CN101980455B - 利用自适应阵列天线接收信号的接收装置 - Google Patents

利用自适应阵列天线接收信号的接收装置 Download PDF

Info

Publication number
CN101980455B
CN101980455B CN201010189146.7A CN201010189146A CN101980455B CN 101980455 B CN101980455 B CN 101980455B CN 201010189146 A CN201010189146 A CN 201010189146A CN 101980455 B CN101980455 B CN 101980455B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
frequency band
weight vectors
synthetic
band limits
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201010189146.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101980455A (zh
Inventor
塚水雄一朗
土居义晴
樋口启介
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sanyo Electric Co Ltd
System Solutions Co Ltd
Original Assignee
Sanyo Electric Co Ltd
Sanyo Semiconductor Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2009125656A external-priority patent/JP2010273292A/ja
Priority claimed from JP2009125655A external-priority patent/JP2010273291A/ja
Priority claimed from JP2009125657A external-priority patent/JP2010273293A/ja
Application filed by Sanyo Electric Co Ltd, Sanyo Semiconductor Co Ltd filed Critical Sanyo Electric Co Ltd
Publication of CN101980455A publication Critical patent/CN101980455A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101980455B publication Critical patent/CN101980455B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03426—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission transmission using multiple-input and multiple-output channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

本发明提供一种利用自适应阵列天线接收信号的接收装置。前级滤波器输入分别与多个天线对应的多个接收信号。后级滤波器对输入的多个接收信号的每一个进行频带限制。第一合成部导出与进行了频带限制的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成。第二合成部使用导出的权重向量对输入的多个接收信号进行阵列合成。解调部对阵列合成结果进行解调。

Description

利用自适应阵列天线接收信号的接收装置
技术领域
该发明涉及一种接收技术，特别是涉及一种利用自适应阵列天线接收信号的接收装置。
背景技术
以往，自适应阵列天线是将多个天线并列配置成阵列状并根据电波环境的变化动态地变更方向性的技术。自适应阵列天线的功能分为自适应波束成形和自适应调零。在自适应波束成形中，主波束对准应接收的信号的出现方向。在自适应调零中，波束图的零点对准干扰波的方向(例如，参照非专利文献1)。
【非专利文献1】菊间信良，自适应阵列天线技术，日本，オ一ム公司，2003年10月10日，p.11-19
在FM无线电广播中，使用调频(Frequency Modulation：以下称作“FM”)方式的电波向不特定数的对象广播会话或音乐等声音信号。另外，调频根据载波频率的变化传达信息。具体而言，随着表示信息的信号电压，载波的频率上下变动。其结果，根据载波的疏密表示信号。将频率的最大值和最小值作为最小频移来进行定义，例如，在电波法中，将最大频移规定为±75kHz。而且，在电波法中，基于最大频移75kHz、对信号波频率的15kHz的限制，向各FM广播台分配200kHz(±100kHz)为止的占有带宽。
为了提高这样FM无线电广播的接收特性，使用自适应阵列天线很有效。但是，当来自不希望接收的台(以下，称作“干扰台”)的信号的接收功率比来自希望接收的台(以下，称作“希望台”)的信号的接收功率大时，在自适应阵列天线中主波束会对准干扰台的方向。为了降低干扰台的影响，能够按照仅提取来自希望台的信号的方式进行频带限制，但是进行FM无线电广播时，会因为这样的频带限制而产生音质的恶化。并且，由于接收装置的移动等，电波环境会变动。因此，自适应阵列天线的权重向量也会变动。因此，若能够预测权重向量并进行控制，则信号的接收状况会更稳定。
像模拟电视广播到数字电视广播的过渡那样，研究了从模拟无线电广播到数字无线电广播的过渡。过渡的一个方法与电视广播相同，就是与模拟FM无线电信号分开来对数字无线电信号进行广播。另一方面，过渡的其它方法是在模拟无线电信号中附带数字无线电信号进行广播。若为后者，则由于广播混合了模拟FM信号与数字无线电信号的信号(以下，称作“混合信号”)，因此称作混合广播。在混合广播中，接收装置能够接收数字无线电信号时，再生高音质的数字数据。另一方面，接收装置不能接收数字无线电信号时，再生以往的模拟数据。因此，在混合广播中，对于广播从事者或一般的用户而言，不强调紧急的设备投资。为了提高这样的混合广播的接收特性，使用自适应阵列天线很有效。但是，在混合广播中包含不同类型的信号。因此，即使在包含不同类型的信号的情况下，也要求执行自适应阵列处理。
发明内容
本发明是鉴于这样的情况而进行的，其目的在于提供一种在存在干扰信号的环境下抑制音质的恶化的同时可提高接收特性的技术。另外，提供一种接收信号中包含不同类型的信号时执行自适应阵列处理的技术。
为了解决上述课题，本发明的一种方式的接收装置具备：输入部，其输入分别与多个天线对应的多个接收信号；频带限制部，其对输入部中输入的多个接收信号的每一个进行频带限制；第一合成部，其导出与在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成；第二合成部，其使用在第一合成部中导出的权重向量对在输入部中输入的多个接收信号进行阵列合成；和输出部，其输出第二合成部的阵列合成结果。
本发明的另一方式也是接收装置。该装置具备：多个天线；变换部，其对分别与多个天线对应的多个接收信号进行频率变换；前级限制部，其对在变换部中进行过频率变换的多个接收信号的每一个进行频带限制；频带限制部，其对在前级限制部中进行过频带限制的多个接收信号的每一个进行频带限制；第一合成部，其导出与在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成；第二合成部，其使用在第一合成部中导出的权重向量对在前级限制部中进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成；和输出部，其输出第二合成部的阵列合成结果。前级限制部中的频带限制的带宽比频带限制部中的频带限制的带宽宽。
本发明的另一方式也是接收装置。该装置具备：输入部，其输入分别与多个天线对应的多个接收信号；频带限制部，其对输入部中输入的多个接收信号的每一个进行频带限制；第一合成部，其导出与在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成；信号延迟部，其对在输入部中输入的多个接收信号的每一个进行延迟；第二合成部，其使用在第一合成部中导出的权重向量对在信号延迟部中被延迟的多个接收信号进行阵列合成；和输出部，其输出第二合成部的阵列合成结果。
本发明的另一方式也是接收装置。该装置具备：多个天线；频带限制部，其对分别与多个天线对应的多个接收信号的每一个进行频带限制；第一合成部，其导出与在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成；信号延迟部，其对分别与多个天线对应的多个接收信号的每一个进行延迟；第二合成部，其使用在第一合成部中导出的权重向量对在信号延迟部中被延迟的多个接收信号进行阵列合成；和输出部，其输出第二合成部的阵列合成结果。
本发明的另一方式也是接收装置。该装置具备：输入部，其输入作为分别与多个天线对应的多个接收信号且对OFDM信号与FM信号进行过频分复用的接收信号；第一变换部，其将在输入部中输入的多个接收信号的每一个变换到频域；插入部，其在第一变换部中变换的多个接收信号各自中的OFDM信号的一部分副载波上配置已知信号，并对在第一变换部中变换的多个接收信号的每一个，在与配置了已知信号的副载波不同的副载波中插入零；第二变换部，其将在插入部中插入了零的多个接收信号的每一个变换到时域；第一合成部，其导出与在第二变换部中变换的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在第二变换部中变换的多个接收信号进行阵列合成；第二合成部，其使用在第一合成部中导出的权重向量对在输入部中输入的多个接收信号进行阵列合成；和输出部，其输出第二合成部的阵列合成结果。
本发明的另一方式也是接收装置。该装置具备：输入部，其输入作为分别与多个天线对应的多个接收信号且对OFDM信号与FM信号进行过频分复用的接收信号；频带限制部，其按照降低分别包含于在输入部中输入的多个接收信号的每一个中的OFDM信号成分的方式，对在输入部中输入的多个接收信号的每一个进行频带限制；第一合成部，其导出与在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成；第二合成部，其使用在第一合成部中导出的权重向量对在输入部中输入的多个接收信号进行阵列合成；和输出部，其输出第二合成部的阵列合成结果。
本发明的另一方式也是接收装置。该装置具备：多个天线；第一变换部，其将作为分别与多个天线对应的多个接收信号且对OFDM信号与FM信号进行过频分复用的接收信号的每一个变换到频域；插入部，其在第一变换部中变换后的多个接收信号各自中的OFDM信号的一部分副载波上配置已知信号，并对在第一变换部中变换后的多个接收信号的每一个，在与配置了已知信号的副载波不同的副载波中插入零；第二变换部，其将在插入部中插入了零的多个接收信号的每一个变换到时域；第一合成部，其导出与在第二变换部中变换后的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在第二变换部中变换后的多个接收信号进行阵列合成；第二合成部，其使用在第一合成部中导出的权重向量对分别与多个天线对应的多个接收信号进行阵列合成；和输出部，其输出第二合成部的阵列合成结果。
本发明的另一方式也是接收装置。该装置具备：多个天线；频带限制部，其按照降低分别包含在接收信号中的OFDM信号成分的方式，对分别与多个天线对应的多个接收信号的每一个进行频带限制，其中，接收信号是分别与多个天线对应的多个接收信号，而且对OFDM信号与FM信号进行过频分复用；第一合成部，其导出与在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成；第二合成部，其使用在第一合成部中导出的权重向量对分别与多个天线对应的多个接收信号进行阵列合成；和输出部，其输出第二合成部的阵列合成结果。
另外，以上构成要素的任意的组合、在方法、装置、系统、记录介质、计算机程序等之间变换本发明的表现方式的，作为本发明的方式都有效。
附图说明
图1是表示本发明的实施例的接收装置的构成的图。
图2是表示在图1的接收装置中接收的信号频谱的图。
图3(a)-(b)是表示图1的后级滤波器的效果的图。
图4是表示本发明的变形例的接收装置的构成的图。
图5是表示存储在图4的调节部中的表格的数据结构的图。
图6是表示本发明的其它变形例的接收装置的构成的图。
图7是表示在图6的接收装置中接收的信号频谱的图。
图8(a)-(b)是表示图6的后级滤波器的效果的图。
图9(a)-(b)是图6的切换部的动作示意图。
图10是表示图6的接收装置的切换方法的流程图。
图11是表示图6的接收装置的其它切换方法的流程图。
图12是表示图6的接收装置的切换控制的其它构成的图。
图13(a)-(b)是表示在本发明的另一变形例的接收装置中接收的信号频谱的图。
图14是表示本发明的又一变形例的接收装置的构成的图。
图15(a)-(b)是表示在图14的接收装置中接收的信号频谱的图。
图16是表示图14的第一后级滤波器的构成的图。
图17是表示本发明的另外的变形例的接收装置的构成的图。
具体实施方式
下面，说明本发明的优选实施方式。本发明并不仅限于这些实施例，这些实施例仅仅例示本发明。
具体说明本发明之前，叙述概要。本发明的实施例涉及接收从FM广播台通知的模拟FM信号的接收装置。向各FM广播台分配200kHz带宽的信道。接收装置调频至与期望的信道一致，从而接收配置在该信道中的模拟FM信号。另外，接收装置具有用于提高接收品质的自适应阵列天线的构成。当来自干扰台的模拟FM信号(以下，称作“干扰波”)的接收功率比来自希望台的模拟FM信号(以下，称作“希望波”)的接收功率大时，本实施例的接收装置执行如下处理，而且在处理中不会使主波瓣对准干扰波。为了便于进行以下说明，设定干扰波配置在希望波的相邻信道中。另外，如上所述，为了抑制再生音质的恶化，接收装置在通过滤波器仅提取希望波之后不能执行自适应阵列控制。
本实施例的接收装置将基带接收信号分成两拨信号。一拨接收信号被滤波器进行频带限制。这里，滤波器除了包含希望波之外，还具有可包含干扰波的一部分通频带。一般，对这样被频带限制的接收信号进行解调时，如上所述，音质会恶化。接收装置以被频带限制的接收信号为基础导出权重向量，并利用导出的权重向量对被频带限制的接收信号进行阵列合成。另外，接收装置利用导出的权重向量对其它接收信号即没有被频带限制的接收信号进行阵列合成。解调后者的阵列合成结果。
图1表示本发明的实施例的接收装置100的构成。接收装置100包括：统称为天线10的第一天线10a、第二天线10b；统称为RF部12的第一RF部12a、第二RF部12b；统称为前级滤波器14的第一前级滤波器14a、第二前级滤波器14b；统称为后级滤波器16的第一后级滤波器16a、第二后级滤波器16b；第一合成部18；第二合成部20；解调部22；控制部24。其中，第一合成部18包括：权重导出部30；统称为乘法部32的第一乘法部32a、第二乘法部32b；加法部34，第二合成部20包括：统称为乘法部36的第一乘法部36a、第二乘法部36b；加法部38。
多个天线10分别接收从未图示的FM广播台通知的信号。在天线10中被接收的信号包含希望波和干扰波。图2表示在接收装置100中被接收的信号的频谱的一例。图的横轴表示频率，纵轴表示功率。希望台频带202相当于分配给希望台的频带。如上所述，由于希望台频带202从中心具有±100kHz的带宽，因此具有200kHz的带宽。另外，与希望台频带202相邻地配置有干扰台频带200。干扰台频带200相当于分配给干扰台的频带，与干扰台频带200的带宽相同。在这里，如图所示那样假设干扰波的接收功率比希望波的接收功率大。在这种情况下，执行自适应阵列处理时，如上所述那样，主波瓣会对准干扰波。后级滤波器频带204将在后叙述。回到图1。
与天线10一一对应地配置RF部12。RF部12接收在天线10中接收的信号(以下，称作“接收信号”)。这里，接收信号是无线频率信号。RF部12对无线频率接收信号进行频率变换，生成基带接收信号(以下，称作“接收信号”)。一般，由于基带信号由同相成分和正交成分形成，因此应当用两条信号线来表示，但是在这里为了使附图清楚而只示出了一条信号线。另外，RF部12还包括LNA(Low Noise Amplifier)、混频器、AD变换器。而且，RF部12向前级滤波器14输出接收信号。
与RF部12一一对应地配置前级滤波器14，并且该前级滤波器14接收来自RF部12的接收信号。前级滤波器14对接收信号进行频带限制。例如，由低通滤波器形成前级滤波器14。这里，由于前级滤波器14的目的是降低包含在接收信号中的高频成分，因此具有包括图2的希望台频带202或干扰台频带200的带宽。前级滤波器14向第二合成部20和后级滤波器16输出进行了频带限制的接收信号(以下，也称作“接收信号”)。
与各前级滤波器14对应地配置后级滤波器16，并且该后级滤波器16接收来自前级滤波器14的接收信号。与前级滤波器14相同，后级滤波器16对接收信号进行频带限制。另外，与前级滤波器14相同，后级滤波器16由低通滤波器形成。但是，后级滤波器16的带宽不同于前级滤波器14的带宽。后级滤波器16的带宽设定为除了希望台频带202以外还包括干扰台频带200的一部分。这样的频带在无线频率中相当于图2的后级滤波器204的频带204。如上所述，希望台频带202从中心开始具有±100kHz的带宽时，后级滤波器带宽204例如从该中心开始具有±130kHz的带宽。因此，后级滤波器16的带宽比前级滤波器14的带宽窄。
图3(a)-(b)表示后级滤波器16的效果。与图2相同，图3(a)-(b)中，横轴表示频率，纵轴表示功率。图3(a)表示通过后级滤波器16之前的接收信号。如图所示，希望台频带202配置在低频侧，干扰台频带200配置在高频侧。在这里也假设干扰波的接收功率比希望波的接收功率大。图3(b)表示通过后级滤波器16之后的接收信号。如图所示，与通过前相比，降低了干扰波的功率。在后述的权重导出部30中使用CMA(Constant Modulus Algorithm)，并且为了对干扰波执行对准零的控制，在后级滤波器16中残留一部分干扰波成分。回到图1。后级滤波器16向第一合成部18输出进行了频带限制的接收信号(以下，也称作“接收信号”)。
权重导出部30接收来自各后级滤波器16的接收信号，并且也接收来自后述的控制部24的阵列合成结果(以下，称作“第一阵列合成结果”)。权重导出部30以接收信号为基础导出权重向量，以便利用CMA，使得第一阵列合成结果接近固定的包络线的大小。此时，使用LMS(Least MeanSquare)算法或RLS(Recursive Least Square)算法等自适应算法。另外，由于作为CMA、LMS算法、RLS算法只要使用公知的技术即可，因此在这里省略其说明。以上处理的结果，权重导出部30导出具有分别对应于来自第一后级滤波器16a的接收信号与来自第二后级滤波器16b的接收信号的成分的权重向量。权重导出部30向乘法部32和乘法部36输出权重向量。
乘法部32对来自后级滤波器16的接收信号和来自权重导出部30的权重向量进行乘法运算，加法部34对乘法部32中的乘法结果进行加法运算。加法运算的结果相当于所述的第一阵列合成结果。即，乘法部32、加法部34使用权重向量对来自后级滤波器16的接收信号进行阵列合成。加法部34向权重导出部30输出第一阵列合成结果。
乘法部36对来自前级滤波器14的接收信号和来自权重导出部30的权重向量进行乘法运算，加法部38对乘法部36中的乘法结果进行加法运算。以下，将加法运算结果称作第二阵列合成结果。即，乘法部36、加法部38使用权重向量对来自前级滤波器14的接收信号进行阵列合成。加法部38向解调部22输出第二阵列合成结果。解调部22接收来自加法部38的第二阵列合成结果，并对第二阵列合成结果进行模拟FM解调。由于只要在模拟FM解调中使用公知的技术即可，因此在这里省略其说明。模拟FM解调的结果例如相当于声音信号。控制部24控制接收装置100整体的时刻。
硬件方面，能够利用任意的计算机的CPU、存储器、其它LSI来实现该构成，软件方面，能够通过下载在存储器中的程序等来实现该构成，在这里描述通过这些软硬件的联合来实现该构成的功能模块。显然，本领域的技术人员可以理解通过仅由硬件、或仅由软件、或这些的组合，能够以多种形式实现这些功能模块。
下面，说明本发明的变形例。与实施例相同，变形例也涉及一种具有自适应阵列天线的构成且接收模拟FM信号的接收装置。而且，与实施例相同，变形例的接收装置以被后级滤波器进行了频带限制的接收信号为基础导出权重向量，并且使用权重向量对没有被后级滤波器进行频带限制的接收信号进行阵列合成。另一方面，在实施例中，固定设置了后级滤波器的带宽。但是，在变形例中可适当调节后级滤波器的带宽。
后级滤波器的带宽设定成除了希望波之外还包括干扰波的一部分。在这里，若干扰波的影响过小，则由于可维持恒包络线性，因此零不会对准干扰波。另一方面，若干扰波的影响过大，则主波瓣会对准干扰波。因此，应在后级滤波器的频带内包含可导出零对准干扰波的权重向量程度的干扰波的影响。因此，变形例的接收装置测定干扰波的接收功率，并根据接收功率的大小调节后级滤波器的带宽。
图4表示本发明的变形例的接收装置100的构成。相对于图1的接收装置100而言，接收装置100还包括提取部40、测定部42、调节部44。下面，将主要说明与图1的接收装置100的差异。提取部40接收来自前级滤波器14的接收信号。提取部40是用于在干扰波的频带中从接收信号提取接近于希望波的频带成分的滤波器。由提取部40提取的频带相当于与第二阵列合成结果的期望频带对应的相邻频带。将提取部40的带宽设定为固定的值。提取部40向测定部42输出提取出的成分。
测定部42接收在提取部40中提取出的成分。测定部42测定接收成分的功率，即干扰功率。由于在干扰功率的测定中使用公知的技术即可，因此在这里省略其说明。测定部42向调节部44输出干扰功率的测定结果。调节部44存储表示干扰功率与后级滤波器16的带宽之间的对应关系的表格。图5表示存储在调节部44中的表格的数据结构。如图所示，包括功率栏210、带宽栏212。在功率栏210中表示有应与干扰功率进行比较的阈值。在这里，设A1＞A2＞A3。调节部44从功率栏210的上段开始按顺序比较干扰功率和阈值。满足条件时，调节部44从频带栏212提取对应于条件的带宽。带宽是B1＜B2＜B3＜B4。即，设定为干扰功率越大，后级滤波器16的带宽越窄。回到图4。调节部44向后级滤波器16设定所决定的带宽。即，调节部44根据在测定部42中测定的干扰功率，调节后级滤波器16的带宽。
本发明的其它变形例涉及一种接收从FM广播台通知的模拟FM信号的接收装置。向各FM广播台分配200kHz带宽的信道。接收装置调频成与期望的信道一致，从而接收配置在该信道中的模拟FM信号。另外，接收装置具有用于提高接收品质的自适应阵列天线的构成。当来自干扰台的模拟FM信号(以下，称作“干扰波”)的接收功率比来自希望台的模拟FM信号(以下，称作“希望波”)的接收功率大时，主波瓣会对准干扰波。另外，通过电波环境与时间一起变动，权重向量也会变动。希望能够追随传播环境的变动的同时使信号的接收状况稳定。为了对应于此，其它变形例的接收装置执行如下处理。为了便于进行以下说明，设定干扰波配置在希望波的相邻信道中。另外，如上所述，为了抑制再生音质的恶化，接收装置在通过滤波器仅提取希望波之后不能执行自适应阵列控制。
其它变形例的接收装置将基带接收信号分成两拨信号。对于一拨接收信号，由滤波器进行频带限制。在这里，滤波器具有除了包含希望波之外还包含干扰波的一部分的通频带。一般，若对按照这种方式被频带限制的接收信号进行解调，则如上所述那样音质会恶化。接收装置以被频带限制的接收信号为基础，导出权重向量，并根据导出的权重向量对被频带限制的接收信号进行阵列合成。另外，接收装置使其它接收信号、即没有被频带限制的接收信号延迟比导出权重向量的期间更长的期间。其结果是，对于没有被频带限制的接收信号而言，权重向量对应于未来的电波环境。而且，接收装置调节权重向量的输出时刻的同时，根据权重向量对延迟的接收信号进行阵列合成。解调后者的阵列合成结果。
图6表示本发明的其它变形例的接收装置1100的构成。接收装置1100包括统称为天线1010的第一天线1010a、第二天线1010b；统称为RF部1012的第一RF部1012a、第二RF部1012b；统称为前级滤波器1014的第一前级滤波器1014a、第二前级滤波器1014b；统称为后级滤波器1016的第一后级滤波器1016a、第二后级滤波器1016b；第一合成部1018；第二合成部1020；解调部1022；控制部1024；统称为权重缓冲器1050的第一权重缓冲器1050a、第二权重缓冲器1050b；选择部1052；监视部1054；切换部1056；统称为信号缓冲器1058的第一信号缓冲器1058a、第二信号缓冲器1058b。其中，第一合成部1018包括：权重导出部1030；统称为乘法部1032的第一乘法部1032a、第二乘法部1032b；加法部1034，第二合成部1020包括：统称为乘法部1036的第一乘法部1036a、第二乘法部1036b；加法部1038。
多个天线1010分别接收从未图示的FM广播台通知的信号。在天线1010中接收的信号中包括希望波和干扰波。图7表示在接收装置1100中接收的信号的频谱的一例。图的横轴表示频率，纵轴表示功率。希望台频带1202相当于分配给希望台的频带。如上所述，由于希望台频带1202从中心开始具有±100kHZ的带宽，因此，具有200kHz的带宽。另外，与希望台频带1202相邻地配置干扰台频带1200。干扰台频带1200相当于分配给干扰台的频带，与干扰台频带1200的带宽相同。在这里，如图所示，假设干扰波的接收功率比希望波的接收功率大的情况。在这种情况下，执行自适应阵列处理时，如上所述那样，主波瓣会对准干扰波。将在后叙述后级滤波器频带1204。回到图6。
与天线1010一一对应地配置RF部1012。RF部1012接收在天线1010中接收的信号(以下，称作“接收信号”)。这里，接收信号是无线频率信号。RF部1012对无线频率的接收信号执行频率变换，生成基带接收信号(以下，称作“接收信号”)。一般，由于基带信号由同相成分和正交成分形成，因此应表示两条信号线，但是在这里为了使附图清楚而只示出了一条信号线。另外，RF部1012还包括LNA(Low Noise Amplifier)、混频器、AD变换器。而且，RF部1012向前级滤波器1014输出接收信号。
与RF部1012一一对应地配置前级滤波器1014，并且该前级滤波器1014接收来自RF部1012的接收信号。前级滤波器1014对接收信号进行频带限制。例如，由低通滤波器形成前级滤波器1014。这里，由于前级滤波器1014的目的是降低包含在接收信号中的高频成分，因此具有可包括图7的希望台频带1202或干扰台频带1200的带宽。前级滤波器1014向信号缓冲器1058和后级滤波器1016输出进行了频带限制的接收信号(以下，也称作“接收信号”)。
与前级滤波器1014一一对应地配置信号缓冲器1058，并且该信号缓冲器1058接收来自前级滤波器1014的接收信号。信号缓冲器1058使接收信号延迟规定的期间。信号缓冲器1058向第二合成部1020输出延迟后的接收信号。这里，将信号缓冲器1058延迟接收信号的期间设定成比后述的后级滤波器1016、第一合成部1018中的处理期间长的期间。其结果，相对于从信号缓冲器1058输出的接收信号而言，第一合成部1018中的处理相当于与相对未来的电波环境对应的处理。
与各前级滤波器1014相对应地配置后级滤波器1016，并且该后级滤波器1016接收来自前级滤波器1014的接收信号。与前级滤波器1014相同，后级滤波器1016对接收信号进行频带限制。另外，与前级滤波器1014相同，后级滤波器1016由低通滤波器形成。但是，后级滤波器1016的带宽不同于前级滤波器1014的带宽。后级滤波器1016的带宽设定为除了希望台频带1202以外还包括干扰台频带1200的一部分。这样的频带在无线频率中相当于图7的后级滤波频带1204。如上所述，希望台频带1202从中心开始具有±100kHz的带宽时，后级滤波频带1204例如从中心开始具有±130kHz的带宽。因此，后级滤波器1016的带宽比前级滤波器1014的带宽窄。
图8(a)-(b)表示后级滤波器1016的效果。与图7相同，图8(a)-(b)中，横轴表示频率，纵轴表示功率。图8(a)表示通过后级滤波器1016之前的接收信号。如图所示，希望台频带1202配置在低频侧，干扰台频带1200配置在高频侧。在这里也假设干扰波的接收功率比希望波的接收功率大。图8(b)表示通过后级滤波器1016之后的接收信号。如图所示，与通过前相比，降低了干扰波的功率。在后述的权重导出部1030中使用CMA(Constant Modulus Algorithm)，并且为了对干扰波执行对准零的控制，在后级滤波器1016中残留一部分干扰波成分。回到图6。后级滤波器1016向第一合成部1018输出进行了频带限制的接收信号(以下，也称作“接收信号”)。
权重导出部1030接收来自各后级滤波器1016的接收信号，并且也接收来自后述的控制部1024的阵列合成结果(以下，称作“第一阵列合成结果”)。权重导出部1030以接收信号为基础导出权重向量，以便利用CMA，使得第一阵列合成结果接近恒定的包络线的大小。此时，使用LMS(Least Mean Square)算法或RLS(Recursive Least Square)算法等自适应算法。另外，由于作为CMA、LMS算法、RLS算法只要使用公知的技术即可，因此在这里省略其说明。以上处理的结果，权重导出部1030导出具有分别对应于来自第一后级滤波器1016a的接收信号与来自第二后级滤波器1016b的接收信号的成分的权重向量。权重导出部1030向乘法部1032输出权重向量。另外，权重导出部1030也向权重缓冲器1050、选择部1052输出权重向量。
乘法部1032对来自后级滤波器1016的接收信号和来自权重导出部1030的权重向量进行乘法运算，加法部1034对乘法部1032中的乘法运算结果进行加法运算。加法运算的结果相当于所述的第一阵列合成结果。即，乘法部1032、加法部1034使用权重向量对来自后级滤波器1016的接收信号进行阵列合成。加法部1034向权重导出部1030输出第一阵列合成结果。
与权重向量的各成分对应地配置权重缓冲器1050，而且该权重缓冲器1050接收在权重导出部1030中导出的权重向量。权重缓冲器1050使权重向量延迟规定的期间。权重缓冲器1050向选择部1052输出延迟后的权重向量。这里，将权重缓冲器1050延迟权重向量的期间设定成比信号缓冲器1058延迟接收信号的期间短。这是为了相对于接收信号而言，不会使权重向量成为相对过去的权重向量
选择部1052接收来自权重缓冲器1050的权重向量(以下，称作“第一权重向量”)，并且也接收来自权重导出部1030的权重向量(以下，称作“第二权重向量”)。另外，选择部1052接收来自切换部1056的选择指示，并根据选择指示选择第一权重向量或第二权重向量。选择部1052向乘法部1036输出选择出的权重向量。
监视部1054监视在权重导出部1030中导出的权重向量的收敛程度。具体而言，监视部1054从权重导出部1030接收第一阵列合成结果与期望的包络线大小之间的误差，并监视误差的大小。另外，监视部1054从加法部1034接收第一阵列合成结果，也可以通过存储期望的包络线的大小来计算误差。另外，监视部1054也可以监视权重向量的振幅、权重向量的相位、输入信号的振幅、输入信号的相位中的至少一个量的变化大小。监视部1054向切换部1056输出所监视的误差。
切换部1056基于在监视部1054中监视的权重向量的收敛程度，控制后述的选择部1052中的选择。具体而言，切换部1056接收来自监视部1054的误差。另外，切换部1056预先设定相对于误差的阈值(以下，称作“误差量电平阈值”)。误差变得比误差量电平阈值小时，向选择部1052生成用于选择第二权重向量的选择指示，在这以外的情况下，向选择部1052生成用于选择第一权重向量的选择指示。这里，选择第一权重向量相当于使权重缓冲器1050有效，选择第二权重向量相当于使权重缓冲器1050无效。
另外，切换部1056也可以计算规定期间的误差的变动范围来比较相对于变动范围的阈值(以下，称作“变动范围阈值”)与变动范围。此时，当变动范围变得比变动范围阈值小时，切换部1056生成用于选择第二权重向量的选择指示，在这以外的情况下，切换部1056生成用于选择第一权重向量的选择指示。而且，切换部1056也可以使用误差变动量电平阈值和变动范围阈值这两者生成选择指示。此时，切换部1056可以在误差和变动范围变得比阈值小时，生成用于选择第二权重向量的选择指示，也可以在误差或者变动范围变得比阈值小时，生成用于选择第二权重向量的选择指示。而且，切换部1056在向选择部1052选择第二权重向量之后经过规定期间之后，向选择部1052生成用于选择第一权重向量的选择指示。切换部1056向选择部1052输出所生成的选择指示。
在这里更详细说明以上的处理。在接收的初始状态中，在信号缓冲器1058和权重缓冲器1050均有效的状态下，构成自适应阵列控制。因此从信号缓冲器1058输出的接收信号在时间上比从选择部1052输出的权重向量晚。另外，此时，选择部1052选择第一权重向量。其结果，第一合成部1018针对比从信号缓冲器1058输出的接收信号更早的接收信号导出权重向量。若从信号缓冲器1058输出的接收信号开始，则相当于第一合成部1018对未来的接收信号进行运算处理。
切换部1056在误差变得比误差量电平阈值小的时刻，判定权重向量到达了目标值。切换部1056决定从第一权重向切换至第二权重向量。根据对应于此的选择指示，选择部1052从第一权重向量的选择切换至第二权重向量的选择。这相当于从权重缓冲器1050有效的状态切换至其无效的状态。其结果，经少量延迟后立即向第二合成部1020提供由权重导出部1030导出的第二权重向量。由于在第二合成部1020中缩短了权重向量的导出期间，因此可瞬间输出基于适当的权重向量的阵列合成结果。
由于接收信号的变动大而误差不稳定时，切换部1056继续选择第一权重向量。这相当于继续使权重缓冲器1050有效。另一方面，切换部1056切换至第二权重向量之后，由于传播环境的急剧变动而导致误差在误差量电平阈值以上时，切换至第一权重向量。就这样，选择部1052根据传播环境的状况即误差的状况进行切换。图9(a)-(c)表示切换部1056的动作概要。图9(a)表示相对于在选择部1052中选择的权重向量的误差量，图9(b)表示相对于在权重导出部1030中导出的权重向量的误差量。这里，横轴表示时间，纵轴表示误差量。
另外，图9(c)表示来自切换部1056的选择指示。这里，有效表示第一权重向量的选择，无效表示第二权重向量的选择。在图9(b)中，切换部1056在误差和变动范围变得比阈值小的时刻T1，决定从第一权重向量切换至第二权重向量。假设继续选择第一权重向量，则图9(a)的误差量会变成虚线“L1”，而通过切换至第二权重向量，图9(a)的误差量会变成实线“L2”。即，通过切换可降低误差量。这等效于收敛变得快速。切换后，经过规定期间，切换部1056随着下一个传播环境的变动而从第二权重向量切换至第一权重向量。另外，在时刻T2，也执行与时刻T1相同的动作。回到图6。
乘法部1036对来自信号缓冲器1058的接收信号和来自权重导出部1030的权重向量进行乘法运算，加法部1038对乘法部1036中的乘法运算结果进行加法运算。以下，将加法运算结果称作第二阵列合成结果。即，乘法部1036、加法部1038使用权重向量对来自信号缓冲器1058的接收信号进行阵列合成。加法部1038向解调部1022输出第二阵列合成结果。解调部1022接收来自加法部1038的第二阵列合成结果，并对第二阵列合成结果进行模拟FM解调。由于在模拟FM解调中使用公知的技术，因此在这里省略其说明。模拟FM解调的结果例如相当于声音信号。控制部1024控制接收装置1100整体的时刻。
硬件方面，能够利用任意的计算机的CPU、存储器、其它LSI来实现该构成，软件方面，能够通过下载在存储器中的程序等来实现该构成，在这里描述通过这些软硬件的联合来实现该构成的功能模块。显然，本领域的技术人员可以理解通过仅由硬件、或仅由软件、或这些的组合，能够以多种形式实现这些功能模块。
基于以上的构成说明接收装置1100的动作。图10是表示接收装置1100的切换方法的流程图。切换部1056使权重缓冲器1050有效(S1010)。若误差量比阈值小且变动量在一定范围内(S1012的是)，则切换部1056使权重缓冲器1050无效(S1014)。另一方面，若误差量比阈值小，或者变动量不在一定范围内(S1012的否)，则跳过步骤1014。
图11是表示接收装置1100的其它切换方法的流程图。切换部1056使权重缓冲器1050无效(S1020)。经过一定期间后(S1022的是)，切换部1056使权重缓冲器1050有效(S1024)。另一方面，若未经过一定期间(S1022的否)，则跳过步骤1024。
图12表示接收装置1100的切换控制的其它构成。如图所示，包括地址控制部1070、第一环路缓冲器1072、第二环路缓冲器1074。这些是代替图6的第一权重缓冲器1050a、第二权重缓冲器1050b、选择部1052而设置的。由此，构成不同于开关2选方式的控制。第一环路缓冲器1072、第二环路缓冲器1074是双端口存储器。第一环路缓冲器1072连接在权重导出部1030的第一乘法部1032a侧的端子、第一乘法部1036a上，第二环路缓冲器1074连接在权重导出部1030的第二乘法部1032b侧的端子、第二乘法部1036b上。地址控制部1070接收来自未图示的切换部1056的选择指示。另外，地址控制部1070执行使用第一环路缓冲器1072、第二环路缓冲器1074来改变写入权重向量数据的地址与读取权重向量数据的地址的相对距离的控制。在图12中，写入权重向量数据的地址表示为写入地址1212，读取权重向量数据的地址表示为读取地址1210。通过这样的控制，能够变成二选方式以上的延迟变换量。
若进行基于双端口存储器的地址存取方式，则除了有/无延迟量这二选之外，还可以阶段性地生成相当于中间偏置量的地址值。根据这样的地址值，在乘法部1036中共用来自双端口存储器的相当于阶段性延迟量的权重向量。其结果，能够抑制信号的急剧变动，并且可改善从解调部1022输出的再生信号的品质。
下面，说明本发明的另一变形例。另一变形例也与以上相同，也涉及一种具有自适应阵列天线构成的接收装置。另外，另一变形例的接收装置与其它变形例相同，根据权重向量的收敛程度切换权重缓冲器1050是否有效。但是，与其它变形例相比，另一变形例的接收信号的构成不同。在其它变形例中，接收了模拟FM信号，但是在另一变形例中，对OFDM信号和模拟FM信号进行频分复用。具体而言，按照夹杂模拟FM信号的方式向低频侧和高频侧配置OFMD信号。
从同一个广播台通知这些信号。例如，在OFMD信号中保存由模拟FM信号传送的节目。另外，也可以在OFMD信号中保存附加的信息。因此，只能接收模拟FM信号的接收装置对模拟FM信号进行解调来生成声音信号。另一方面，也能接收OFDM信号的接收装置解调OFDM信号来生成声音信号。另外，由于只能接收模拟FM信号的接收装置构成为图6所示的方式，因此在这里省略其说明。
图13(a)-(b)表示在本发明的另一变形例的接收装置中接收的信号的频谱。在图13(a)-(b)中，横轴表示频率，纵轴表示功率。在成为对象的系统中，采用利用已知的模拟FM广播的频率而与模拟FM广播同时传送数字信号的混合方式。具体而言，在已知的模拟FM信号的频带内和两侧的边带中附加数字信号。在图13(a)中，以fc为中心频率从频率f1至f2的频带内配置模拟FM信号，并且在低频侧的边带内配置第一OFDM信号，在高频侧的边带内配置第二OFDM信号。另外，将第一OFDM信号和第二OFDM信号统称为“OFDM信号”。这里，第一OFDM信号配置在频率fL至f1的频带内，第二OFDM信号配置在频率f2至fU的频带内。各OFDM信号由多个副载波构成。
在图13(b)中，与图13(a)同样地配置有第一OFDM信号、模拟FM信号、第二OFDM信号。这里，还在第一OFDM信号的高频侧配置了第一扩展信号，在第二OFDM信号的低频侧配置了第二扩展信号。第一扩展信号和第二扩展信号配置在模拟FM信号的频带内，与第一OFDM信号同样地由OFDM信号形成。第一扩展信号配置在频率f1至f3的频带内，第二扩展信号配置在频率f4至f2的频带内。另外，在第一扩展信号或第二扩展信号中保存有在第一OFDM信号和第二OFDM信号中没有保存的信息。
可接收图13(a)-(b)的接收装置1100其类型与图6相同。在这里，主要说明两者之间的差异。后级滤波器1016按照降低分别包含在接收信号中的OFDM信号或扩展信号的成分的方式对接收信号进行频带限制。乘法部1036、加法部1038使用来自选择部1052的权重向量，对合成了模拟FM信号与OFDM信号的接收信号进行阵列合成。解调部1022在来自加法部1038的第二阵列合成结果中解调OFDM信号或扩展信号。另外，解调部1022也可以解调模拟FM信号。
本发明的又一变形例涉及一种接收从广播台通知的混合信号的接收装置。在混合信号中，对OFDM信号和模拟FM信号进行频分复用，更具体而言，按照夹杂模拟FM信号的方式在低频侧与高频侧配置OFDM信号。例如，在OFDM信号中保存由模拟FM信号传送的节目。另外，也可以在OFDM信号中保存附加信息。如上所述，只能接收模拟FM信号的接收装置解调模拟FM信号来生成声音信号。另一方面，也能接收OFDM信号的接收装置解调OFDM信号来再生声音信号或附加信息。为了对包含这样不同类型的信号的混合信号执行自适应阵列处理，又一变形例的接收装置执行以下的处理。
又一变形例的接收装置将基带接收信号分成两拨信号。一拨接收信号被变换为频域的接收信号，在频域的OFDM信号中提取配置了已知信号的副载波成分。这里，已知信号配置在预先设定的副载波上。另外，配置了已知信号的副载波成分的提取相当于在这之外的副载波成分中插入零。接收装置将插入了零的接收信号变换到时域，以此为基础导出权重向量。另外，接收装置根据导出的权重向量对其它接收信号、即作为混合信号的接收信号进行阵列合成。解调阵列合成结果。
图14表示本发明的又一变形例的接收装置2100的构成。接收装置2100包括：统称为天线2010的第一天线2010a、第二天线2010b；统称为RF部2012的第一RF部2012a、第二RF部2012b；统称为前级滤波器2014的第一前级滤波器2014a、第二前级滤波器2014b；统称为后级滤波器2016的第一后级滤波器2016a、第二后级滤波器2016b；第一合成部2018；第二合成部2020；解调部2022；控制部2024。另外，第一合成部2018包括：权重导出部2030；统称为乘法部2032的第一乘法部2032a、第二乘法部2032b；加法部2034；同步检测部2060；存储部2062，第二合成部2020包括：统称为乘法部2036的第一乘法部2036a、第二乘法部2036b；加法部2038。
多个天线2010分别接收从未图示的广播台通知的信号。在天线2010中接收的信号是所述的混合信号。图15(a)-(b)表示在接收装置2100中接收的信号的频谱。在图15(a)-(b)中，横轴表示频率，纵轴表示功率。。如图所示，在已知的模拟FM信号的频带内和两侧的边带内，对作为数字信号的OFDM信号进行频分复用。在图15(a)中，以fc为中心频率，从频率f1至f2的频带内配置有模拟FM信号。
而且，模拟FM信号的低频侧的边带内配置有第一OFDM信号，高频侧的边带内配置有第二OFDM信号。另外，将第一OFDM信号和第二OFDM信号统称为“OFDM信号”。这里，第一OFDM信号配置在频率fL至f1的频带内，第二OFDM信号配置在频率f2至fU的频带内。各OFDM信号由多个副载波构成。另外，多个副载波中的一部分中配置有已知信号。这里，对配置有已知信号的副载波也进行预先设定。
在图15(b)中也与图15(a)同样地配置有第一OFDM信号、模拟FM信号、第二OFDM信号。这里，第一OFDM信号的高频侧还配置有第一扩展信号，第二OFDM信号的低频侧还配置有第二扩展信号。第一扩展信号和第二扩展信号配置在模拟FM信号的频带内，与第一OFDM信号相同，由OFDM信号形成。第一扩展信号配置在频率f1至f3的频带内，第二扩展信号配置在频率f4至f2的频带内。另外，将第一扩展信号和第二扩展信号统称为“扩展信号”。扩展信号中保存有在OFDM信号中没有保存的信息。另外，也可以在扩展信号中的一部分副载波上配置已知信号。回到图14。
与天线2010一一对应地配置有RF部2012。RF部2012接收在天线2010中接收的信号(以下，称作“接收信号”)。这里，接收信号是无线频率信号。RF部2012对无线频率的接收信号执行频率变换，生成基带接收信号(以下，称作“接收信号”)。一般，由于基带信号由同相成分和正交成分形成，因此应表示两条信号线，但是在这里为了使附图清楚而只示出了一条信号线。另外，RF部2012还包括LNA(Low Noise Amplifier)、混频器、AD变换器。而且，RF部2012向前级滤波器2014输出接收信号。
与RF部2012一一对应地配置前级滤波器2014，并且该前级滤波器2014接收来自RF部2012的接收信号。前级滤波器2014对接收信号进行频带限制。例如，由低通滤波器形成前级滤波器2014。这里，由于前级滤波器2014的目的是降低包含在接收信号中的高频成分，因此具有可包括图15(a)-(b)所示的混合信号的全频带的带宽。前级滤波器2014向第二合成部2020和后级滤波器2016输出进行了频带限制的接收信号(以下，也称作“接收信号”)。
与各前级滤波器2014相对应地配置后级滤波器2016，并且该后级滤波器2016接收来自前级滤波器2014的接收信号。后级滤波器2016在接收信号中提取包含在OFDM信号中的已知信号的成分。图16表示第一后级滤波器2016a的构成。第一后级滤波器2016a包括FFT部2070、插入部2072、IFFT部2074。另外，第二后级滤波器2016b也具有与图16相同的构成。FFT部2070通过对接收信号执行FFT，将时域的接收信号变换为频域的接收信号。其结果，图15(a)-(b)的OFDM信号或扩展信号被分割成多个副载波成分。另外，模拟FM信号也被分割成对应于多个副载波的频率成分。为了便于说明，将对应于多个副载波的频率成分也称作副载波成分。FFT部2070向插入部2072输出频域的接收信号。
插入部2072接收来自FFT部2070的频域的接收信号。如上所述，在接收信号中的、包含在OFDM信号中的一部分副载波上配置有已知信号。插入部2072向OFDM信号中的与配置有已知信号的副载波不同的副载波、对应于模拟FM信号的副载波插入零。另外，当扩展信号的一部分副载波上也配置有已知信号时，插入部2072也向不同于该副载波的副载波插入零。这相当于提取包含在接收信号中的已知信号。插入部2072向IFFT部2074输出插入了零的接收信号。IFFT部2074通过对接收信号执行IFFT，将频域的接收信号变换为时域的接收信号。IFFT部2074向第一合成部2018输出时域的接收信号(以下，也称作“接收信号”)。回到图14。
同步检测部2060接收来自后级滤波器2016的接收信号。同步检测部2060检测相对于接收信号的同步时刻。例如，同步检测部2060计算预先存储的信号与接收信号之间的相关值，并将相关值变得比阈值大的情况作为同步时刻来进行检测。同步检测部2060向权重导出部2030通知同步时刻。权重导出部2030接收来自各后级滤波器2016的接收信号，并且也接收来自后述的控制部2024的阵列合成结果(以下，称作“第一阵列合成结果”)。权重导出部2030已接收到来自同步检测部2060的同步时刻的时刻为契机，开始基于MMSE基准的权重向量的导出。
如上所述，接收信号中只包含有配置了已知信号的副载波成分。权重导出部2030预先存储对应于该副载波成分的理想信号波形模型。权重导出部2030通过比较第一阵列合成结果和理想信号波形模型，生成误差信号，并且按照减小误差信号的方式使用接收信号来导出权重向量。这样，权重导出部2030通过在已知信号中适用LMS(Least Mean Square)算法或RLS(Recursive Least Square)算法等自适应算法来导出权重向量。
权重导出部2030向乘法部2032和乘法部2036输出权重向量。乘法部2032对来自后级滤波器2016的接收信号和来自权重导出部2030的权重向量进行乘法运算，加法部2034对乘法部2032中的乘法运算结果进行加法运算。加法运算的结果相当于所述的第一阵列合成结果。即，乘法部2032、加法部2034使用权重向量对来自后级滤波器2016的接收信号进行阵列合成。加法部2034向权重导出部2030输出第一阵列合成结果。
乘法部2036对来自前级滤波器2014的接收信号、即混合信号和来自权重导出部2030的权重向量进行乘法运算，加法部2038对乘法部2036中的乘法运算结果进行加法运算。以下，将加法运算结果称作第二阵列合成结果。即，乘法部2036、加法部2038使用权重向量对来自前级滤波器2014的接收信号进行阵列合成。加法部2038向解调部2022输出第二阵列合成结果。解调部2022接收来自加法部2038的第二阵列合成结果，解调第二阵列合成结果。这里，由于第二阵列合成结果是混合信号，因此包括模拟FM信号和OFDM信号。解调部2022解调第二阵列合成结果中的OFDM信号。具体而言，解调部2022通过对第二阵列合成结果执行FFT，生成频域的第二阵列合成结果。
解调部2022从频域的第二阵列合成结果提取对应于OFDM信号的多个副载波成分，并且解调多个副载波成分。另外，当第二阵列合成结果中包含有扩展信号时，解调部2022也与OFDM同样地对扩展信号进行解调。解调的结果例如相当于声音信号或附加信息。另外，解调部2022也可以对包含在第二阵列合成结果中的模拟FM信号执行模拟FM解调。由于在模拟FM解调中使用公知的技术即可，因此在这里省略其说明。解调部2022也可以向通过OFDM信号的解调获得的声音信号合成模拟FM解调结果的声音信号。控制部2024控制接收装置2100整体的时刻。
硬件方面，能够利用任意的计算机的CPU、存储器、其它LSI来实现该构成，软件方面，能够通过下载在存储器中的程序等来实现该构成，在这里描述通过这些软硬件的联合使用来实现该构成的功能模块。显然，本领域的技术人员可以理解通过仅由硬件、或仅由软件、或这些的组合，能够以多种形式实现这些功能模块。
下面，说明本发明的另外的变形例。另外的变形例也与上述说明相同，涉及一种具有自适应阵列天线构成且接收混合信号的接收装置。上述的接收装置基于混合信号中的OFDM信号，特别是基于已知信号导出权重向量，并使用权重向量对混合信号进行阵列合成。但是，另外的变形例的接收装置基于混合信号中的模拟FM信号来导出权重向量，并使用权重向量对混合信号进行阵列合成。由于使用模拟FM信号就能够使用CMA(Constant Modulus Algorithm)，因此不需要用于权重向量导出的已知信号。
图17表示本发明的另外的变形例的接收装置2100。接收装置2100包括：统称为天线2010的第一天线2010a、第二天线2010b；统称为RF部2012的第一RF部2012a、第二RF部2012b；统称为前级滤波器2014的第一前级滤波器2014a、第二前级滤波器2014b；统称为后级滤波器2016的第一后级滤波器2016a、第二后级滤波器2016b；第一合成部2018；第二合成部2020；解调部2022；控制部2024。另外，第一合成部2018包括：权重导出部2030；统称为乘法部2032的第一乘法部2032a、第二乘法部2032b；加法部2034，第二合成部2020包括：统称为乘法部2036的第一乘法部2036a、第二乘法部2036b；加法部2038。在此，以与图14的差异为中心进行说明。
与各前级滤波器2014对应地配置后级滤波器2016，并且该后级滤波器2016接收来自前级滤波器2014的接收信号。与前级滤波器2014相同，后级滤波器2016对接收信号进行频带限制。在这里，后级滤波器2016降低包含在接收信号内的OFDM信号与模拟FM信号中的OFDM信号的成分。因此，后级滤波器2016的带宽比前级滤波器2014的带宽窄。后级滤波器2016向第一合成部2018输出进行了频带限制的接收信号(以下，也称作“接收信号”)。
权重导出部2030接收来自各后级滤波器2016的接收信号，并且也接收来自后述的控制部2024的阵列合成结果(以下，称作“第一阵列合成结果”)。权重导出部2030以接收信号为基础导出权重向量，以便根据CMA，使得第一阵列合成结果接近固定的包络线的大小。此时，使用LMS算法或RLS算法等自适应算法。另外，由于作为CMA、LMS算法、RLS算法只要使用公知的技术即可，因此在这里省略其说明。以上处理的结果，权重导出部2030向乘法部2032和乘法部2036输出权重向量。
根据本发明的实施例，由于使用进行了频带限制的接收信号，因此即使干扰功率大，也能导出主波瓣对准与干扰波不同的方向的权重向量。另外，由于导出主波瓣对准与干扰波不同的方向的权重向量，因此能够提高接收特性。另外，由于使用权重向量对进行了频带限制的接收信号进行阵列合成，因此能够抑制音质的恶化。另外，由于根据主波瓣对准与干扰波不同的方向的权重向量，对没有进行频带限制的接收信号进行阵列合成，因此即使在具有干扰信号的环境下，也能够在抑制音质的恶化的同时提高接收特性。另外，由于后级滤波器的带宽比前级滤波器的带宽窄，因此在导出权重向量时能够降低干扰波的影响。另外，由于根据干扰波的接收功率调节后级滤波器的带宽，因此能够设定对应于接收状况的带宽。另外，由于设定了对应于接收状况的带宽，因此能够提高接收特性。
另外，由于将成为阵列合成对象的接收信号延迟比用于导出权重向量的期间更长的期间，因此能够对接收信号导出相当于未来的时刻的权重向量。另外，由于对接收信号导出相当于未来的时刻的权重向量，因此能够迅速反映传播环境的变动。另外，由于导出迅速反映了传播环境的变动的权重向量，因此能够提高接收特性。另外，由于在误差或变动范围变小时，从第一权重向量切换至第二权重向量，因此能够近似地减小误差。另外，由于近似地减小误差，因此能够缩短权重向量的收敛期间。另外，由于缩短权重向量的收敛期间，因此能够提高接收特性。另外，由于也能够应用在复用模拟FM信号和OFDM信号的接收信号中，因此能够扩大适用范围。
另外，由于使用进行了频带限制的接收信号，因此即使干扰功率大也能导出主波瓣对准与干扰波不同的方向的权重向量。另外，由于导出主波瓣对准与干扰波不同的方向的权重向量，因此能够提高接收特性。另外，由于使用权重向量对没有进行频带限制的接收信号进行阵列合成，因此能够抑制音质的恶化。另外，由于根据主波瓣对准与干扰波不同的方向的权重向量对没有进行频带限制的接收信号进行阵列合成，因此即使在干扰信号存在的环境下，也能够抑制音质的恶化，并且也能提高接收特性。另外，由于后级滤波器的带宽设定得比前级滤波器的带宽窄，在导出权重向量时能够降低干扰波的影响。
另外，由于对与配置了已知信号的副载波不同的副载波成分插入了零的信号导出权重向量，因此对混合有OFDM信号与模拟FM信号的接收信号也能够执行自适应阵列处理。另外，由于对混合有OFDM信号与模拟FM信号的接收信号也能够执行自适应阵列处理，因此能够提高接收特性。另外，由于在向模拟FM信号的成分插入了零之后导出权重向量，因此即使在模拟FM信号的频带内配置有OFDM信号，也能够导出权重向量。
另外，由于即使在模拟FM信号的频带内配置有OFDM信号，也能够导出权重向量，因此对所有数字信号都能够执行自适应阵列处理。另外，由于对可靠性高的OFDM信号执行自适应阵列处理，因此能够提高控制精度。另外，由于在包含模拟FM信号和OFDM信号的接收信号中，对模拟FM信号以CMA为基础导出权重向量，因此对混合了OFDM信号和模拟FM信号的接收信号也能执行自适应阵列处理。另外，由于执行CMA，因此即使没有已知信号也能够执行自适应阵列处理。
以上，说明了本发明的实施例。该实施例只是例示，显然，本领域的技术人员能够理解，对那些各构成要素或各处理程序的组合能够进行各种变形，并且这样的变形例也包括在本发明的范围中。
在本发明的实施例中，具备了两个天线10。但是并不仅限于此，也可以具备三个以上的天线10。根据本变形例，能够提高接收装置100构成的自由度。
在本发明的其它变形例中，具备了两个天线1010。但是并不仅限于此，也可以具备三个以上的天线1010。根据本变形例，能够提高接收装置1100构成的自由度。
在本发明的另一变形例中，具备了两个天线2010。但是并不仅限于此，也可以具备三个以上的天线2010。根据本变形例，能够提高接收装置2100构成的自由度。

Claims (10)

1.一种接收装置，其特征在于，具备：
输入部，其输入分别与多个天线对应的多个接收信号；
频带限制部，其对所述输入部中输入的多个接收信号的每一个进行频带限制；
第一合成部，其导出与在所述频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在所述频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成；
第二合成部，其使用在所述第一合成部中导出的权重向量对在所述输入部中输入的多个接收信号进行阵列合成；和
输出部，其解调并输出所述第二合成部的阵列合成结果。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，
还具备前级限制部，其对在所述输入部中输入的多个接收信号的每一个进行频带限制，并且向所述频带限制部和所述第二合成部输出进行了频带限制的多个接收信号，
所述前级限制部中的频带限制的带宽比所述频带限制部中的频带限制的带宽宽，
所述频带限制部对在所述前级限制部中进行了频带限制的多个接收信号的每一个进一步执行频带限制，
第二合成部对在所述前级限制部中进行了频带限制的多个接收信号执行阵列合成。
3.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，还具备：
测定部，其测定与应从所述输出部输出的阵列合成结果的期望频带相对的相邻频带中的干扰功率；和
调节部，其根据在所述测定部中测定的干扰功率，调节所述频带限制部中进行频带限制的带宽。
4.一种接收装置，其特征在于，具备：
输入部，其输入分别与多个天线对应的多个接收信号；
频带限制部，其对所述输入部中输入的多个接收信号的每一个进行频带限制；
第一合成部，其导出与在所述频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在所述频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成；
信号延迟部，其分别对在所述输入部中输入的多个接收信号进行延迟：
第二合成部，其使用在所述第一合成部中导出的权重向量对在所述信号延迟部中被延迟的多个接收信号进行阵列合成；和
输出部，其解调并输出所述第二合成部的阵列合成结果。
5.根据权利要求4所述的接收装置，其特征在于，还具备：
向量延迟部，其对在所述第一合成部中导出的权重向量进行延迟；
选择部，其选择在所述向量延迟部中被延迟的权重向量或者在所述第一合成部中导出的权重向量，并向所述第二合成部输出所选择的权重向量；和
控制部，其基于在所述第一合成部中导出的权重向量的收敛程度，控制所述选择部中的选择，
所述向量延迟部的延迟量比所述信号延迟部的延迟量小。
6.根据权利要求5所述的接收装置，其特征在于，还具备：
监视部，其监视所述第一合成部中的合成结果与基准信号之间的误差，从而作为在所述第一合成部中导出的权重向量的收敛程度，
所述控制部在所述监视部中监视到的误差的程度变得比阈值小时，使所述选择部选择在所述第一合成部中导出的权重向量。
7.根据权利要求6所述的接收装置，其特征在于，
所述控制部使所述选择部自选择所述第一合成部中导出的权重向量起经过规定期间之后，使所述选择部选择在所述向量延迟部中延迟的权重向量。
8.一种接收装置，其特征在于，具备：
输入部，其输入作为分别与多个天线对应的多个接收信号且对OFDM信号与FM信号进行了频分复用的接收信号；
第一变换部，其将在所述输入部中输入的多个接收信号的每一个变换到频域；
插入部，其在所述第一变换部中变换后的多个接收信号各自中的OFDM信号的一部分副载波上配置已知信号，并针对在所述第一变换部中变换的多个接收信号的每一个，在与配置了已知信号的副载波不同的副载波中插入零；
第二变换部，其将在所述插入部中插入了零的多个接收信号的每一个变换到时域；
第一合成部，其导出与在所述第二变换部中变换后的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在所述第二变换部中变换后的多个接收信号进行阵列合成；
第二合成部，其使用在所述第一合成部中导出的权重向量对在所述输入部中输入的多个接收信号进行阵列合成；和
输出部，其输出所述第二合成部的阵列合成结果。
9.根据权利要求8所述的接收装置，其特征在于，
针对在所述输入部中输入的多个接收信号的每一个，在FM信号的低频侧配置第一OFDM信号，在FM信号的高频侧配置第二OFDM信号，
所述插入部针对各接收信号，向与第一OFDM信号中的配置了已知信号的副载波不同的副载波、对应于FM信号的副载波、与第二OFDM信号中的配置了已知信号的副载波不同的副载波插入零。
10.一种接收装置，其特征在于，具备：
输入部，其输入作为分别与多个天线对应的多个接收信号且对OFDM信号与FM信号进行了频分复用的接收信号；
频带限制部，其按照降低包含于在所述输入部中输入的多个接收信号的每一个中的OFDM信号成分的方式，对在所述输入部中输入的多个接收信号的每一个进行频带限制；
第一合成部，其导出与在所述频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号对应的权重向量，并且使用导出的权重向量对在所述频带限制部中进行了频带限制的多个接收信号进行阵列合成；
第二合成部，其使用在所述第一合成部中导出的权重向量对在所述输入部中输入的多个接收信号进行阵列合成；和
输出部，其解调并输出所述第二合成部的阵列合成结果。
CN201010189146.7A 2009-05-25 2010-05-24 利用自适应阵列天线接收信号的接收装置 Active CN101980455B (zh)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009-125657 2009-05-25
JP2009125656A JP2010273292A (ja) 2009-05-25 2009-05-25 受信装置
JP2009125655A JP2010273291A (ja) 2009-05-25 2009-05-25 受信装置
JP2009-125655 2009-05-25
JP2009125657A JP2010273293A (ja) 2009-05-25 2009-05-25 受信装置
JP2009-125656 2009-05-25

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101980455A CN101980455A (zh) 2011-02-23
CN101980455B true CN101980455B (zh) 2014-11-19

Family

ID=43124556

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201010189146.7A Active CN101980455B (zh) 2009-05-25 2010-05-24 利用自适应阵列天线接收信号的接收装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8503590B2 (zh)
CN (1) CN101980455B (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012175172A (ja) * 2011-02-17 2012-09-10 Sony Corp 信号処理装置、及び、信号処理方法
JP5682536B2 (ja) * 2011-10-24 2015-03-11 株式会社Ｊｖｃケンウッド 送信装置、受信装置、送信方法、受信方法
JP5813240B2 (ja) * 2012-09-14 2015-11-17 三菱電機株式会社 中継装置および衛星中継装置
CN104993861A (zh) * 2015-05-21 2015-10-21 中国电子科技集团公司第十研究所 阵元选择性调零天线波束合成方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7076228B1 (en) * 1999-11-10 2006-07-11 Rilling Kenneth F Interference reduction for multiple signals
CN1922789A (zh) * 2004-01-30 2007-02-28 拉瓦尔大学 多用户自适应阵列接收机与方法
JP2007124411A (ja) * 2005-10-28 2007-05-17 Kyocera Corp アダプティブアレーアンテナ装置及びその適応制御方法
CN101390304A (zh) * 2006-02-27 2009-03-18 京瓷株式会社 自适应阵列天线装置及其自适应控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7076228B1 (en) * 1999-11-10 2006-07-11 Rilling Kenneth F Interference reduction for multiple signals
CN1922789A (zh) * 2004-01-30 2007-02-28 拉瓦尔大学 多用户自适应阵列接收机与方法
JP2007124411A (ja) * 2005-10-28 2007-05-17 Kyocera Corp アダプティブアレーアンテナ装置及びその適応制御方法
CN101390304A (zh) * 2006-02-27 2009-03-18 京瓷株式会社 自适应阵列天线装置及其自适应控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN101980455A (zh) 2011-02-23
US20100296607A1 (en) 2010-11-25
US8503590B2 (en) 2013-08-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9544039B2 (en) Method and apparatus for implementing signal quality metrics and antenna diversity switching control
JP2806587B2 (ja) 送信機、送信方法、受信機
EP1861977B1 (en) OFDM receiver and receiving method
CN100409594C (zh) 无线中继系统、无线中继装置及无线中继方法
JP3737264B2 (ja) ダイバーシチ受信装置
CN101420239A (zh) Fm接收机
CN101980455B (zh) 利用自适应阵列天线接收信号的接收装置
US8781421B2 (en) Time-domain diversity combining of signals for broadcast receivers
JP3363086B2 (ja) Ｏｆｄｍ受信装置
WO2006095513A1 (ja) Ｏｆｄｍダイバーシティ受信装置
JP2002016579A (ja) 通信装置
JP4499045B2 (ja) Ｏｆｄｍ復調装置、ｏｆｄｍ復調装置の動作方法、プログラム及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体
MX2014013929A (es) Procesamiento de señales de multiples corrientes.
JP4275530B2 (ja) 受信機及びその方法
CN109428625A (zh) 一种小区信号的合并传输方法及装置
JP4684308B2 (ja) 復調装置
JP4881852B2 (ja) 無線受信装置
WO2008089595A1 (en) Time domain interpolation method and apparatus for channel estimation
JP4515974B2 (ja) アダプティブアレーアンテナの適応制御装置
Bartzoudis et al. A Real-Time FPGA-based mobile WiMAX transceiver supporting multi-antenna configurations
JP5726381B2 (ja) デジタル放送受信装置
JP2018198354A (ja) サブキャリアダイバーシティ合成装置及び受信システム
JP2010273293A (ja) 受信装置
JPH11205290A (ja) Ｏｆｄｍ選択ダイバーシチ受信装置
JP2007124293A (ja) ダイバーシティ受信装置、ダイバーシティ受信方法、ダイバーシティ受信回路、集積回路、及びプログラム

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant