CN102104363A - 一种太赫兹硅基四倍频器及多倍频器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种太赫兹硅基四倍频器及多倍频器，属于射频集成电路领域。四倍频器包括晶体管M1、M2，传输线L1、L2、L-1；M1、M2的漏端分别经L1、L2连接至输出端口，源端与地线连接，栅端分别与基频信号f0的I、Q路信号输入端连接；L-1连接于输出端口与电源之间；L1、L2为2f0信号所对应波长的1/4长度，L-1为4f0信号所对应波长的1/4长度。多倍频器包括2n倍频器1、2n倍频器2、传输线L；2n倍频器1与2n倍频器2的输出端口相连作为2n+1倍频器的输出端口，L连接于2n+1倍频器输出端口与电源之间；L为2n+1f0所对应波长的1/4长度。本发明输出频率高、频谱纯、功耗低、易于集成。

Description

一种太赫兹硅基四倍频器及多倍频器
技术领域
本发明属于射频/毫米波/太赫兹集成电路技术领域，尤其是提供一种太赫兹硅基四倍频器及多倍频器。
背景技术
太赫兹无线电波是频率为0.1THz～10THz范围内的无线电波，1THz等于1000GHz。太赫兹技术既是微波技术向高频的拓展，也是红外技术向低频的拓展，在当前微波技术和红外技术发展较为成熟的情况，太赫兹技术处于一个相对空白的有待探索的领域。太赫兹技术可以应用于成像、安全检测、医疗探测、超高速通信、生物及军事等领域，因此具有很大的应用价值和开发价值。
如何产生太赫兹信号源是当前太赫兹技术应用的最大障碍，如果可以基于硅基工艺(如BiCMOS/CMOS工艺等)实现太赫兹信号源，那么就有望在集成电路中实现太赫兹系统，从而打开太赫兹应用的大门。当前，有效的产生太赫兹信号源的方法非常有限，一种传统方法是，利用耿氏二极管(Gunn Diode)实现的振荡器，可以产生太赫兹信号源，如文献F.Amir，C.Mitchell，and Missous，“Development of Advanced Gunn Diodes and Schottky Multipliers forHigh Power THz sources”，IEEE ASDAM，pp.29-32，Oct.2010阐述了基于耿氏二极管实现的一种太赫兹信号源；另一种传统的方法是通过远红外激光来产生太赫兹信号源。然而这些传统方法，所需要的设备复杂、系统庞大，虽然可以应用于科学研究等领域，但是很难推广到实际应用中去。
这两年，人们逐渐开展在硅基固态电路上实现太赫兹源的研究，如果可以在硅基集成电路上实现有效的太赫兹源，那么太赫兹系统就可以用硅基集成电路的方式实现，这具有系统尺寸小、成本低、功耗低、应用简单、易于便携等优点。目前，在硅基集成电路中实现太赫兹信号源的主流方法是通过倍频器将较低频率基频信号(多)倍频至较高的频率，从而可以获得超越器件截至频率的太赫兹信号。如文献Eunyoung Seok，Changhua Cao，Dongha Shim，Daniel J.Arenas，David B.Tanner，Chin-Ming Hung，and Kenneth K.O，“A 410GHz CMOSPush-Push Oscillator with an On-Chip Patch Antenna”，IEEE ISSCC，pp.472-473，Feb.2008阐述了一种利用互推机制(Push-Push)将VCO输出频率倍频输出，达到提高输出频率(2倍频)的作用，如图1所示。
目前，现有的文献和专利所涉及到的硅基倍频器技术，往往只能应用在较低频率，很难应用到亚太赫兹/太赫兹的频率范围，而且倍频的倍数都较低，大多数是2倍频；因此，这些方案和技术很难在硅基集成电路中实现太赫兹信号源。而少有的几篇文献虽然报道了亚太赫兹倍频技术，但是他们也存在倍频倍数低、输出信号幅度小、功耗高等缺点，无法真正应用于硅基太赫兹集成电路系统中去。
发明内容
本发明的目的提供一种新型的适用于太赫兹的硅基四倍频器及多倍频器。具有输出频率极高(太赫兹)、倍频倍数大、可在硅基BiCMOS/CMOS工艺上单片集成、功耗低、输出信号强、输出频谱纯、谐波抑制好的特点。
本发明的上述目的是通过如下的技术方案予以实现的：
一种太赫兹硅基四倍频器，其特征在于包括晶体管M1、M2，传输线L1、L2、L-1；所述晶体管M1的漏端经所述传输线L1连接至输出端口，所述晶体管M2的漏端经所述传输线L2连接至所述输出端口，所述传输线L-1连接于所述输出端口与电源VDD之间，所述晶体管M1、M2的源端相连并与地线连接，所述晶体管M1、M2的栅端分别与输入基频信号f0的I路信号、Q路信号输入端连接；其中，所述传输线L1、L2的长度为2f0信号所对应波长的1/4长度，所述传输线L-1的长度为4f0信号所对应波长的1/4长度。
进一步的，所述晶体管M1、M2组成的伪差分放大器的偏置状态为Class-B状态或Class-AB状态。
进一步的，所述传输线为延迟线。
进一步的，所述基频信号f0为四相VCO、或RC多相滤波器、或LC多相滤波器、或延迟线产生的信号。
一种太赫兹硅基四倍频器，其特征在于包括三极管M1、M2，传输线L1、L2、L-1；所述三极管M1的集电极经所述传输线L1连接至输出端口，所述三极管M2的集电极经所述传输线L2连接至所述输出端口，所述传输线L-1连接于所述输出端口与电源VDD之间，所述三极管M1、M2的发射极相连并与地线连接，所述三极管M1、M2的基极分别与输入基频信号f0的I路信号、Q路信号输入端连接；其中，所述传输线L1、L2的长度为2f0信号所对应波长的1/4长度，所述传输线L-1的长度为4f0信号所对应波长的1/4长度。
进一步的，所述三极管M1、M2组成的伪差分放大器的偏置状态为Class-B状态或Class-AB状态。
进一步的，所述传输线为延迟线。
进一步的，所述基频信号f0为四相VCO、或RC多相滤波器、或LC多相滤波器、或延迟线产生的信号。
一种多倍频器，其特征在于包括2n倍频器1、2n倍频器2、传输线L；所述2n倍频器1与所述2n倍频器2的输出端口相连作为2n+1倍频器的输出端口，所述传输线L连接于所述2n+1倍频器输出端口与电源VDD之间；所述传输线L的长度为2n+1f0所对应波长的1/4长度，f0为输入基频信号，n为大于1的自然数；
其中，n取任一值时，均满足：所述2n倍频器1中不同所述四倍频器的I路信号相位、Q路信号相位均为相差360°/2n的等差数列，且同一所述四倍频器I路信号、Q路信号之间相位相差90°；所述2n倍频器2中不同所述四倍频器的I路信号相位、Q路信号相位均为相差360°/2n的等差数列，且同一所述四倍频器I路信号、Q路信号之间相位相差90°；同时所述2n倍频器1的I路信号最小相位与所述2n倍频器2的I路信号最小相位相差360°/2n+1、所述2n倍频器1的Q路信号最小相位与所述2n倍频器2的Q路信号最小相位相差360°/2n+1。
进一步的，所述2n倍频器1的I路信号最小相位为0°；所述2n倍频器1的Q路信号最小相位为90°。
本发明一种新型的四倍频器，其结构如图2所示：
(1)包括晶体管M1/M2，以及三个传输线L1/L2/L-1(以横电磁TEM模的方式传送电能或电信号的导波结构叫做传输线，其横向尺寸远小于工作波长，芯片上的传输线的主要结构有共面波导CPW、接地共面波导GCPW、微带线Microstrip、慢波传输线SWTL等)；
(2)M1的栅端为I-IN端(I路输入端)，M2的栅端为Q-IN端(Q路输入端)，M1/M2的源端相连并连接至地GND；
(3)输入基频信号f0的I路信号(相位为0度)输入至上述的I-IN端，输入基频信号f0的Q路信号(相位为90度)输入至上述的Q-IN端；
(4)M1的漏端与传输线L1相串联，M2的漏端与传输线L2相串联，L1、L2的长度为2f0信号所对应波长的1/4长度(1/4λ@2f0)；
(5)L1/L2的另一端相连至OUT端(四倍频器的输出端口)；OUT端与电源电压VDD之间串联传输线L-1，L-1的长度为4f0信号所对应波长的1/4长度(1/4λ@4f0)；
(6)最终OUT端将输出四倍频信号4f0。
本发明一种新型的八倍频器，其结构如图3所示：
(1)包括两个上述的四倍频器：“四倍频器-1”和“四倍频器-2”，以及传输线L-2；
(2)“四倍频器-1”的I-IN端为I-IN-1端，“四倍频器-1”的Q-IN端为Q-IN-1端；“四倍频器-2”的I-IN端为I-IN-2端，“四倍频器-2”的Q-IN端为Q-IN-2端；
(3)相位为0度的基频信号f0输入至I-IN-1端，相位为90度的基频信号f0输入至Q-IN-1端；相位为45度的基频信号f0输入至I-IN-2端，相位为135度的基频信号f0输入至Q-IN-2端；
(4)“四倍频器-1”的VDD端和“四倍频器-2”的VDD端相连接至八倍频器的OUT端；八倍频器的OUT端与八倍频器的电源电压VDD之间串联传输线L4；L4的长度为8f0信号所对应波长的1/4长度(1/4λ@8f0)；
(5)最终八倍频器的OUT端输出八倍频信号8f0。
一种16、32、...2n+1(n＝2，3，...)、...倍频器，其结构与上述四倍频器、八倍频器原理相似，通过两个2n倍频器可以组成一个2n+1倍频器，以此类推，如图4所示的16倍频器原理图。
下面就一个2n+1倍频器为例，说明其结构：
(1)包括两个2n倍频器：“2n倍频器-1”和“2n倍频器-2”，以及传输线L-‘n-1’；
(2)“2n倍频器-1”的I-IN-i端(i＝1，2，...2n-2)为2n+1倍频器的I-IN-i端；“2n倍频器-2”的I-IN-i端为2n+1倍频器的I-IN-‘i+2n-2端；“2n倍频器-1”的Q-IN-i端(i＝1，2，...2n-2)为2n+1倍频器的Q-IN-i端；“2n倍频器-2”的Q-IN-i端为2n+1倍频器的Q-IN-‘i+2n-2，端；
(3)相位为0度的基频信号f0输入至I-IN-1端；相位为45度的基频信号f0输入至I-IN-2端；相位为22.5度的基频信号f0输入至I-IN-3端，相位为67.5度的基频信号f0输入至I-IN-4端；...以此类推；
(4)输入至Q-IN-i端的基频信号f0的相位比输入至I-IN-i端的基频信号f0的相位大90度；
(5)“2n倍频器-1”的VDD端和“2n倍频器-2”的VDD端相连接至2n+1倍频器的OUT端；2n+1倍频器的OUT端与2n+1倍频器的VDD端之间串联传输线L-‘n-1’；L-‘n-1’的长度为2n+1f0所对应波长的1/4长度(1/4λ@2n+1f0)；
(6)最终2n+1倍频器的OUT端输出2n+1倍频信号2n+1f0。
本发明原理
以四倍频器为例，阐述本发明的原理(如图2所示)：
(a)晶体管M1/M2组成的伪差分放大器偏置在Class-B/Class-AB状态，具有强烈的非线性，因此对于相位为
Figure BDA0000048439450000051
的基频输入信号f0而言，输出信号频谱中会有强烈的二阶非线性项，即频率为2f0的倍频信号，且相位为
Figure BDA0000048439450000052
以及四阶非线性项，即频率为4f0的倍频信号，且相位为
Figure BDA0000048439450000053
以及n阶非线性项，即频率为nf0的倍频信号，且相位为
(b)由于I-IN端的输入基频信号的相位为0度，Q-IN端的输入基频信号的相位为90度；根据(a)所述的原理，I点处泄露的基频信号f0的相位为0度，倍频信号2f0的相位为0度，四倍频信号4f0的相位为0度；Q点处泄露的基频信号f0的相位为90度，倍频信号2f0的相位为180度，四倍频信号4f0的相位为360度(0度)；I/Q两点处的倍频信号2f0大小相等、符号相反，I/Q两点处的四倍频信号4f0大小相等、符号相同；
(c)对于倍频信号2f0，由于I/Q两点处的倍频信号2f0大小相等、符号相反，即为差分信号，因此OUT端可以看成是虚地点(对于倍频信号2f0而言)；L1/L2的长度为1/4λ@2f0，即对倍频信号2f0表现为无穷大阻抗(在不考虑寄生效应的前提下。对于实际电路而言，L1/L2的长度应当小于1/4λ@2f0)，因此在I/Q两点2f0信号被谐振放大；由于I/Q两点处2f0信号的差分特性，当它们泄露至OUT端时，会被相互抵消；
(d)对于四倍频信号4f0，L1/L2的长度为1/2λ@4f0(＝1/4λ@2f0)(在不考虑寄生效应的前提下。对于实际电路而言，L1/L2的长度应当小于1/4λ@2f0)，即对于4f0信号表现为零欧姆电阻，因此I/Q两点处的4f0信号会传输至OUT端；
(e)由于I/Q两点处的4f0信号大小相等，符号相同，因此在OUT端4f0信号是相互加强的；
(f)对于四倍频信号4f0，L-1的长度为1/4λ@4f0，即对于4f0信号表现为无穷大阻抗，因此，在OUT端4f0信号会被谐振放大。
(g)最终在OUT端获得四倍频信号4f0。
以八倍频器为例，阐述本发明的原理(如图3所示)：
(a)由于I-IN-1端的输入基频信号的相位为0度，Q-IN-1端的输入基频信号的相位为90度；根据所述的四倍频器原理，OUT1点处四倍频信号4f0的相位为0度，八倍频信号8f0的相位为0度；
(b)由于I-IN-2端的输入基频信号的相位为45度，Q-IN-2端的输入基频信号的相位为135度；根据所述的四倍频器原理，OUT1点处四倍频信号4f0的相位为180度，八倍频信号8f0的相位为0度；
(c)对于4f0信号而言，OUT1/OUT2两点处的4f0信号大小相等，符号相反，它们泄露至OUT端时会相互抵消；
(d)对于8f0信号而言，“四倍频器-1”中的L-1与“四倍频器-2”中的L-1长度均为1/2λ@8f0(＝1/4λ@4f0)，即对于8f0信号而言表现为零欧姆电阻，因此OUT1/OUT2两点处的8f0信号会传输至OUT端；
(e)由于OUT1/OUT2两点处的8f0信号大小相等，符号相同，它们传输至OUT端后是相互加强的；
(f)对于八倍频信号8f0，L-2的长度为1/4λ@8f0，即对于8f0信号表现为无穷大阻抗，因此，在OUT端8f0信号会被谐振放大。
(g)最终在OUT端获得八倍频信号8f0。
其它16、32、...2n+1(n＝1，2，3，...)、...倍频器的发明原理类似上述原理。
与现有技术相比，本发明的优点是：
(1)输出频率极高、倍频倍数大：本发明可以实现4倍频、8倍频、乃至更高倍数的倍频，因此具有很高的倍频倍数，从而可以适用于太赫兹频率；
(2)功耗低：由于工作在Class-B或Class-AB状态，因此偏置电流低，电路的整体功耗很小，非常适用于对低功耗要求高的系统，如移动终端系统等；
(3)倍频输出信号频谱纯、谐波抑制好：与传统倍频器技术相比，基频泄露信号被消除、各阶谐波信号也被抑制，因此输出信号质量高、频谱纯，可以作为优质的信号源提供给系统使用，如作为本振信号提供给接收机/发射机中的混频器使用等；
(4)可以在硅基工艺上单芯片集成，如硅基CMOS工艺、BiCMOS工艺、HBT工艺等；可以作为一个模块与其它电路和系统集成在单一芯片上，极大地提高了系统的集成度；
附图说明
图1现有的一种利用互推机制(Push-Push)的VCO示意图；
图2是本发明所述的一种新型的四倍频器原理图和电路示意图；
图3是本发明所述的一种新型的八倍频器原理图和电路示意图；
图4是本发明所述的一种新型的十六倍频器原理图和电路示意图；
图5是本发明的一个具体实施方式示意图；
图6是本发明所述的三极管四倍频器原理图和电路示意图。
具体实施方式
为了对本发明进行详细说明，现举一个四倍频器的具体实施例：
图5给出了一个四倍频器的具体实施例，包括本发明所述的四倍频器和I/Q基频信号f0产生器。
所述的“I/Q基频信号f0产生器”产生I/Q基频信号f0，其中I-IN端口输出I路基频信号f0，相位为0度，与所述四倍频器的I-IN端相连；Q-IN端口输出Q路基频信号f0，相位为90度，与所述四倍频器的Q-IN端相连。
所述的“I/Q基频信号f0产生器”可以通过以下方法(但不局限于)来实现：Quadrature VCO(四相VCO)、RC poly-phase filter(RC多相滤波器)、LC poly-phase filter(LC多相滤波器)、delay line(延迟线)、coupler等。
上述实施案例提供了一种四倍频器技术及电路，利用本发明的原理，也可以实现8、16、2n+1(n＝1，2，3，...)、...倍频器技术及电路。
上述实施案例提供了基于CMOS工艺下的MOS晶体管实现的一种多倍频器技术及电路，与之对应，也可以基于BiCMOS/HBT等工艺下的BJT管实现多倍频器技术及电路，其中以四倍频器为例，由三极管Q1、Q2和传输线构成的四倍频器如图6所示，其中三极管Q1代替图5中的MOS管M1，三极管Q2代替图5中的MOS管M2，Q1的基极为I-IN端(I路输入端)，Q2的基极为Q-IN端(Q路输入端)，M1/M2的发射机相连并连接至地GND；Q1的集电极与传输线L1相串联，Q2的集电极与传输线L2相串联，L1、L2的长度为2f0信号所对应波长的1/4长度(1/4λ@2f0)；其它均与图5相同
以上通过详细实施案例描述了本发明所提供的一种适用于太赫兹的多倍频器技术及集成电路，该发明显然也可以适用于毫米波、射频等较低频率范围，本领域究人员和技术人员可以根据上述的步骤作出形式或内容方面的非实质性的改变而不偏离本发明实质保护的范围，因此，本发明不局限于实施例中所公开的内容。

Claims (10)

1.一种太赫兹硅基四倍频器，其特征在于包括晶体管M1、M2，传输线L1、L2、L-1；所述晶体管M1的漏端经所述传输线L1连接至输出端口，所述晶体管M2的漏端经所述传输线L2连接至所述输出端口，所述传输线L-1连接于所述输出端口与电源VDD之间，所述晶体管M1、M2的源端相连并与地线连接，所述晶体管M1、M2的栅端分别与输入基频信号f0的I路信号、Q路信号输入端连接；其中，所述传输线L1、L2的长度为2f0信号所对应波长的1/4长度，所述传输线L-1的长度为4f0信号所对应波长的1/4长度。
2.如权利要求1所述的四倍频器，其特征在于所述晶体管M1、M2组成的伪差分放大器的偏置状态为Class-B状态或Class-AB状态。
3.如权利要求2所述的四倍频器，其特征在于所述传输线为延迟线。
4.如权利要求3所述的四倍频器，其特征在于所述基频信号f0为四相VCO、或RC多相滤波器、或LC多相滤波器、或延迟线产生的信号。
5.一种太赫兹硅基四倍频器，其特征在于包括三极管M1、M2，传输线L1、L2、L-1；所述三极管M1的集电极经所述传输线L1连接至输出端口，所述三极管M2的集电极经所述传输线L2连接至所述输出端口，所述传输线L-1连接于所述输出端口与电源VDD之间，所述三极管M1、M2的发射极相连并与地线连接，所述三极管M1、M2的基极分别与输入基频信号f0的I路信号、Q路信号输入端连接；其中，所述传输线L1、L2的长度为2f0信号所对应波长的1/4长度，所述传输线L-1的长度为4f0信号所对应波长的1/4长度。
6.如权利要求5所述的四倍频器，其特征在于所述三极管M1、M2组成的伪差分放大器的偏置状态为Class-B状态或Class-AB状态。
7.如权利要求6所述的四倍频器，其特征在于所述传输线为延迟线。
8.如权利要求7所述的四倍频器，其特征在于所述基频信号f0为四相VCO、或RC多相滤波器、或LC多相滤波器、或延迟线产生的信号。
9.一种基于权利要求1～8任一所述四倍频器的多倍频器，其特征在于包括2n倍频器1、2n倍频器2、传输线L；所述2n倍频器1与所述2n倍频器2的输出端口相连作为2n+1倍频器的输出端口，所述传输线L连接于所述2n+1倍频器输出端口与电源VDD之间；所述传输线L的长度为2n+1f0所对应波长的1/4长度，f0为输入基频信号，n为大于1的自然数；
其中，n取任一值时，均满足：所述2n倍频器1中不同所述四倍频器的I路信号相位、Q路信号相位均为相差360°/2n的等差数列，且同一所述四倍频器I路信号、Q路信号之间相位相差90°；所述2n倍频器2中不同所述四倍频器的I路信号相位、Q路信号相位均为相差360°/2n的等差数列，且同一所述四倍频器I路信号、Q路信号之间相位相差90°；同时所述2n倍频器1的I路信号最小相位与所述2n倍频器2的I路信号最小相位相差360°/2n+1、所述2n倍频器1的Q路信号最小相位与所述2n倍频器2的Q路信号最小相位相差360°/2n+1。
10.如权利要求9所述的多倍频器，其特征在于所述2n倍频器1的I路信号最小相位为0°；所述2n倍频器1的Q路信号最小相位为90°。
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