JP2002262579A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 シャント抵抗型電流検出回路による負荷電流
の検出が正確に且つ容易に得られるようにして、高精度
制御特性の電力変換装置を低価格で提供すること。 【解決手段】 コンバータ部２とＰＷＭ制御方式のイン
バータ部３の間にの直流電路に接続したシャント抵抗６
の両端の電圧を負荷電流の検出値として計算機７に入力
し、インバータ部３をＰＷＭ制御する電力変換装置にお
いて、誤検出回路１２を設け、Ｓ＆Ｈ制御信号からＰＷ
Ｍ信号のパルス幅が所定値以下になったとき誤検出と判
断し、Ｓ＆Ｈ回路８の出力データがインバータ部３の制
御に使用されないよう、誤検出信号をＰＷＭ制御用の計
算機７と過電流保護回路１３に入力し、高周波ノイズの
影響を除去するようにしたもの。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ装置な
どの電力変換装置に係り、特に、シャント抵抗による電
流検出器を備えたパルス幅変調制御方式の電力変換装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】インバータ装置は、近年、誘導電動機な
ど交流電動機の運転に広く用いられ、これにより可変速
運転による利点が充分に享受できるようになっている
が、このとき、その制御に負荷電流の検出を要する場合
がある。そして、この負荷電流の検出には、ホール素子
型電流センサや、シャント抵抗型電流検出回路が従来か
ら採用されている。

【０００３】ここで、ホール素子型電流センサとは、環
状の磁性体の一部にホール素子を設け、この磁性体に負
荷電流が流れる電線を巻付けたり貫通させたりすること
により、負荷電流が作り出す磁束をホール素子で電圧に
変換する電流センサのことであり、この場合、検出対象
となる電路から電気的に隔離された検出信号が得られる
というメリットがある。

【０００４】同じく、ここでシャント抵抗型電流検出回
路とは、要するに、負荷電流が流れる電路に直列に挿入
した抵抗器を用い、その両端子間に、負荷電流により現
われる電圧降下を取り出し、検出信号とする回路のこと
で、従って、かなり低コストで済むので、従来からかな
り広く用いられている。

【０００５】ここで、図５は、従来技術の一例として、
ＰＷＭ(パルス・ワイド・モジュレーション：パルス幅
変調)制御方式のインバータ装置を対象として、これに
ホール素子型電流センサと、シャント抵抗型電流検出回
路の双方を適用した場合について示したもので、ここ
で、ホール素子型電流センサと、シャント抵抗型電流検
出回路の双方が示されているのは説明のためで、実際に
は何れか一方を設ければよいことは言うまでもない。

【０００６】この図５は、一般的なＰＷＭ方式のインバ
ータ装置を対象としたもので、ダイオード整流器からな
るコンバータ部(順変換部)２と、このコンバータ部２か
ら出力される直流電力が入力されるＰＷＭ制御方式のイ
ンバータ部(逆変換部)３、それにコンバータ部２とイン
バータ部３の間の直流部に接続された平滑用のコンデン
サ(キャパシタ)５で構成された主回路を備えている。

【０００７】そして、コンバータ部２に、電力源となる
商用電源１から交流電力が入力されると、コンデンサ５
で平滑化された直流電力がインバータ部３に供給され、
ここで、インバータ部３の半導体スイッチング素子がＰ
ＷＭ制御されることにより、直流電力が所定の電圧と所
定の周波数の交流電力に変換され、この結果、誘導電動
機などの負荷４に可変電圧可変周波数の電力が供給され
ることになる。

【０００８】このとき、インバータ部３にある半導体ス
イッチング素子のＰＷＭ信号によるオン(導通)、オフ
(遮断)制御は、図示のように、タイミング回路とドライ
バ回路を介して、計算機(コンピュータ)により実行され
るが、このとき、計算機による制御には、負荷５に流れ
る電流の値、つまり負荷電流値が必要になる。

【０００９】ここで、この検出には、上記したように、
ホール素子型電流センサを用いる方法と、シャント抵抗
型電流検出回路を用いる方法がある。そして、まず、ホ
ール素子型電流センサを用いたときは、図示のように、
この電流センサをインバータ部３の負荷４の間に直列に
接続し、これによる検出結果をＡ／Ｄ変換して計算機に
入力する。

【００１０】一方、シャント抵抗型電流検出回路を用い
たときは、図示のように、シャント抵抗をコンバータ部
２とインバータ部３の間に直列に接続する。そして、こ
のシャント抵抗に負荷電流が流れることにより現われる
電圧降下を、第１のローパスフィルタと増幅器、それに
第２のローパスフィルタを介して、一旦、Ｓ＆Ｈ回路
(サンプルホールド回路)に取り込む。

【００１１】ここで、このＳ＆Ｈ回路は、図示のよう
に、タイミング回路からＳ＆Ｈ制御信号が入力されてい
て、シャント抵抗の両端の電圧を、ＰＷＭ制御に同期し
てサンプルホールドして、この後、このＳ＆Ｈ回路の出
力をＡ／Ｄ変換して計算機に入力するようになってい
る。なお、このようなシャント抵抗を用いたインバータ
装置については、例えば、特開平８−１９２６３号公報
の開示を挙げることができる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、ＰＷ
Ｍ制御に伴う高周波ノイズに充分な配慮がされていると
は言えず、負荷電流検出精度の向上とコスト抑制に問題
があった。すなわち、ＰＷＭ制御方式の場合、電流が断
続されるため、電力線や負荷系統に存在する浮遊キャパ
シタンスや浮遊インダクタンスにより、ＰＷＭ制御に同
期して、断続的に高周波ノイズが線路に流れる。

【００１３】このとき、まず、ホール素子型電流センサ
の場合、そこに用いられている磁性体に渦電流が発生
し、発熱して性能が低下してしまう虞れがあった。ま
た、このホール素子型電流センサは、比較的高価なホー
ル素子や大きな磁性体を必要とするため、低価格化と小
形化に問題があった。

【００１４】一方、シャント抵抗型電流検出回路は、安
価な電子部品で構成できるか、電力線を流れる高周波ノ
イズが信号に重畳されてしまうため、サンプルホールド
すべきタイミングによって検出結果の精度が著しく悪化
してしまうという問題があった。

【００１５】ここで、図５に示した従来技術では、図示
のように、Ｓ＆Ｈ回路の入力にローパスフィルタを設
け、更に増幅器の前段にもローパスフィルタを設けるな
どの方法より、ノイズの波高値を抑えると言った対策が
施されている。

【００１６】しかし、この場合は、スイッチング素子の
入力信号の幅が狭くなったとき、つまりＰＷＭ制御にお
けるパルスのデューティが大きくなったとき、挿入して
あるローパスフィルタの影響により、Ｓ＆Ｈ回路のホー
ルドデータが入力信号の波高値より小さくなり、検出結
果に誤差を生じ、制御の精度が低下していまうという問
題があった。

【００１７】本発明の目的は、シャント抵抗型電流検出
回路による負荷電流の検出が正確に且つ容易に得られる
ようにして、高精度制御特性の電力変換装置を低価格で
提供することにある。

【００１８】

【課題を解決する為の手段】上記目的は、シャント抵抗
から負荷電流をサンプルホールドし、このホールとされ
た負荷電流の検出値に基づいて、少なくともインバータ
部を制御する方式のパルス幅変調制御型電力変換装置に
おいて、パルス幅制御信号のパルス幅を検出し、パルス
幅の検出値が所定値以下になったことを検出する誤検出
手段を設け、この誤検出手段の出力により、前記ホール
ドされた負荷電流の検出値の書込み更新を禁止させるよ
うにして達成される。

【００１９】同じく上記目的は、シャント抵抗から負荷
電流をサンプルホールドし、このホールとされた負荷電
流の検出値に基づいて、少なくともインバータ部を制御
する方式のパルス幅変調制御型電力変換装置において、
前記パルス幅制御信号のパルス幅と前記高周波ノイズの
幅を比較し、前者に対する後者の比率が所定値以下にな
ったことを検出する誤検出手段を設け、この誤検出手段
の出力により、前記ホールドされた負荷電流の検出値の
書込み更新を禁止させるようにしても達成される。

【００２０】このとき、前記誤検出手段は、前記サンプ
ルホールドのためのサンプルホールド制御信号に基づい
て、前記パルス幅を検出するものでもよく、前記シャン
ト抵抗の出力に基づいて、前記パルス幅を検出するもの
でもよい。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、本発明による電力変換装置
について、図示の実施形態により詳細に説明する。

【００２２】図１は、本発明の第１の実施形態に係る電
力変換装置の一例で、ダイオード整流器からなるコンバ
ータ部２と、このコンバータ部２から出力される直流電
力が入力されるＰＷＭ制御方式のインバータ部３、それ
にコンバータ部２とインバータ部３の間の直流部に接続
された平滑用のコンデンサ５で構成された主回路を備え
ている点は、図５で説明した従来技術と同じである。

【００２３】そして、コンバータ部２に、電力源となる
商用電源１から交流電力が入力されると、コンデンサ５
で平滑化された直流電力がインバータ部３に供給され、
ここで、インバータ部３の半導体スイッチング素子がＰ
ＷＭ制御されることにより、直流電力が所定の電圧と所
定の周波数の交流電力に変換され、この結果、誘導電動
機などの負荷４に可変電圧可変周波数の電力が供給され
る点も、図５で説明した従来技術と同じである。

【００２４】更に、ここで、インバータ部３にある半導
体スイッチング素子のＰＷＭ制御についても、タイミン
グ回路１１とドライバ回路１０を介して、計算機７によ
り実行されるが、このとき、図示のように、シャント抵
抗６をコンバータ部２とインバータ部３の間に直列に接
続し、このシャント抵抗６に負荷電流が流れることによ
り現われる電圧降下を、一旦、Ｓ＆Ｈ回路８で、タイミ
ング回路１１から供給されているＳ＆Ｈ制御信号によ
り、ＰＷＭ制御に同期してサンプルホールドし、この
後、このＳ＆Ｈ回路８の出力をＡ／Ｄ変換器９でディジ
タル信号にし、計算機７に入力するようになっている点
も、図５の従来技術と同じである。

【００２５】なお、図５では説明を省略したが、この図
１の実施形態では、インバータ部３から負荷５に供給さ
れる交流電力の電圧値や周波数については、図示してな
い外部の設定器や上位のコンピュータなどから、計算機
７に入力されるようになっており、この点も、図５の従
来技術と同じである。

【００２６】ここで、更に説明を補足すると、この図１
の実施形態では、計算機７で演算されるＰＷＭ制御結果
に従って、ンバータ部３の半導体スイッチング素子がオ
ンオフ制御され、負荷４に交流電力が供給されるが、こ
のとき、インバータ部３に直列にシャント抵抗６を接続
すると、負荷４に流れる電流(負荷電流)の一部が櫛波状
の電流としてシャント抵抗６に流れる。

【００２７】ここで、この負荷電流を検出するには、シ
ャント抵抗６の出力である櫛波波形の中から、負荷電流
に相当する電圧波形をサンプリングする必要がある。そ
こで、タイミング制御回路１１を用いて、ＰＷＭ制御信
号からサンプリングに必要なタイミングを生成してＳ＆
Ｈ回路８を制御し、その検出結果をＡ／Ｄ変換器９でデ
ィジタル信号に変換して計算機７に入力するのである。

【００２８】そして、計算機７では、次のＰＷＭ制御信
号を生成し、その生成されたＰＷＭ制御信号がドライブ
回路１５を介してインバータ部３に入力され、負荷４に
供給すべき交流電力を制御することになる。

【００２９】従って、この図１に示した実施形態が、図
５の従来技術と異なる点は、誤検出回路１２が設けられ
ている点と、更には過電流保護回路１３が設けられてい
る点にある。そこで、以下、これら誤検出回路１２と過
電流保護回路１３について詳細に説明する。

【００３０】まず、ここで、近年、インバータ部３を構
成する半導体素子の性能が大きく改善され、高速化が進
んだ結果、半導体スイッチング素子がオンオフ動作する
際に高いｄＶ／ｄｔ(インバータ部３の出力電位の急峻
な変化)が生じる。このことは、それ自体でみると、ス
イッチングの高速化を意味するので、本来は好ましいこ
とではある。

【００３１】しかし、副次的な作用として、負荷４やケ
ーブル間に寄生する容量のため、これらを介してインバ
ータ部３と対地間及びシャント抵抗６に漏れ電流が現わ
れ、図２に示すように、シャント抵抗出力に高周波ノイ
ズ１４が重畳されてしまい、検出結果に誤差が現われて
しまう虞れがある。なお、このことが、従来技術の問題
点であることは、上記した通りである。

【００３２】そこで、この実施形態では、誤検出回路１
２を設け、Ｓ＆Ｈ回路８に供給されるタイミング制御信
号の幅が、例えば数μ秒と短くなったとき、計算機７と
過電流保護回路１３に、負荷電流の検出結果に異常が現
われたことが知らされるようにしたものである。

【００３３】このため、誤検出回路１２は、タイミング
制御回路１１からＳ＆Ｈ回路８に供給されているＳ＆Ｈ
制御信号を入力し、これからサンプル期間の幅を検出
し、この検出結果を、予め設定してある所定の基準幅デ
ータと比較し、サンプル期間の幅が基準幅データにより
与えられる幅より大きくなっているときと、サンプル期
間の幅が基準幅データにより与えられる幅未満になった
ときとが識別できるようになっている誤検出信号を発生
する働きをする。

【００３４】このためには、例えばＳ＆Ｈ制御信号を微
分することにより、そのパルスの立上り時点と立ち下が
り時点を検出し、所定のカウンタをセット／リセット
し、カウンタの計測値を基準幅データと比較してやれば
よい。

【００３５】この誤検出回路１２から出力される誤検出
信号は、計算機７と過電流検出回路１３に供給され、こ
の結果、計算機７と過電流検出回路１３では、シャント
抵抗６の出力からサンプリングされた検出結果の中で、
高周波ノイズ１４の影響が大きくなって、負荷電流の検
出値としては誤差が多くなってしまっていることが計算
機７や過電流検出回路１３で確認できるようにしたもの
である。

【００３６】いま、上記したようにして高周波ノイズ１
４が発生し、これが図２に示すように、シャント抵抗出
力のパルスに乗ってしまったとする。ところで、この場
合でも、図２のサンプル(n)期間で示すように、サンプ
ル期間の幅(継続時間：パルス幅)に比較して、高周波ノ
イズ１４が継続している幅が小さければ、シャント抵抗
出力のパルスからみた負荷電流値の誤差は小さく、実用
上は無視できる。

【００３７】しかし、図２のサンプル(n＋1)期間で示す
ように、サンプル幅が、高周波ノイズ１４が継続してい
る幅よりも狭くなってしまうと、高周波ノイズ１４が支
配的になってしまい、負荷電流値には大きな誤差が含ま
れ、この結果、このままではインバータ部３のＰＷＭ制
御の基礎となる負荷電流の検出値が、実際の負荷電流値
からから離れてしまい、制御精度が低下してしまうこと
になる。

【００３８】ここで、この実施形態では、誤検出回路１
２が設けてあり、これは、上記したように、サンプル期
間の幅が基準幅データにより与えられる幅未満になった
ときときと、そうでないときが識別できるようになって
いる誤検出信号が発生されるように構成してある。

【００３９】そして、このとき、図２に示すように、サ
ンプル(n)期間で示す状態が順次継続している間は“検
出結果良好”を表わす状態(ここではハイレベル)にあ
り、サンプル(n＋1)期間で示す状態になったら、“検出
検出不良”を表わす状態(同、ローレベル)になる誤検出
信号が発生するように、つまり、サンプル(n＋1)期間で
示す幅が上記した基準幅データに等しくなるように設定
されている。

【００４０】そこで、計算機７は、この誤検出信号を取
り込み、それが検出結果良好を表わす状態にあるとき
は、Ａ／Ｄ変換器９から、各サンプル期間毎に取り込ん
だ信号を所定のレジスタに次々と上書きし、このレジス
タに書込まれたデータを、ＰＷＭ制御の基礎となる負荷
電流の検出値として使用し、インバータの制御を実行す
る。

【００４１】そして、誤検出信号が検出結果不良を表わ
す状態に変わったら、そのときは、この時点からレジス
タに対するデータの書込み更新を禁止し、その直前で、
誤検出信号が検出結果良好を表わす状態にあったとき取
り込んであったデータを、そのまま負荷電流の検出値と
して制御を実行し、この状態を、再び誤検出信号が検出
結果良好を表わす状態になるまで継続させるのである。

【００４２】ここで、ＰＷＭ制御方式のインバータで
は、特別な場合を除き、出力に正弦波の電圧波形が得ら
れるように、出力交流電力の各サイクル期間内でパルス
幅を変化させているのが通例であり、このため、正弦波
電圧のゼロクロス点の近傍の期間でＰＷＭ信号のパルス
幅か狭くなっており、従って、主として、この期間で高
周波ノイズ１４の影響が大きくなる。

【００４３】そこで、誤検出回路１２に設定してある基
準幅データを、このゼロクロス点の近傍におけるＰＷＭ
信号のパルス幅よりも、所定値だけ大きくなるように設
定することより、高周波ノイズ１４による影響がほとん
ど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによる
制御が行なえることになる。

【００４４】従って、この図１の実施形態によれば、シ
ャント抵抗型電流検出回路における高周波ノイズ１４の
影響が充分に抑えられることになり、高精度で低価格の
電力変換装置を容易に得ることができる。

【００４５】また、この図１の実施形態では、過電流保
護回路１３にも誤検出信号が供給され、これにより、過
電流保護回路１３でも、高周波ノイズ１４による影響が
ほとんど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけ
による過電流保護が行なえることになり、信頼性の高い
保護動作を得ることができる。

【００４６】次に、本発明の他の実施形態について説明
すると、まず、図３は、本発明の第２の実施形態に係る
電力変換装置の一例で、この実施形態が、図１で説明し
た実施形態と異なる点は、図１の実施形態における誤検
出回路１２に代えて、誤検出回路１５を設けた点にあ
る。

【００４７】そして、この誤検出回路１５が、誤検出回
路１２と異なる点は、その入力が、タイミング制御回路
１１の出力であるＳ＆Ｈ制御信号ではなく、シャント抵
抗６から供給されるシャント抵抗出力になっている点だ
けで、パルス幅検出機能と働きは、図１の実施形態と同
じである。

【００４８】ここで、図２を見れば明らかなように、シ
ャント抵抗出力も、Ｓ＆Ｈ制御信号とほとんど同じパル
ス状になっており、異なっているのは、その波高値と、
高周波ノイズ１４が乗っている点だけであるから、この
シャント抵抗出力からも、ＰＷＭ信号のパルス幅が容易
に、しかも確実に検出できることが判る。

【００４９】従って、この図３に示した実施形態によっ
ても、シャント抵抗型電流検出回路における高周波ノイ
ズ１４の影響が充分に抑えられることになり、高精度で
低価格の電力変換装置が容易に得られ、同じく、過電流
保護回路１３でも、高周波ノイズ１４による影響がほと
んど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによ
る過電流保護が行なえ、信頼性の高い保護動作が得られ
ることになる。

【００５０】更に、図４は、本発明の第３の実施形態に
係る電力変換装置の一例で、この実施形態が、図１で説
明した実施形態と異なる点は、２台の誤検出回路１２
０、１５０を設けた上で、更にノイズ幅検出回路１６を
設け、これら誤検出回路１２、１５によるパルス幅の監
視についての信頼性が高められるようにした点にあり、
その他の構成は、図１及び図３の実施形態と同じであ
る。

【００５１】ここで、ノイズ幅検出回路１６は、シャン
ト抵抗出力の中に現われる高周波ノイズ１４の継続時
間、つまりノイズ幅を検出する回路で、具体的には、シ
ャント抵抗出力の各サンプル期間の立上り時点から高周
波ノイズ１４が所定値に減衰するまでの時間を検出し、
ノイズ幅検出値を出力する働きをする。

【００５２】このため、例えば、シャント抵抗出力を微
分し、微分出力が所定のレベルにある期間を、各サンプ
ル期間の立上り時点からカウンタで計測し、ノイズ幅を
検出するようにしてもよく、或いは、微分出力を更に積
分し、このときの積分時定数からノイズの幅を検出する
ようにしてもよい。

【００５３】そして、このノイズ幅検出回路１６の出力
であるノイズ幅検出値は、誤検出回路１２、１５に供給
され、Ｓ＆Ｈ制御信号又はシャント抵抗出力から検出さ
れたサンプル期間幅とそれぞれ対比され、誤検出信号の
発生にあずかる。

【００５４】このため、これらの誤検出回路１２０、１
５０は、まず、図１と図３の実施形態で説明した誤検出
回路１２、１５と同じく、Ｓ＆Ｈ制御信号又はシャント
抵抗出力を入力し、これらからサンプル期間の幅を検出
する機能を備えている上、更に、こうして検出したサン
プル期間の幅をノイズ幅検出回路１６から供給されるノ
イズ幅検出値と比較する機能が備えられている。

【００５５】そして、これらの誤検出回路１２０、１５
０は、サンプル期間の幅に対するノイズ幅検出値が、例
えば８０％などの所定の割合に達するまでは、例えば図
２に示した場合と同様、“検出結果良好”を表わす状態
(例えばハイレベル)にあり、これ以上になったら“検出
検出不良”を表わす状態(同、ローレベル)になる誤検出
信号を発生するように構成されている。

【００５６】従って、この図４に示した実施形態によっ
ても、シャント抵抗型電流検出回路における高周波ノイ
ズ１４の影響が充分に抑えられることになり、高精度で
低価格の電力変換装置が容易に得られ、同じく、過電流
保護回路１３でも、高周波ノイズ１４による影響がほと
んど無いサンプリング期間での負荷電流検出値だけによ
る過電流保護が行なえ、信頼性の高い保護動作が得られ
ることになる。

【００５７】しかも、この図４の実施形態の場合、電力
変換装置を設置し、負荷４を接続して使用状態にしたと
き、実際に発生される高周波ノイズ１４の幅に応じて
“検出結果良好”を表わす状態と、“検出検出不良”を
表わす状態の識別が得られることになる。

【００５８】従って、この図４の実施形態によれば、電
力変換装置の設置条件等で様々に変化する高周波ノイズ
１４に対して、シャント抵抗出力の中の高周波ノイズ１
４の影響を受け易い幅の狭い検出結果が計算機７や過電
流検出回路１３で確認でき、この結果、更に高精度で高
信頼性を備えた電力変換装置が容易に提供できる。

【００５９】

【発明の効果】本発明によれば、シャント抵抗型電流検
出回路を用いても、高周波ノイズによる精度低下の虞れ
がないので、高精度で高信頼の電力変換装置をローコス
トで容易に提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電力変換装置の第１の実施形態を
示すブロック構成図である。

【図２】本発明の第１の実施形態の動作を説明するため
のタイミング図である

【図３】本発明による電力変換装置の第２の実施形態を
示すブロック構成図である。

【図４】本発明による電力変換装置の第３の実施形態を
示すブロック構成図である。

【図５】従来技術により電力変換装置の一例を示すブロ
ック構成図である。

【符号の説明】

１ 商用電源 ２ コンバータ部(順変換部：ダイオード整流器) ３ インバータ部(逆変換部) ４ 負荷(誘導電動機) ５ コンデンサ(キャパシタ) ６ シャント抵抗 ７ 計算機(コンピュータ) ８ Ｓ＆Ｈ回路(サンプルホールド回路) ９ Ａ／Ｄ変換器 １０ ドライブ回路 １１ タイミング制御回路 １２ 誤検出回路 １３ 過電流保護回路 １４ 高周波ノイズ １５ 誤検出回路(シャント抵抗出力での検出） １６ ノイズ幅検出回路 １２０、１５０ 誤検出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 奥山 俊昭 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 平賀 正宏 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 日立京葉エンジニアリング株式会社内 (72)発明者 加藤 淳司 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立ドライブシステムズ内 Ｆターム(参考） 2G035 AA08 AB02 AC01 AC02 AD02 AD10 AD17 AD46 AD52 AD55 AD65 5H007 AA01 BB06 CA01 CB02 CB04 CB05 DA05 DB02 DB07 DC02 EA02 FA03

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 シャント抵抗から負荷電流をサンプルホ
   ールドし、このホールとされた負荷電流の検出値に基づ
   いて、少なくともインバータ部を制御する方式のパルス
   幅変調制御型電力変換装置において、 パルス幅制御信号のパルス幅を検出し、パルス幅の検出
   値が所定値以下になったことを検出する誤検出手段を設
   け、 この誤検出手段の出力により、前記ホールドされた負荷
   電流の検出値の書込み更新を禁止させるように構成した
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 シャント抵抗から負荷電流をサンプルホ
   ールドし、このホールとされた負荷電流の検出値に基づ
   いて、少なくともインバータ部を制御する方式のパルス
   幅変調制御型電力変換装置において、 前記パルス幅制御信号のパルス幅と前記高周波ノイズの
   幅を比較し、前者に対する後者の比率が所定値以下にな
   ったことを検出する誤検出手段を設け、 この誤検出手段の出力により、前記ホールドされた負荷
   電流の検出値の書込み更新を禁止させるように構成した
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２に記載の発明にお
   いて、 前記誤検出手段が、 前記サンプルホールドのためのサンプルホールド制御信
   号に基づいて、前記パルス幅を検出するように構成され
   ていることを特徴とする電力変換装置。
4. 【請求項４】 請求項１又は請求項２に記載の発明にお
   いて、 前記誤検出手段が、 前記シャント抵抗の出力に基づいて、前記パルス幅を検
   出するように構成されていることを特徴とする電力変換
   装置。