CN101849441B

CN101849441B - 用于气体放电灯如hid灯的镇流器

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Publication number: CN101849441B
Application number: CN200880114700.6A
Authority: CN
Inventors: 爱德华多·佩雷拉; 马库斯·布劳恩; 于尔根·芬克; 霍斯特·诺德根; 约翰·W·科拉尔; 于尔根·比拉亚; 弗洛里安·盖岑丹纳
Original assignee: Tridonicatco GmbH and Co KG
Current assignee: Tridonicatco GmbH and Co KG
Priority date: 2007-11-05
Filing date: 2008-11-04
Publication date: 2014-04-02
Anticipated expiration: 2028-11-04
Also published as: EP2208402A1; CN101849441A; EP2208402B1; WO2009059744A1

Abstract

本发明涉及用于控制处于高电位的开关元件尤其是晶体管的控制输入端的电路和方法，其中，所述控制输入端通过变压器被电去耦，并且所述控制输入端通过由呈时钟信号源形式的控制单元依靠变压器传输电压脉冲而被导通和截止。

Description

用于气体放电灯如HID灯的镇流器

技术领域

本发明涉及高电位(高压侧)晶体管的控制，高电位晶体管例如可被用在发光器件的控制装置中，例如用在气体放电灯或LED的镇流器中，确切地说，例如用在例如像逆变器这样的开关调节器中。

背景技术

具有半桥电路(逆变器)的镇流器是已知的。尤其当要通断高功率时，FET、MOSFET或者IGBT被用作逆变器的开关元件。这些元件本身的特点不仅在于能以低功率通断，而且能非常快速地通断。可是，上述元件设有欧姆值很高的输入端(栅极)，这也使具有欧姆值很高的输出端的激励电路成为必需的。激励电路必须确保至少处于高电位(高压侧)的开关元件对地电绝缘。这是如此做到的，即，采用具有变压器的激励电路，变压器的原级绕组和次级绕组仅感应耦合，但电隔离开。

发明内容

本发明的任务在于提出一种开关元件控制技术，该技术尤其为带有全桥逆变器或半桥逆变器或其它开关调节器的镇流器中的状况而设。

按照本发明，该任务将通过独立权利要求的特征来完成。从属权利要求以非常有利的方式改进本发明的中心构想。

本发明的第一方面涉及一种例如处于高电位的开关元件尤其是晶体管的控制输入端的控制方法，其中，所述控制输入端依靠变压器被电去耦。此外，所述控制输入端的导通和截止通过呈时钟信号源形式的控制单元依靠变压器传输电流脉冲或电压脉冲来实现。

所述导通和截止例如通过双极性电压脉冲来实现。这种电压脉冲是开关脉冲，在功能上例如电流脉冲与电压脉冲是等同的。

此外，本发明不仅可被用作处于高电位的开关元件的控制输入端的控制(此时可能需要电流隔离)，而且本发明也可被用于未处于高电位的开关元件的控制输入端的电去耦控制，但该开关元件的控制输入端的控制要求电流隔离。

第一极性的电压脉冲例如通过第一电路元件给控制输入端充电，电荷在第一极性的电压脉冲之后仍然保留，因而开关元件导通，极性相反的电压脉冲通过第二控制元件如此将控制输入端上的电荷放电，即开关元件被截止。

作为第一控制元件，可以采用二极管，最好是齐纳二极管。

作为第二控制元件，可以采用二极管和/或晶体管。

电流脉冲或电压脉冲最好比被控的开关元件的导通时间或截止时间短。此时，多个脉冲序列也是可行的，以将开关元件保持在期望状态。

控制单元可以像时钟信号源那样按照预定节拍发出电压脉冲，无论开关元件状态是否应该被改变。

此外，对于开关元件的状态应被改变的情况，控制单元可以向第一电压脉冲发出具有与第一电压脉冲相反极性的第二脉冲。

对于开关元件的状态应保持不变的情况，控制单元可以对于第一极性的电压脉冲再次发出同一极性的电压脉冲。

本发明也涉及控制单元，尤其是集成电路例如ASIC，其被构造用来执行如前述权利要求之一所述的方法。

本发明还涉及半桥逆变器或全桥逆变器或者具有至少一个开关的其开关调节器。此时，至少一个开关借助按照前述权利要求之一所述的方法被控制。

用于气体放电灯尤其是HID灯的镇流器可以具有这种逆变器。

此外，本发明的另一个方面涉及一种用于控制发光器件的控制装置的晶体管的方法。在这里，晶体管的控制输入端借助变压器被电去耦，其中，该控制输入端与变压器的次级侧相连，变压器的次级侧具有第一绕组和反向极化的串联的第二绕组；并且控制输入端的通断通过呈时钟信号源形式的控制单元依靠变压器传输电流脉冲或者电压脉冲来实现。

为了导通晶体管，在原级侧产生第一极性的电压脉冲，晶体管借此通过第一次级侧绕组被导通，并且在导通状态下放电晶体管通过第二次级侧绕组被主动截止，该放电晶体管用于将晶体管的控制输入端放电。

为了截止晶体管，在原级侧产生具有与第一极性相反的第二极性的电压脉冲，通过第二极性的电压脉冲并借助第二次级侧绕组来导通放电晶体管，该放电晶体管因此将晶体管的控制输入端放电，从而将晶体管的控制输入端截止。

所述次级侧绕组可以整合有负载电路的扼流圈(就是说与负载电路的扼流圈一起被绕在共同的铁芯上)，该负载电路与两个串联的晶体管的连接点相连，其中电位较高的晶体管依靠变压器地通过电压脉冲被控制。

附图说明

以下将结合附图来描述本发明的实施例，其中：

图1表示用于控制气体放电灯的镇流器，

图2表示镇流器中的信号曲线，

图3到图5表示将变压器设计成高压侧晶体管的电位隔离，

图6到图8表示用于控制高压侧晶体管的示意电路的实施例，

图9表示根据图7b的电路中的信号曲线，

图10表示用于控制LED的电路，

图11表示用于控制HID灯的镇流器，

图12表示用于高压侧晶体管的本发明控制电路的另一实施例，

图13表示在图12的本发明电路中的信号曲线。

具体实施方式

图1示意表示一个用于控制气体放电灯2的镇流器。镇流器包括负载电路1、逆变器7、激励电路11、控制单元15和供电电压单元16。负载电路1与通常一样包含串联谐振电路，串联谐振电路包括扼流圈4和电荷电容器3。扼流圈4和电荷电容器3之间的连接点通过耦合电容器5与气体放电灯2的电极相连。气体放电灯的另一电极2接地。扼流圈4包括未示出的铁芯和扼流绕组D。扼流圈4的远离电荷电容器3的接线端还与一个阻尼电容器(缓冲电容)的接线端相连，该阻尼电容器的另一接线端接地。

逆变器7是半桥电路，包括两个串联的MOSFET 8和9，它们作为电子开关元件。由两个MOSFET 8和9组成的串联电路一方面处于高的直流电压电位V_bus，另一方面接地。半桥连接点10通向负载电路1。

(本发明当然也可以用在全桥电路中。)

两个MOSFET的输入端(栅极)对地都具有很高的欧姆电阻。这就需要激励电路11的相应输出端也具有很高的欧姆电阻。如果靠上方的MOSFET 8需要完全对地电隔离，则激励电路11为此包括一个变压器14，该变压器具有铁芯(未示出)和原级绕组T_p及次级绕组T_s。次级绕组T_s的一个接线端与靠上方的激励器12的输入端相连，激励器的输出端位于MOSFET 8的栅极上。次级绕组T_s的另一接线端位于构成逆变器7的半桥电路的桥接点10。靠下方的MOSFET 9的栅极也被一个激励器13控制，该激励器13直导通向控制单元15。变压器14的原级绕组T_p也由控制单元15通电。

控制单元15给激励电路11提供开关脉冲(通/断)。此时，利用了原级绕组的环匝电容和其电感之间的谐振。如果开关脉冲是“通”，则环匝电容充电，变压器在一个方向上励磁。靠上方的MOSFET 8随后被切换至导通，而靠下方的MOSFET 9被截止。如果随后的开关脉冲是“断”，则变压器继续激励电流并且沿另一方向被反复磁化。这导致靠上方的MOSFET 8被截止，靠下方的MOSFET 9被切换至导通。

负载电路中的阻尼电容器6实现了具有零电位的MOSFET 8和9的通断，并且还起到过滤掉作为一连串开关操作的电磁干扰频率的滤波器的作用。

可以在图2(a)中看到两个MOSFET 8和9如何交替导电导通。

图2(b)表示在逆变器7的桥点10处的电压vmp(t)。可以看到梯形开关脉冲的出现。

图2(c)表示流经扼流圈4的电流iL(t)的变化过程。可以看到，电流是几乎像正弦曲线的，这表明几乎没有产生谐波以及进而没有产生干扰。

图2(d)表示流经阻尼电容器6的电流变化过程。它是以具有交替的极性出现在MOSFET 8和9的开关间歇期中的小电流脉冲。与此相关地要指出，如图2(a)所示的开关间歇期具有零电位。图3至图5示出了实际状态中的发明。

变压器14和扼流圈4具有一个共同的铁芯16，它由彼此对置的E-子铁芯17和18构成。铁芯16具有两个外腿19和20以及一个中心腿21。中心腿21被气隙24中断，由此被分成两个分腿21a和21b。所述三个腿19、20和21在它们的端部均被一个横铁轭搭接。

变压器14的原级绕组T_p被分开，其中一半绕在腿19上，另一半绕在腿20上。次级绕组T_s同样被分开，其中一部分绕组也绕在共同的铁芯16的腿19上，另一部分绕组也绕在共同的铁芯16的腿20上。卷绕方向随后将加以说明。

扼流圈4包括三个扼流绕组D1、D2和D3。这三个扼流绕组可以有选择地串联，从而扼流圈4的电感可改变。在任何情况下，所有三个扼流绕组D1、D2和D3被卷绕在共同的铁芯16的中心腿21上。

现在，将结合图4和图5来说明必须如何选择变压器14的原级绕组的卷绕方向才能获得期望的效果。图4仅示出了两个绕组，其中的上方绕组对应于图3中的两个变压器绕组之一，下方绕组对应于图3中的扼流绕组中的一个。

参见图4，应首先对安置在中心腿下侧的绕组施加电压U_D，该电压在绕组中产生电流i_D。通过电流i_D，将在中心腿中产生磁通Φ_D，磁通Φ_D被分成两个分磁通Φ_D1和Φ_D2，两个分磁通回流经过外腿。现在，如此挑选上绕组的两个分绕组的卷绕方向，即在两个分绕组中通过两个分磁通Φ_D1和Φ_D2感应出的电流导致电压U_R1和U_R2，所述两电压本身相互抵消，因而在上绕组的输入端上出现U_R＝0。结果是，上绕组与下绕组被去耦。重要的是，分绕组被如此安置，即因在其中感生出的电流而出现的分电压相互抵消。

在图5中，在上绕组上施加电压U_T，它造成了电流I_T。由于有该电流，所以在铁芯中产生磁通Φ_T，该磁通仅经过铁芯的两个外腿以及两个横铁轭，没有经过中心腿。原因是，中心腿因其气隙而具有比两个外腿高许多的磁阻。由于未经过中心腿，所以在位于该中心腿的下绕组上没有感应出电流。因此，下绕组还是与上绕组去耦。

针对这两个图4和图5说明的原理在图3中用两个变压器绕组和三个扼流圈绕组来实现。卷绕方向分别与图4、图5中的卷绕方向相同。在这里，也保证了变压器绕组和扼流圈绕组之间的完全去耦。但是，变压器14的原级绕组T_p和次级绕组T_s未被去耦(也不该如此)。因为变压器绕组T_p和T_s以及扼流圈绕组D1、D2和D3位于同一铁芯16上，所以显著降低了围绕通常存在的第二铁芯的电路复杂程度。

参见图3，上述原理也可以如此稍作改变：D1和D2可以是变压器绕组。T_p可以是一个扼流圈绕组。D3和T_s被忽略掉。在这样稍作改变的方案中，变压器绕组和扼流圈绕组还是被去耦，而两个变压器绕组相互耦合。

图6表示用于控制晶体管M1尤其是MOSFET的本发明电路。晶体管M1优选是这样的晶体管，即它处于高电位(高压侧)并且例如接受上述类型的镇流器的DC总线电压。因此，晶体管M1的栅极应该按照电位隔离的方式被控制。按照图6所示的设计，为此设置一个呈时钟信号源V1形式的控制单元，它给变压器T1的原级侧绕组供电。

此外，如此构成控制单元V1，它最好能发出例如为±12V的双极性脉冲。

所述双极性脉冲通过变压器T1传输。在次级侧设有第一开关元件S1，借此能有选择地在控制单元V1的第一脉冲时导通控制元件(晶体管)M1。为此，例如可以在第一脉冲时通过开关元件S1给晶体管M1的控制输入端(栅极)充电。按照本发明，随后开关保持在此状态下(例如导通状态)，即便脉冲又衰减并且因而在晶体管T1的原级侧存在信号OV。

为了截止开关元件(晶体管)M1，采用另一个来自控制单元V1的脉冲。该脉冲最好可以是具有相反极性的脉冲(例如-12V)。尤其是，可以在变压器T1的次级侧如此设置另一个开关元件S2，即第二脉冲通过第二控制元件S2接地而造成晶体管M1的控制输入端(栅极)放电。可选的是，可以与开关元件M1(晶体管)并联一个电荷蓄电器或蓄能器C1(例如电容器)。

图7a表示图6的电路的常规电路图的第一线路工程设计。在此，用于通过给控制输入端(栅极)充电来导通晶体管的第一开关元件是二极管D1。

为了放电和进而截止晶体管M1，设有一个电路，该电路具有齐纳二极管D3以及晶体管Q1。

在图8中示出了一种电路，在此电路中，晶体管M1的控制输入端的放电没有通过一个主动元件(如根据图7a的实施例的晶体管Q1)来实现，而是通过另一个被动元件即齐纳二极管D2来实现。

在基本上对应于图7a的图7b中，示出了各种不同电压，它们在图9的信号曲线图中被示出。

在那里可看到，通过也作为电压V_T1被变换至变压器T1次级绕组的第一脉冲DRV+，晶体管M1的栅极被充电至导通电压V_GATE。

在正的第二脉冲DRV+时，保持晶体管M1的导通状态。

根据此实施例，借助栅极放电的截止通过相反极性的脉冲来实现，即该脉冲具有电压DRV-，呈负电压脉冲形式的该电压被变换至变压器T1的次级侧作为电压V_T1。该脉冲的波前于是通过一个无源或有源元件造成晶体管M1的控制输入端的放电。

按照本发明，也可以在输入侧产生三种不同的状态，即，第一极性脉冲、具有与第一级性相反的第二极性的脉冲、以及状态“OV”。

优选呈二极管D1(普通的二极管或者齐纳二极管)形式的第一开关元件S1导通正脉冲，就是说，将例如0至+12V从变压器T1传输至晶体管M1的栅极。

在传输OV至负极性(如-12V)时，齐纳二极管D3导通，这又导通晶体管Q1，结果，晶体管(例如场效晶体管)M1的栅极被放电。

根据本发明，由源V1提供一种时钟化信号，其中该时钟化信号随后通过变压器T1被变换至次级侧。在次级侧，设有开关元件S1或者S2，借此能有选择地将时钟信号传递至MOSFET M1的栅极，以便对栅极充电，或者又能将充电的MOSFET M1的栅极放电。

此时一个突出的优点在于，所示的工作以能以很低的例如小于1kHz，最好小于100Hz的脉冲频率或甚至以近似直流工作的方式进行。当开关M1是一个全桥逆变器电路的或者一个半桥逆变器电路的一部分时，则以非常低的逆变器频率进行的工作例如对HID灯的镇流器非常有利。

可以按照本发明来规定，参见图9，在例如用第一极性脉冲导通晶体管M1之后，重复该脉冲，确切地说在隔了预定时间间隔之后(信号源的节拍)，实现晶体管M1的栅极的电荷状态的更新。

为此，呈时钟信号源形式的控制单元可以被设计用来按照预定的节拍发出脉冲，无论是否应改变晶体管M1的状态。对于要改变状态的情况来说，向第一脉冲发出具有相反极性的第二脉冲。对于应保持状态的情况来说，向第一极性的脉冲再次发出同极性的脉冲，这确认了晶体管M1的开关状态(更新)。在输入侧可产生的三种不同状态不一定具有规定不变的电压水平，而是可以处于三个不同的取值范围。因此，第一极性的脉冲可以处于10V至15V的范围，具有相反的第二极性的脉冲处于-10V至-15V的范围，以及“OV”状态处于5V至-5V的范围。因此，不需要具有分散值的时钟信号，而是也可以采用模拟时钟信号，所述模拟时钟信号具有在所述三个电压范围的相应信号形状。

图11表示带有全桥的HID灯的控制电路，其中两个处于高电位的开关元件S1和S3通过按照本发明的控制装置被控制(HID灯的控制电路的整体功能在EP1114571B1中有所描述)。

图10表示LED控制用的开关调节器，它是本发明的一个可能应用。开关调节器被构造成所谓的降压调节器或者Buck转换器并且具有按照本发明被控制的开关元件。

关于LED电路的例子，如在图10中注意到的，本发明的控制也可以被用在其它的开关调节器的布局中，例如降压-增压转换器或者逆变器中，最好主要用在需要控制高电位晶体管时。

通过供应电压，施加一个被平滑和整流的中间电路电压V1(它也可由前置的给蓄电电容器供电的电路单元来提供)。

在对一个例如以自阻断式n沟道MOS场效晶体管形式实现的第一半导体功率开关M1的栅极施加一个大小合适的控制电压U_G之后，该电控开关级将导电，从而漏电流开始流动，该漏电流由于起到蓄电器作用的蓄电扼流圈L10而连续增大，并且该漏电流作为二极管电流I_D流过发光二极管D10(LED)。在蓄电扼流圈L10充电时，二极管电流I_D的增大将在一个低欧姆值的测量电阻R10被测知，该测量电阻同时设置在的第一功率开关M10的负载电路中并且与接地节点相连。当二极管电流I_D达到某个值时，则功率开关M10打开。

这导致通过蓄电扼流圈L10形成的二极管电流I_D通过在与发光二极管D10串联连接的并联分支中的空程二极管DF被导出至由蓄电扼流圈L10构成的感抗XL10和低欧姆值测量电阻R10。借助于这个比较简单的电路技术措施，避免了第一半导体功率晶体管M1受到在漏电流I_D(当M10阻断时)中断时在感抗XL10上释放的感生电压U_L10的威胁，该感生电压可能是工作电压的许多倍。此时，在低欧姆值测量电阻R10上释放的电压U_R10用于测量在空程电流电路中流过发光二极管D10的二极管电流。开关级M10一直保持阻断，直到电流降低到某个阈值以下。在开关级M10又开始导通之后，上述过程周而复始地循环进行。在本发明的方法中，感抗XL10的充电电流和放电电流I_L10均作为二极管电流I_D流过按照本发明的LED照明模块的串联发光二极管D10的结构，从而出现以平均值为中心周期摆动的、流过LED的三角形电流。

通过将功率开关M10设置在蓄电扼流圈L10前面，可以如此布置LED D10，即充电电流和放电电流都能通过一个接地测量电阻来测量。因此，可以对两个电流进行简单的电流测量。但是，在蓄电扼流圈L10前面设置功率开关M10要求控制处于高电位的开关元件。这一任务可以通过采用本发明的控制方法来完成。

控制电路50负责经过测量电阻R10的电流监测，该控制电路将导通和截止功率开关M10的控制信号发送给按照本发明的用于处于高电位的开关元件(M10)的控制电路。也可以想到采用占地较小的专用集成电路(ASIC)来实施控制单元50，其测量值测量元件此时不一定具有高的介电强度。

参见图12和图13，现在描述按照本发明的电路的一个非常有利的设计。该电路又着眼于可与另一晶体管9串联的高压侧晶体管8的控制，上述串联构成一个半桥逆变器或一个全桥逆变器的至少一半。在两个晶体管8和9的中央点，又可以设置与图1(框1)相似的负载电路，用于给发光器件供电。

当也要在此实施例中描述全桥电路或半桥电路的高压侧晶体管的控制时，可以理解的是，该控制也可以套用前面所有描述的应用场合。

从一个控制单元15开始，双极性电压脉冲U_P1被耦合输入晶体管的原级侧绕组T_P。

可是在晶体管14的次级侧，现在设有两个绕组TS和TS′，它们相互串联并且具有相反的卷绕方向。此外，第一绕组TS具有原级侧线圈T_P的卷绕方向，而第二绕组TS′具有与之相反的卷绕方向。

因此，在第一绕组TS上出现第一电压U_T，2在第二绕组TS′上出现与之相反的电压U_T，3。

如已经参见图1至图11所述地，通过第一绕组TS来导通晶体管8(导通)。

不过同时，从现在起通过在第二线圈TS′上的电压U_T，3来控制放电晶体管100的控制输入端，在这里，当第一线圈TS的电压导通晶体管8时，放电晶体管100通过第二线圈TS′被主动截止。因此，可以比较简单地保证晶体管8的控制输入端(例如在MOSFET情况下的栅极)不会被不小心地放电而造成晶体管8不小心截止。

当现在从控制单元15开始向变压器14的原级侧绕组T_P发出一个与晶体管8导通过程相比较相反的脉冲时，通过在具有相反卷绕方向的第二绕组Ts′中感应出的电压U_T，3主动导通放电晶体管100，从而晶体管8的栅极被快速泄空，因此晶体管8可被主动快速截止。

在图13中，由控制单元15在原级侧产生的电压脉冲用U_P，1表示。标记U_PWM，Hs表示在高压侧晶体管8的控制输入端上的控制信号。

与图1至图11的实施例相比，图12的实施方式的优点在于尤其可以省掉耗尽时间很短的二极管。

Claims

1.一种用于控制开关元件（8，M1）的控制输入端的方法，其中，该控制输入端通过变压器被电去耦，该控制输入端的导通和截止通过呈时钟信号源形式的控制单元（15，V1）依靠变压器传输电流脉冲或电压脉冲来实现，其中，第一极性的电流脉冲或电压脉冲通过第一电路元件（S1）对所述控制输入端充电，电荷在第一极性的电流脉冲或电压脉冲之后保留并因而保持所述开关元件（8，M1）导通，并且另一个电流脉冲或电压脉冲通过第二电路元件（S2）将在控制输入端上的电荷放电，从而所述开关元件（8，M1）被截止。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述开关元件是晶体管。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，该导通和截止通过双极性电压脉冲来实现。

4.根据权利要求2所述的方法，其中，该时钟信号源呈现三种不同的状态。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，该晶体管的控制输入端通过变压器（14）被电去耦，此时，该控制输入端与该变压器（14）的次级侧相连，该变压器（14）的次级侧具有第一绕组和反向极化的串联的第二绕组，并且该晶体管（8）的导通和截止通过呈时钟信号源形式的控制单元依靠变压器传输电流脉冲或电压脉冲来实现。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，为导通该晶体管，产生第一极性的原级侧电压脉冲，借助该第一极性的原级侧电压脉冲，该晶体管由第一次级侧绕组导通，并且在导通状态下用于将该晶体管的控制输入端放电的放电晶体管由第二次级侧绕组主动截止。

7.根据权利要求5所述的方法，其中，为截止该晶体管，产生具有与第一极性相反的第二极性的原级侧电压脉冲，借助该第二极性的原级侧电压脉冲，放电晶体管由第二次级侧绕组导通，放电晶体管因此将晶体管的控制输入端放电，由此使控制输入端截止。

8.根据权利要求5所述的方法，其中，带有负载电路（1）的扼流圈（4）的次级侧绕组被卷绕在一个共同的铁芯上，该负载电路（1）与两个串联的晶体管的连接点相连，其中电位较高的晶体管依靠变压器利用电压脉冲来控制。

9.根据权利要求1至3中的任一项所述的方法，其中，第一极性的电流脉冲或电压脉冲通过第一电路元件对所述控制输入端充电，电荷在第一极性的电流脉冲或电压脉冲之后保留并因而保持所述开关元件导通，具有相反极性的电流脉冲或电压脉冲通过第二控制元件将在控制输入端上的电荷放电，从而所述开关元件被截止。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，作为第二控制元件，采用无源元件和/或采用有源元件。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述无源元件是二极管。

12.根据权利要求10所述的方法，其中，所述无源元件是齐纳二极管。

13.根据权利要求10所述的方法，其中，所述有源元件是晶体管。

14.根据权利要求1所述的方法，其中，该电压脉冲比受控的所述开关元件的导通时间或截止时间短。

15.根据权利要求1所述的方法，其中，无论是否要改变所述开关元件的状态，呈时钟信号源形式的该控制单元都按照预定的节拍发出电压脉冲。

16.根据权利要求15所述的方法，其中，对于应改变所述开关元件状态的情况，该控制单元产生电压脉冲，该电压脉冲与之前产生的脉冲相比具有相反极性。

17.根据权利要求15所述的方法，其中，对于应保持所述开关元件状态的情况，该控制单元对于第一极性的电压脉冲再次发出同一极性的电压脉冲。

18.一种用于控制开关元件（8，M1）的控制输入端的电路，所述电路具有控制单元、第一电路元件（S1）和第二电路元件（S2），其中，该控制输入端通过变压器被电去耦，该控制输入端的导通和截止通过呈时钟信号源形式的所述控制单元（15，V1）依靠变压器传输电流脉冲或电压脉冲来实现，其中，第一极性的电流脉冲或电压脉冲通过所述第一电路元件（S1）对所述控制输入端充电，电荷在第一极性的电流脉冲或电压脉冲之后保留并因而保持所述开关元件（8，M1）导通，并且另一个电流脉冲或电压脉冲通过所述第二电路元件（S2）将在控制输入端上的电荷放电，从而所述开关元件（8，M1）被截止。

19.一种半桥或全桥的逆变器，该半桥或全桥的逆变器具有至少两个开关，其中，一个开关由根据权利要求18所述的电路控制。

20.一种用于气体放电灯的镇流器，该镇流器具有根据权利要求18所述的电路。

21.一种用于HID灯的镇流器，该镇流器具有根据权利要求18所述的电路。

22.一种开关调节器，该开关调节器具有至少一个作为开关元件的开关，其中该开关由根据权利要求18所述的电路控制。

23.一种逆变器，该逆变器具有至少一个作为开关元件的开关，其中该开关由根据权利要求18所述的电路控制。

24.一种用于LED的镇流器，该镇流器具有根据权利要求18所述的电路。

25.一种利用具有至少四个开关的全桥逆变器来控制HID灯的方法，其中，对两个处于高电位的开关元件的控制输入端的控制通过借助呈时钟信号源形式的控制单元依靠变压器传输电压脉冲而使该控制输入端导通和截止来完成，并且该控制输入端依靠变压器被电去耦，其中，第一极性的电流脉冲或电压脉冲通过第一电路元件（S1）对所述控制输入端充电，电荷在第一极性的电流脉冲或电压脉冲之后保留并因而保持所述开关元件导通，并且另一个电流脉冲或电压脉冲通过第二电路元件（S2）将在控制输入端上的电荷放电，从而所述开关元件被截止，对两个处于低电位的开关元件的控制输入端没有通过变压器被电去耦。

26.根据权利要求25所述的方法，其中，时钟信号脉冲比处于高电位的被控开关元件的导通时间或截止时间短。

27.根据权利要求25所述的方法，其中，所述开关元件是晶体管。