CN102067448A - 用于调谐Gm-C滤波器的装置和方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于控制可调谐的Gm-C滤波器的装置，包括：滤波器，其可通过翻转输出放大器(304)的反馈正负号而被重新配置成自激振荡器；对校准配置下滤波器的输出敏感的数字控制器(42)；以及DAC(44)，其向构成滤波器的跨导放大器(310、320)的gm输入提供模拟控制信号(48)。

Description

用于调谐Gm-C滤波器的装置和方法
引用数据
本申请要求提交于2008年6月19日的欧洲专利申请EP08158625的优先权。
发明领域
本发明涉及Gm-C滤波器，尤其涉及一种包括用于自动调谐gm-C以补偿温度漂移和制造公差的装置和方法的系统。
相关技术说明
Gm-C滤波器(也称OTA-C滤波器)是一种用在包括无线通信应用在内的许多应用领域中的流行的模拟电子有源滤波器。这些滤波器尤其有吸引力之处在于它们能提供完全集成的滤波器，从而结合了低功耗和良好速度两者。Gm-C滤波器尤其越来越多地用在现代无线电接收机中。具体而言，在GPS或GNSS接收机中，一个或多个Gm-C滤波器常被用在RF前端的IF级。
Gm-C滤波器的关键组件是跨导放大器。理想的运算跨导放大器(OTA)是具有恒定跨导gm的压控电流源，即提供与其被假定具有无限输入阻抗的输入端子之间的电压差成比例的电流。Gm-C滤波器包括连接至电容器C的一个或多个跨导放大器以用作开环放大器。
图1示出了连接至电容器30的由跨导级20构成的简单一阶Gm-C滤波器。放大器331被连接在本地反馈环路中以合成电阻R＝1/g2。此配置是具有以下传递函数的低通滤波器。
Figure BPA00001278985700011
Gm-C滤波器的重要优势在于例如通过改变晶体管级的偏置电流来设置跨导值gm的能力。跨导放大器20安排有增益设置端子40，通过后者可调谐截止频率。
基于Gm-C技术的滤波器非常依赖用在其结构中的晶体管和电容器两者的特性的绝对值。然而，大多数工业IC制造工艺并不能实现对绝对晶体管增益或电容的严格控制；Gm-C滤波器常常表现出相当大的公差和温度相关性。
在本领域已知通过在相同电路中，优选地在相同的半导体管芯中提供匹配的复制Gm-C滤波器来调谐Gm-C滤波器，如图2中所示。复制滤波器26的输出和输入通过调谐电路连接在一起，由此引入使该复制滤波器置于振荡的正反馈。调谐电路40起PLL的作用，调节复制滤波器和主滤波器两者的偏置水平从而用参考时钟50来锁住复制滤波器26的振荡。假设主滤波器的gm值理想地匹配复制滤波器的gm值，则截止频率ωc将被锁定于该参考时钟的频率。
此解决方案不可避免地导致面积和功耗的增大。尽管这在复制滤波器只占总体面积和功率预算的一小部分的复杂电路中可能是可以接受的，但在较为简单的电路中或者在可用能量非常有限的情形中，例如在电池供电的便携式装备如便携式GPS或GNSS接收机中，代价将非常之大。
复制滤波器的使用还引入了匹配问题。由于只监视该复制滤波器的参数，所以由于复制和主滤波器电路之间的失配，调谐精准度是有限的。
发明概要
因此需要提供一种避免了已知解决方案的缺陷的调谐Gm-C滤波器的装置。
本发明的目的在于提供这样的滤波器，尤其在于提供更小的、免受匹配问题困扰的、且占用更少硅空间和功耗的滤波器。
根据本发明，这些目标是通过如相应类别的独立权利要求所述的系统和方法来实现的，从属权利要求涉及本发明的较优的任选方面。具体而言，这些目标是通过一种用于调谐Gm-C滤波器的装置来实现的，该装置包括：Gm-C滤波器，其包括一个或多个互连的Gm-C单元，这些Gm-C单元具有跨导放大器、调谐端子、以及取决于该调谐端子上的电子值的跨导增益；该Gm-C滤波器包括一个或多个开关元件，这些开关元件允许将该Gm-C滤波器配置成校准配置和滤波配置；数字控制器，其操作性地安排成在校准配置下测量Gm-C滤波器的响应并根据该响应生成数字调谐值；数模转换器，其将该数字调谐值转换成模拟调谐信号以馈送至Gm-C单元的调谐端子；由此，该装置操作性地安排成在校准配置下收敛至预定义的响应，并且数模转换器操作性地安排成在滤波配置下维持所得到的调谐信号。
附图简述
本发明在对作为示例给出并通过附图示出的实施例的描述的帮助下将被更好地理解，附图中：
图1示意性地示出了已知类型的Gm-C积分器。
图2示意性地示出了可调谐Gm-C滤波器的已知结构。
图3示意性地表示根据本发明的一个方面的Gm-C滤波器的整体架构。
图4和5更详细地示出了本发明的实施例；该电路可配置成滤波配置和调谐配置。
本发明可能实施例的详细描述
图3示意性地表示根据本发明的第一方面的Gm-C滤波器。该系统包括可调谐Gm-C滤波器35、调谐控制器47和开关51。必须理解，图3是本发明的滤波器的简化表示，目的在于以高级功能块的方式解释其一般性结构，而不是详细图示。
开关51允许两种工作状态。在第一状态下(滤波状态)，即图中所表示的状态下，滤波器35的输入与输入端子10连接，而调谐控制器47生成的调谐信号48是固定的。电路35作为滤波器工作，其频率响应由调谐信号48的值决定。
当需要对调谐进行调整时，开关51改变状态。在调谐状态下，滤波器47的输入与调谐控制器47的输出连接，后者具有从滤波器35的输出信号12导出的信号，从而引入了正反馈，这将滤波器置于自持续振荡中。滤波器35在此状态下作为VCO运行，其中调谐端子起控制作用。
校准状态下的振荡频率与滤波状态下滤波器的频率响应有关。数字调谐控制器包括数字电路，后者关于时钟信号50测量振荡的周期并根据预编程的校准方案生成数字调谐值，从而将振荡周期带到合意值。此数字调谐值被DAC转换成调谐信号48，后者被馈送至滤波器35的调谐输入。这样，振荡周期在短瞬间后收敛至合意值。当校准循环完成时，系统返回到滤波状态。数字调谐值在正常滤波期间被保持在寄存器中，从而可以无限期地维持该调谐值。
本发明由此在能够中断且不要求滤波器持续操作的系统中提供了完全去除复制滤波器的可能性。调谐控制器只有在典型地持续仅数毫秒的校准循环期间才活跃，并且可在正常工作中被关断，由此对于功耗的贡献可忽略不计。校准循环的频率是根据所希望的稳定性和期望的温度梯度来选择的，并且典型地为每数秒一次校准。
根据本发明的变形，调谐控制器47在校准模式下在滤波器35的输入处注入信号，并测量滤波器35的传播延迟。调谐信号48随后被校正以获得对应合意频率响应的目标延迟值。
图4和5解说了根据本发明的实施例的系统的滤波状态和校准状态。图4示出了具有两个以电容器311和312为负载的跨导放大器310和320以提供两个积分器级的双二阶Gm-C滤波器。第三跨导放大器304的输出被负反馈至其输入，从而合成设置滤波器的品质因素的负载电阻RL＝1/gm。该滤波器既可在低通模式下使用，即在第一跨导放大器310的输入处注入输入信号，又可在带通模式下使用，即在第一跨导放大器310和第二跨导放大器320之间注入输入信号。放大器301和312是分别用于带通输入和低通输入的输入缓冲器。
图4的电路是相对简单的滤波器，能被有用地采用作为例如GNSS接收机之类的RF接收机的例如中频级中的IF滤波器。然而，本发明并不限于特定滤波器配置，并且适用于任何Gm-C可调谐滤波器。
图5描绘了处于校准配置的相同电路。当在数字控制器42的“调谐”输入421上接收到命令信号之际进入校准状态，该命令信号进而翻转开关510a、510b、510c、和510d。在此配置中，输出跨导放大器304上的反馈变为正反馈，从而此单元合成负电阻，并且整个滤波器电路被配置成振荡器。该振荡器的谐振频率是由在前元件310、320、311、和312的gm和C值决定的。这意味着电路作为滤波器运行的谐振频率与电路重新配置为自激振荡器的谐振频率相同——对跨导放大器310和320的调谐是同等的。构成滤波器和振荡器的组件完全相同而不是复制的这一事实解决了所有匹配问题。并且节点处的杂散电容在切换配置时并不改变，所以它们对振荡器的振荡频率或对滤波器的中心频率的影响是相同的。
振荡的振幅不应在饱和区或在非线性工作区中驱动滤波器是重要的。在校准配置下，电路包括振幅调节环路。跨导放大器304的gm输入不与其他gm输入相连，而是通过开关510d由振幅调节电路350单独驱动，振幅调节电路350在振幅增大时降低最后一级的增益。由于振荡频率是由先前级310、320决定的，所以输出级的增益可以独立地修改而不影响到校准。该电路稳定在其线性范围内的工作点上，而不超过动态极限。振荡波形是正弦的。
振幅调节电路可包括以如图中所示的峰值检波器配置连接的二极管和电容器、或者任何其他等效电路。
振荡信号被预比例器(prescaler)41分频，以便将其频率带到便利值，并随后由数字控制器42处理。数字控制器关于参考时钟信号50来测量经分频的振荡信号的周期或频率，并基于测得的周期或频率生成数字调谐信号43。DAC44被用于提供模拟调谐信号48，后者被施加于跨导放大器310、320的gm控制输入，从而闭合控制环路。
在本发明的特定实施例中，本发明的滤波器被用作GPS RF前端中的中频滤波器。IF信号具有90-100MHz的载波频率，并且这也是该电路在图5的校准配置下的振荡频率。预比例器41例如用比例因子128或256对频率进行分频，并且控制器42在由10MHz的时钟信号提供的时基上测量该周期。然而其他应用也是可能的。
跨导放大器310、320的gm典型地由gm单元的晶体管偏置电流控制。DAC 44优选地使用加权电流源实现。通过使用PTAT(正比于绝对温度)源，该电路在温度上几乎是可完全得到补偿的，从而滤波器校准不得不主要应对工艺扩散(process spread)。这样，校正值43的动态特性被降低，结果偏置源的数目、逻辑和总线带宽随之降低，并且相继校准之间的时间可以更长。
数字控制器的使用允许无限期地存储控制值。模拟实现将是可能的，但需要更多的频率调谐操作以刷新此值。优选地，校正值在两次相继校准之间被存储在寄存器440中，从而DAC 44可产生恒定的调谐信号。在滤波配置下，预比例器41优选地被停掉，并且控制器42被切断或置于低功率模式。这样，控制电路对于功耗和开关噪声的影响贡献可以忽略不计。

Claims (12)

1.一种用于调谐Gm-C滤波器的装置，包括：
Gm-C滤波器，其包括一个或多个互连的Gm-C单元(310、311；320、312)，所述Gm-C单元具有跨导放大器(310、320)、调谐端子、以及取决于所述调谐端子上的电子值的跨导增益(gm)；
所述Gm-C滤波器包括一个或多个开关元件(510a、510b、510c、510d)，所述开关元件允许将所述Gm-C滤波器配置成校准配置和滤波配置；
数字控制器(42)，其操作性地安排成在所述校准配置下测量所述Gm-C滤波器的响应并根据所测得的响应生成数字调谐值(42)；
数模转换器(44)，其将所述数字调谐值转换成模拟调谐信号(48)以馈送至所述Gm-C单元的所述调谐端子；
由此，所述装置操作性地安排成在所述校准配置下收敛至预定义的响应，并且所述数模转换器(44)操作性地安排成在所述滤波配置下维持所得到的调谐信号。
2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述Gm-C滤波器的所述校准配置是自激振荡器；
其中所述数字控制器(42)操作性地安排成测量所述Gm-C滤波器在所述校准配置下的振荡的周期或频率，并根据测得的周期或频率生成数字调谐值(43)。
3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述数字控制器操作性地安排成测量校准信号在所述Gm-C滤波器中的传播延迟，并根据所测得的延迟生成数字调谐值(43)。
4.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述滤波器包括振幅调节单元(350)，其操作性地安排成当所述Gm-C滤波器处于所述校准配置下时限制正向增益，从而将振荡振幅维持在所述Gm-C滤波器的线性工作范围内。
5.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述Gm-C滤波器包括本地反馈环路中的输出放大器(304)，由此本地反馈在所述滤波配置和所述校准配置下有相反的正负号。
6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述输出放大器(304)在所述滤波配置下被配置成正的负载电阻，而在所述校准配置下被配置成负电阻。
7.如权利要求5所述的装置，其特征在于，还包括振幅控制环路中的振幅调节单元(350)，其安排成修改所述Gm-C滤波器的输出放大器(304)的跨导。
8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述数模转换器(44)包括PTAT加权电流源。
9.如权利要求1所述的装置，其特征在于，包括寄存器(440)，其操作性地安排成在所述滤波配置下存储所述数字调谐值(43)。
10.如权利要求2所述的装置，其特征在于，还包括预比例器(41)，其操作性地安排成用给定比例因子对所述Gm-C滤波器在所述校准配置下的振荡频率进行分频。
11.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述数字控制器(42)操作性地安排成当所述滤波器处在所述滤波配置下时进入断电模式或低功率模式。
12.用于GNSS接收机的RF处理器，包括如在前权利要求中任一项所述的装置。
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