CN102047128A - 使用分流电阻器的换流器电流测量 - Google Patents

使用分流电阻器的换流器电流测量 Download PDF

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Abstract

在至少某些实施例中，用于确定三相换流器(102)每个电流输出的方法包括检查用于所述换流器(102)的一组初始的控制信号并且当所述控制信号中的至少两个在彼此的时间预定量内有效时，识别测量冲突(例如图6A)。如果存在测量冲突，则所述方法还包括通过偏移与该测量冲突相关的至少一个控制信号的位置来向换流器提供第一组修改的控制信号(例如图6C)。所述方法还包括基于第一组修改的控制信号来测量流经分流电阻器(112)的电流(例如图6A)。

Description

使用分流电阻器的换流器电流测量
技术领域
背景技术
大多数换流器控制系统需要知道相电流。获得这些电流最简便的方法就是对它们进行直接测量。根据电机绕组连接，这需要至少两个传感器直接应用于电机相位。通常，由于需要被绝缘，这些类型的传感器较为昂贵。第二种方法是使用简单廉价的电阻器来测量这些相电流。然而在某些条件下，由于硬件限制，测量会变得困难甚至不可行。改良的换流器电流测量解决方案是期望的。
发明内容
在至少某些实施例中，一种确定三相换流器的每个电流输出的方法包括：检查用于换流器的一组初始的控制信号，并且当控制信号中的至少两个在彼此的时间预定量内有效时，识别测量冲突。如果存在测量冲突，则该方法还包括通过偏移与该测量冲突相关的至少一个控制信号的位置来向换流器提供第一组修改的控制信号。该方法还包括基于第一组修改的控制信号测量流经分流电阻器的电流。
在至少某些实施例中，电子装置包括三相换流器以及耦合到该三相换流器的分流电阻器。该电子装置还包括耦合到换流器的控制逻辑。该控制逻辑通过以下步骤来确定三相换流器的每个电流输出：检查换流器的一组初始的控制信号，并且当该组初始的控制信号中的至少两个在彼此的时间预定量内有效时，识别测量冲突。如果存在测量冲突，则控制逻辑向三相换流器提供第一组修改的控制信号。该第一组修改的控制信号避免了测量冲突并具有与该组初始的PWM控制信号近似相等的电压向量。控制逻辑进一步基于第一组修改的控制信号测量流经分流电阻器的电流。
在至少某些实施例中，一种用于确定三相换流器的每个电流输出的数字信号处理器(DSP)包括脉冲宽度调制(PWM)控制线以及模数转换器(ADC)。该DSP还包括耦合到PWM控制线和ADC的处理器。该DSP还包括耦合到处理器的存储器。存储器存储指令，所述指令使处理器执行以下步骤：检查一组初始的PWM控制信号的时序参数并当PWM控制信号中的至少两个在彼此的时间预定量内有效时，为ADC识别测量冲突。如果存在测量冲突，则该指令进一步使处理器向PWM控制线提供第一组修改的PWM控制信号。该第一组修改的PWM控制信号避免了测量冲突并具有与该组初始的控制信号近似相等的电压向量。该指令进一步使处理器利用ADC采样基于第一组修改的PWM控制信号来确定三相换流器的每个电流输出。
附图说明
为了详细说明本发明的各种实施例，现在将参考下列附图，其中：
图1示出了依据本公开实施例的系统；
图2图示说明了依据本公开实施例的图1的换流器的开关部件；
图3示出了当控制信号(Sa，Sb，Sc)＝(0，0，1)时用于图1的换流器的开关配置；
图4示出了依据本公开实施例的控制信号转变；
图5A示出了依据本公开实施例的数字信号处理器(DSP)系统；
图5B示出了依据本公开实施例的图5A的模拟信号处理电路的部件；
图5C图示说明了依据本公开实施例的DSP的部件；
图6A至6C示出了依据本公开实施例的、一组初始的控制信号到第一组修改的控制信号的转变；
图6D示出了图6A中的该组初始的控制信号的电压向量与图6C中的第一组修改的控制信号的电压向量的对比；
图7A至7B示出了依据本公开实施例的、一组初始的控制信号到第二组修改的控制信号的转变；
图7C示出了图7A中的该组初始的控制信号的电压向量与图7B中的第二组修改的控制信号的电压向量的对比；以及
图8示出了依据本公开实施例的方法。
符号及术语
在整个以下说明书和权利要求中使用某些术语来指代特定的系统部件。如本领域技术人员将意识到的，计算机公司可能用不同的名字指代部件。本文件无意区分名字不同而不是功能不同的部件。在以下讨论以及在权利要求中，以开放方式使用术语“包括”和“包含”，因此其应该被解释为“包括但不限于......”。同样地，术语“耦合”意在指间接或直接的电连接。因此，如果第一装置耦合到第二装置，则连接可能是通过直接电连接，或经由其他的装置和连接通过间接电连接。术语“系统”是指两个或更多个硬件部件和/或软件部件的集合，并且可以用来指代一个或多个电子装置或其子系统。
具体实施方式
虽然本发明容许各种修改和替换形式，但是作为示例，在附图中示出了其具体的实施例，并且其在此将被详细地描述。然而应理解，附图及详细说明无意将本发明限制于被公开的特定形式，而恰恰相反，本发明旨在涵盖落入如随附的权利要求所限定的本发明的精神和范围内的所有修改、等效及替换。
本公开的实施例涉及通过测量流过分流电阻器的电流来测量从换流器输出的三相电流的方法和系统。依据实施例，分析一组初始的换流器控制信号以识别是否存在电流测量冲突。如果存在测量冲突，则第一组修改的换流器控制信号替代该组初始的控制信号。与该组初始的控制信号相比，第一组修改的控制信号在维持一致的电压输出的同时避免了测量冲突。使用第一组修改的控制信号，基于两次直接的测量以及一次推导的测量来确定三相换流器的电流输出。如这里所用的，“直接的测量”是指根据欧姆定律(I＝V/R，带有或没有缩放)计算电流。如这里所用的，“推导的测量”是指根据欧姆定律(I＝V/R，带有或没有缩放)计算两个电流而后推导第三个电流(例如根据公式Ia+Ib+Ic＝0)。如果不存在测量冲突，则第二组修改的换流器控制信号可以替代该组初始的控制信号。与该组初始的控制信号相比，第二组修改的控制信号维持一致的电压输出。使用第二组修改的控制信号，基于一次直接的测量以及两次推导的测量来确定三相换流器的电流输出。下文将提供其他的细节。
图1示出了依据本公开实施例的系统100。如图所示，系统100包括换流器102，所述换流器从整流器114或其他直流电压源接收直流(DC)电压。换流器102的输出由控制器104控制，所述控制器向换流器102提供控制信号。例如，图1中，控制器104包括生成控制信号的开关状态控制逻辑106。换流器102的输出可以为电机108或其他电子装置提供电源。在各种实施例中，为了如期地对电机108或其他电子装置提供电源，需要动态地监视和控制换流器102的输出。依据实施例，电流Idc由控制器104监视并被用来确定用于换流器102的控制信号的后续参数(时序、开关时间、占空比)。如在此将描述的，Idc测量的精确度受用来测量Idc的硬件影响。
图2图示说明了依据本公开实施例的图1的换流器102的开关部件。如图2中所示，换流器102包括具有各自互补开关204A、204B和204C的多个开关202A、202B和202C。换句话说，当开关202A闭合时，开关204A打开并且反之亦然。同样地，当开关202B闭合时，开关204B打开并且反之亦然。同样地，当开关202C闭合时，开关204C打开并且反之亦然。如图所示，开关202A-202C及204A-204C可以各自包括晶体管以及在源极和漏极之间的二极管。开关202A由控制信号Sa控制，开关202B由控制信号Sb控制，而开关202C由控制信号Sc控制。同时，开关204A由控制信号NSa控制，开关204B由控制信号NSb控制，而开关204C由控制信号NSc控制(这里，NSa是Sa的反，NSb是Sb的反，NSc是Sc的反)。依据实施例，在表1中示出了基于控制信号Sa、Sb、Sc的Idc测量。
表1
  Sa   Sb   Sb   Idc
  1   0   0   Ia
  0   1   1   -Ia
  0   1   0   Ib
  1   0   1   -Ib
  0   0   1   Ic
  1   1   0   -Ic
  1   1   1   0
  0   0   0   0
如表1中所示，依赖于控制信号Sa、Sb和Sc的值，Idc的测量值可以等于Ia、-Ia、Ib、-Ib、Ic、-Ic或0。表1中，控制信号值“0”和“1”分别是指无效(低)的和有效(高)的电压水平。
图3示出了当控制信号(Sa，Sb，Sc)＝(0，0，1)时的换流器102的开关配置。图3中，Sa＝0使开关202A打开，Sb＝0使开关202B打开，Sc＝0使开关202C闭合。同时，互补开关204A-204C被相反地配置。更具体地说，开关202A打开时开关204A闭合，开关202B打开时开关204B闭合，开关202C闭合时开关204C打开。对于图3的开关配置，所测得的流经分流电阻器112的Idc为Ic。
为了精确测量流经分流电阻器112的Idc，Idc应在电流采样周期期间保持稳定。对于至少某些实施例，这个电流采样周期是由模数转换器(ADC)采样和保持(S/H)周期确定。图4示出了依据本公开实施例的控制信号转变。图4中，示出了控制信号Sa、Sb和Sc的脉冲宽度调制(PWM)周期的持续时间。图4中，在周期U1和U2期间测量Idc。U1对应于(Sa，Sb，Sc)＝(0，0，1)的情况而U2对应于(Sa，Sb，Sc)＝(1，0，1)的情况。U1前及U2后，Idc为零，因此Idc测量不提供关于换流器输出(Ia、Ib和Ic)的有用信息。为了精确测量流经分流电阻器112的Idc，U1和U2周期各自的持续时间应至少为电流采样周期(例如ADC S/H周期)或更长。应理解，控制信号Sa、Sb和Sc的占空比可以被配置为不同于图4中所示的示例。还应理解，控制信号Sa、Sb和Sc的所配置的占空比可以随时间改变和/或偏移，从而引起U1和U2周期改变。因此，确定和考虑Idc测量冲突的问题是动态的。
回到图1，控制器104能够动态地检测当U1和U2周期对于精确的Idc测量不具有足够的持续时间时的情况。例如，控制器104可以分析一组初始的换流器控制信号并且当U1和U2周期小于预定的阈值(例如ADC S/H周期)时，可以识别电流测量冲突。如果识别出测量冲突，则控制器104生成第一组修改的换流器控制信号，以取代该组初始的控制信号。与该组初始的控制信号相比，第一组修改的控制信号在维持一致的电压输出的同时避免了测量冲突。至少在某些实施例中，控制器104通过以下步骤来提供第一组修改的控制信号：使初始的控制信号中的一个(例如具有最小宽度的控制信号)无效，减小与测量冲突相关的其他两个初始的控制信号的“开”周期，以及在相反方向上偏移具有减小的“开”周期的控制信号。偏移量应该足够克服测量冲突，但不要过多以至于将偏移的控制信号移动超出初始的控制信号的周期。接着，控制器104能够基于第一组修改的控制信号测量流经分流电阻器112的Idc。依据某些实施例，第一组修改的控制信号使控制器104能够在单个控制信号周期内基于两次直接的测量和一次推导的测量来确定换流器102的电流输出(Ia、Ib和Ic)。
如果没有识别出测量冲突，则控制器104生成第二组修改的换流器控制信号，以取代该组初始的控制信号。与该组初始的控制信号相比，第二组修改的控制信号维持一致的电压输出。至少在某些实施例中，控制器104通过将最小的初始的控制信号偏移至与最大的初始的控制信号对齐(上升沿和下降沿)来提供第二组修改的控制信号。接着，控制器104能够基于第二组修改的控制信号来测量流经分流电阻器112的Idc。依据某些实施例，第二组修改的控制信号使控制器104能够在单个控制信号周期内基于一次直接的测量和两次推导的测量来确定换流器102的电流输出(Ia、Ib、Ic)。
依据至少某些实施例，控制器104包括数字信号处理器(DSP)。除了其他特征以外，该DSP应能够动态地对分流电阻器112两端的电压进行采样(ADC采样)，计算换流器102的电流输出(Ia、Ib、Ic)，并且向换流器102提供控制信号。图5A示出了依据本公开实施例的DSP系统500。如图5A中所示，DSP系统500包括能够执行此处所述功能的DSP 501。DSP 501可以对应于图1的控制器104。在至少某些实施例中，DSP 501代表TMS320F28架构或其他DSP架构。
在图5A中，DSP 501包括耦合到不同的补充电路502、504、506、508、510、512、514及516的各种输入和输出。更具体地说，DSP 501的复位输入(XRS/WD)耦合到复位电路514。DSP 501的锁相环(PLL)输入耦合到晶体振荡器或其他外部振荡器512。DSP 501的通信(COM)端口耦合到通信收发器516。DSP 501的外部接口(XINTF)端口耦合到外部存储器508。同样地，用于DSP 501的各种电源输入耦合到电源管理电路510。
对于本公开，特别感兴趣的是DSP 501的ADC输入(ADCINAx/Bx)和控制信号输出(VDDA18)。如图所示，ADC输入耦合到模拟信号处理电路502。图5B示出了依据本公开实施例的图5A的模拟信号处理电路的部件。图5B的部件包括分流电阻器112，其值被选择以保证低耗散功率RI2和/或压降(Vshunt)足够大以实现合理的ADC缩放增益。例如，为了在-10安培至10安培之间的Idc下实现ADC输入范围在0-5伏特之间，可以使用值为25mΩ的分流电阻器(最大2.5瓦耗散)和增益为10的运算放大器(op amp)。该运算放大器应具有足够高的带宽以检测Idc转变。此外，如果ADC输入被缩放在0-5伏特范围内，则可以将2.5V的偏置电压施加于ADC输入。此外，如果op amp电源是15V，则用箝位二极管将ADC输入电压限制到5V。对于图5B给出的示例中，
Figure BPA00001259700400071
因为Rshunt的值是已知的并且可以从ADC输入确定Vshunt的值，所以DSP 501能够确定Ishunt的值。依据至少某些实施例，换流器(例如换流器102)的Ishunt＝Idc。
回到DSP 501的控制信号输出(VDDA18)，图5A示出了这些控制信号输出被提供给PWM接口/驱动电路504。基于此控制信号，PWM接口/驱动电路504向PWM负载506提供PWM信号。依据至少某些实施例，PWM负载506对应于换流器(例如换流器102)。因为DSP501为换流器102提供控制信号，所以DSP 501能够专门将Ishunt与换流器102的Ia、Ib或Ic输出中的一个相关联。DSP 501可以直接识别Ia、Ib或Ic，或者可以通过确定电流中两个的组合值并且利用公式Ia+Ib+Ic＝0计算剩余的电流，从而推导Ia、Ib或Ic。如果换流器102被控制为在单个PWM周期期间输出Ia，、Ib，或Ic中的每一个，则DSP 501能够在单个PWM周期期间多次对Ishunt进行采样以确定Ia、Ib和Ic。随后DSP 501可以基于Ia、Ib和Ic的所确定的值调整用于换流器102的控制信号。
图5C图示说明了依据本公开实施例的DSP 520的部件。DSP 520可以对应于图5A的DSP 501或另一DSP实施例。如图5C中所示，DSP 520包括耦合到存储器522的处理器核530，所述存储器存储换流器控制指令524。在替换实施例中，换流器控制指令524并非存储在DSP 520中，而是经由外部通信接口(例如耦合到外部存储器的通信接口)提供。处理器核530还耦合到提供电压采样(例如Vshunt采样)的ADC 526并且耦合到PWM控制线528。如图所示，PWM控制线528的输出可以被提供给外部PWM驱动器。
依据至少某些实施例，换流器控制指令524使处理器核530检查一组初始的PWM控制信号的时序参数，并且当PWM控制信号中至少两个在彼此的时间预定量内有效时，识别ADC 526的测量冲突。如果存在测量冲突，则换流器控制指令524使处理器核心530向PWM控制线528提供第一组修改的PWM控制信号。第一组修改的PWM控制信号避免了测量冲突并且具有近似等于该组初始的PWM控制信号的电压向量。在至少某些实施例中，处理器核530通过以下步骤来生成第一组修改的PWM控制信号：使具有最小宽度的初始的PWM控制信号无效，减小与测量冲突相关的另外两个初始的PWM控制信号的占空比，以及在相反方向上偏移减小的PWM控制信号。基于第一组修改的PWM控制信号，换流器控制指令524使处理器核530基于ADC采样来确定三相换流器的电流输出(Ia、Ib、Ic)，所述ADC采样使得能够直接计算换流器相电流中的两个并且推导计算换流器相电流中的一个。在至少某些实施例中，基于第一组修改的PWM控制信号确定Ia、Ib、Ic的测量是在单个PWM周期内执行的，以便PWM控制信号的下一个周期可以基于最近的Ia、Ib、Ic测量。
如果不存在测量冲突，则换流器控制指令524使处理器核530向PWM控制线提供第二组修改的PWM控制信号。第二组修改的PWM控制信号具有近似等于该组初始的PWM控制信号的电压向量。在至少某些实施例中，处理器核530通过将初始组的最小控制信号(例如具有最小占空比的控制信号)偏移至与初始组的最大控制信号对齐(上升沿或下降沿)，从而生成第二组修改的控制信号。基于第二组修改的PWM控制信号，换流器控制指令524使处理器核530基于ADC采样来确定三相换流器的电流输出，所述ADC采样使得能够直接计算换流器相电流中的一个并且推导计算换流器相电流中的两个。在至少某些实施例中，基于第二组修改的PWM控制信号来确定Ia、Ib、Ic的测量是在单个PWM周期内执行的，以便PWM控制信号的下一个周期可以基于最近的Ia、Ib、Ic测量。
图6A至6C示出了依据本公开实施例的、一组初始的控制信号到第一组修改的控制信号的转变。图6A中，三个PWM信号PWMA、PWMB和PWMC被示为具有持续时间
Figure BPA00001259700400091
的第一控制态(011)、持续时间t0的第二控制态(111)以及持续时间
Figure BPA00001259700400092
的第三控制态(011)。通常，控制信号PWMA、PWMB和PWMC提供多达八种不同的控制态(000，001，010，011，100，101，110，111)，这里第一位数对应PWMA，第二位数对应PWMB，第三位数对应PWMC(“0”为无效状态而“1”为有效状态)。因此在图6A中，第一控制态(011)对应于当PWMA无效而PWMB和PWMC有效时的情况。第二控制态(111)对应于当PWMA、PWMB和PWMC全部有效时的情况。第三控制态(011)又对应于当PWMA无效而PWMB和PWMC有效时的情况。如之前所提到的，当控制态为111时Idc＝0。因此，在第二控制态(持续时间t0)期间测量Idc不会提供有用的信息。此外，第一和第三控制态是相同的并且通过在第一和第三控制态之一或两者期间测量Idc将只能推导一个电流。图6A的情形代表Idc的测量冲突，在其中即使知道PWM控制信号，也并非所有的三相换流器的电流输出(Ia、Ib和Ic)都可以被确定(即可以确定Ia，但是不能确定Ib和Ic)。
图6B示出了补偿图6A的测量冲突的中间阶段。如图6B中所示，PWMA被消除，并且PWMB和PWMC被减小了与第二控制态(111)的持续时间(t0)大致相等的量。图6C示出了补偿图6A的测量冲突的最终阶段。如图6C中所示，PWMB和PWMC减小后的版本被偏移量t2。更具体来讲，PWMB被前移
Figure BPA00001259700400093
且PWMC被后移
Figure BPA00001259700400094
通常，只要测量冲突被克服(Ia、Ib和Ic在单个PWM周期中是可测量的)并且偏移不会将任何控制信号延伸超出初始的PWM周期的边界，偏移量就可以改变。
借助图6C的控制信号，可以在单个PWM周期期间确定三相换流器的所有三个电流输出(Ia、Ib和Ic)。具体地说，在t3期间，可以基于Rshunt的值和Vshunt测量直接确定Ib。在t4期间，可以基于Rshunt的值和Vshunt测量推导Ia，所述Rshunt的值和Vshunt测量确定Ib和Ic的总值。之后利用公式Ia+Ib+Ic＝0推导Ia。在t5期间，可以基于Rshunt的值和Vshunt测量确定Ic。
图6D示出了图6A中的该组初始的控制信号的电压向量与图6C中的第一组修改的控制信号的电压向量的对比。如图6D中所示，第一组修改的控制信号的电压向量与该组初始的控制信号相等。换句话说，
( 011 ) × ( t 1 2 ) × 2 = ( 011 ) × ( t 1 - t 2 ) + ( 010 ) × ( t 2 ) + ( 001 ) × ( t 2 ) .
类似的控制信号修改技术可以实现于当PWMA与PWMC之间存在测量冲突时的情况。在此情况下，PWMB被消除，PWMA和PWMC被减小，并且PWMA和PWMC都被偏移以克服测量冲突，如针对图6B及图6C所述的。类似的控制信号修改技术可以实现于当PWMA与PWMB之间存在测量冲突时的情况。在此情况下，PWMC被消除，PWMA和PWMB被减小，并且PWMA和PWMB都被偏移以克服测量冲突，如针对图6B及图6C所述的。对于每个替换修改，该组修改的控制信号的电压向量与该组初始的控制信号的电压向量近似相等。
图7A至7B示出了依据本公开实施例的、一组初始的控制信号到第二组修改的控制信号的转变。在图7A中，三个PWM信号PWMA、PWMB和PWMC被示为具有持续时间
Figure BPA00001259700400102
的第一控制态(100)、持续时间
Figure BPA00001259700400103
的第二控制态(110)、持续时间t3的第三控制态(111)、持续时间
Figure BPA00001259700400104
的第四控制态(110)以及持续时间
Figure BPA00001259700400105
的第五控制态(110)。如之前所讨论的，控制信号PWMA、PWMB和PWMC提供多达八种不同的控制态(000，001，010，011，100，101，110，111)，这里第一位数对应PWMA，第二位数对应PWMB，第三位数对应PWMC(“0”为无效状态而“1”为有效状态)。因此在图7A中，第一控制态(100)对应于当PWMA有效而PWMB和PWMC无效时的情况。第二控制态(110)对应于当PWMA和PWMB有效而PWMC无效时的情况。第三控制态(111)对应于当PWMA、PWMB和PWMC全部有效时的情况。第四控制态(110)又对应于当PWMA和PWMB有效而PWMC无效时的情况。第五控制态(100)对应于当PWMA有效而PWMB和PWMC无效时的情况。
如图7B中所示，PWMC被偏移，使得PWMC的下降沿与PWMA的下降沿对齐。对于至少某些实施例，通过偏移最小控制信号(例如具有最小占空比的控制信号)使得最小控制信号的下降沿与最大控制信号(例如具有最大占空比的控制信号)的下降沿对齐，以此来提供第二组修改的控制信号。替换地，通过偏移最小控制信号使得最小控制信号的上升沿与最大控制信号的上升沿对齐，以此来提供第二组修改的控制信号。
借助图7B的控制信号，可以在单个PWM周期期间确定三相换流器的所有三个电流输出(Ia，Ib和Ic)。具体地说，在t4期间，可以基于Rshunt的值和Vshunt测量直接确定Ia。在t5期间，可以基于Rshunt的值和Vshunt测量推导Ic，所述Rshunt的值和Vshunt测量确定Ia和Ib的总值。之后利用公式Ia+Ib+Ic＝0推导Ic。在t3期间，可以基于Rshunt的值和Vshunt测量推导Ib，所述Rshunt的值和Vshunt测量确定Ia和Ic的总值。之后利用公式Ia+Ib+Ic＝0推导Ib。
图7C示出了图7A中的该组初始的控制信号的电压向量与图7B中的第二组修改的控制信号的电压向量的对比。如图7C中所示，第二组修改的控制信号的电压向量与该组初始的控制信号相等。换句话说，(100)×(t1)+(110)×(t2)＝(100)×(t1-t3)+(110)×(t2+t3)+(101)×(t3)。
类似的控制信号修改技术可以实现于当不存在测量冲突时并且当PWMC为最小控制信号且PWMB为最大控制信号时的情况。在此情况下，PWMC被偏移，使得PWMC的下降沿与PWMB的下降沿对齐。替换地，PWMB的上升沿与PWMC的上升沿对齐。
类似的控制信号修改技术可以实现于当不存在测量冲突时并且当PWMB为最小控制信号且PWMA为最大控制信号时的情况。在此情况下，PWMB被偏移，使得PWMB的下降沿与PWMA的下降沿对齐。替换地，PWMB的上升沿与PWMA的上升沿对齐。类似的控制信号修改技术可以实现于当不存在测量冲突时并且PWMB为最小控制信号且PWMC为最大控制信号时的情况。在此情况下，PWMB被偏移，使得PWMB的下降沿与PWMC的下降沿对齐。替换地，PWMB的上升沿与PWMC的上升沿对齐。
类似的控制信号修改技术可以实现于当不存在测量冲突时并且当PWMA为最小控制信号且PWMC为最大控制信号时的情况。在此情况下，PWMA被偏移，使得PWMA的下降沿与PWMC的下降沿对齐。替换地，PWMA的上升沿与PWMC的上升沿对齐。类似的控制信号修改技术可以实现于当不存在测量冲突时并且PWMA为最小控制信号且PWMB为最大控制信号时的情况。在此情况下，PWMA被偏移，使得PWMA的下降沿与PWMB的下降沿对齐。替换地，PWMA的上升沿与PWMB的上升沿对齐。对于这些不同的情形，每一组修改的控制信号的电压向量与该组初始的控制信号相等。
图8示出了依据本公开实施例的方法800。该方法800被用来例如确定三相换流器的每个电流输出。该方法800可以由DSP或换流器的其他控制器执行。如图所示，方法800包括检查换流器的一组初始的控制信号(框802)并且当控制信号中的至少两个在彼此的预定时间内有效时，识别是否存在测量冲突(框804)。如果存在测量冲突(决策框806)，则方法800包括通过偏移与该测量冲突相关的至少一个控制信号的位置来向换流器提供第一组修改的控制信号(框808)。依据至少某些实施例，框808中的偏移将与测量冲突相关的控制信号分开至少预定的模数转换器(ADC)采样和保持(S/H)时间周期。框808中提供第一组修改的控制信号还可以包括使该组初始的控制信号中的一个(例如与测量冲突无关的控制信号)无效。框808中提供第一组修改的控制信号还可以包括将与测量冲突相关的每个控制信号的占空比减小与被无效的控制信号相等的量。在至少某些实施例中，第一组修改的控制信号维持与该组初始的控制信号近似相等的电压向量。
框810中，方法800基于第一组修改的控制信号来测量流经分流电阻器的电流(换流器的输入电流和输出电流流经旁路电路器)。依据至少某些实施例，基于第一组修改的控制信号来测量流经分流电阻器的电流使得能够在单个控制信号周期内，基于两次直接的电流测量和一次推导的电流测量来确定三相换流器的电流输出。
如果不存在测量冲突(决策框806)，则方法800包括通过偏移至少一个控制信号的位置来向换流器提供第二组修改的控制信号(框812)。在至少某些实施例中，框812中提供第二组修改的控制信号包括偏移最小控制信号(例如具有最小占空比的控制信号)，使得最小控制信号的下降沿与最大控制信号(例如具有最大占空比的控制信号)的下降沿对齐。替换地，框812中提供第二组修改的控制信号包括偏移最小控制信号，使得最小控制信号的上升沿与最大控制信号的上升沿对齐。第二组修改的控制信号优选维持与该组初始的控制信号近似相等的电压向量。
框814中，方法800包括基于第二组修改的控制信号测量流经分流电阻器的电流。依据至少某些实施例，基于第二组修改的控制信号测量流经分流电阻器的电流使得能够在单个控制信号周期内，基于一次直接的电流测量和两次推导的电流测量来确定三相换流器的电流输出。
上述讨论旨在说明本发明的原理和各种实施例。一旦充分理解上述公开，许多其他的变型和修改对本领域技术人员而言将变得显而易见。意在将下述权利要求解释为涵盖所有这样的变型和修改。

Claims (20)

1.一种用于确定三相换流器的每个电流输出的方法，包括：
检查用于所述换流器的一组初始的控制信号；
当所述控制信号中的至少两个在彼此的时间预定量内有效时，识别测量冲突；
如果存在测量冲突，则通过偏移与所述测量冲突相关的至少一个控制信号的位置来向所述换流器提供第一组修改的控制信号；以及
基于所述第一组修改的控制信号测量流经分流电阻器的电流。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述基于所述第一组修改的控制信号测量流经分流电阻器的电流使得能够在单个控制信号周期内，基于两次直接的电流测量和一次推导的电流测量来确定所述三相换流器的电流输出。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述偏移将与所述测量冲突相关的控制信号分开至少预定的模数转换器采样和保持时间周期。
4.根据权利要求1所述的方法，其中提供所述第一组修改的控制信号包括使该组初始的控制信号中的一个无效。
5.根据权利要求4所述的方法，其中提供所述第一组修改的控制信号包括将与所述测量冲突相关的每个控制信号的占空比减小与被无效的控制信号相等的量。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一组修改的控制信号维持与该组初始的控制信号近似相等的电压向量。
7.根据权利要求1所述的方法，还包括如果不存在测量冲突，则：
通过偏移至少一个控制信号的位置来向所述换流器提供第二组修改的控制信号；
基于所述第二组修改的控制信号测量流经分流电阻器的电流。
8.根据权利要求7所述的方法，其中所述基于所述第二组修改的控制信号测量流经分流电阻器的电流使得能够在单个控制信号周期内，基于一次直接的电流测量和两次推导的电流测量来确定所述三相换流器的电流输出。
9.根据权利要求7所述的方法，其中所述第二组修改的控制信号维持与该组初始的控制信号近似相等的电压向量。
10.一种电子装置，包括：
三相换流器；
耦合到所述三相换流器的分流电阻器；以及
耦合到所述换流器的控制逻辑，其中所述控制逻辑通过以下步骤确定所述三相换流器的每个电流输出：
检查用于所述换流器的一组初始的控制信号；
当该组初始的控制信号中的至少两个在彼此的时间预定量内有效时，识别测量冲突；
如果存在测量冲突，则向所述三相换流器提供第一组修改的控制信号，所述第一组修改的控制信号避免了所述测量冲突并且具有与该组初始的脉冲宽度调制控制信号近似相等的电压向量；以及
基于所述第一组修改的控制信号测量流经所述分流电阻器的电流。
11.根据权利要求10所述的电子装置，其中对于所述第一组修改的控制信号，所述控制逻辑基于两次直接的电流测量和一次推导的电流测量来确定所述三相换流器的电流输出。
12.根据权利要求10所述的电子装置，其中所述控制逻辑通过以下步骤提供所述第一组修改的控制信号：使初始的控制信号中的一个无效，减小与所述测量冲突相关的两个初始的控制信号的“开”周期，并且在相反方向上偏移具有减小的“开”周期的控制信号。
13.根据权利要求10所述的电子装置，其中如果不存在测量冲突，则所述控制逻辑通过以下步骤确定所述三相换流器的每个电流输出：
向所述换流器提供第二组修改的控制信号，所述第二组修改的控制信号具有与该组初始的控制信号近似相等的电压向量；以及
基于所述第二组修改的控制信号测量流经分流电阻器的电流。
14.根据权利要求13所述的电子装置，其中对于所述第二组修改的控制信号，所述控制逻辑基于一次直接的测量和两次推导的测量确定所述三相换流器的电流输出。
15.根据权利要求10所述的电子装置，其中所述控制逻辑包括具有脉冲宽度调制控制线和模数转换器输入线的数字信号处理器。
16.一种用于确定三相换流器的每个电流输出的数字信号处理器，包括：
脉冲宽度调制控制线；
模数转换器；
耦合到所述脉冲宽度调制控制线和所述模数转换器的处理器；以及
耦合到所述处理器的存储器，其中所述存储器存储指令，所述指令使处理器执行以下步骤：
检查一组初始的脉冲宽度调制控制信号的时序参数；
当所述脉冲宽度调制控制信号中的至少两个在彼此的时间预定量内有效时，为所述模数转换器识别测量冲突；
如果存在测量冲突，则向所述脉冲宽度调制控制线提供第一组修改的脉冲宽度调制控制信号，其中所述第一组修改的脉冲宽度调制控制信号避免所述测量冲突并且具有与该组初始的控制信号近似相等的电压向量；以及
利用模数转换器采样，基于所述第一组修改的脉冲宽度调制控制信号确定三相换流器的每个电流输出。
17.根据权利要求16所述的数字信号处理器，其中对于所述第一组修改的脉冲宽度调制控制信号，所述指令使所述处理器基于模数转换器采样来确定所述三相换流器的电流输出，所述模数转换器采样使得能够直接计算所述相电流中的两个并且推导计算所述相电流中的一个。
18.根据权利要求16所述的数字信号处理器，其中所述指令使处理器通过以下步骤来生成所述第一组修改的脉冲宽度调制控制信号：使初始的脉冲宽度调制控制信号中的一个无效，减小与所述测量冲突相关的两个初始的脉冲宽度调制控制信号的占空比，并且在相反方向上偏移被减小的脉冲宽度调制控制信号。
19.根据权利要求16所述的数字信号处理器，其中如果不存在测量冲突，则所述指令使所述处理器执行以下步骤：
向所述脉冲宽度调制控制线提供第二组修改的脉冲宽度调制控制信号，所述第二组修改的脉冲宽度调制控制信号具有与该组初始的脉冲宽度调制控制信号近似相等的电压向量；以及
利用模数转换器采样，基于所述第二组修改的脉冲宽度调制控制信号确定三相换流器的每个电流输出。
20.根据权利要求19所述的数字信号处理器，其中对于所述第二组修改的脉冲宽度调制控制信号，所述指令使所述处理器基于模数转换器采样来确定所述三相换流器的电流输出，所述模数转换器采样使得能够直接计算所述相电流中的一个并且推导计算所述相电流中的两个。
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