的DC/DC转换器电路通过在充电时段期间使开关SW5截止并且使开关SW6导通来将具有高于基准电压Vref1的电压的基准电压Vref2联接到差分放大器AMP1的反转输入端子，从而使差分放大器AMP1的输出端子进入低电平。因此，电压控制电阻器元件MN1被设置为截止状态(高电阻)。

接下来，将会详细地解释根据第一实施例的DC/DC转换器电路的操作。图2示出示出在根据第一实施例的DC/DC转换器电路的充电时段和升压时段期间的输出电压Vout、联接开关SW2和电容器C1的接点N1处的电压、以及电压控制电阻器元件MN1的阻抗(电阻值)的变化的波形。在这里，示出各常数被设置为下述值的情况作为示例。

R1＝1MΩ

R2＝2MΩ

VDD＝3V

Vref1＝1V

Vref2＝2V

Vout＝-1×Vref1×R2/R1＝-2V

将会在下述情况下解释DC/DC转换器电路的操作，其中，输出电压Vout从升压时段到充电时段变化一作为设定电压的-2V的值。

首先，在充电时段期间，通过使开关SW1和SW2导通将电源电压VDD充电到电容器C1。通过使开关SW4截止切断反馈回路并且通过使开关SW5截止并且使开关SW6导通来将差分放大器AMP1的反转输入端子从GND切换到基准电压Vref2。通过负载R3放电在电容器C2中积累的电压，并且因此，输出电压Vout从是设定电压的-2V上升。在这样的情况下，差分放大器AMP1的反转输入端子与高于基准电压Vref1的Vref2联接，并且因此，差分放大器AMP1的输出电压降低，并且电压控制电阻器元件MN1的电压进入截止状态(高电阻值)。

接下来，当到了升压时段时，通过使开关SW5导通并且使开关SW6截止来将差分放大器AMP1的反转输入端子联接到GND。此外，通过使开关SW1和SW2截止并且使开关SW4导通来将联接开关SW和电容器C1的接点处的电压添加到反转在电容器C1处积累的电源电压VDD的电压的电压充电到电容器C2。在此情况下，在从充电时段刚刚到升压时段之后，差分放大器AMP1的瞬态响应速度低，并且因此，输出电压低，电压控制电阻器元件MN1进入截止状态(高电阻值)，并且因此，状态与切断电压控制电阻器元件MN1的状态相同。因此，电容器C2没有被充电，通过输出电压Vout确定联接开关SW2和电容器C1的接点N1处的电压，并且该电压变成与通过开关SW4的输出电压Vout相同的电压。此外，在从充电时段刚刚变到升压时段之后的、联接开关SW1和电容器C1的接点的电势变成在电容器C1处积累的电源电压VDD添加到输出Vout的电压的Vout+VDD的电势。

在其后的升压时段期间，为了控制上升超过设定电压的输出电压Vout，差分放大器AMP1通过使差分放大器AMP1的输出电压根据瞬态响应能力上升来降低电压控制电阻器元件MN1的阻抗。此外，通过降低联接开关SW1和电容器C1的接点处的电势来降低输出电压Vout以与设定电压一致。在此情况下，差分放大器AMP1的瞬态响应速度低，并且因此，通过耗费根据差分放大器AMP1的瞬态响应能力的时间来使差分放大器AMP1的输出逐渐地上升。因此，输出电压Vout也通过耗费相同的时间逐渐地下降，并且通过达到设定电压而停止下降。

如上所述，在充电时段期间，实施例的DC/DC转换器电路将电压控制电阻器元件MN1控制为高阻抗。因此，在从充电时段到升压时段的切换中没有急剧地充电电容器C2，并且没有产生是电荷泵电路21固有的极性反转电压的-1×VDD的电压。其后，通过耗费根据差分放大器AMP1的瞬态响应能力的时间逐渐地降低电压控制电阻器元件MN1的阻抗来充电电容器C2。因此，每次在从充电时段刚刚切换到升压时段之后，在被联接到输出Vout的开关SW2和SW4处没有产生超过等式(1)中所示的设定电压的电压。因此，能够通过具有比电荷泵电路21固有的极性反转电压的-1×VDD低的、在等式(1)中所示的设定电压的耐受电压的元件，来设计被联接到输出Vout的开关SW2和SW4。

第二实施例

图3是根据本发明的第二实施例的DC/DC转换器电路的电路图。在图3中，与图1中相同的附图标记表示相同的对象，并且其解释将会被省略。根据第二实施例的DC/DC转换器电路与第一实施例的不同之处如下。

(1)差分放大器AMP1被改变为具有控制输出晶体管的栅极端子的端子(在下文中被称为输出控制端34)的差分放大器AMP2。

(2)输出控制端34通过开关SW7联接到电源VDD。

(3)在差分放大器AMP2的反转输入端子处，通过删除开关SW5和SW6来将反转输入端子联接到接地。

图4是示出在根据第二实施例的DC/DC转换器电路中使用的差分放大器AMP2的示例的电路图。在图4中，通过差分电路31、用于振荡的反制的相位校正电路32、输出晶体管MN2、用于上拉输出的电流源33、以及输出控制端子34来构造差分放大器AMP2。差分放大器AMP2使用NMOSFET作为输出晶体管MN2，并且输出晶体管MN2的栅极端子能够通过输出控制端子34从外部输入信号。

根据第二实施例的DC/DC转换器电路的基本操作与第一实施例的相同，并且因此，其解释将会被省略。不同之处在于通过在充电时段期间使开关SW7导通来将电源电压VDD提供到差分放大器AMP2的内部的输出晶体管MN2的栅极，从而降低差分放大器AMP2的输出电压，从而使电压控制电阻器元件MN1截止(高电阻值)。

根据DC/DC转换器电路，与第一实施例相类似，能够通过具有低于是电荷泵电路21固有的极性反转电压的-1×VDD的等式(1)的设定电压的耐受电压的元件来设计被联接到输出Vout的开关SW2和SW4。此外，也没有出现引起负载R3的异常操作、损坏等等的输出电压Vout的过冲。

第三实施例

图5是根据本发明的第三实施例的DC/DC转换器电路的电路图。根据第三实施例DC/DC转换器电路是电压上升型，并且在充电时段期间通过接地差分放大器AMP1的反转输入端子使电压控制电阻器元件MP1进入截止状态(高电阻值)。

根据第三实施例的DC/DC转换器电路与第一实施例的不同之处如下。

(1)电压控制电阻器元件MN1被改变为电压控制电阻器元件MP1，并且其被接地的一端(源极)被改变为联接到电源VDD。

(2)电压反转型的电荷泵电路21被改变为电压上升型的电荷泵电路22。此外，电荷泵电路22被构造如下。

开关SW11和开关SW12分别被联接到电容器C11的两端，开关SW11被联接到电源VDD，并且开关SW12被联接到接地电势。联接电容器C11和开关SW12的接点被联接到电压控制电阻器元件MP1的另一端，并且开关SW14被插入在电容器C11和C12之间。电容器C12的另一端被接地。

(3)Vref1被删除，并且GND和电阻器R1被联接作为其替代。

(4)作为差分放大器AMP1的反转输入端子的输入，开关SW5和SW6被删除。并且输入被连接到作为其替代的用于分别切换基准电压Vref3和GND的开关SW15和SW16。

根据第一实施例的DC/DC转换器电路是包括执行-1倍的电压上升的电荷泵电路21的电路。与此相反，根据第三实施例的DC/DC转换器电路是包括执行2倍的电压上升的电荷泵电路22的电路，并且其基本操作与电荷泵电路21的相同。

通过电阻器R1和R2分压在输出Vout处产生的电压，并且将其传导到其反转输入端子联接基准电压Vref3的差分放大器AMP1的非反转输入端子。在升压时段期间，电压上升型DC/DC转换器电路被构造为反馈回路，并且通过利用电压控制电阻器元件MP1改变联接开关SW12和电容器C11的接点处的电势，差分放大器AMP1将输出电压Vout设置为下述等式(2)中示出的值。

Vout＝Vref3×(R1+R2)/R1...等式(2)

接下来，将会详细地解释根据第三实施例的DC/DC转换器电路的操作。图6示出在根据第三实施例的DC/DC转换器电路的充电时段和升压时段期间的电压控制电阻器元件MP1的阻抗(电阻值)、联接开关SW1和电容器C11的接点N2处的电压、输出电压Vout的变化的波形。在这里，示出各常数设置为下述值的情况的示例。

R1＝1MΩ

R2＝4MΩ

VDD＝3V

Vref3＝1V

Vout＝Vref3×(R1+R2)/R1＝5V

将会在下述情况下解释根据第三实施例的DC/DC转换器电路的操作，其中，输出电压从升压时段到充电时段改变一作为设定电压的5V的值。

首先，在充电时段中，通过使开关SW11和SW12导通将电源电压VDD充电到电容器C11。此外，通过使开关SW14截止来切断反馈回路，并且通过使开关SW15截止并且使开关SW16导通来将反转输入端子的输入从基准电压Vref3切换到GND。通过负载R3放电在电容器C12处积累的电压，并且因此，输出电压Vout从是设定电压的5V下降。在这样的情况下，差分放大器MP1的反转输入端子与充分地低于通过电阻器R1和R2分压输出电压Vout的电压的GND联接，并且因此，差分放大器AMP1的输出电压上升并且电压控制电阻器元件AMP1进入截止状态(高电阻)。

接下来，当到了升压时段时，通过使开关SW15导通并且使开关SW16将截止差分放大器AMP1的反转输入端子的电压变成基准电压Vref3。此外，联接开关SW12和电容器C11的接点处的电压添加到在电容器C11处积累的电源电压VDD的电压被充电到电容器C12。在这样的情况下，在从充电时段刚刚到升压时段之后，差分放大器MP1的输出电压为高，电压控制电阻器元件MP1具有高电阻，并且因此，状态与被切断的状态相同。因此，电容器C12没有被充电，通过输出电压Vout确定联接开关SW11和电容器C11的接点N2处的电压，并且该电压变成与通过开关SW14的输出电压Vout相同的电压。此外，联接开关SW12和电容器C11的接点处的电势变成从输出Vout的电压减去在电容器C11处积累的电源电压VDD的Vout-VDD的电势。

在其后的升压时段期间，为了控制变成低于设定电压的输出电压Vout，差分放大器AMP1通过降低差分放大器AMP1的输出电压来降低电压控制电阻器元件AMP1的电阻值，并且使联接开关SW12和电容器C11的接点处的电势上升来使输出电压Vout上升以与设定电压一致。在这样的情况下，因为差分放大器MP1的瞬态响应速度低，因此通过耗费根据差分放大器AMP1的瞬态响应能力的时间使差分放大器AMP1的输出电压间逐渐地下降，并且因此，也通过耗费同样的时间使输出电压Vout逐渐地上升，并且通过达到设定电压而停止上升。

这样，与第一实施例相类似地，在充电时段期间根据第三实施例的DC/DC转换器电路将与根据第一实施例的电压控制电阻器元件MN1对应的电压控制电阻器元件MP1的阻抗设置为高电阻。因此，通过具有低于是电荷泵电路22固有的上升电压的2×VDD电压的等式(2)中所示的设定电压的耐受电压的元件能够设计联接到输出电压Vout的开关SW11和SW14。此外，同样没有出现引起负载R3的异常操作、损坏等等的输出的过冲。

第四实施例

图7是根据本发明的第四实施例的DC/DC转换器电路的电路图。在图7中，与图5的相同的附图标记表示相同的对象，并且其解释将会被省略。根据第四实施例的DC/DC转换器电路是电压上升型，并且在充电时段期间通过将差分放大器AMP1的反转输入端子联接到被设定为高于被联接到差分放大器MP1的非反转输入端子的基准电压Vref3的电压来将电压控制电阻器元件MP1设置为高电阻。

根据第四实施例的DC/DC转换器电路与第三实施例的不同之处如下。

(1)差分放大器MP1的反转输入端子与作为删除开关SW15和SW16的替代的基准电压Vref3联接。

(2)差分放大器AMP1的非反转输入端子被联接到用于分别切换联接电阻器R1和电阻器R2的接点处的电压和被设置为高于基准电压Vref3的电压的基准电压Vref4的开关SW17和SW18，作为直接地联接到联接电阻器R1和电阻器R2的接点的替代。

根据第四实施例的DC/DC转换器电路的基本操作与第三实施例的相同，并且因此，其解释将会被省略。不同之处在于在充电时段期间通过使开关SW17截止并且使开关SW18导通来将差分放大器AMP1的反转输入端子联接到被设置为高于被联接到差分放大器AMP1的非反转输入端子的基准电压Vref3的电压来使差分放大器AMP1的输出电压上升，从而使电压控制电阻器元件MP1进入截止状态(高电阻)。

与第三实施例相类似地，在充电时段期间根据第四实施例的DC/DC转换器电路将电压控制电阻器元件MP1的电阻值设置为高电阻。因此，通过具有低于是电荷泵电路22固有的升压的2×VDD电压的等式(2)的设定电压的耐受电压的元件能够设计被联接到输出Vout的开关SW11和SW14。此外，同样没有出现引起负载R3的异常操作的、损坏等等的输出的过冲。

在上述实施例中，已经给出包括-1倍或者2倍的电荷泵电路的DC/DC转换器电路的解释。然而，本发明不限于这些，而是还能够应用于包括产生......、-2倍、-1倍、2倍、3倍、4倍、......的背景技术中已知的N倍的电压的电荷泵电路的DC/DC转换器电路。根据该DC/DC转换器电路，防止了在输出Vout处产生是电荷泵电路固有的升压的电源VDD的N倍的电压，输出Vout被限制为设定电压，并且因此，能够防止过冲。

此外，通过引用将上述专利文献等等的各自的公开合并到本文档。在本发明的所有的公开(包括权利要求)的框架中，能够基于基本技术思想更改或者调节示例或者实施例。此外，在本发明的权利要求的框架中，能够执行各种公开的要素的各种组合或选择。即，本发明自然地包括技术人员可以根据包括权利要求的所有公开和技术思想执行的各种修改和校正。

Claims

1.一种DC/DC转换器，包括：

电荷泵电路，所述电荷泵电路在升压时段期间将在充电时段期间充电的电荷放电到负载；和

放大器和电压控制电阻器元件，以对输出电压进行反馈以使得所述电荷泵电路的所述输出电压在所述升压时段期间成为预定值的反馈回路的构造，来将所述放大器和电压控制电阻器元件布置在该反馈回路中；

其中，通过所述放大器来控制所述电压控制电阻器元件，并且所述电压控制电阻器元件设置在所述升压时段期间能够控制电荷泵电路的控制电阻值；并且

其中，所述放大器控制所述电压控制电阻器元件，以使得在所述充电时段期间所述电压控制电阻器元件进入截止状态，并且在从所述充电时段刚刚变到所述升压时段之后所述电压控制电阻器元件的电阻值立即下降到所述控制电阻值。

2.根据权利要求1所述的DC/DC转换器电路，

其中，所述电压控制电阻器元件是MOSFET，并且

其中，所述放大器将输出端子联接到所述MOSFET的栅极，并且被构造为在所述充电时段期间，所述输出端子能够被设置为预定的电势以使所述MOSFET进入截止状态。

3.根据权利要求2所述的DC/DC转换器电路，其中，

所述放大器是差分放大器，并且被构造为在所述充电时段期间，在所述差分放大器的反转输入端子和非反转输入端子之间提供电势差。

4.根据权利要求3所述的DC/DC转换器电路，

其中，所述MOSFET是其源极接地并且其漏极联接到所述电荷泵电路的NMOSFET；

其中，提供以串联模式联接所述负载和第一基准电压源的两个电阻器元件；

其中，所述差分放大器的非反转输入端子被联接到联接所述两个电阻器元件的接点；并且

其中，提供切换电路，所述切换电路在所述充电时段期间将所述差分放大器的反转输入端子联接到具有比所述第一基准电压源的基准电压高的基准电压的第二基准电压源，并且在所述升压时段期间将所述反转输入端子接地。

5.根据权利要求2所述的DC/DC转换器电路，

其中，所述MOSFET是其源极接地并且其漏极联接到所述电荷泵电路的NMOSFET，

其中，所述放大器是差分放大器；

其中，所述差分放大器的非反转输入端子被联接到联接所述两个电阻器元件的接点；

其中，所述差分放大器的反转输入端子被接地；并且

其中，提供开关电路，所述开关电路在所述充电时段期间使所述差分放大器的输出级NMOS晶体管导通以使得所述NMOSFET进入截止状态。

6.根据权利要求3所述的DC/DC转换器电路，

其中，所述MOSFET是其源极联接到电源并且其漏极联接到所述电荷泵电路的PMOSFET；

其中，提供以串联模式联接所述负载和地的两个电阻器元件；

其中，提供切换电路，所述切换电路在所述充电时段期间将所述差分放大器的反转输入端子接地，并且在所述升压时段期间将所述反转输入端子联接到第三基准电压源。

7.根据权利要求3所述的DC/DC转换器电路，

其中，所述差分放大器的反转输入端子被联接到所述第三基准电压源；并且

其中，提供切换电路，所述切换电路在所述充电时段期间将所述差分放大器的非反转输入端子联接到具有比所述第三基准电压源的基准电压高的基准电压的第四基准电压源，并且在所述升压时段期间将所述非反转输入端子联接到联接两个电阻器元件的接点。