CN1018413B - 脉宽调制型变流装置 - Google Patents

脉宽调制型变流装置

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Abstract

本发明为一种脉宽调制型变流装置，其特征在于：①对于由一对开关元件构成的桥臂进行三相桥形连接而形成的变流器部分、②对该变流器部分的输出电流分别进行检测的电流检测器、③发生脉宽调制信号的PWM信号发生装置、④对该PWM信号进行处理的处理装置、⑤在由上述电流检测器检测出来的电流的近似零电平期间，选择上述处理装置的生成信号；而在上述以外的其他期间，仅选择出与开关元件相对应的信号作为上述各开关元件的驱动信号加以输出的选择装置。

Description

该发明涉及输出可变电压、可变频率的交流的脉宽调制型变流装置，特别是涉及到为防止用作开关元件的可控元件间的短路而进行的控制的改进。
图16是现有的脉宽调制型变流装置（以下简称PWM型变流器）的结构图，图中，（10）是直流电源，（20）是由作为开关元件的可控元件和反向并联的二极管构成的，这是把由直流电源（10）供给的直流电压变换成可变电压、可变频率的交流电压的逆变器（为了简明起见用单相符号表示），（30）是由变流器驱动的电动机，（40）是相当于基准信号发生装置（该装置用于输出作为输出 电压基准的基准电压波形的基准电压发生器，（50）是利用三角波等波形来生成和输出频率fc的载波波形的载波发生器，（60）是相当于PWM信号发生装置（该装置借助基准电压发生器（40）和载波发生器（50）的信号来发生逆变器（20）的可控元件的触发信号（PWM信号））的PWM电路，（65）是处理装置，它根据PWM电路（60）的信号，为防止逆变器（20）各相的上、下可控元件间短路而生成已设定了防止短路时间Td的PWM信号，（70）是接收处理装置（65）的信号，驱动逆变器（20）的可控元件的驱动电路。
现以电路动作说明如下。图18表示这种PWM型变流器的PWM动作的典型实例，这是U、V、W三相PWM型变流器的一个相位（U相）的动作说明图。如图17所示，对作为变流器的输出电压、输出频率的基准的基准电压和为对其进行调制的信号（例如三角波形的载波波形）进行比较，当基准电压大于载波波形电压时即导通;当基准电压小于载波形电压时即截止，得出U相上侧的可控元件的PWM信号UPO。U相下侧的可控元件的PWM信号UNO作为上述UPO的变流器信号求出。实际上，为了防止上、下的可控元件短路，对导通时间进行延迟，延迟时间的长短以短路防止时间Td为准。利用通过这种短路防止处理后的PWM信号UP、UN来驱动可控元件，其结果如图18（d）所示，获得的U相输出电压波形是经过脉宽调制而形成的正弦波。并且，V相、W相的输出电压波形也同样变成正弦波。图18（d）所示的电位表示直流一侧与假想中点对应的电位。
上述标准电压波形、载波波形示于图18（a），UPO、UNO示于图18（b），输出电压示于图18（d）。在图16中基标电压发生器（40）输出图18（a）所示的基准电压波形，载波发生器（50）生成图18（a）所示的三角形的载波波形，PWM电路（60）生成图18（c）所示的PWM信号，而处理装置（65）生成图（18）（c）所示的经过短路防止处理的PWM信号，驱动电路（70）利用处理装置（65）的短路防止处理后的PWM信号来驱动逆变器（20）的可控元件。这样即可从变流器获得经过波形控制的可变电压、可变频率的交流。
但是，如图19和图20所示，结果出现了上述短路防止时间Td所造成的影响。这种影响随输出电流的极性不同而异，当输出电流的极性为正时，在短路防止时间Td的期间内，。输出的电压低于基准电压;当极性为负时上述输出电压高于基准电压。所以，借助基准PWM信号获得的理想正弦波（例如图20和VUNO）按输出电流极性周期对输出电压产生影响，结果如图20VUN所示产生畸变。这种情况作为与电流极性相对应而产生的畸变（误差）也表示在图18（e）内。其中，VU-O、UUO-O均表示以直流一侧假想中点为基准的电位。
也就是说，相对于基准电压信号产生一定误差，其大小等于短路防止时间Td。该误差造成输出电压畸变、输出电压降低、转矩脉动增大等不良影响。
下面说明为消除这些不良影响而提出的PWM型变流器。
图21是专利公布号特开昭60-207494号公报所发表的现有PWM型变流器的结构图。图中，（55）是检测各相输出逻辑电平的电位检测器，（60a）是相当于PWM信号发生装置（借助基准电压发生器（40）和载波发生器（50）的信号以及电位检测器（55）的信号来生成逆变器（20）的可控元件的触发信号（PWM信号））的PWM电路。在该图中，与图16所示的符号相同的符号表示同样的部分，所以其说明从略。
下面说明其工作原理，除了对短路防止时间Td的影响进行校正的工作外，其余均与原有用例相同，所以其说明从略。下面说明校正上述短路防止时间Td的影响的工作原理。在图21所示的原有用例中，为了消除上述不良影响，如图21所示，设置了用于检测各相输出逻辑电平的电位检测器（55），在PWM电路（60a）中，对该电位检测器（55）的输出和进行短路防止处理之前的标准PWM信号（例如图18（b）所示的UPO、UNO）进行比较，依次校正其误差部分。
图22是电位检测器（55）的详细电路图，它表示PWM型变流器的U相输出部分，在U相输出端子和直流母线N之间插入电阻（15）和光电耦合器（16），当U线的电位处于直流母线的P侧，即P电平时，光电耦合器（16）导通，检测信号 PC为H（高）电平;当U相电位处于直流母线N的电平时光电耦合器（16）截止，检测信号PC为L（低）电平。这样以来，检测出实际输出电压的逻辑电平，输出到PWM电路（60a）内。而V相和W相也与U相完全相同，所以其说明从略。
下面根据图23来说明其工作原理。
对由UPO信号所表示的基准信号和电位检测器（55）的U相部分的检测信号PC进行比较，例如，用计数器等将L→H的变化时间延迟误差加以累计，在下一次的H→L定时时按上一次累计的上述误差进行延迟，用基准信号UPO发出指令，这样即可按同样的时间来确保H时间（对L时间也是如此），获得规定的输出电压，以此进行校正。在图23所示的校正工作示例中，对输出电压产生畸变的原因仅仅示出了短路防止时间Td和主电路元件的截止延迟Ts，其他延迟因素从略。图中UDLY表示对UPO校正后的PWM信号，PC表示利用电位检测器（55）从UDLY中把由PWM信号UP（该信号经过短路防止处理）驱动的结果检测出来后所得到的信号，∑u表示对标准信号和检测信号的误差进行积分或计数的情况。
例如，图中作为t2-t1存储的L→H的延迟时间，通过把下一次的H→L的定时从t3延迟到t4而加以校正。
6a、6b表示图22所示的U相上侧和下侧的可控元件的触发（H电平）、断路（L电平）状态。
对上述短路防止时间Td的影响进行限制的PWM型变流器是与上述方法不同的另一种方案。
图24是原有的另一种PWM型变流器的结构图，图中（90）是检测变流器输出电流的电流检测器，（100）是接收电流检测器（90）的输出信号，判断变流器各相输出电流极性正负的极性判断装置，（40c）是输出基准电压波形的标准电压发生器，它能输出作为输出频率、输出电压基准的基准电压波形，同时接收极性判断装置（100）的输出信号，预先对预测的误差量进行校正，使变流器的输出电压符合基准电压的要求。（60）是利用基准电压发生器（40c）和载波发生器（50）的输出信号来发生逆变器（20）的可控元件的触发信号（PWM信号）的PWM电路。
该图中与图21所示符号相同的符号表示同样的部分，所以其说明从略。
下面说明工作原理。在该PWM型变流器中，如图24所示，设置了电流检测器（90）和极性判断装置（100）代表上述原有用例中所示的电位检测器（55），用于判断各相输出的输出电流极性，根据输出电流极性对标准电压波形进行校正，以消除短路防止时间Td所造成的影响。
图25是根据输出电流极性校正基准电压波形的工作原理说明图。在图18～图20中所示的载波波形的各期间，始终由三相进行开关动作，以这种三臂控制为例仅表示出其中的U相部分。
图25（a）是基准电压波形，同图（b）是输出电流波形，同图（c）是把短路防止时间Td所造成的输出电压波形的畸变量△V转换成基准电压波形电平后呈现出的波形，同图（d）是输出电流极性判断信号S2的波形，同图（e）是为消除输出电压波形畸变量△V而校正基准电压波形所需的电压量的波形，同图（f）表示U相的相电压波形，该波形相对于虚线所示目标电压，受到短路防止时间Td的影响而产生实线所示的畸变。（实际上形成PWM波形，但为了使图形简明，用模拟值表示）
上述输出电压波形的畸变量△V在1982年电气学会东海支部联合大会“PWM变流器的上下臂短路防止时间”内也有记载，其关系如下。
△V∝fc·Td
式中，fc：载波频率
Td：短路防止时间
现假定在变流器对电动机（30）进行驱动的状态下，流过的电流是图25（b）所示的输出电流Iu。电流检测器（90）检测出上述输出电流Iu，极性判断装置（100）根据该检测信号把同图（d）所示的极性判断信号S2输出到标准电压发生器（40c）内。标准电压发生器（40c）根据极性判断信号S2，生成如同图（e）所示的校正信号，用于消除短路防止时间Td所造成的影响，即同图（c）所示的输出电压波形畸变量△V，该生成信号与同图（a）所示的基准电压波形相加，然后输出到PWM电路（60）内。这样根据输出电流极性，预先消除短路防止时间Td的影响，获得输出电压，为此对基准电压波形进行校正，并进行PWM运算，所以能对同图（f）中实线所示的畸 变进行抑制，能获得虚线所示的输出电压波形。
原有的脉宽调制型变流装置采用上述结构，所以利用处理装置（65）来设定短路防止时间Td;防止可控元件间短路，在此结构中上述短路防止时间Td对输出电压产生影响，并且利用电位检测器（55）来检测各桥臂的可控元件间的接点电压;在根据该检测电路，利用PWM电路（60）来校正短路防止时间Td对输出电压的影响的结构中，在输出电流极小的区域内，由于应当由上述电位检测器（55）生成的逻辑电平不能成立，所以不能用逻辑校正方式对短路防止时间Td的影响进行校正，利用极性判断装置（100）对由电流检测器（90）所检测出的输出电流极性进行判断，利用基准信号发生器（40c）来发生与上述判断信号S2相对应的校正信号，将该校正信号与基准电压相加，在校正上述短路防止时间Td对输出电压的影响的结构中，在输出电流极性由正向负或由负向正转换的输出电流的零电平区域内，极性判断装置（100）的判断精度有限，所以很难判断准确，在输出电流极性转换的附近，明显出现短路防止时间Td的影响，输出电流在零电平附近停留的时间增长，其结果接近上述极性判断精度的根限，正或负的极性判断结果的时间出现不平衡，并且在上述极性转换点上产生检测误差，上述短路防止时间Td的影响不能校正，出现输出电压畸变，输出电压降低，转矩波动、转动不均匀等现象。这些都是应当解决的问题。
本发明正是为了解决上述问题而提出的。其目的在于获得这样一种稳定性良好的脉宽调制型变流装置、它能抑制开关元件间的短路防止处理的影响，并且在输出电流极小的区域内也能充分校正输出电压波形，防止产生输出电压畸变、输出电压降低、转矩波动或转动不均匀等现象。
与本发明的第一发明内容有关的脉宽调制型变流装置具有限，正或负的极性判断结果的时间出现不平衡，并且在上述极性转换点上产生检测误差，上述短路防止时间Td的影响不能校正，出现输出电压畸变，输出电压降低，转矩波动、转动不均匀等现象。这些都是应当解决的问题。
本发明正是为了解决上述问题而提出的。其目的在于获得这样一种稳定性良好的脉宽调制型变流装置、它能抑制开关元件间的短路防止处理的影响，并且在输出电流极小的区域内也能充分校正输出电压波形，防止产生输出电压畸变、输出电压降低、转矩波动或转动不均匀等现象。
与本发明的第一发明内容有关的脉宽调制型变流装置具有以下构成部分：对成对的开关元件（该元件互相串联的同时又被交替地进行控制）所组成的桥臂进行三相桥式连接的变流部分，对该变流部分的输出电流分别进行检测的电流检测器、能生成为控制上述各开关元件所需的脉宽调制信号的PWM信号发生装置、为防止上述成对开关元件间短路而对该PWM信号发生装置的生成信号进行处理的处理装置以及选择装置（该选择装置在由上述电流检测出的电流的近零电平区域的期间内，选择上述处理装置的生成信号，并在上述以外的期间内从上述PWM信号发生装置的生成信号中仅仅选择出与在上述输出电流生成中发挥重要作用的开关元件相对应的信号，作为上述各开关元件的驱动信号加以输出）。
另外，与本发明的第二发明内容有关的脉宽调制型变流装置具有以下构成部分：对成对的开关元件（该元件互相串联的同时又被交替地进行控制）所组成的桥臂进行三相桥式连接的变流部分、对该变流部分的输出电流分别进行检测的电流检测器、能生成为控制上述各开关元件所需的脉宽调制信号的PWM信号发生装置、为防止上述成对开关元件间短路而对该PWM信号发生装置的生成信号进行处理的处理装置和基准信号发生装置（该发生装置能产生基准信号并将其输出到上述PWM信号发生装置内，它对应于由上述电流检测器所检测出的电流的近似零电平区域，一边使该相的输出电压波形的半周内最大为π/3（rad）的区域饱和，一边对其他相位进行二桥臂调制，并输出近似正弦波形的输出电压）。
再者，与本发明的第三发明内容有关的脉宽调制型变流装置具有以下构成部分：对成对的开关元件（该元件互相串联的同时又被交替地进行控制）所组成的桥臂进行三相桥式连接的变流部分、对该变流部分的输出电流分别进行检测的电流检测器、能生成为控制上述各开关元件所需的脉宽调制信号的PWM信号发生装置以及基准信号发生装置 （该发生装置能产生基准信号并将其输出到上述PWM信号发生装置内，它对应于由上述电流检测器所检测出的电流的近似零电平区域，一边使该相的输出电压波形的半周内最大为π/3（rad）的区域饱和，一边对其他相位进行二桥臂调制，并输出近似正弦波形的输出电压）以及选择装置（该选择装置根据上述电流检测器的输出信号从上述PWM信号发生装置的生成信号中仅仅选择出与在上述输出电流的生成中发挥重要作用的开关元件相对应的信号，作为上述各开关元件的驱动信号加以输出）。
再者，与本发明的第四发明内容有关的脉宽调制变流装置具有以下构成部分：对成对的开关元件（该元件互相串联的同时又被交替地进行控制）所组成的桥臂进行三相桥式连接而构成的变流部分、对该变流部分的输出电流分别进行检测的电流检测器、能生成为控制上述各开关元件所需的脉宽调制信号的PWM信号发生装置、为防止上述成对开关元件间短路而对该PWM信号发生装置的生成信号进行处理的处理装置基准信号发生装置（该发生装置能产生基准信号并将其输出到上述PWM信号发生装置内，它对应于由上述电流检测器所检测出的电流的接近零电平区域，一边使该相的输出电压波形的半周内最大为π/3（rad）的区域饱和，一边对其他相位进行二桥臂调制，并输出近似正弦波形的输出电压）以及选择装置（该装置在由上述电流检测器检测出的接近零电平区域的期间，选择出上述处理装置的生成信号，而在除此以外的期间，从上述PWM信号发生装置的生成信号中仅仅选择出与在上述输出电流的生成中发挥重要作用的开关元件相对应的信号，依为上述各开关元件的驱动信号加以输出）。
在本发明的第1个发明内容中，选择装置在电流检测器的检测结果位于近似零电平区域时选择出处理装置的输出，而在除此以外的时间内从PWM信号发生装置的生成信号中仅仅选择出与开关元件（该元件能对上述输出电流的生成发挥有效作用）相对应的信号，作为上述开关元件的驱动信号加以输出。
在本发明的第2个发明内容中，基准信号发生装置对应于由电流检测器所检测出的输出电流的近似零电平区域，生成基准信号，输出到PWM信号发生装置内，为此，被检测出上述输出电流的相线的输出电压波形半周内以π/3（rad）区域为最大值，在使其饱和，同时对其余的相位进行2臂调制控制。
在本发明的第3个发明内容中，基标信号发生装置对位于电流检测器所检测出的输出电流的近似零电平的区域，生成基准信号，输出到PWM信号发生装置内，为此，被检测出上述输出电流的相线的输出电压波形半周内以π/3（rad）区域为最大值，在使其饱和的同时，对其余的相位进行2臂调制控制，并且在电流检测器的检测结果位于近似零电平区域以外的期间时由选择装置从PWM信号发生装置的生成信号中仅仅选择出与开关元件（该元件在上述输出电流的生成中发挥重要作用）相对应的信号，作为上述开关元件的驱动信号加以输出。
在本发明的第4个发明内容中，基准信号发生装置对应于由电流检测器所检测出的输出电流的近似零电平区域，生成基准信号，输出到PWM信号发生装置内，为此，被检测出上述输出电流的相线的输出电压波形半周内以π/3（rad）区域为最大值，在使其饱和的同时对其余的相位进行2臂调制控制。在由上述电流检测器检测出的电流近似零电平区域的期间内，由选择装置选择出处理装置的生成信号。而在除此以外的期间内从上述PWM信号发生装置的生成信号中仅仅选择出与开关元件（该元件在上述输出电流的生成中发挥重要作用）相对应的信号，作为上述各开关元件的驱动信号加以输出。
图1是采用本发明的第1种发明（结构）的实施方案的脉宽调制型变流装置的结构图，图2是说明开关元件动作的电路图，图3是采用本发明的第2种发明的实施方案的脉宽调制型变流装置的结构图，图4～图6是说明本发明的第2种发明的实施方案的动作的波形图，图7是采用本发明的第2种发明的实施方案的基准电压发生器的电路图，图8是表示采用本发明的第2种发明的实施方案的ROM数据内容的图，图9是表示基准电压发生器动作（采用本发明的第2种发明的施方案）的波形图，图10是表示本发明的第2种发明的实施方案的动作的流程图，图11是采用本发明的第2种发明实施方案的脉宽调制型变流装置的结构图，图 12是采用本发明第2种发明以外的实施方案的标准电压发生器电路图，图13是表示基准电压发生器（采用本发明的第2发明以外的实施方案）的动作的波形图，图14是采用本发明的第3种发明实施方案的脉宽调制型变流装置的结构图，图15是采用本发明的第4种发明实施方案的脉冲宽度调制型变流装置的结构图，图16是原有的脉宽调制型变流装置的结构图，图17是生成PWM控制用信号的电路的电路图，图18是说明原有脉宽调制型变流装置动作的波形图，图19和图20是说明防止短路时间Td所造成的输出电压波形畸变的波形图，图21是原有的另一种脉宽调制型变流装置的结构图，图22是原有的另一种脉宽调制型变流装置中所用的电位检测器的电路图，图23是说明输出电压波形畸变校正情况的波形图（这种畸变是指在原有的另一种脉宽调制型变流装置中由防止短路时间Td所引起的畸变），图24是原有的第3种脉宽调制型变流装置的结构图，图25是说明输出电压波形畸变（该畸变是指在原有的第3种脉宽调制型变流装置中由防止短路时间Td所引起的畸变）的校正方法的波形图。
图中，（20）是逆变器，（30）是电动机，（40a）是基准电压发生器，（60）是PWM电路，（60a）是PWM电路，（65）是处理装置，（80）是选择装置，（90）是电流检测器。
另外，图中同一符号表示同一部分或与其相当的部分。
下面说明本发明的第1个发明内容的实施方案。在图1中（80）是选择装置，它能分别从处理装置（65）和PWN电路（60）中接收防止短路处理后的PWM信号和防止短路处理前的PWM信号，根据电流检测器（90）的信号来判断输出电流是否处于近似零电平区域内，其极性是正的，还是负的。根据该判断结果选择出对各相可控元件有重要作用的开关信号，并输出到驱动电路（70）内。
另外，在同一图中，与表示原有实例的图16或图24中的符号相同的符号表示同样的部分，所以其说明从略。
下面说明工作原理。图2表示变流器输出部分的U相，同图（a）表示输出电流Iu极性为正时;同图（b）表示输出电流Iu极性为负时。
如图2（a）所示，假定上侧可控元件晶体管（TRUP）处于导通状态，输出电流Iu以正极性流过。在这种情况下，下侧可控元件晶体管（TRUN）当然处于截止状态。这时U相的输出端子借助晶体管（TRUP）的导通而连接到直流母线P上，所以输出端子（U）的电位是-E/2。
然后，当晶体管（TRUP）处于截止状态时，输出电流Iu将继续向同一方向流动，所以电流经过下侧的二极管（DUN）流动。这时，输出端子（U）由于二极管（DUN）导通而连接到直流母线N上，所以输出端子（U）的电位变成-E/2。
然后，当防止短路期间Td过后，晶体管（TRUN）就变成导通状态，即使晶体管（TRUN）处于导通状态，输出电流Iu仍继续流过二极管（DUN），所以输出端子（U）的电位仍保持-E/2状态。晶体管（TRUN）即使处于截止状态，也不会改变输出端子（U）的电位。然后，在防止短路时间Td过后，晶体管（TRUP）变成导通状态时，输出电流Iu流过晶体管（TRUP），所以输出端子（U）的电位转到E/2。上述动作对V相，W相来说也是一样的。
再者，如图2（b）所示，晶体管（TRUN）处于导通状态，输出电流Iu以负极性流动。在这种情况下，晶体管（TRUP）当然处于截止状态。这时U相的输出端子（U）由于晶体管（TRUN）的导通而连接到直流母线N上，所以输出端子（U）的电位为-E/2。
当晶体管（TRUN）进入截止状态时输出电流Iu将继续向同一方向流动，所以，电流经过上侧的二极管（DUP）流动。这时输出端子（U）因二极管（DUP）导通而连接到直流母线P上，所以，输出端子（U）的电位为E/2。
然后，防止短路时间Td过后，晶体管（TRUP）就进入导通状态，即使晶体管（TRUP）处于导通状态，输出电流Iu仍继续流过二极管（DUP），所以，输出端子（U）的电位仍为E/2。然后，即使晶体管（TRUP）处于截止状态也不会改变输出端子（U）的电位。
防止短路时间Td过后，晶体管（TRUN）进入导通状态，于是输口电流Iu流过晶体管（TRUN），所以输出端子（U）的电位变为-E/2。这些动作对V相、W相来说也是如此。
也就是说，在输出电流为正极性期间，与下侧的可控元件的开关动作无关，由上侧的可控元件的开关定时进行控制;而在输出电流为负极性期间，与上侧的可控元件开关动作无关，由下侧的可控元件定时进行控制。
所以，输出电流的极性一旦确定，例如当输出电流的极性为正时，只要使上侧的可控元件进行开关动作即可;当输出电流的极性为负时，只要使下侧的可控元件进行开关动作即可。而在输出电平极小，开关动作期间其极性变化的情况下，或者在输出电平极小，其极性不能确定的区域内，使上下的可控元件交替地进行通断即可。
也就是说，在输出电流极性确定的区域内，利用防止短路处理前的PWM信号来驱动相应的可控元件，在其他区域内利用防止短路处理后的PWM信号来驱动上下两侧的各个可控元件。
下面利用图1来详细说明上述动作。如果从基准电压发生器（40）中输出图18（a）所示的基准电压波形，而从载波发生器（50）中输出载波波形，那么在PWM电路（60）中，根据这两种信号生成图18（b）所示的PWM信号UPO、UNO。并且再根据上述PWM信号UPO、UNO，利用处理装置（65）生成图18（c）所示的经过防止短路处理的PWM信号UP、UN。
现假定输出电流Iu按图18（a）所示的波形流动，于是电流检测器（90）将该电流检测出来，并输出到选择装置（80）内。选择装置（80）接收该信号，并进行以下动作。
也就是说，现假定输出电流Iu很大，其极性为负。在该区域原输出电流Iu由下侧的可控元件的开关动作进行控制，所以不是在选择防止短路处理前的PWM信号UNO的同时来选择上侧的可控元件的PWM信号UPO而是对后者加以切断。
然后，若输出电流Iu在零交叉点附近，接近零电平，则选出经过防止短路处理的PWM信号UP、UN。然后输出电流Iu增大，转换成正极性，该状态一旦确定，则在该区域内，受到上侧可控元件开关动作的控制。所以不是在选择防止短路处理前的PWM信号UPO的同时来选择下侧可控元件的PWM信号UNO，而是对后者加以切断。
再者，即使负荷等条件变化，输出电流Iu变化，也会进行同样的选择动作。对于V相、W相也将进行与上述动作相同的动作。
驱动电路（70）接收上述选择装置（80）的信号，对上下的开关元件进行开关控制，对电动机（30）进行变速驱动。所以在输出电流的极性被确定的期间内不受防止短路时间Td的影响，可以获得与基准电压波形相对应的输出电压。而在输出电流为接近零电平的期间内，由防止短路处理后的PWM信号进行驱动，所以受到防止短路时间Td的影响，这段时间与输出电流的极性确定时间相比是很短的。如果载波频率较高，电流脉动较大，输出电流变成更平滑的正弦波形，那么更容易压缩接近零电平的时间。所以从总体来看，几乎不受防止短路时间Td的影响。因此，稳定性高，不会产生输出电压畸变、输出电压降低、转矩波动或旋转不均衡等现象。
下面根据附图来说明本发明的第2种发明的实施方案。图3中，（90）是检测变换器输出电流电平的电流检测器，（40a）是相当于基准信号发生装置的基准电压发生器，它能输出基准电压波形作为输出频率、输出电压的基准，该基准电压波形以半周内π/3（rad）区间为最大，使正向或负向饱和，对其余的2相进行控制（所谓2臂调制控制）。通过电流检测器（90）的输出对上述饱和区间在半周内的位置进行控制，使其与输出电流的接近零电平期间大体一致。
另外，同图中与表示原有实例的图21相同的符号表示同样的部分，所以其说明从略。
下面说明工作原理，首先利用图4来说明2臂调制方式中的基准电压波形的生成方法。图4（a）是欲输出的线间电压波形中U相-V相间的电压VU-V。实线表示电压控制率K＝1;虚线表示K＝0.5。线间电压用公式VU-V＝K·E·Sinθ表示。式中E是直流母线电压，生成U相-V相间的电压VU-V所用的U相基准电压U（O）用图4（f）所示的公式表示。如果对U（θ）的相位每次移动2π/3（rad），即可分别获得V（θ）、W（θ）。
如图4（a）所示，若对Φ＝0（rad）的相位进行定义，则图4（c）、（d）、（e）是Φ＝0（rad）的例子，同图（c）是U（θ），同图（d）是V（θ），同图（e）是W（θ）。图4（b）是Φ＝π/6（rad）时U（θ）的例子。
根据图5（a）、（b）的关系可以看出，Φ值的可取范围是0～T/3（rad）。在图4（f）所示的关系式中将θ′＝θ+Φ的Φ规定为0～π/3（rad），可以求得一般公式。
从图5（a）中可以看出，U相的电压对其余的V、W相来说，最大的区间是2π/3（rad），最小的区间也是2π/3（rad），各区间使U相正向或负向饱和（饱和：这时定为E/2或-E/2即可。载波波形的波峰值如图4（f）所示，为E/2～-E/2。所以在该区间内PWM信号在导通或截止的某一状态下停止开关动作），规定出其他2相值即可。但是由于用这种方法规定3相，所以正向或负向饱和区间最大值均为π/3（rad）。（因为每半个周期π（rad）均由3相来划分饱和区间，所以最大值为π/3（rad）。因此，Φ值在0～π/3（rad）的区间。
在2臂调制控制方法中，获得可变电压、可变频率输出的观点是相同的，若控制上述电压控制率K，即可控制电压;若控制相位角速度，即可控制频率。
图5和图4一样，表示2臂调制控制的基准电压波形。
在图5中，（a）表示相电压，表示各相正向或负向可以饱和的范围，（b）与图4（a）相同，同图（c）、（d）、（e）是Φ＝π/6（rad）时的各相基准电压波形U（θ）、V（θ）、W（θ）、（f）是Φ＝π/3（rad）时的U（θ），同图（g）是Φ＝0（rad）时的U（θ）。同图（h）是载波波形示例，为简明起见，图中表示变流器输出的一个周期内包括6个载波。
利用上述方法可以求出2臂控制中的各相基准电压波形。在此明确指出，尽管是同样的2臂控制，但Φ的区间为Φ＝0～π/3（rad），可以任意选取。
下面用图3和图6来说明实施方案的工作原理。
图6（a）、（b）与图5（a）、（b）相同，图6（c）是Φ＝π/3（rad）时的U（θ），同图（d）是Φ＝π/6（rad）时的U（θ），同图（e）是Φ＝0（rad）时的U（θ）。图6（f）、（g）、（h）均为U相的电流波形。它们分别表示功率因数不同的状态。
现假定在某一频率、电压状态下生成PWM信号，驱动电动机（30）。这时负荷较小，U相的输出电流按图6（g）所示进行流动。这一状态由电流检测器（90）进行检测，接收该电流，在输出电流的接近零电平区域内基准电压达到饱和。为此基准电压发生器（40a）生成如图6（d）所示的基准电压波形，输送到PWM电路（60）内，据此进行PWM控制。然后负荷增大，功率因数改善，U相的输出电流控制图6（f）所示进行流动，于是基准电压发生器（40a）接收电流检测器（90）的输出，生成如图6（c）所示的基准电压波形，输送到PWM电路（60）内。
PWM电路（60）根据用以上方法所生成的基准电压波形和载波发生器（50）的输出以及电位检测器（55）的输出来生成PWM信号。基准电压波形的生成要使上述输出电流的接近零电平区间达到饱和，所以，输出电压的逻辑电平不稳定的区间停止开关动作，不需要校正防止短路期间Td的影响，输出电压的逻辑电平确定的区间接收电位检测器（55）的输出，和原有用例一样对防止短路时间Td的影响进行校正。所以，无论在什么负荷状态下或功率因数状态下，均可随时对防止短路时间Td的影响进行校正。因此，可以实现理想的运转状态，不产生电压降低、电压畸变、转短波动、旋转不均匀等现象。
具有上述功能的基准电压发生器（40a）由数字电路构成其实施方案示于图7。为简明起见，图7中仅示出1相的内容。（41）是零电平检测器，它接收电流检测器（90）的输出，检测出接近零电平时间，将基准信号S1输送到一致检测器（42）内。（44）是计数器，它对变流器的输出频率指令（由时钟提供）时钟脉冲进行计数，生成变流器输出相位指令，输送到ROM（45）内，同时生成与输出电流接近零电平时间相对应的基准波形选择用的信号S41、S42、S43，输送到一致检测器（42）内。其中，S41是选择Φ＝π/3（rad）的基准电压波形的对应信号;S42是选择Φ＝π/6（rad）的基准电压波形的对应信号;S43是选择Φ＝0（rad）的基准电压波形的对应信号。
所以，一致检测器（42）如前所述接收零电平检测器（41）和计数器（44）的输出，检测出现在的输出电流接近零电平时间是与S41、S42、 S43中的哪一个信号相对应，输出其中的一个。（43）是选择器，它借助于一致检测器（42）的输出来选择ROM（45）的地址，而与Φ＝π/3（rad）、Φ＝π/6（rad）、Φ＝0（rad）的情况相对应的基准电压波形存贮在ROM（45）内。例如，当输出电流的接近零电平时间与S41相对应时选择（Ah，Ah-1）＝（0，0）;当与S42相对应时选择（Ah，Ah-1）＝（0，1）;当与S43相对应时选择出（Ah，Ah-1）＝（1，0）（45）是存贮基准电压波形的ROM，与利用选择器（43）的输出电流的接近零电平时间信息（Ah，Ah-1）、变流器输出电压指令（Ah-2～Ah-x）和输出相位指令（Ah-x-1～Ao）表示的地址相对应，利用8位的二进制数值来存贮标准电压波形。该方案示于图8。
图9是工作实例。在此情况下检测出的输出电流的接近零电平时间信号S1与S41、S42、S43中的S42相一致，这时选择器（43）输出（Ah，Ah-1）＝（0，1），ROM（45）选择出Φ＝π/6（rad）时的基准电压波形，输送到PWM电路（60）内。其他相位也以同样的方法进行构成和工作。其工作流程图示于图10。
下面说明该发明的第2种发明的其他实施方案，在图11中，（40b）是相当于基准信号发生装置的基准电压发生器，它输出基准电压波形，作为输出频率、输出电压的基准，该基准电压波形以半周内π/3（rad）的区间为最大值，使其正向或负向饱和，对其余2相进行控制（所谓2臂调制控制）。利用电流检测器（90）的输出来控制该饱和区间在半周内的位置，使其大体上与输出电流的接近零电平时间相一致，同时对基准电压波形进行校正，以便消除防止短路时间Td对输出电压所造成的影响。
在同图中与表示原有方案的图24相同的符号表示相同的部分，所以其说明从略。
下面说明工作原理，2臂调制方式中的基准波形的生成方法已由上述实施方案加以说明。所以这里不再说明，对于与上述实施方案不同的部分，利用图11和图6加以说明。
现假定在某一频率、电压状态下生成PWM信号，对电动机（30）进行驱动。这时负荷比较小，U相的输出电流按图6（g）进行流动。利用电流检测器（90）来检测该状态，由基准电压发生器（40b）生成如图6（d）所示的基准电压波形，使基准电压在接收上述状态后在输出电流的接近零电平区域内达到饱和。其次，基准电压发生器（40b）接收极性判断装置（100）的输出，对基准电压波形进行校正，以消除防止短路时间Td的影响（校正方法与原有方案相同，故予以省略），然后输入到PWM电路（60）内。下面根据输入的信号对U相进行PWM控制。而V相、W相也是如此。
如果负荷增大，功率因数改善，U相输出电流按图6（f）流动，那么，基准电压发生器（40b）接收电流检测器（90）的输出，生成图6（c）所示的基准电压波形。如果负载变成再生方式，U相的输出电流按图6（h）所示进行流动，那么，基准电压发生器（40b）接收电流检测器（90）的输出，生成如图6（e）所示的基准电压波形。以下的动作与上述方法相同。PWM电路（60）根据上述方法生成的基准电压波形和载波波形来生成PWM信号。所以，生成基准电压波形。使输出电流的接近零电平时间如上所述达到饱和，不会变成停止开关动作的方式，不会受防止短路时间Td的影响，在输出电流为接近零电平期间，即使极性判断装置（100）的精度不高，也不需要校正防止短路时间Td的影响，不会产生问题。
除上述饱和区域外，变成开关方式，进行开关动作，所以必须校正防止短路时间Td的影响，但在该区域内输出电流很大，极性判断装置（100）以很高的精度进行工作，所以可接收该输出，对防止短路时间Td的影响进行校正。因此，无论在什么负荷状态或功率因数状态下都可以随时对防止短路时间Td的影响进行校正。所以可实现理想的运转，不产生电压下降、电压畸变、转矩波动、旋转不均匀等现象。
图12所示的方案是具有以上功能的基准电压发生器（40b），由数字电路构成。为了简明起见，同图仅表示一相的内容。在同图中与图7相同的符号表示相同的部分，所以，其说明从略。在同图中（46）是校正装置，它接收极性判断装置（100）的输出信号S2，在标准电压波形的非饱和区域内对畸变量△V进行校正，以消除防止短路时 间Td的影响，然后输出到PWM电路（60）内。
图13是图12所示电路的工作原理。在此情况下检测出的输出电流的接近零电平期间信号S1与S41、S42、S43内的S42一致，在此情况下选择器（43）输出（Ah，Ah-1）＝（0，1），ROM（45）选出Φ＝π/6（rad）时的基准电压波形，输出到校正装置（46）内。校正装置（46）一方面接收该信号在上述已选定的基准电压波形的非饱和区域内，对畸变量△V进行校正，以消除防止短路时间Td的影响，另一方面将其结果输出到PWM电路（60）内。而其他相也利用上述同样的电路进行同样动作。这些动作的流程与图10相同。
下面利用附图来说明本发明的第3种发明的实施方案。在图14中与图1或图3所示符号相同的符号，表示相同的部分，所以其说明从略。
下面说明工作原理。如果从基准电压发生器（40a）输出图18（a）所示的基准电压波形，从载波发生器（50）输出载波波形，那么在PWM电路（60）内根据这两种信号即可生成图18（b）所示的PWM信号UPO、UNO。
假定输出电流Iu按图18（a）所示状态进行流动，那么，电流检测器（90）就将该电流检测出来，输出到选择装置（80）内。选择装置（80）接收该信号进行以下动作。
也就是说，现假定输出电流Iu，数值很大，极性为负。在该区域内，输出电流Iu如上述实施方案中的说明那样，由下侧可控元件的开关动作进行控制，所以在选择PWM信号UNO时并不选择上侧可控元件的PWM信号UPO，而是加以切断。
如果输出电流Iu接近零交叉点，即接近零电平，那么，如上述实施方案的说明那样，在基准电压发生器（40a）中，U相的基准电压波形，以半周内π/3（rad）区间为最大，进行正向或者负向饱和，对其余的相位进行2臂调制控制。
然后，输出电流Iu增加，向正极性转变，脱离接近零电平区域，其状态一旦确定，在该区域内，输出电流Iu如上述实施方案中所说明的那样，由上侧可控元件的开关动作进行控制，所以，在选择PWM信号UPO时不选择下侧可控元件的PWM信号UNO，而是将其切断。并且，即使负荷等条件变化，输出电流Iu变化，也要进行同样的选择动作。对V相、W相也进行与上述情况相同的动作。
驱动电路（70）接收上述选择装置（80）的信号，对上下可控元件进行开关控制，对电动机（30）进行变速驱动，所以，即使在输出电流极性确定的期间和该期间未确定的接近零电平区域，也能获得与基准电压波形相对应的输出电压，因此，不需要设定防止短路时间Td。电路稳定性良好，不会产生输出电压畸变、输出电压下降、转矩波动或旋转不均匀等现象。
下面利用附图来说明本发明的第4种发明的实施方案。在图15中，与图1或图14所示符号相同的符号，表示同样的部分，所以其说明从略。
下面说明工作原理。如果从标准电压发生器（40a）中输出如图18（a）所示的基准电压波形，并且从载波发生器（50）中输出载波波形，那么，在PWM电路（60）中根据上述两种信号生成如图18（f）所示的PWM信号UPO、UNO。而在处理装置（65）中根据上述PWM信号UPO、UNO进行防止短路处理，生成如图18（c）所示的经过防止短路处理的PWM信号UP、UN。
现假定输出电流Iu按图18（a）所示的状态进行流动，那么，电流检测器（90）将该电流检测出来，输送到选择装置（80）内。选择装置（80）接收该信号，进行以下动作。
也就是说，现假定输出电流Iu数值很大且为负极性。在该区域内输出电流Iu如上述实施方案中所说明的那样，被下侧可控元件的开关动作所控制，所以，在选择防止短路处理前的PWM信号UNO时并不同时选择上侧的可控元件的PWM信号UPO，而是将其切断。
然后，当输出电流Iu接近零交叉点，即接近零电平时，正如上述实施方案中所说明的那样，在基准电压发生器（40a）中，以半周内的π/3（rad）区间为最大，使U相基准电压波形正向或负向饱和，对剩余的相位进行2臂调制控制。在此情况下，例如负荷变动非常大，以致使上述饱和动作无法校正输出电压波形。这时上述基准电压发生器（40a）将输出如图18（a）所示的原有状态的基准电压。
然后，输出电流Iu增大，转变成正极性，摆脱接近零电平区域，其状态一旦确定，则在该区域 内输出电流Iu就如上述实施方案中所说明的那样被上侧可控元件的开关动作所控制，因而，在选择防止短路处理前的PWM信号UPO时并不同时选择下侧可控元件的PWM信号UNO，而是将其切断。即使负荷等条件变化，输出电流Iu变化，也要进行同样的选择动作。而且，对V相、W相也是进行与上述内容相同的动作。
由于驱动电路（70）接收上述选择装置（80）的信号，对上下可控元件进行开关控制，对电动机（30）进行变速驱动，所以，即使在输出电流的极性已确定的期间和该期间未定的接近零电平区域内，也不会受防止短路期间Td的影响，可以获得与基准电压波形相对应的输出电压。而且，即使负荷变动非常大，致使利用该相位的饱和动作不能校正输出电流接近零电平区域内的输出电压波形，也仍然可以利用处理装置（65）来进行防止短路处理动作。因此，从整体来看，输出电压波形几乎不受防止短路时间Td的影响，所以，输出电压波形稳定性高，不会产生输出电压畸变、输出电压降低、转矩波动或旋转不均匀等现象。
在上述各种实施方案中，图7或图12表示与Φ＝π/3（rad）、Φ＝π/6（rad）、Φ＝0（rad）相对应的数据预先存储在ROM（45）中。此外，也可以用微型计算机进行这些逻辑处理，也可以进行运算和计算，以代替存入ROM（45）。
再者，在上述各种实施方案中，基准电压波形饱和期间，对半周来说以π/3（rad）为例加以表示，但从原理上讲，也可以是π/3（rad）以下。至少输出电流接近零电平，即使仅在电压的逻辑电平未确定期间或者输出电流极性转换期间进行饱和，也能发挥与上述实施方案相同的效果。
利用电流检测器（90）来检测输出电流电平，由基准电压发生器（40a）、（40b）根据接近零电平期间的信息进行控制，以便大体上与基准电压波形的饱和期间相一致。这种方案已经示出，但是，如果负荷特性预先已经明确，电流电平（例如峰值信息或有效值信息）信息和接近零电平期间能作为与Φ的关系规定下来，那么，也可以根据该电流电平信息来选择预先规定的（或存储的）基准电压波形。
另外，当负荷变动小时或者预先已经明确知道电动机驱动特性的恶化所带来的问题可以借助PWM信号饱和期间π/3（rad）来解决，在此情况下即使将Φ值固定地设定为所需数值，也可以获得与上述各种实施方案相同的效结。
再者，电压畸变的原因为简明起见以防止短路期间Td影响为例进行了说明，但是，实际上，不言而喻，各部位的延迟时间等也是造成电压畸变的因素。
如上所述，按照本发明的第一个发明内容，在电流检测器的检测结果位于接近零电平区域内的期间，由选择装置将处理装置的输出选出;而在除此以外的期间，则从PWM信号发生装置的生成信号中仅仅选出与开关元件（该元件在输出电流生成中发挥重要作用）相对应的信号，作为上述开关元件的驱动信号加以输出。由于采用了这种结构，所以产生了以下效果，即一方面能将防止短路处理的影响减小到最低限度，另一方面能对输出电压波形进行校正，获得稳定性很高的电压。
再者，按照本发明的第2个发明内容，与由电流检测器所检测出的交流部分的输出电流的接近零电平区域相对应，由基准信号发生装置生成基准信号，输出到PWM信号发生装置内，被检测出上述输出电流的相位的输出电压波形，其半周内π/3（rad）的区域最大限度地饱和，同时对其余的相位进行2臂调制控制。由于采用了这种结构，所以获得了以下效果，也就是说，即使在输出电流极小的区域内也能充分校正输出电压波形，获得稳定性很高的电压。
另外，按照本发明的第3个发明内容，与由电流检测器检测出的输出电流的近似零电平区域相对应，由基准信号发生装置生成这样一种基准信号并输出到PWM信号发生装置内，该基准信号使被检测出上述输出电流的相位的输出电压波形的半周内π/3（rad）区域最大限度地饱和，同时对剩余的相位进行2臂调制控制，而在电流检测器的检测结果位于接近零电平区域以外的期间时，利用选择装置从PWM信号发生装置的生成信号中仅仅选出与开关元件（该元件在生成上述输出电流时发挥重要作用）相对应的信号，作为上述开关元件的驱动信号加以输出。由于具有以上结构，所以产生了以下效果，也就是说，即使在输出电流极小的区域以及其他区域内，也能充分校正输出电压波形，获得稳定性很高的电压。
再者，按照本发明的第4个发明内容结构，与由电流检测器检测出的输出电流的接近零电平区域相对应，由基准信号发生装置生成这样一种基准信号并将其输出到PWM信号发生装置内，该基准信号使被检测出上述输出电流的相位的输出电压波形的半周内π/3（rad）区域最大限度地饱和，同时对其余的相位进行2臂调制控制，并且在由上述电流检测器检测出的电流的接近零电平区域的期间内，由选择装置选出处理装置的生成信号;而在其他期间内从上述PWM信号发生装置的生成信号中仅仅选出与开关元件（该元件在生成上述输出电流时发挥重要作用）相对应的信号，作为上述各开关元件的驱动信号加以输出。由于采用了以上结构，所以产生了以下效果，也就是说，即使在输出电流极小的区域以及除此以外的区域内也能充分校正输出电压波形，并且对任何负荷状态均能适应，可以获得稳定性很高的电压。

Claims (4)

1、一种脉宽调制型变流装置，包括：①对于由一对开关元件(这一对开关元件以串联方式连接，同时被交替地进行通断控制)构成的桥臂进行三相桥形连接而形成的变流器部分、②对该变流器部分的输出电流分别进行检测的电流检测器、③发生脉宽调制信号(该信号用于控制上述各开关元件)的PWM信号发生装置、④对该PWM信号发生装置所发生的信号进行为防止上述一对开关元件间短路所需的处理的处理装置，其特征在于：⑤在由上述电流检测器检测出来的电流的近似(接近)零电平区域期间，选择上述处理装置的生成信号，而在上述以外的其他期间，从上述PWM信号发生装置的生成信号中仅选择出与开关元件(该元件在产生上述输出电流时发挥重要作用)相对应的信号，作为上述各开关元件的驱动信号加以输出的选择装置。
2、一种脉宽调制型变流装置，包括：①对于由一对开关元件（这一对开关元件以串联方式连接，同时被交替地进行通断控制）构成的桥臂进行三相桥形连接而形成的变流器部分、②对该变流器部分的输出电流分别进行检测的电流栓测器、③发生脉宽调制信号（该信号用于控制上述各开关元件）的PWM信号发生装置、④对该PWM信号发生装置所发生的信号进行为防止上述一对开关元件间短路所需的处理的处理装置，其特征在于：⑤一边与上述电流检测器所检测出的电流近似零电平区域相对应，使该相位的输出电压波形半周内最大为π/3（rad）的区域饱和，一边生成对其余的相位进行2桥臂调制并输出大体为正弦波形的输出电压的基准信号，输出到上述PWM信号发生装置内的基准信号发生装置。
3、一种脉宽调制型变流装置，包括：①对于由一对开关元件（这一对开关元件以串联方式连接，同时被交替地进行通断控制）构成的桥臂进行三相桥形连接而形成的变流器部分、②对该变流器部分的输出电流分别进行检测的电流栓测器、③发生脉宽调制信号（该信号用于控制上述各开关元件）的PWM信号发生装置，其特征在于：④一边与上述电流检测器所检测出的电流近似零电平区域相对应，使该相位的输出电压皮形半周内最大为π/3（rad）的区域饱和，一边生成对其余的相位进行2桥臂调制并输出大体为正弦波形的输出电压的其准信号，输出到上述PWM信号发生机构内的基准信号发生装置、⑤根据上述电流检测器的输出信号，仅选择上述PWM信号发生装置的生成信号内的与开关元件（该元件在生成上述输出电流时发挥重要作用）相对应的信号，作为上述各开关元件的驱动信号进行输出的选择装置。
4、一种脉宽调制型变流装置，包括：①对于由一对开关元件（这一对开关元件以串联方式连接，同时被交替地进行通断控制）构成的桥臂进行三相桥形连接而形成的变流器部分、②对该变流器部分的输出电流分别进行检测的电流检测器、③发生脉宽调制信号（该信号用于控制上述各开关元件）的PWM信号发生装置、④对该PWM信号发生装置所发生的信号进行为防止上述一对开关元件间短路所需的处理的处理装置，其特征在于：⑤一边与上述电流检测出的电流近似零电平区域相对应，使该相位输出电压波形半周内最大为π/3（rad）的区域饱和，一边生成对其余的相位进行2桥臂调制并输出大体为正弦波形的输出电压的基准信号，输出到上述PWM信号发生装置内的基准信号发生装置、⑥在由上述电流检测器检测出来的电流的近似零电平区域期间，选择上述处理装置的生成信号，而在上述以外的其他期间，从上述PWM信号发生装置的生成信号中仅选择出与开关元件（该元件在产生上述输出功率时发挥重要作用）相对应的信号，作为上述各开关元件的驱动信号加以输出的选择装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5436819A (en) * 1991-07-25 1995-07-25 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Apparatus for and method of compensating for an output voltage error in an inverter output
JP2768206B2 (ja) * 1993-03-30 1998-06-25 三菱電機株式会社 インバータ装置
US5658132A (en) * 1993-10-08 1997-08-19 Sawafuji Electric Co., Ltd. Power supply for vibrating compressors
US5498947A (en) * 1994-05-05 1996-03-12 Fortis Co. Frequency and amplitude variable waveform synthesizer
JP3254922B2 (ja) * 1994-09-16 2002-02-12 松下電器産業株式会社 空調用インバータ装置
CN1053530C (zh) * 1995-04-21 2000-06-14 Gec阿尔斯托姆Acec运输公司 处理pwm(脉冲宽度调制)波形的方法以及应用本方法的装置
US5680302A (en) * 1995-08-24 1997-10-21 Nippon Steel Corporation AC output control apparatus
JP3259626B2 (ja) * 1996-02-29 2002-02-25 株式会社日立製作所 インバータ装置および電気車制御装置
US5900714A (en) * 1996-11-08 1999-05-04 International Rectifier Corporation Circuit for sensing motor load current
KR100219844B1 (ko) * 1996-12-27 1999-09-01 이종수 컨버터의 전류/전압 제어장치
JPH1155995A (ja) * 1997-07-31 1999-02-26 Sawafuji Electric Co Ltd 振動型圧縮機の制御回路
US6781385B2 (en) * 2002-05-02 2004-08-24 Delta Electronics, Inc. Apparatus for detecting current direction in bridge circuits and method thereof
JP3951975B2 (ja) * 2003-07-22 2007-08-01 株式会社日立製作所 交流電動機の制御装置，交流電動機の制御方法及びモジュール
JP4475403B2 (ja) * 2004-09-07 2010-06-09 三菱電機株式会社 電動パワーステアリング制御装置
JP3931184B2 (ja) * 2004-09-10 2007-06-13 三菱電機株式会社 モータ制御装置
JP4622423B2 (ja) * 2004-09-29 2011-02-02 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 パルス幅変調信号発生回路
TWI384230B (zh) * 2008-11-24 2013-02-01 Yen Shin Lai 橋式轉換器／變頻器的電流極性偵測裝置及方法
US8619445B1 (en) 2013-03-15 2013-12-31 Arctic Sand Technologies, Inc. Protection of switched capacitor power converter
JP6207223B2 (ja) * 2013-05-01 2017-10-04 キヤノン株式会社 モータ駆動装置およびその制御方法
KR101684839B1 (ko) 2014-01-09 2016-12-08 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 전력 변환 장치
US11929698B2 (en) 2021-03-23 2024-03-12 Snap-On Incorporated Short circuit protection for a BLDC motor

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3431479A (en) * 1965-10-07 1969-03-04 Gen Electric Phase controlled power amplifier lockout circuit
HU169008B (zh) * 1974-12-06 1976-08-28
US4238821A (en) * 1979-04-24 1980-12-09 General Electric Company Method and apparatus for a variable frequency inverter system having commutation fault detection and correction capabilities
JPH0736708B2 (ja) * 1983-10-20 1995-04-19 株式会社東芝 インバ−タ制御回路
JPS60207494A (ja) * 1984-03-30 1985-10-19 Mitsubishi Electric Corp 電動機のパルス駆動装置
US4617622A (en) * 1985-06-27 1986-10-14 Westinghouse Electric Corp. Switching time correction circuit for electronic inverters
JP2577738B2 (ja) * 1987-05-20 1997-02-05 三菱電機株式会社 Ｐｗｍインバ−タ装置
EP0293869B1 (en) * 1987-06-05 1993-09-01 Hitachi, Ltd. Power conversion system

Also Published As

Publication number Publication date
US5072354A (en) 1991-12-10
GB9010317D0 (en) 1990-06-27
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CN1047772A (zh) 1990-12-12
GB2232830B (en) 1993-12-22
GB2232830A (en) 1990-12-19

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