CN109245726A - 一种适用于极高频的双推式倍频器 - Google Patents

一种适用于极高频的双推式倍频器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种适用于极高频的双推式倍频器，包括一对共源极放大器，这两个放大器的源极接地，两个放大器的漏极相连，两个放大器的栅极分别经对应的输入匹配网络与差分输入信号相连，输入匹配网络工作在基频，两个放大器的漏极公共端连接两条四分之一波长开路传输线，这两条四分之一波长开路传输线的一端分别连接在两个放大器的漏极公共端，它们的另一端开路，两个放大器的漏极公共端经输出匹配网络输出信号，输出匹配网络工作在二次谐波频率。本发明能在获得一定二次谐波输出功率的同时，显著提高基波抑制程度。

Description

一种适用于极高频的双推式倍频器
技术领域
本发明属于毫米波通信技术领域，特别涉及了一种适用于极高频的双推式倍频器。
背景技术
随着电子技术的高速发展，工艺的进步使得人们能够实现完整的毫米波通信系统。本振信号是通信系统的重要部分，用于上、下变频信号，是毫米波系统收发信号不可缺少的组成。当下工艺晶体管特征频率最高达400GHz，而随着系统频率的提高，直接合成本振信号难度极高，压控振荡器的调节范围减小，纯度降低，在系统增加振荡器的使用将增大整个系统的功率消耗。利用晶体管的非线性容易实现倍频应用，VCO工作频率降低与倍频器相连生成本振信号。倍频器的使用获得了更高的振荡源，扩展了设备工作频段。
二极管倍频器转换增益低，输出信号功率有限，输入输出信号难匹配。有源倍频器可以由偏置在AB类的晶体管，利用其非线性达到倍频的效果，就单端倍频器而言，单个晶体管提供的输出功率有限，转换增益较低，基波分量仍占主导，输出信号杂波较多，需要添加滤波电路以保证输出信号的基频抑制，输出匹配能够带来的二次谐波增益有限，二次谐波输出功率低。平衡式倍频器可以提高输出信号功率，但引入“巴伦”进行信号平衡-非平衡信号转换，带来插入损耗，增益下降，消耗功率增加。
发明内容
为了解决上述背景技术提出的技术问题，本发明旨在提供一种适用于极高频的双推式倍频器，弥补现有倍频器的不足，在获得一定二次谐波输出功率的同时，显著提高基波抑制程度。
为了实现上述技术目的，本发明的技术方案为：
一种适用于极高频的双推式倍频器，包括一对共源极放大器，这两个放大器的源极接地，两个放大器的漏极相连，两个放大器的栅极分别经对应的输入匹配网络与差分输入信号相连，所述输入匹配网络工作在基频，两个放大器的漏极公共端连接两条四分之一波长开路传输线，这两条四分之一波长开路传输线的一端分别连接在两个放大器的漏极公共端，这两条四分之一波长开路传输线的另一端开路，两个放大器的漏极公共端经输出匹配网络输出信号，所述输出匹配网络工作在二次谐波频率。
基于上述技术方案的优选方案，所述输入匹配网络包括一条高开路等效阻抗的四分之一波长传输线、第一传输线和第一隔直电容，第一传输线的一端连接放大器的栅极，第一传输线的另一端经第一隔直电容与差分输入信号相连，高开路等效阻抗的四分之一波长传输线的一端连接第一传输线与第一隔直电容的公共端，高开路等效阻抗的四分之一波长传输线的另一端接入偏置电压，所述高开路等效阻抗的四分之一波长传输线的开路等效阻抗值大于1000Ω。
基于上述技术方案的优选方案，所述输出匹配网络包括一条高开路等效阻抗的四分之一波长传输线、第二传输线、第三传输线和第二隔直电容，第二传输线的一端连接两个放大器的漏极公共端，第二传输线的另一端经第二隔直电容输出信号，第三传输线的一端连接第二传输线与第二隔直电容的公共端，第三传输线的另一端开路，高开路等效阻抗的四分之一波长传输线的一端连接第二传输线与第二隔直电容的公共端，高开路等效阻抗的四分之一波长传输线的另一端接入漏极电压，所述高开路等效阻抗的四分之一波长传输线的开路等效阻抗值大于1000Ω。
基于上述技术方案的优选方案，输入匹配网络中的高开路等效阻抗的四分之一波长传输线接入偏置电压的一端连接去耦合电路；输出匹配网络中的高开路等效阻抗的四分之一波长传输线接入漏极电压的一端连接去耦合电路。
基于上述技术方案的优选方案，输入匹配网络和输出匹配网络中的高开路等效阻抗的四分之一波长传输线的宽度均为45μm，阻抗均为6000Ω。
基于上述技术方案的优选方案，输入匹配网络中的第一传输线和输出匹配网络中的第二传输线、第三传输线的宽度均为34.7μm，阻抗均为50Ω。
基于上述技术方案的优选方案，所述偏置电压设置为二次跨导最大的工作点电压；所述漏极电压设置为1V。
基于上述技术方案的优选方案，在两个放大器的漏极公共端连接第四传输线，两个放大器的漏极公共端经第四传输线与两条四分之一波长开路传输线和输出匹配网络相连。
基于上述技术方案的优选方案，所述共源极放大器采用0.1μm的InGaAs假晶形高电子迁移率晶体管，且该晶体管为栅宽50μm的四指场效应管。
基于上述技术方案的优选方案，在双推式倍频器中，最小线间距不得小于10μm。
采用上述技术方案带来的有益效果：
本发明设计的双推式倍频器与单端倍频器相比，输出端抑制基频及奇次谐波，偶次谐波的输出功率倍增，提高了二倍频后的输出功率，同时可以有效减少滤波网络从而避免滤波带来的功率损耗；另一方面，在漏极添加两根基频四分之一开路传输线，能够显著提高基频抑制，保证倍频信号纯度。
附图说明
图1是本发明设计的双推式倍频器电路图；
图2是仿真偏置电压原理图；
图3是根据本发明提出的双推式倍频器而设计的单端倍频器电路图。
具体实施方式
以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
如图1所示，本发明设计的一种适用于极高频的双推式倍频器，包括一对共源极放大器M1、M2，M1和M2的源极接地且它们的漏极相连，由开路等效阻抗高的四分之一波长传输线TL1、传输线TL2、隔直电容C1构成的输入匹配网络，由高开路等效阻抗的四分之一波长传输线TL3、传输线TL4、隔直电容C1构成的输入匹配网络，M1和M2的栅极分别经两个输入匹配网络连接差分输入信号RFin+和RFin-，传输线TL5的一端连接共源极放大器的漏极公共端，传输线TL5的另一端连接两条四分之一波长开路传输线TL6、TL7，由传输线TL8、传输线TL10、高开路等效阻抗的四分之一波长传输线TL9、隔直电容C3构成的输出匹配网络，输出匹配网络的一端连接传输线TL5，输出匹配网络的另一端输出信号RFout，在两个输入匹配网络的高开路等效阻抗的四分之一波长传输线TL1、TL4的一端接入偏置电压Vg，在输出匹配网络的高开路等效阻抗的四分之一波长传输线TL9的一端接入漏极电压Vd。在Vg、Vd端接入由电阻、极性电容构成的去耦合电路。
对于非线性器件，当输入信号频率为ω时，输出频率包含nω多个频率分量，故而可以用作倍频器。
当输入信号为i0＝x(t)时，
系统的输出信号为it＝a1x(t)+a2x2(t)+a3x3(t)+...
当输入信号为x(t)＝Acosωt时，将输出信号的前三项展开后有
对于双推式(push-push)结构，输出信号为
y(t)＝a2A2+a2A2cos(2ωt)+...
对比两种输出信号，双推式结构输出信号中的基频及其他奇次谐波得到抑制，而直流分量和偶次谐波的幅度增加一倍，采用双推式结构可以获得更高的输出功率，并且抑制基波分量的输出。
以0.1μm InGaAs pHEMT实现140GHz双推式倍频器为例，选择栅宽50μm四指场效应管，选管的尺度较大可以提供较高的最大可用增益和输出功率。输入基频为70GHz，输出信号140GHz，工作频率较高，考虑晶体管击穿电压后选择1V作为供电电压连接在晶体管的漏极(Vd)。输入输出使用微带线匹配网络，其中TL1，TL4，TL9为实现扼流目的选用高开路等效阻抗的传输线，从而避免射频信号泄露，采用宽度为45μm、阻抗值约6000Ω的四分之一波长传输线，其余传输线特征阻抗为50Ω，宽度为34.7μm。电容C1、C2、C3作为匹配网络的一部分同时实现信号的隔直。为了获得更高的二次谐波输出功率，用图2所示的电路原理图扫描晶体管偏置，找到二次跨导最大的偏置电压Vg，在本实施例中设置Vg电压为-0.7V。输出匹配网络匹配50Ω的负载，例如天线、锁相环等。
TL6、TL7为70GHz的四分之一传输线，并联开路传输线相当于70GHz信号短路接地，而对于二次谐波而言，该开路线为二分之一开路线，故而对140GHz信号仍然呈现开路状态，有效衰减基频信号，同时避免了二次谐波损耗。为了实现版图的整体布线，保证电路电磁特性，相邻传输线的最短距离为10μm，在晶体管漏极添加TL5，其长度为15μm，从而保证每个传输线的电磁特性，传输线对高频信号衰减严重，TL5的加入使得最终输出的二次谐波信号功率减少1dB。
为进一步提高基波抑制，在M1，M2漏极添加两个基频四分之一开路传输线。由传输线的特性可知，其中，Zin为传输线观测端口的等效阻抗，Z0为传输线特征阻抗，ZL为传输线连接的负载阻抗，β为工作频率下传输线波数，l为传输线长度，对四分之一传输线有对基波而言，四分之一开路线等效为交流短路，并联两条四分之一开路线基波幅度明显衰减，添加3根后基频抑制结果变化不大，故而选择并联两条开路传输线。
利用仿真软件测试，输入功率为5dBm时输出，输出二次谐波功率为-2.03dBm，转换增益为-7.07dB，基频抑制高达91.19dB，三次谐波抑制为70.45dB。
图3为根据图1设计出的一种单端倍频结构，包含一个共源极放大器M3，M3的源极接地，栅极经输入匹配网络连接输入信号RFin，输入匹配网络由高开路等效阻抗的四分之一波长TL11、传输线TL12、传输线TL13和隔直电容C4构成，TL11的一端接偏置电压Vg，M3的漏极连接两条四分之一波长开路传输线TL14、TL15，M3的漏极经传输线TL16与输出匹配网络连接，输出匹配网络由高开路等效阻抗的四分之一波长TL19、传输线TL18和隔直电容C4构成，TL11的一端接漏极电压Vd。输出匹配网络输出信号RFout。在Vg、Vd端接入由电阻、极性电容构成的去耦合电路。
以0.1μm InGaAs pHEMT实现140GHz单端倍频器为例，同样选择栅宽50μm四指场效应管，从而获得更高的最大可用增益并且提供更大的输出功率。输入基频为70GHz，输出二次倍频信号140GHz，工作频率较高，考虑晶体管击穿电压后选择1V作为供电电压连接在晶体管的漏极(Vd)，输入输出使用微带线匹配网络，其中TL11，TL19为实现扼流目的选用开路等效阻抗千欧以上，宽度为45μm的四分之一波长传输线。其余传输线特征阻抗为50Ω，宽度为34.7μm。C4、C5作为匹配网络的一部分用于隔离直流信号。为了获得更高的二次谐波输出功率，找到二次跨导最大的偏置电压Vg，同样设置为-0.7V。
利用仿真软件测试，单端倍频器输入功率为5dBm时输出，输出二次谐波功率为-3.01dBm，最大转换增益为-8.02dB，基频抑制位31.61dB，三次谐波抑制为36dB。
比较两种结构倍频器，双推式倍频器结构的输出功率较单端倍频器高1dB，而基频抑制比单端结构高出60dB，三次谐波抑制效果也明显提高。
实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (10)

1.一种适用于极高频的双推式倍频器，其特征在于：包括一对共源极放大器(M1、M2)，这两个放大器(M1、M2)的源极接地，两个放大器(M1、M2)的漏极相连，两个放大器(M1、M2)的栅极分别经对应的输入匹配网络与差分输入信号相连，所述输入匹配网络工作在基频，两个放大器(M1、M2)的漏极公共端连接两条四分之一波长开路传输线(TL6、TL7)，这两条四分之一波长开路传输线(TL6、TL7)的一端分别连接在两个放大器(M1、M2)的漏极公共端，这两条四分之一波长开路传输线(TL6、TL7)的另一端开路，两个放大器(M1、M2)的漏极公共端经输出匹配网络输出信号，所述输出匹配网络工作在二次谐波频率。
2.根据权利要求1所述适用于极高频的双推式倍频器，其特征在于：所述输入匹配网络包括一条高开路等效阻抗的四分之一波长传输线(TL1/TL4)、第一传输线(TL2/TL3)和第一隔直电容(C1/C2)，第一传输线(TL2/TL3)的一端连接放大器的栅极，第一传输线(TL2/TL3)的另一端经第一隔直电容(C1/C2)与差分输入信号相连，高开路等效阻抗的四分之一波长传输线(TL1/TL4)的一端连接第一传输线(TL2/TL3)与第一隔直电容(C1/C2)的公共端，高开路等效阻抗的四分之一波长传输线(TL1/TL4)的另一端接入偏置电压，所述高开路等效阻抗的四分之一波长传输线(TL1/TL4)的开路等效阻抗值大于1000Ω。
3.根据权利要求2所述适用于极高频的双推式倍频器，其特征在于：所述输出匹配网络包括一条高开路等效阻抗的四分之一波长传输线(TL9)、第二传输线(TL8)、第三传输线(TL10)和第二隔直电容(C3)，第二传输线(TL8)的一端连接两个放大器的漏极公共端，第二传输线(TL8)的另一端经第二隔直电容(C3)输出信号，第三传输线(TL10)的一端连接第二传输线(TL8)与第二隔直电容(C3)的公共端，第三传输线(TL10)的另一端开路，高开路等效阻抗的四分之一波长传输线(TL9)的一端连接第二传输线(TL8)与第二隔直电容(C3)的公共端，高开路等效阻抗的四分之一波长传输线(TL9)的另一端接入漏极电压，所述高开路等效阻抗的四分之一波长传输线(TL9)的开路等效阻抗值大于1000Ω。
4.根据权利要求3所述适用于极高频的双推式倍频器，其特征在于：输入匹配网络中的高开路等效阻抗的四分之一波长传输线接入偏置电压的一端连接去耦合电路；输出匹配网络中的高开路等效阻抗的四分之一波长传输线接入漏极电压的一端连接去耦合电路。
5.根据权利要求3所述适用于极高频的双推式倍频器，其特征在于：输入匹配网络和输出匹配网络中的高开路等效阻抗的四分之一波长传输线的宽度均为45μm，阻抗均为6000Ω。
6.根据权利要求5所述适用于极高频的双推式倍频器，其特征在于：输入匹配网络中的第一传输线和输出匹配网络中的第二传输线、第三传输线的宽度均为34.7μm，阻抗均为50Ω。
7.根据权利要求3所述适用于极高频的双推式倍频器，其特征在于：所述偏置电压设置为二次跨导最大的工作点电压；所述漏极电压设置为1V。
8.根据权利要求1-7中任意一项所述适用于极高频的双推式倍频器，其特征在于：在两个放大器(M1、M2)的漏极公共端连接第四传输线(TL5)，两个放大器(M1、M2)的漏极公共端经第四传输线(TL5)与两条四分之一波长开路传输线(TL6、TL7)和输出匹配网络相连。
9.根据权利要求1-7中任意一项所述适用于极高频的双推式倍频器，其特征在于：所述共源极放大器(M1、M2)采用0.1μm的InGaAs假晶形高电子迁移率晶体管，且该晶体管为栅宽50μm的四指场效应管。
10.根据权利要求9所述适用于极高频的双推式倍频器，其特征在于：双推式倍频器中的最小线间距大于等于10μm。
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