JP3814153B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ装置などの電力変換装置に係り、特に、シャント抵抗による電流検出器を備えたパルス幅変調制御方式の電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ装置は、近年、誘導電動機など交流電動機の運転に広く用いられ、これにより可変速運転による利点が充分に享受できるようになっているが、このとき、その制御に負荷電流の検出を要する場合がある。
そして、この負荷電流の検出には、ホール素子型電流センサや、シャント抵抗型電流検出回路が従来から採用されている。
【０００３】
ここで、ホール素子型電流センサとは、環状の磁性体の一部にホール素子を設け、この磁性体に負荷電流が流れる電線を巻付けたり貫通させたりすることにより、負荷電流が作り出す磁束をホール素子で電圧に変換する電流センサのことであり、この場合、検出対象となる電路から電気的に隔離された検出信号が得られるというメリットがある。
【０００４】
同じく、ここでシャント抵抗型電流検出回路とは、要するに、負荷電流が流れる電路に直列に挿入した抵抗器を用い、その両端子間に、負荷電流により現われる電圧降下を取り出し、検出信号とする回路のことで、従って、かなり低コストで済むので、従来からかなり広く用いられている。
【０００５】
ここで、図５は、従来技術の一例として、ＰＷＭ(パルス・ワイド・モジュレーション：パルス幅変調)制御方式のインバータ装置を対象として、これにホール素子型電流センサと、シャント抵抗型電流検出回路の双方を適用した場合について示したもので、ここで、ホール素子型電流センサと、シャント抵抗型電流検出回路の双方が示されているのは説明のためで、実際には何れか一方を設ければよいことは言うまでもない。
【０００６】
この図５は、一般的なＰＷＭ方式のインバータ装置を対象としたもので、ダイオード整流器からなるコンバータ部(順変換部)２と、このコンバータ部２から出力される直流電力が入力されるＰＷＭ制御方式のインバータ部(逆変換部)３、それにコンバータ部２とインバータ部３の間の直流部に接続された平滑用のコンデンサ(キャパシタ)５で構成された主回路を備えている。
【０００７】
そして、コンバータ部２に、電力源となる商用電源１から交流電力が入力されると、コンデンサ５で平滑化された直流電力がインバータ部３に供給され、ここで、インバータ部３の半導体スイッチング素子がＰＷＭ制御されることにより、直流電力が所定の電圧と所定の周波数の交流電力に変換され、この結果、誘導電動機などの負荷４に可変電圧可変周波数の電力が供給されることになる。
【０００８】
このとき、インバータ部３にある半導体スイッチング素子のＰＷＭ信号によるオン(導通)、オフ(遮断)制御は、図示のように、タイミング回路とドライバ回路を介して、計算機(コンピュータ)により実行されるが、このとき、計算機による制御には、負荷５に流れる電流の値、つまり負荷電流値が必要になる。
【０００９】
ここで、この検出には、上記したように、ホール素子型電流センサを用いる方法と、シャント抵抗型電流検出回路を用いる方法がある。
そして、まず、ホール素子型電流センサを用いたときは、図示のように、この電流センサをインバータ部３の負荷４の間に直列に接続し、これによる検出結果をＡ／Ｄ変換して計算機に入力する。
【００１０】
一方、シャント抵抗型電流検出回路を用いたときは、図示のように、シャント抵抗をコンバータ部２とインバータ部３の間に直列に接続する。そして、このシャント抵抗に負荷電流が流れることにより現われる電圧降下を、第１のローパスフィルタと増幅器、それに第２のローパスフィルタを介して、一旦、Ｓ＆Ｈ回路(サンプルホールド回路)に取り込む。
【００１１】
ここで、このＳ＆Ｈ回路は、図示のように、タイミング回路からＳ＆Ｈ制御信号が入力されていて、シャント抵抗の両端の電圧を、ＰＷＭ制御に同期してサンプルホールドして、この後、このＳ＆Ｈ回路の出力をＡ／Ｄ変換して計算機に入力するようになっている。
なお、このようなシャント抵抗を用いたインバータ装置については、例えば、特開平８−１９２６３号公報の開示を挙げることができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、ＰＷＭ制御に伴う高周波ノイズに充分な配慮がされているとは言えず、負荷電流検出精度の向上とコスト抑制に問題があった。
すなわち、ＰＷＭ制御方式の場合、電流が断続されるため、電力線や負荷系統に存在する浮遊キャパシタンスや浮遊インダクタンスにより、ＰＷＭ制御に同期して、断続的に高周波ノイズが線路に流れる。
【００１３】
このとき、まず、ホール素子型電流センサの場合、そこに用いられている磁性体に渦電流が発生し、発熱して性能が低下してしまう虞れがあった。
また、このホール素子型電流センサは、比較的高価なホール素子や大きな磁性体を必要とするため、低価格化と小形化に問題があった。
【００１４】
一方、シャント抵抗型電流検出回路は、安価な電子部品で構成できるか、電力線を流れる高周波ノイズが信号に重畳されてしまうため、サンプルホールドすべきタイミングによって検出結果の精度が著しく悪化してしまうという問題があった。
【００１５】
ここで、図５に示した従来技術では、図示のように、Ｓ＆Ｈ回路の入力にローパスフィルタを設け、更に増幅器の前段にもローパスフィルタを設けるなどの方法より、ノイズの波高値を抑えると言った対策が施されている。
【００１６】
しかし、この場合は、スイッチング素子の入力信号の幅が狭くなったとき、つまりＰＷＭ制御におけるパルスのデューティが大きくなったとき、挿入してあるローパスフィルタの影響により、Ｓ＆Ｈ回路のホールドデータが入力信号の波高値より小さくなり、検出結果に誤差を生じ、制御の精度が低下していまうという問題があった。
【００１７】
本発明の目的は、シャント抵抗型電流検出回路による負荷電流の検出が正確に且つ容易に得られるようにして、高精度制御特性の電力変換装置を低価格で提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、パルス幅変調制御型インバータ部の入力にシャント抵抗を備え、当該シャント抵抗により検出した電流をサンプルホールドしてレジスタに上書きし、このレジスタに上書きされてゆく電流値により前記パルス幅変調制御型インバータ部を制御する方式の電力変換装置において、前記パルス幅変調制御型インバータ部に供給されるパルス幅変調信号のパルス幅を検出し、検出したパルス幅が所定値以下になったことを検出する誤検出手段を設け、この誤検出手段の出力により、前記レジスタに対する前記電流値の上書きを禁止させるようにして達成される。
【００１９】
同じく上記目的は、パルス幅変調制御型インバータ部の入力にシャント抵抗を備え、当該シャント抵抗により検出した電流をサンプルホールドしてレジスタに上書きし、このレジスタに上書きされてゆく電流値により前記パルス幅変調制御型インバータ部を制御する方式の電力変換装置において、前記パルス幅変調制御型インバータ部に供給されるパルス幅変調信号のパルス幅と前記シャント抵抗により検出した電流に含まれる高周波ノイズの幅を比較し、前記パルス幅に対する前記ノイズの幅の比率が所定値以下になったことを検出する誤検出手段を設け、この誤検出手段の出力により、前記レジスタに対する前記電流値の上書きを禁止させるようにしても達成される。
【００２０】
このとき、前記誤検出手段は、前記サンプルホールドのためのサンプルホールド制御信号に基づいて、前記パルス幅を検出するものでもよく、前記シャント抵抗の出力に基づいて、前記パルス幅を検出するものでもよい。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による電力変換装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
【００２２】
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の一例で、ダイオード整流器からなるコンバータ部２と、このコンバータ部２から出力される直流電力が入力されるＰＷＭ制御方式のインバータ部３、それにコンバータ部２とインバータ部３の間の直流部に接続された平滑用のコンデンサ５で構成された主回路を備えている点は、図５で説明した従来技術と同じである。
【００２３】
そして、コンバータ部２に、電力源となる商用電源１から交流電力が入力されると、コンデンサ５で平滑化された直流電力がインバータ部３に供給され、ここで、インバータ部３の半導体スイッチング素子がＰＷＭ制御されることにより、直流電力が所定の電圧と所定の周波数の交流電力に変換され、この結果、誘導電動機などの負荷４に可変電圧可変周波数の電力が供給される点も、図５で説明した従来技術と同じである。
【００２４】
更に、ここで、インバータ部３にある半導体スイッチング素子のＰＷＭ制御についても、タイミング回路１１とドライバ回路１０を介して、計算機７により実行されるが、このとき、図示のように、シャント抵抗６をコンバータ部２とインバータ部３の間に直列に接続し、このシャント抵抗６に負荷電流が流れることにより現われる電圧降下を、一旦、Ｓ＆Ｈ回路８で、タイミング回路１１から供給されているＳ＆Ｈ制御信号により、ＰＷＭ制御に同期してサンプルホールドし、この後、このＳ＆Ｈ回路８の出力をＡ／Ｄ変換器９でディジタル信号にし、計算機７に入力するようになっている点も、図５の従来技術と同じである。
【００２５】
なお、図５では説明を省略したが、この図１の実施形態では、インバータ部３から負荷５に供給される交流電力の電圧値や周波数については、図示してない外部の設定器や上位のコンピュータなどから、計算機７に入力されるようになっており、この点も、図５の従来技術と同じである。
【００２６】
ここで、更に説明を補足すると、この図１の実施形態では、計算機７で演算されるＰＷＭ制御結果に従って、ンバータ部３の半導体スイッチング素子がオンオフ制御され、負荷４に交流電力が供給されるが、このとき、インバータ部３に直列にシャント抵抗６を接続すると、負荷４に流れる電流(負荷電流)の一部が櫛波状の電流としてシャント抵抗６に流れる。
【００２７】
ここで、この負荷電流を検出するには、シャント抵抗６の出力である櫛波波形の中から、負荷電流に相当する電圧波形をサンプリングする必要がある。
そこで、タイミング制御回路１１を用いて、ＰＷＭ制御信号からサンプリングに必要なタイミングを生成してＳ＆Ｈ回路８を制御し、その検出結果をＡ／Ｄ変換器９でディジタル信号に変換して計算機７に入力するのである。
【００２８】
そして、計算機７では、次のＰＷＭ制御信号を生成し、その生成されたＰＷＭ制御信号がドライブ回路１５を介してインバータ部３に入力され、負荷４に供給すべき交流電力を制御することになる。
【００２９】
従って、この図１に示した実施形態が、図５の従来技術と異なる点は、誤検出回路１２が設けられている点と、更には過電流保護回路１３が設けられている点にある。
そこで、以下、これら誤検出回路１２と過電流保護回路１３について詳細に説明する。
【００３０】
まず、ここで、近年、インバータ部３を構成する半導体素子の性能が大きく改善され、高速化が進んだ結果、半導体スイッチング素子がオンオフ動作する際に高いｄＶ／ｄｔ(インバータ部３の出力電位の急峻な変化)が生じる。
このことは、それ自体でみると、スイッチングの高速化を意味するので、本来は好ましいことではある。
【００３１】
しかし、副次的な作用として、負荷４やケーブル間に寄生する容量のため、これらを介してインバータ部３と対地間及びシャント抵抗６に漏れ電流が現われ、図２に示すように、シャント抵抗出力に高周波ノイズ１４が重畳されてしまい、検出結果に誤差が現われてしまう虞れがある。
なお、このことが、従来技術の問題点であることは、上記した通りである。
【００３２】
そこで、この実施形態では、誤検出回路１２を設け、Ｓ＆Ｈ回路８に供給されるタイミング制御信号の幅が、例えば数μ秒と短くなったとき、計算機７と過電流保護回路１３に、負荷電流の検出結果に異常が現われたことが知らされるようにしたものである。
【００３３】
このため、誤検出回路１２は、タイミング制御回路１１からＳ＆Ｈ回路８に供給されているＳ＆Ｈ制御信号を入力し、これからサンプル期間の幅を検出し、この検出結果を、予め設定してある所定の基準幅データと比較し、サンプル期間の幅が基準幅データにより与えられる幅より大きくなっているときと、サンプル期間の幅が基準幅データにより与えられる幅未満になったときとが識別できるようになっている誤検出信号を発生する働きをする。
【００３４】
このためには、例えばＳ＆Ｈ制御信号を微分することにより、そのパルスの立上り時点と立ち下がり時点を検出し、所定のカウンタをセット／リセットし、カウンタの計測値を基準幅データと比較してやればよい。
【００３５】
この誤検出回路１２から出力される誤検出信号は、計算機７と過電流検出回路１３に供給され、この結果、計算機７と過電流検出回路１３では、シャント抵抗６の出力からサンプリングされた検出結果の中で、高周波ノイズ１４の影響が大きくなって、負荷電流の検出値としては誤差が多くなってしまっていることが計算機７や過電流検出回路１３で確認できるようにしたものである。
【００３６】
いま、上記したようにして高周波ノイズ１４が発生し、これが図２に示すように、シャント抵抗出力のパルスに乗ってしまったとする。
ところで、この場合でも、図２のサンプル(n)期間で示すように、サンプル期間の幅(継続時間：パルス幅)に比較して、高周波ノイズ１４が継続している幅が小さければ、シャント抵抗出力のパルスからみた負荷電流値の誤差は小さく、実用上は無視できる。
【００３７】
しかし、図２のサンプル(n＋1)期間で示すように、サンプル幅が、高周波ノイズ１４が継続している幅よりも狭くなってしまうと、高周波ノイズ１４が支配的になってしまい、負荷電流値には大きな誤差が含まれ、この結果、このままではインバータ部３のＰＷＭ制御の基礎となる負荷電流の検出値が、実際の負荷電流値からから離れてしまい、制御精度が低下してしまうことになる。
【００３８】
ここで、この実施形態では、誤検出回路１２が設けてあり、これは、上記したように、サンプル期間の幅が基準幅データにより与えられる幅未満になったときときと、そうでないときが識別できるようになっている誤検出信号が発生されるように構成してある。
【００３９】
そして、このとき、図２に示すように、サンプル(n)期間で示す状態が順次継続している間は“検出結果良好”を表わす状態(ここではハイレベル)にあり、サンプル(n＋1)期間で示す状態になったら、“検出検出不良”を表わす状態(同、ローレベル)になる誤検出信号が発生するように、つまり、サンプル(n＋1)期間で示す幅が上記した基準幅データに等しくなるように設定されている。
【００４０】
そこで、計算機７は、この誤検出信号を取り込み、それが検出結果良好を表わす状態にあるときは、Ａ／Ｄ変換器９から、各サンプル期間毎に取り込んだ信号を所定のレジスタに次々と上書きし、このレジスタに書込まれたデータを、ＰＷＭ制御の基礎となる負荷電流の検出値として使用し、インバータの制御を実行する。
【００４１】
そして、誤検出信号が検出結果不良を表わす状態に変わったら、そのときは、この時点からレジスタに対するデータの書込み更新を禁止し、その直前で、誤検出信号が検出結果良好を表わす状態にあったとき取り込んであったデータを、そのまま負荷電流の検出値として制御を実行し、この状態を、再び誤検出信号が検出結果良好を表わす状態になるまで継続させるのである。
【００４２】
ここで、ＰＷＭ制御方式のインバータでは、特別な場合を除き、出力に正弦波の電圧波形が得られるように、出力交流電力の各サイクル期間内でパルス幅を変化させているのが通例であり、このため、正弦波電圧のゼロクロス点の近傍の期間でＰＷＭ信号のパルス幅か狭くなっており、従って、主として、この期間で高周波ノイズ１４の影響が大きくなる。
【００４３】
そこで、誤検出回路１２に設定してある基準幅データを、このゼロクロス点の近傍におけるＰＷＭ信号のパルス幅よりも、所定値だけ大きくなるように設定することより、高周波ノイズ１４による影響がほとんど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによる制御が行なえることになる。
【００４４】
従って、この図１の実施形態によれば、シャント抵抗型電流検出回路における高周波ノイズ１４の影響が充分に抑えられることになり、高精度で低価格の電力変換装置を容易に得ることができる。
【００４５】
また、この図１の実施形態では、過電流保護回路１３にも誤検出信号が供給され、これにより、過電流保護回路１３でも、高周波ノイズ１４による影響がほとんど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによる過電流保護が行なえることになり、信頼性の高い保護動作を得ることができる。
【００４６】
次に、本発明の他の実施形態について説明すると、まず、図３は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の一例で、この実施形態が、図１で説明した実施形態と異なる点は、図１の実施形態における誤検出回路１２に代えて、誤検出回路１５を設けた点にある。
【００４７】
そして、この誤検出回路１５が、誤検出回路１２と異なる点は、その入力が、タイミング制御回路１１の出力であるＳ＆Ｈ制御信号ではなく、シャント抵抗６から供給されるシャント抵抗出力になっている点だけで、パルス幅検出機能と働きは、図１の実施形態と同じである。
【００４８】
ここで、図２を見れば明らかなように、シャント抵抗出力も、Ｓ＆Ｈ制御信号とほとんど同じパルス状になっており、異なっているのは、その波高値と、高周波ノイズ１４が乗っている点だけであるから、このシャント抵抗出力からも、ＰＷＭ信号のパルス幅が容易に、しかも確実に検出できることが判る。
【００４９】
従って、この図３に示した実施形態によっても、シャント抵抗型電流検出回路における高周波ノイズ１４の影響が充分に抑えられることになり、高精度で低価格の電力変換装置が容易に得られ、同じく、過電流保護回路１３でも、高周波ノイズ１４による影響がほとんど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによる過電流保護が行なえ、信頼性の高い保護動作が得られることになる。
【００５０】
更に、図４は、本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の一例で、この実施形態が、図１で説明した実施形態と異なる点は、２台の誤検出回路１２０、１５０を設けた上で、更にノイズ幅検出回路１６を設け、これら誤検出回路１２、１５によるパルス幅の監視についての信頼性が高められるようにした点にあり、その他の構成は、図１及び図３の実施形態と同じである。
【００５１】
ここで、ノイズ幅検出回路１６は、シャント抵抗出力の中に現われる高周波ノイズ１４の継続時間、つまりノイズ幅を検出する回路で、具体的には、シャント抵抗出力の各サンプル期間の立上り時点から高周波ノイズ１４が所定値に減衰するまでの時間を検出し、ノイズ幅検出値を出力する働きをする。
【００５２】
このため、例えば、シャント抵抗出力を微分し、微分出力が所定のレベルにある期間を、各サンプル期間の立上り時点からカウンタで計測し、ノイズ幅を検出するようにしてもよく、或いは、微分出力を更に積分し、このときの積分時定数からノイズの幅を検出するようにしてもよい。
【００５３】
そして、このノイズ幅検出回路１６の出力であるノイズ幅検出値は、誤検出回路１２０、１５０に供給され、Ｓ＆Ｈ制御信号又はシャント抵抗出力から検出されたサンプル期間幅とそれぞれ対比され、誤検出信号の発生にあずかる。
【００５４】
このため、これらの誤検出回路１２０、１５０は、まず、図１と図３の実施形態で説明した誤検出回路１２、１５と同じく、Ｓ＆Ｈ制御信号又はシャント抵抗出力を入力し、これらからサンプル期間の幅を検出する機能を備えている上、更に、こうして検出したサンプル期間の幅をノイズ幅検出回路１６から供給されるノイズ幅検出値と比較する機能が備えられている。
【００５５】
そして、これらの誤検出回路１２０、１５０は、サンプル期間の幅に対するノイズ幅検出値が、例えば８０％などの所定の割合に達するまでは、例えば図２に示した場合と同様、“検出結果良好”を表わす状態(例えばハイレベル)にあり、これ以上になったら“検出検出不良”を表わす状態(同、ローレベル)になる誤検出信号を発生するように構成されている。
【００５６】
従って、この図４に示した実施形態によっても、シャント抵抗型電流検出回路における高周波ノイズ１４の影響が充分に抑えられることになり、高精度で低価格の電力変換装置が容易に得られ、同じく、過電流保護回路１３でも、高周波ノイズ１４による影響がほとんど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによる過電流保護が行なえ、信頼性の高い保護動作が得られることになる。
【００５７】
しかも、この図４の実施形態の場合、電力変換装置を設置し、負荷４を接続して使用状態にしたとき、実際に発生される高周波ノイズ１４の幅に応じて“検出結果良好”を表わす状態と、“検出検出不良”を表わす状態の識別が得られることになる。
【００５８】
従って、この図４の実施形態によれば、電力変換装置の設置条件等で様々に変化する高周波ノイズ１４に対して、シャント抵抗出力の中の高周波ノイズ１４の影響を受け易い幅の狭い検出結果が計算機７や過電流検出回路１３で確認でき、この結果、更に高精度で高信頼性を備えた電力変換装置が容易に提供できる。
【００５９】
【発明の効果】
本発明によれば、シャント抵抗型電流検出回路を用いても、高周波ノイズによる精度低下の虞れがないので、高精度で高信頼の電力変換装置をローコストで容易に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電力変換装置の第１の実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の動作を説明するためのタイミング図である
【図３】本発明による電力変換装置の第２の実施形態を示すブロック構成図である。
【図４】本発明による電力変換装置の第３の実施形態を示すブロック構成図である。
【図５】従来技術により電力変換装置の一例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１ 商用電源
２ コンバータ部(順変換部：ダイオード整流器)
３ インバータ部(逆変換部)
４ 負荷(誘導電動機)
５ コンデンサ(キャパシタ)
６ シャント抵抗
７ 計算機(コンピュータ)
８ Ｓ＆Ｈ回路(サンプルホールド回路)
９ Ａ／Ｄ変換器
１０ ドライブ回路
１１ タイミング制御回路
１２ 誤検出回路
１３ 過電流保護回路
１４ 高周波ノイズ
１５ 誤検出回路(シャント抵抗出力での検出）
１６ ノイズ幅検出回路
１２０、１５０ 誤検出回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ装置などの電力変換装置に係り、特に、シャント抵抗による電流検出器を備えたパルス幅変調制御方式の電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータ装置は、近年、誘導電動機など交流電動機の運転に広く用いられ、これにより可変速運転による利点が充分に享受できるようになっているが、このとき、その制御に負荷電流の検出を要する場合がある。
そして、この負荷電流の検出には、ホール素子型電流センサや、シャント抵抗型電流検出回路が従来から採用されている。
【０００３】
ここで、ホール素子型電流センサとは、環状の磁性体の一部にホール素子を設け、この磁性体に負荷電流が流れる電線を巻付けたり貫通させたりすることにより、負荷電流が作り出す磁束をホール素子で電圧に変換する電流センサのことであり、この場合、検出対象となる電路から電気的に隔離された検出信号が得られるというメリットがある。
【０００４】
同じく、ここでシャント抵抗型電流検出回路とは、要するに、負荷電流が流れる電路に直列に挿入した抵抗器を用い、その両端子間に、負荷電流により現われる電圧降下を取り出し、検出信号とする回路のことで、従って、かなり低コストで済むので、従来からかなり広く用いられている。
【０００５】
ここで、図５は、従来技術の一例として、ＰＷＭ(パルス・ワイド・モジュレーション：パルス幅変調)制御方式のインバータ装置を対象として、これにホール素子型電流センサと、シャント抵抗型電流検出回路の双方を適用した場合について示したもので、ここで、ホール素子型電流センサと、シャント抵抗型電流検出回路の双方が示されているのは説明のためで、実際には何れか一方を設ければよいことは言うまでもない。
【０００６】
この図５は、一般的なＰＷＭ方式のインバータ装置を対象としたもので、ダイオード整流器からなるコンバータ部(順変換部)２と、このコンバータ部２から出力される直流電力が入力されるＰＷＭ制御方式のインバータ部(逆変換部)３、それにコンバータ部２とインバータ部３の間の直流部に接続された平滑用のコンデンサ(キャパシタ)５で構成された主回路を備えている。
【０００７】
そして、コンバータ部２に、電力源となる商用電源１から交流電力が入力されると、コンデンサ５で平滑化された直流電力がインバータ部３に供給され、ここで、インバータ部３の半導体スイッチング素子がＰＷＭ制御されることにより、直流電力が所定の電圧と所定の周波数の交流電力に変換され、この結果、誘導電動機などの負荷４に可変電圧可変周波数の電力が供給されることになる。
【０００８】
このとき、インバータ部３にある半導体スイッチング素子のＰＷＭ信号によるオン(導通)、オフ(遮断)制御は、図示のように、タイミング回路とドライバ回路を介して、計算機(コンピュータ)により実行されるが、このとき、計算機による制御には、負荷５に流れる電流の値、つまり負荷電流値が必要になる。
【０００９】
ここで、この検出には、上記したように、ホール素子型電流センサを用いる方法と、シャント抵抗型電流検出回路を用いる方法がある。
そして、まず、ホール素子型電流センサを用いたときは、図示のように、この電流センサをインバータ部３の負荷４の間に直列に接続し、これによる検出結果をＡ／Ｄ変換して計算機に入力する。
【００１０】
一方、シャント抵抗型電流検出回路を用いたときは、図示のように、シャント抵抗をコンバータ部２とインバータ部３の間に直列に接続する。そして、このシャント抵抗に負荷電流が流れることにより現われる電圧降下を、第１のローパスフィルタと増幅器、それに第２のローパスフィルタを介して、一旦、Ｓ＆Ｈ回路(サンプルホールド回路)に取り込む。
【００１１】
ここで、このＳ＆Ｈ回路は、図示のように、タイミング回路からＳ＆Ｈ制御信号が入力されていて、シャント抵抗の両端の電圧を、ＰＷＭ制御に同期してサンプルホールドして、この後、このＳ＆Ｈ回路の出力をＡ／Ｄ変換して計算機に入力するようになっている。
なお、このようなシャント抵抗を用いたインバータ装置については、例えば、特開平８−１９２６３号公報の開示を挙げることができる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、ＰＷＭ制御に伴う高周波ノイズに充分な配慮がされているとは言えず、負荷電流検出精度の向上とコスト抑制に問題があった。
すなわち、ＰＷＭ制御方式の場合、電流が断続されるため、電力線や負荷系統に存在する浮遊キャパシタンスや浮遊インダクタンスにより、ＰＷＭ制御に同期して、断続的に高周波ノイズが線路に流れる。
【００１３】
このとき、まず、ホール素子型電流センサの場合、そこに用いられている磁性体に渦電流が発生し、発熱して性能が低下してしまう虞れがあった。
また、このホール素子型電流センサは、比較的高価なホール素子や大きな磁性体を必要とするため、低価格化と小形化に問題があった。
【００１４】
一方、シャント抵抗型電流検出回路は、安価な電子部品で構成できるか、電力線を流れる高周波ノイズが信号に重畳されてしまうため、サンプルホールドすべきタイミングによって検出結果の精度が著しく悪化してしまうという問題があった。
【００１５】
ここで、図５に示した従来技術では、図示のように、Ｓ＆Ｈ回路の入力にローパスフィルタを設け、更に増幅器の前段にもローパスフィルタを設けるなどの方法より、ノイズの波高値を抑えると言った対策が施されている。
【００１６】
しかし、この場合は、スイッチング素子の入力信号の幅が狭くなったとき、つまりＰＷＭ制御におけるパルスのデューティが大きくなったとき、挿入してあるローパスフィルタの影響により、Ｓ＆Ｈ回路のホールドデータが入力信号の波高値より小さくなり、検出結果に誤差を生じ、制御の精度が低下していまうという問題があった。
【００１７】
本発明の目的は、シャント抵抗型電流検出回路による負荷電流の検出が正確に且つ容易に得られるようにして、高精度制御特性の電力変換装置を低価格で提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、パルス幅変調制御型インバータ部の入力にシャント抵抗を備え、当該シャント抵抗により検出した電流をサンプルホールドしてレジスタに上書きし、このレジスタに上書きされてゆく電流値により前記パルス幅変調制御型インバータ部を制御する方式の電力変換装置において、前記パルス幅変調制御型インバータ部に供給されるパルス幅変調信号のパルス幅を検出し、検出したパルス幅が所定値以下になったことを検出する誤検出手段を設け、この誤検出手段の出力により、前記レジスタに対する前記電流値の上書きを禁止させるようにして達成される。
【００１９】
同じく上記目的は、パルス幅変調制御型インバータ部の入力にシャント抵抗を備え、当該シャント抵抗により検出した電流をサンプルホールドしてレジスタに上書きし、このレジスタに上書きされてゆく電流値により前記パルス幅変調制御型インバータ部を制御する方式の電力変換装置において、前記パルス幅変調制御型インバータ部に供給されるパルス幅変調信号のパルス幅と前記シャント抵抗により検出した電流に含まれる高周波ノイズの幅を比較し、前記パルス幅に対する前記ノイズの幅の比率が所定値以下になったことを検出する誤検出手段を設け、この誤検出手段の出力により、前記レジスタに対する前記電流値の上書きを禁止させるようにしても達成される。
【００２０】
このとき、前記誤検出手段は、前記サンプルホールドのためのサンプルホールド制御信号に基づいて、前記パルス幅を検出するものでもよく、前記シャント抵抗の出力に基づいて、前記パルス幅を検出するものでもよい。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による電力変換装置について、図示の実施形態により詳細に説明する。
【００２２】
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の一例で、ダイオード整流器からなるコンバータ部２と、このコンバータ部２から出力される直流電力が入力されるＰＷＭ制御方式のインバータ部３、それにコンバータ部２とインバータ部３の間の直流部に接続された平滑用のコンデンサ５で構成された主回路を備えている点は、図５で説明した従来技術と同じである。
【００２３】
そして、コンバータ部２に、電力源となる商用電源１から交流電力が入力されると、コンデンサ５で平滑化された直流電力がインバータ部３に供給され、ここで、インバータ部３の半導体スイッチング素子がＰＷＭ制御されることにより、直流電力が所定の電圧と所定の周波数の交流電力に変換され、この結果、誘導電動機などの負荷４に可変電圧可変周波数の電力が供給される点も、図５で説明した従来技術と同じである。
【００２４】
更に、ここで、インバータ部３にある半導体スイッチング素子のＰＷＭ制御についても、タイミング回路１１とドライバ回路１０を介して、計算機７により実行されるが、このとき、図示のように、シャント抵抗６をコンバータ部２とインバータ部３の間に直列に接続し、このシャント抵抗６に負荷電流が流れることにより現われる電圧降下を、一旦、Ｓ＆Ｈ回路８で、タイミング回路１１から供給されているＳ＆Ｈ制御信号により、ＰＷＭ制御に同期してサンプルホールドし、この後、このＳ＆Ｈ回路８の出力をＡ／Ｄ変換器９でディジタル信号にし、計算機７に入力するようになっている点も、図５の従来技術と同じである。
【００２５】
なお、図５では説明を省略したが、この図１の実施形態では、インバータ部３から負荷５に供給される交流電力の電圧値や周波数については、図示してない外部の設定器や上位のコンピュータなどから、計算機７に入力されるようになっており、この点も、図５の従来技術と同じである。
【００２６】
ここで、更に説明を補足すると、この図１の実施形態では、計算機７で演算されるＰＷＭ制御結果に従って、ンバータ部３の半導体スイッチング素子がオンオフ制御され、負荷４に交流電力が供給されるが、このとき、インバータ部３に直列にシャント抵抗６を接続すると、負荷４に流れる電流(負荷電流)の一部が櫛波状の電流としてシャント抵抗６に流れる。
【００２７】
ここで、この負荷電流を検出するには、シャント抵抗６の出力である櫛波波形の中から、負荷電流に相当する電圧波形をサンプリングする必要がある。
そこで、タイミング制御回路１１を用いて、ＰＷＭ制御信号からサンプリングに必要なタイミングを生成してＳ＆Ｈ回路８を制御し、その検出結果をＡ／Ｄ変換器９でディジタル信号に変換して計算機７に入力するのである。
【００２８】
そして、計算機７では、次のＰＷＭ制御信号を生成し、その生成されたＰＷＭ制御信号がドライブ回路１５を介してインバータ部３に入力され、負荷４に供給すべき交流電力を制御することになる。
【００２９】
従って、この図１に示した実施形態が、図５の従来技術と異なる点は、誤検出回路１２が設けられている点と、更には過電流保護回路１３が設けられている点にある。
そこで、以下、これら誤検出回路１２と過電流保護回路１３について詳細に説明する。
【００３０】
まず、ここで、近年、インバータ部３を構成する半導体素子の性能が大きく改善され、高速化が進んだ結果、半導体スイッチング素子がオンオフ動作する際に高いｄＶ／ｄｔ(インバータ部３の出力電位の急峻な変化)が生じる。
このことは、それ自体でみると、スイッチングの高速化を意味するので、本来は好ましいことではある。
【００３１】
しかし、副次的な作用として、負荷４やケーブル間に寄生する容量のため、これらを介してインバータ部３と対地間及びシャント抵抗６に漏れ電流が現われ、図２に示すように、シャント抵抗出力に高周波ノイズ１４が重畳されてしまい、検出結果に誤差が現われてしまう虞れがある。
なお、このことが、従来技術の問題点であることは、上記した通りである。
【００３２】
そこで、この実施形態では、誤検出回路１２を設け、Ｓ＆Ｈ回路８に供給されるタイミング制御信号の幅が、例えば数μ秒と短くなったとき、計算機７と過電流保護回路１３に、負荷電流の検出結果に異常が現われたことが知らされるようにしたものである。
【００３３】
このため、誤検出回路１２は、タイミング制御回路１１からＳ＆Ｈ回路８に供給されているＳ＆Ｈ制御信号を入力し、これからサンプル期間の幅を検出し、この検出結果を、予め設定してある所定の基準幅データと比較し、サンプル期間の幅が基準幅データにより与えられる幅より大きくなっているときと、サンプル期間の幅が基準幅データにより与えられる幅未満になったときとが識別できるようになっている誤検出信号を発生する働きをする。
【００３４】
このためには、例えばＳ＆Ｈ制御信号を微分することにより、そのパルスの立上り時点と立ち下がり時点を検出し、所定のカウンタをセット／リセットし、カウンタの計測値を基準幅データと比較してやればよい。
【００３５】
この誤検出回路１２から出力される誤検出信号は、計算機７と過電流検出回路１３に供給され、この結果、計算機７と過電流検出回路１３では、シャント抵抗６の出力からサンプリングされた検出結果の中で、高周波ノイズ１４の影響が大きくなって、負荷電流の検出値としては誤差が多くなってしまっていることが計算機７や過電流検出回路１３で確認できるようにしたものである。
【００３６】
いま、上記したようにして高周波ノイズ１４が発生し、これが図２に示すように、シャント抵抗出力のパルスに乗ってしまったとする。
ところで、この場合でも、図２のサンプル(n)期間で示すように、サンプル期間の幅(継続時間：パルス幅)に比較して、高周波ノイズ１４が継続している幅が小さければ、シャント抵抗出力のパルスからみた負荷電流値の誤差は小さく、実用上は無視できる。
【００３７】
しかし、図２のサンプル(n＋1)期間で示すように、サンプル幅が、高周波ノイズ１４が継続している幅よりも狭くなってしまうと、高周波ノイズ１４が支配的になってしまい、負荷電流値には大きな誤差が含まれ、この結果、このままではインバータ部３のＰＷＭ制御の基礎となる負荷電流の検出値が、実際の負荷電流値からから離れてしまい、制御精度が低下してしまうことになる。
【００３８】
ここで、この実施形態では、誤検出回路１２が設けてあり、これは、上記したように、サンプル期間の幅が基準幅データにより与えられる幅未満になったときときと、そうでないときが識別できるようになっている誤検出信号が発生されるように構成してある。
【００３９】
そして、このとき、図２に示すように、サンプル(n)期間で示す状態が順次継続している間は“検出結果良好”を表わす状態(ここではハイレベル)にあり、サンプル(n＋1)期間で示す状態になったら、“検出検出不良”を表わす状態(同、ローレベル)になる誤検出信号が発生するように、つまり、サンプル(n＋1)期間で示す幅が上記した基準幅データに等しくなるように設定されている。
【００４０】
そこで、計算機７は、この誤検出信号を取り込み、それが検出結果良好を表わす状態にあるときは、Ａ／Ｄ変換器９から、各サンプル期間毎に取り込んだ信号を所定のレジスタに次々と上書きし、このレジスタに書込まれたデータを、ＰＷＭ制御の基礎となる負荷電流の検出値として使用し、インバータの制御を実行する。
【００４１】
そして、誤検出信号が検出結果不良を表わす状態に変わったら、そのときは、この時点からレジスタに対するデータの書込み更新を禁止し、その直前で、誤検出信号が検出結果良好を表わす状態にあったとき取り込んであったデータを、そのまま負荷電流の検出値として制御を実行し、この状態を、再び誤検出信号が検出結果良好を表わす状態になるまで継続させるのである。
【００４２】
ここで、ＰＷＭ制御方式のインバータでは、特別な場合を除き、出力に正弦波の電圧波形が得られるように、出力交流電力の各サイクル期間内でパルス幅を変化させているのが通例であり、このため、正弦波電圧のゼロクロス点の近傍の期間でＰＷＭ信号のパルス幅か狭くなっており、従って、主として、この期間で高周波ノイズ１４の影響が大きくなる。
【００４３】
そこで、誤検出回路１２に設定してある基準幅データを、このゼロクロス点の近傍におけるＰＷＭ信号のパルス幅よりも、所定値だけ大きくなるように設定することより、高周波ノイズ１４による影響がほとんど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによる制御が行なえることになる。
【００４４】
従って、この図１の実施形態によれば、シャント抵抗型電流検出回路における高周波ノイズ１４の影響が充分に抑えられることになり、高精度で低価格の電力変換装置を容易に得ることができる。
【００４５】
また、この図１の実施形態では、過電流保護回路１３にも誤検出信号が供給され、これにより、過電流保護回路１３でも、高周波ノイズ１４による影響がほとんど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによる過電流保護が行なえることになり、信頼性の高い保護動作を得ることができる。
【００４６】
次に、本発明の他の実施形態について説明すると、まず、図３は、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の一例で、この実施形態が、図１で説明した実施形態と異なる点は、図１の実施形態における誤検出回路１２に代えて、誤検出回路１５を設けた点にある。
【００４７】
そして、この誤検出回路１５が、誤検出回路１２と異なる点は、その入力が、タイミング制御回路１１の出力であるＳ＆Ｈ制御信号ではなく、シャント抵抗６から供給されるシャント抵抗出力になっている点だけで、パルス幅検出機能と働きは、図１の実施形態と同じである。
【００４８】
ここで、図２を見れば明らかなように、シャント抵抗出力も、Ｓ＆Ｈ制御信号とほとんど同じパルス状になっており、異なっているのは、その波高値と、高周波ノイズ１４が乗っている点だけであるから、このシャント抵抗出力からも、ＰＷＭ信号のパルス幅が容易に、しかも確実に検出できることが判る。
【００４９】
従って、この図３に示した実施形態によっても、シャント抵抗型電流検出回路における高周波ノイズ１４の影響が充分に抑えられることになり、高精度で低価格の電力変換装置が容易に得られ、同じく、過電流保護回路１３でも、高周波ノイズ１４による影響がほとんど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによる過電流保護が行なえ、信頼性の高い保護動作が得られることになる。
【００５０】
更に、図４は、本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の一例で、この実施形態が、図１で説明した実施形態と異なる点は、２台の誤検出回路１２０、１５０を設けた上で、更にノイズ幅検出回路１６を設け、これら誤検出回路１２、１５によるパルス幅の監視についての信頼性が高められるようにした点にあり、その他の構成は、図１及び図３の実施形態と同じである。
【００５１】
ここで、ノイズ幅検出回路１６は、シャント抵抗出力の中に現われる高周波ノイズ１４の継続時間、つまりノイズ幅を検出する回路で、具体的には、シャント抵抗出力の各サンプル期間の立上り時点から高周波ノイズ１４が所定値に減衰するまでの時間を検出し、ノイズ幅検出値を出力する働きをする。
【００５２】
このため、例えば、シャント抵抗出力を微分し、微分出力が所定のレベルにある期間を、各サンプル期間の立上り時点からカウンタで計測し、ノイズ幅を検出するようにしてもよく、或いは、微分出力を更に積分し、このときの積分時定数からノイズの幅を検出するようにしてもよい。
【００５３】
そして、このノイズ幅検出回路１６の出力であるノイズ幅検出値は、誤検出回路１２０、１５０に供給され、Ｓ＆Ｈ制御信号又はシャント抵抗出力から検出されたサンプル期間幅とそれぞれ対比され、誤検出信号の発生にあずかる。
【００５４】
このため、これらの誤検出回路１２０、１５０は、まず、図１と図３の実施形態で説明した誤検出回路１２、１５と同じく、Ｓ＆Ｈ制御信号又はシャント抵抗出力を入力し、これらからサンプル期間の幅を検出する機能を備えている上、更に、こうして検出したサンプル期間の幅をノイズ幅検出回路１６から供給されるノイズ幅検出値と比較する機能が備えられている。
【００５５】
そして、これらの誤検出回路１２０、１５０は、サンプル期間の幅に対するノイズ幅検出値が、例えば８０％などの所定の割合に達するまでは、例えば図２に示した場合と同様、“検出結果良好”を表わす状態(例えばハイレベル)にあり、これ以上になったら“検出検出不良”を表わす状態(同、ローレベル)になる誤検出信号を発生するように構成されている。
【００５６】
従って、この図４に示した実施形態によっても、シャント抵抗型電流検出回路における高周波ノイズ１４の影響が充分に抑えられることになり、高精度で低価格の電力変換装置が容易に得られ、同じく、過電流保護回路１３でも、高周波ノイズ１４による影響がほとんど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによる過電流保護が行なえ、信頼性の高い保護動作が得られることになる。
【００５７】
しかも、この図４の実施形態の場合、電力変換装置を設置し、負荷４を接続して使用状態にしたとき、実際に発生される高周波ノイズ１４の幅に応じて“検出結果良好”を表わす状態と、“検出検出不良”を表わす状態の識別が得られることになる。
【００５８】
従って、この図４の実施形態によれば、電力変換装置の設置条件等で様々に変化する高周波ノイズ１４に対して、シャント抵抗出力の中の高周波ノイズ１４の影響を受け易い幅の狭い検出結果が計算機７や過電流検出回路１３で確認でき、この結果、更に高精度で高信頼性を備えた電力変換装置が容易に提供できる。
【００５９】
【発明の効果】
本発明によれば、シャント抵抗型電流検出回路を用いても、高周波ノイズによる精度低下の虞れがないので、高精度で高信頼の電力変換装置をローコストで容易に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電力変換装置の第１の実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の動作を説明するためのタイミング図である
【図３】本発明による電力変換装置の第２の実施形態を示すブロック構成図である。
【図４】本発明による電力変換装置の第３の実施形態を示すブロック構成図である。
【図５】従来技術により電力変換装置の一例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１ 商用電源
２ コンバータ部(順変換部：ダイオード整流器)
３ インバータ部(逆変換部)
４ 負荷(誘導電動機)
５ コンデンサ(キャパシタ)
６ シャント抵抗
７ 計算機(コンピュータ)
８ Ｓ＆Ｈ回路(サンプルホールド回路)
９ Ａ／Ｄ変換器
１０ ドライブ回路
１１ タイミング制御回路
１２ 誤検出回路
１３ 過電流保護回路
１４ 高周波ノイズ
１５ 誤検出回路(シャント抵抗出力での検出）
１６ ノイズ幅検出回路
１２０、１５０ 誤検出回路
Claims (4)
- パルス幅変調制御型インバータ部の入力にシャント抵抗を備え、当該シャント抵抗により検出した電流をサンプルホールドしてレジスタに上書きし、このレジスタに上書きされてゆく電流値により前記パルス幅変調制御型インバータ部を制御する方式の電力変換装置において、
前記パルス幅変調制御型インバータ部に供給されるパルス幅変調信号のパルス幅を検出し、検出したパルス幅が所定値以下になったことを検出する誤検出手段を設け、
この誤検出手段の出力により、前記レジスタに対する前記電流値の上書きを禁止させるように構成したことを特徴とする電力変換装置。 - パルス幅変調制御型インバータ部の入力にシャント抵抗を備え、当該シャント抵抗により検出した電流をサンプルホールドしてレジスタに上書きし、このレジスタに上書きされてゆく電流値により前記パルス幅変調制御型インバータ部を制御する方式の電力変換装置において、
前記パルス幅変調制御型インバータ部に供給されるパルス幅変調信号のパルス幅と前記シャント抵抗により検出した電流に含まれる高周波ノイズの幅を比較し、前記パルス幅に対する前記ノイズの幅の比率が所定値以下になったことを検出する誤検出手段を設け、
この誤検出手段の出力により、前記レジスタに対する前記電流値の上書きを禁止させるように構成したことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１又は請求項２に記載の発明において、
前記誤検出手段が、
前記サンプルホールドのためのサンプルホールド制御信号に基づいて、前記パルス幅を検出するように構成されていることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項１又は請求項２に記載の発明において、
前記誤検出手段が、
前記シャント抵抗の出力に基づいて、前記パルス幅を検出するように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001058465A JP3814153B2 (ja) | 2001-03-02 | 2001-03-02 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001058465A JP3814153B2 (ja) | 2001-03-02 | 2001-03-02 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002262579A JP2002262579A (ja) | 2002-09-13 |
| JP3814153B2 true JP3814153B2 (ja) | 2006-08-23 |
Family
ID=18918182
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001058465A Expired - Fee Related JP3814153B2 (ja) | 2001-03-02 | 2001-03-02 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3814153B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005318775A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Nippon Yusoki Co Ltd | インバータ制御装置およびインバータ制御方法 |
| JP2005229760A (ja) * | 2004-02-13 | 2005-08-25 | Nippon Yusoki Co Ltd | インバータ制御装置およびインバータ制御方法 |
| JP2009095206A (ja) * | 2007-10-12 | 2009-04-30 | Nec Electronics Corp | インバータ制御回路とその制御方法 |
| CN101478226B (zh) * | 2008-05-30 | 2012-07-25 | 北京利德华福电气技术有限公司 | 一种直流电源预置电压链式电压型逆变器功率单元的旁路电路 |
| WO2011003220A1 (en) * | 2009-07-09 | 2011-01-13 | Texas Instruments Incorporated | Inverter current measurement using shunt resistor |
| JP5895704B2 (ja) * | 2012-05-23 | 2016-03-30 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| JP6632518B2 (ja) * | 2016-01-08 | 2020-01-22 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 電流センサｉｃ、電流センシングシステムおよびモーター駆動システム |
-
2001
- 2001-03-02 JP JP2001058465A patent/JP3814153B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002262579A (ja) | 2002-09-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
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|
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|
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| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060602 |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 3814153 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090609 Year of fee payment: 3 |
|
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|
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