CN101809997B - 广播接收机和广播信号处理方法 - Google Patents

广播接收机和广播信号处理方法 Download PDF

Info

Publication number
CN101809997B
CN101809997B CN2008801040600A CN200880104060A CN101809997B CN 101809997 B CN101809997 B CN 101809997B CN 2008801040600 A CN2008801040600 A CN 2008801040600A CN 200880104060 A CN200880104060 A CN 200880104060A CN 101809997 B CN101809997 B CN 101809997B
Authority
CN
China
Prior art keywords
data
frame
mobile service
packet
information
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2008801040600A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101809997A (zh
Inventor
吴贤午
崔仁焕
郭国渊
李炯坤
宋沅奎
金镇佑
金昞吉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
LG Electronics Inc
Original Assignee
LG Electronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by LG Electronics Inc filed Critical LG Electronics Inc
Publication of CN101809997A publication Critical patent/CN101809997A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101809997B publication Critical patent/CN101809997B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N7/00—Television systems
    • H04N7/015—High-definition television systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/28—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information
    • H04H20/30—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information by a single channel
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/53—Arrangements specially adapted for specific applications, e.g. for traffic information or for mobile receivers
    • H04H20/57—Arrangements specially adapted for specific applications, e.g. for traffic information or for mobile receivers for mobile receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/86—Arrangements characterised by the broadcast information itself
    • H04H20/95—Arrangements characterised by the broadcast information itself characterised by a specific format, e.g. an encoded audio stream
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
    • H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
    • H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/20—Servers specifically adapted for the distribution of content, e.g. VOD servers; Operations thereof
    • H04N21/23—Processing of content or additional data; Elementary server operations; Server middleware
    • H04N21/238—Interfacing the downstream path of the transmission network, e.g. adapting the transmission rate of a video stream to network bandwidth; Processing of multiplex streams
    • H04N21/2383—Channel coding or modulation of digital bit-stream, e.g. QPSK modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
    • H04N21/414—Specialised client platforms, e.g. receiver in car or embedded in a mobile appliance
    • H04N21/41407—Specialised client platforms, e.g. receiver in car or embedded in a mobile appliance embedded in a portable device, e.g. video client on a mobile phone, PDA, laptop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
    • H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof
    • H04N21/42607—Internal components of the client ; Characteristics thereof for processing the incoming bitstream
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/43—Processing of content or additional data, e.g. demultiplexing additional data from a digital video stream; Elementary client operations, e.g. monitoring of home network or synchronising decoder's clock; Client middleware
    • H04N21/438—Interfacing the downstream path of the transmission network originating from a server, e.g. retrieving encoded video stream packets from an IP network
    • H04N21/4382—Demodulation or channel decoding, e.g. QPSK demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/60—Network structure or processes for video distribution between server and client or between remote clients; Control signalling between clients, server and network components; Transmission of management data between server and client, e.g. sending from server to client commands for recording incoming content stream; Communication details between server and client 
    • H04N21/63—Control signaling related to video distribution between client, server and network components; Network processes for video distribution between server and clients or between remote clients, e.g. transmitting basic layer and enhancement layers over different transmission paths, setting up a peer-to-peer communication via Internet between remote STB's; Communication protocols; Addressing

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)

Abstract

本发明公开了一种针对发送移动业务数据时的错误具有鲁棒性的数字广播系统和一种处理数据的方法。对移动业务数据进行附加编码处理并发送已编码移动业务数据。因此，在对移动业务数据应用鲁棒性时，可以应付严重的信道变化。

Description

广播接收机和广播信号处理方法
技术领域
本发明涉及数字广播系统，更具体地，涉及广播接收机和广播信号处理方法。
背景技术
被采纳作为用于北美和韩国的数字广播的标准的残留边带(VSB)传输模式是使用单载波方法的系统。因此，数字广播接收系统的接收性能在不良的信道环境下可能劣化。具体地，由于当使用便携式和/或移动广播接收机时更加高度需要对信道变化和噪声的抵抗力，所有当通过VSB传输模式来发送移动业务数据时接收性能可能更加劣化。
发明内容
本发明将提供能够提高效率的数字广播系统和数据处理方法。
技术解决方案
因此，本发明涉及一种数字广播系统和一种数据处理方法，其基本消除了由于相关技术的局限性和劣势所导致的一个或多个问题。
本发明的目的是提供对信道变化和噪声具有高度抵抗力的数字广播系统和数据处理方法。
本发明的另一目的是提供一种数字广播系统和一种数据处理方法，其能够通过对移动业务数据执行附加编码且通过将已处理数据发送到接收系统来提高接收系统的接收性能。
本发明的另一目的是提供一种数字广播系统和一种数据处理方法，其也能够通过在数据区内的预定区中插入已经依照接收系统与发射系统之间的预定协定已知的已知数据来提高接收系统的接收性能。
为了实现这些目的和其它优点及依照本发明的目标，如本文所体现和广泛描述的那样，一种数字广播发射系统可以包括业务多路复用器和发射机。业务多路复用器可以以预定的编码率对移动业务数据和主业务数据进行复用且可以将经多路复用的数据发送到发射机。发射机可以对从业务多路复用器发送的移动业务数据执行附加编码。发射机还可以对多个经附加编码的移动业务数据分组进行分组以便形成数据组。发射机可以以分组为单位对包括移动业务数据的移动业务数据分组和包括主业务数据的主业务数据分组进行复用且可以将经复用的数据分组发送到数字广播接收系统。
在这里，可以根据主业务数据的干扰程度将数据组划分成多个区。而且，可以在没有主业务数据的干扰的情况下将长已知数据序列周期性地插入区中。而且，根据本发明的实施例的数字广播接收系统可以用于对已知数据序列进行调制和信道均衡。
在本发明的另一方面，一种广播接收机包括：接收机，其接收包括移动业务数据和主业务数据的广播信号，其中，移动业务数据能够构造数据组，且数据组被划分成数个区域，N个已知数据流被插入所述数个区域之中的某些区域中，且传输参数被插入在所述N个已知数据流之中的第一已知数据流与第二已知数据流之间；传输参数检测器，用于检测传输参数；电源控制器，用于使用所检测的传输参数来控制电源电压，使得其接收包括将被接收的期望移动业务数据的数据组；以及解码器，用于从包含在移动业务数据中的音频流提取音频数据，对该音频数据进行解量化，并基于包含在解量化音频数据中的中间数据和边数据来恢复立体声音频信号。在这里，已知数据流被线性地插入所述数个区域中的某些区域中，且用于对包含在发射机的网格编码器中的存储器进行初始化的初始化数据位于已知数据流的起始部分处。而且，移动业务数据能够构造RS帧，其中，RS帧包括移动业务数据的至少一个数据分组、基于至少一个数据分组生成的RS奇偶校验；以及基于至少一个数据分组和RS奇偶校验生成的CRC校验和。
而且，通过使用立体声音频信号的右通道信号与左通道信号的和生成所述中间数据。并且通过使用立体声音频信号的右通道信号与左通道信号之间的差生成所述边数据。
在本发明的另一方面，一种用于处理广播信号的方法包括：a)接收包括主业务数据和移动业务数据的广播信号；b)从接收到的广播信号中检测传输参数；c)使用所检测的传输参数来控制电源电压，使得其接收包括将被接收的期望移动业务数据的数据组；以及d)从包含在所述移动业务数据中的音频流中提取音频数据，对该音频数据进行解量化，并基于包含在解量化音频数据中的中间数据和边数据来恢复立体声音频信号，其中，移动业务数据能够构造数据组，数据组被划分成数个区域，N个已知数据流被插入所述数个区域之中的某些区域中，且传输参数被插入所述N个已知数据流之中的第一已知数据流与第二已知数据流之间。在这里，已知数据流被线性地插入所述数个区域中的某些区域中，且用于对包含在发射机的网格编码器中的存储器进行初始化的初始化数据位于已知数据流的起始部分处。而且，移动业务数据能够构造RS帧，其中，RS帧包括移动业务数据的至少一个数据分组、基于至少一个数据分组生成的RS奇偶校验；以及基于至少一个数据分组和RS奇偶校验生成的CRC校验和。
在本发明的另一方面，一种广播接收机包括：接收机，其接收包括移动业务数据和主业务数据的广播信号，其中，移动业务数据能够构造数据组，且数据组被划分成数个区域，N个已知数据流被插入所述数个区域之中的某些区域中，且传输参数被插入在所述N个已知数据流之中的第一已知数据流与第二已知数据流之间；传输参数检测器，用于检测传输参数；电源控制器，用于使用所检测的传输参数来控制电源电压，使得其接收包括将被接收的期望移动业务数据的数据组；以及解码器，用于从包含在所述移动业务数据中的音频流提取音频参数，基于所提取的音频参数来计算指示包含在该音频流中的子帧号的子帧号信息，基于所计算的子帧号信息来计算每个子帧的起始地点信息，基于所计算的起始地点信息来从音频流检测子帧，并对包含在子帧中的音频数据进行解码。在这里，已知数据流被线性地插入所述数个区域中的某些区域中，且用于对包含在发射机的网格编码器中的存储器进行初始化的初始化数据位于已知数据流的起始部分处。在这里，移动业务数据能够构造RS帧，其中，RS帧包括移动业务数据的至少一个数据分组、基于至少一个数据分组生成的RS奇偶校验；以及基于至少一个数据分组和RS奇偶校验生成的CRC校验和。
而且，音频参数包括采样率信息、频段复制(SBR)使用或未使用信息、声道模式信息、参数立体声(PS)使用或未使用信息、以及MPEG环绕声配置信息中的至少一个。在这里，解码器基于采样率信息和SBR使用或未使用信息来计算子帧号信息。
而且，如果刷新信息指示来自音频流的音频流处理方案的变化，则解码器根据该刷新信息来改变音频流处理方案。在这里，刷新信息包括：指示可以执行刷新的刷新点标记(RPF)信息；以及指示音频流处理方案的附加信息。
应理解的是，本发明的前述一般说明及以下详细说明是示例性和说明性的，并旨在提供要求保护的本发明的进一步解释。
有益效果
本发明具有以下优点。更具体而言，本发明高度防止在通过信道来发送补充数据时可能发生的任何错误(或对其具有抵抗力)。而且，本发明还与常规接收系统高度兼容。此外，即使在具有严重寄生效应和噪声的信道中，本发明也可以在没有任何错误的情况下接收补充数据。
此外，本发明甚至在应用于也容易受到频繁信道变化的影响且需要针对强噪声的保护(或抵抗力)的移动和便携式接收机时更有效。
附图说明
图1图解根据本发明的用于发送和接收移动业务数据的MPH帧的结构；
图2图解VSB帧的示例性结构；
图3图解在空间区中被指配了子帧的前四个时隙的地点相对于VSB帧的映射示例；
图4图解在时间区中被指配了子帧的前四个时隙的地点相对于VSB帧的映射示例；
图5图解在被数据交织和识别之后的数据对准；
图6图解图5所示的数据组的放大部分以便更好地理解本发明；
图7图解被数据交织和识别之前的数据对准；
图8图解图7所示的数据组的放大部分以便更好地理解本发明；
图9图解根据本发明的将数据组指配给5个子帧之一的示例性指配顺序；
图10图解被指配(或分配)给MPH帧的单个队列(parade)的多个数据组的示例；
图11图解根据本发明的向MPH帧发送3个队列的示例；
图12图解扩展向MPH帧内的5个子帧指配3个队列的处理的示例；
图13图解示出根据本发明的实施例的数字广播发射系统的一般结构的方框图；
图14图解示出业务多路复用器的示例的方框图；
图15图解示出根据本发明的实施例的发射机的示例的方框图；
图16图解示出根据本发明的预处理器的示例的方框图；
图17图解根据本发明的实施例的MPH帧编码器的概念方框图；
图18图解MPH帧编码器内的多个RS帧编码器之中的RS帧编码器的详细方框图；
图19(a)和图19(b)图解基于RS帧模式值将一个或两个RS帧划分成数个部分的处理和将每个部分指配给各数据组内的相应区的处理；
图20(a)至图20(c)图解根据本发明的实施例的纠错编码和检错编码处理；
图21图解根据本发明的以超帧为单位执行行置换(或交织)处理的示例；
图22(a)和图22(b)图解通过对数据分组来创建RS帧、从而执行纠错编码和检错编码的示例；
图23(a)和图23(b)图解根据本发明的划分RS帧以便配置数据组的示例性处理；
图24图解根据本发明的实施例的块处理器的方框图；
图25图解图24的块处理器的卷积编码器的详细方框图；
图26图解图24的块处理器的符号交织器；
图27图解根据本发明的实施例的组格式器的方框图；
图28图解包括在图15的网格编码模块中的12个网格编码器之一的详图；
图29图解根据本发明的实施例指配信令信息区域的示例；
图30图解根据本发明的信令编码器的详细方框图；
图31图解根据本发明的TPC数据的语法结构的示例；
图32图解根据本发明的向MPH帧层级发送3个队列时的接收机中的功率节省的示例；
图33图解根据本发明的TPC数据和FIC数据层级的传输方案的示例；
图34图解根据本发明的字节层级的训练序列的示例；
图35图解根据本发明的符号的训练序列的示例；
图36图解根据本发明的接收系统中的解调单元的方框图；
图37图解示出根据本发明的被周期性地插入有效数据中的已知数据的示例的数据结构；
图38图解示出图36所示的解调单元的解调器的结构的方框图；
图39图解图38所示的解调器的详细方框图；
图40图解根据本发明的实施例的频率偏移估计器的方框图；
图41图解根据本发明的已知数据检测器和初始频率偏移估计器的方框图；
图42图解图41所示的部分相关器的方框图；
图43图解根据本发明的定时恢复单元的第二示例；
图44(a)和图44(b)图解在时域中检测定时误差的示例；
图45(a)和图45(b)图解在时域中检测定时误差的其它示例；
图46图解使用图44和图45的相关值来检测定时误差的示例；
图47图解根据本发明的定时误差检测器的示例；
图48图解根据本发明的实施例的在频域中检测定时误差的示例；
图49图解根据本发明的定时误差检测器的另一示例；
图50图解根据本发明的实施例的DC移除器的方框图；
图51图解被输入到图50所示的DC估计器的移位采样数据的示例；
图52图解根据本发明的另一实施例的DC移除器的方框图；
图53图解根据本发明的信道均衡器的另一示例的方框图；
图54图解根据本发明的剩余载波相位误差估计器的示例的详细方框图；
图55图解根据本发明的获取剩余载波相位误差和相位噪声的相位误差检测器的方框图；
图56图解根据本发明的实施例的相位补偿器；
图57图解根据本发明的信道均衡器的另一示例的方框图；
图58图解根据本发明的信道均衡器的另一示例的方框图；
图59图解根据本发明的信道均衡器的另一示例的方框图；
图60图解根据本发明的CIR估计器的示例的方框图；
图61图解根据本发明的块解码器的示例的方框图；
图62图解根据本发明的反馈去格式器(deformatter)的示例的方框图；
图63至图65图解根据本发明的实施例的纠错解码的处理步骤；
图66图解根据本发明的实施例的接收系统的方框图；
图67图解根据本发明的用于VCT的位流语法；
图68图解根据本发明的实施例的service_type场；
图69图解根据本发明的实施例的业务位置描述符；
图70图解根据本发明的可以被指配给stream_type场的示例；
图71图解根据本发明的用于EIT的位流语法；以及
图72图解根据本发明的另一实施例的接收系统的方框图；
图73是示出根据本发明的另一实施例的MPH接收机的方框图；
图74是示出压缩音频信号的方法和用于执行该方法的音频信号处理设备的视图；
图75是图解用于压缩音频信号的掩蔽效应的视图；
图76是示出一般音频编码器的基本结构的方框图；
图77是详细地示出根据本发明的实施例的图76的音频信号编码装置的视图；
图78是示出音频信号解码装置的方框图；
图79是示出根据一般MPEG标准的编码装置的基本配置的视图；
图80是示出根据图79的特定帧中的子带的SMR曲线的图表；
图81是示出根据本发明的实施例的AAC编码装置的方框图；
图82是示出根据本发明的实施例的AAC解码装置的方框图；
图83是图解用于使用空间编码器和解码器对多通道音频信号进行编码的原理的方框图；
图84示出根据本发明的一个实施例的由数个子帧组成的主帧的概念数据结构；
图85是图解根据本发明的一个实施例的用于处理发送(Tx)音频信号的音频解码设备的方框图；
图86是图解根据本发明的用于将刷新信息插入音频位流中的过程和用于处理此插入处理的过程的概念图；
图87(a)和图87(b)示出根据本发明的一个实施例的用于指示联合立体声方案的等式；
图88是示出根据本发明的用于移动业务的协议栈的另一实施例的视图；以及
图89是示出由图88所示的协议栈生成的IP数据报的示例的视图。
具体实施方式
现在将对本发明的优选实施例进行详细参考，其示例在附图中示出。只要可能，相同的附图标记将在附图中自始至终用来表示相同或类似的部分。另外，虽然本发明中使用的术语选自通常已知和使用的术语，但本发明的说明书中提及的一些术语已经过申请人缜密选择，其详细意义在本说明书的相关部分中描述。此外，要求并非简单地通过使用的实际术语而是通过每个术语中包含的意义来理解本发明。
在本发明的说明书中所使用的术语之中，主业务数据对应于可以被固定接收系统接收到且可以包括音频/视频(A/V)数据的数据。更具体地，主业务数据可以包括高清晰度(HD)或标准清晰度(SD)水平的A/V数据且还可以包括数据广播所需的各种数据类型。而且，已知数据对应于依照接收系统与发射系统之间的预先设置的协定而预先已知的数据。另外，在本发明所使用的术语之中，“MPH”对应于“移动”、“步行”、以及“手持”的首大写字母且表示固定式系统的相反概念。此外，MPH业务数据可以包括移动业务数据、步行业务数据、以及手持业务数据中的至少一个且为简单起见还将被称为“移动业务数据”。在这里，移动业务数据不仅对应于MPH业务数据，而且可以包括具有移动或便携式特性的任何类型的业务数据。因此，根据本发明的移动业务数据不仅限于MPH业务数据。
上述移动业务数据可以对应于具有诸如程序执行文件、股票信息等等的信息的数据，且可以对应于A/V数据。更具体地，移动业务数据可以对应于与主业务数据相比具有较低分辨率和较低数据速率的A/V数据。例如，如果用于常规主业务的A/V编解码对应于MPEG-2编解码，则可以使用MPEG-4高级视频编码(AVC)或具有更好图像压缩效率的可缩放视频编码(SVC)作为用于移动业务的A/V编解码。此外，可以将任何类型的数据作为移动业务数据来发送。例如，可以将用于广播实时传输信息的传输协议专家组(TPEG)数据作为主业务数据。
而且，使用移动业务数据的数据业务可以包括天气预报业务、交通信息业务、股票信息业务、观看者参与提问节目、实时轮询和调查、交互式教育广播节目、游戏业务、提供关于肥皂剧或连续剧的简介、人物、背景音乐、和放映地点的信息的业务、提供关于过去的比赛分数和运动员资料及成就的信息的业务、以及提供关于产品信息的信息的业务，使得采购订单能够被处理的由业务、媒体、时间、和主题分类的节目。在这里，本发明不仅限于上述业务。在本发明中，发射系统提供主业务数据的向后兼容性以便被常规接收系统接收到。在这里，主业务数据和移动业务数据被复用到同一物理信道并随后被发送。
此外，根据本发明的数字广播发射系统对移动业务数据执行附加编码并插入接收系统和发射系统已知的数据(已知数据)，从而发送已处理数据。因此，尽管在信道内发生各种失真和噪声，当使用根据本发明的发射系统时，接收系统可以在移动状态期间接收移动业务数据且还可以稳定地接收移动业务数据。
MPH帧结构
在本发明的实施例中，首先以MPH帧为单位将移动业务数据与主业务数据复用，然后在VSB模式下对其进行调制且将其发送到接收系统。这里，一个MPH帧由K1个子帧组成，其中一个子帧包括K2个时隙。而且，每个时隙可以由K3个数据分组配置。在本发明的实施例中，K1将被设置为5、K2将被设置为16、且K3将被设置为156(即K1＝5、K2＝16、且K3＝156)。在本实施例中提出的K1、K2、和K3的值对应于根据优选实施例的值或者仅仅是示例性的。因此，上述值将不限制本发明的范围。
图1图解根据本发明的用于发送和接收移动业务数据的MPH帧的结构。在图1所示的示例中，一个MPH帧可以由5个子帧组成，其中每个子帧包括16个时隙。在这种情况下，根据本发明的MPH帧包括5个子帧和80个时隙。而且，在分组层级中，一个时隙由156个数据分组(即传送流分组)配置，且在符号层级中，一个时隙由156个数据段配置。在这里，一个时隙的尺寸对应于VSB场的一半(1/2)。更具体地，由于一个207字节的数据分组具有与数据段相同的数据量，所以数据分组在被交织之前也可以用作数据段。这里，将两个VSB场分成一组以形成VSB帧。
图2图解VSB帧的示例性结构，其中一个VSB帧由2个VSB场(即奇场和偶场)组成。在这里，每个VSB场包括场同步段和312个数据段。时隙对应于用于对移动业务数据和主业务数据进行复用的基本时间段。在这里，一个时隙可以包括移动业务数据或仅由主业务数据配置。如果在一个时隙期间发送一个MPH帧，则时隙内的前118个数据分组对应于数据组。而且，其余的38个数据分组变成主业务数据分组。在另一示例中，当在时隙中不存在数据组时，相应的时隙由156个主业务数据分组配置。同时，当时隙被指配给VSB帧时，对于每个被指配的地点而言存在偏移。
图3图解在空间区中被指配了子帧的前四个时隙的地点相对于VSB帧的映射示例。而且，图4图解在时间区中被指配了子帧的前四个时隙的地点相对于VSB帧的映射示例。参照图3和图4，第一时隙(时隙#0)的第38个数据分组(TS分组#37)被映射到奇VSB场的第1个数据分组。第二时隙(时隙#1)的第38个数据分组(TS分组#37)被映射到奇VSB场的第157个数据分组。而且，第3时隙(时隙#2)的第38个数据分组(TS分组#37)被映射到偶VSB场的第1个数据分组。并且，第4时隙(时隙#3)的第38个数据分组(TS分组#37)被映射到偶VSB场的第157个数据分组。类似地，使用相同的方法在随后的VSB帧中映射相应子帧内的其余12个时隙。
同时，一个数据组可以被划分成至少一个或多个分级区。而且，根据每个分级区的特性，被插入每个区中的移动业务数据的类型可以变化。例如，可以基于接收性能来划分(或分类)每个区内的数据组。在本发明中给出的示例中，数据组在数据去交织之前在数据配置方面被划分成区域A、B、C、和D。
图5图解在数据交织和识别之后的数据对准。图6图解图5所示的数据组的放大部分以便更好地理解本发明。图7图解在数据交织和识别之前的数据对准。而且，图8图解图7所示的数据组的放大部分以便更好地理解本发明。更具体地，与图5所示的数据结构相同的数据结构被发送到接收系统。换言之，一个数据分组被数据交织以便被分散到多个数据段，从而被发送到接收系统。图5图解一个数据组被分散到170个数据段的示例。这里，由于一个207字节的分组具有与一个数据段相同的数据量，所以可以使用尚未用数据交织进行处理的分组作为数据段。
图5示出在数据交织前将数据组划分成10个MPH块(即MPH块1(B1)至MPH块10(B10))的示例。在本示例中，每个MPH块具有16段的长度。参照图5，只有RS奇偶校验数据被分配给MPH块1(B1)的前5段和MPH块10(B10)的最后5段的各部分。在数据组的区A至D中不包括RS奇偶校验数据。更具体地，当假设一个数据组被划分成区A、B、C、和D时，根据数据组内的每个MPH块的特性，每个MPH块可能被包括在区A至区D中的任何一个中。
在这里，数据组被划分成多个区以用于不同的目的。更具体地，与具有较高干扰水平的区相比，可以将不具有干扰或具有非常低的干扰水平的主业务数据的区视为具有更具抵抗力(或更强)的接收性能。另外，当使用在数据组中插入并发送已知数据的系统时，其中，基于发射系统与接收系统之间的协定而知道已知数据，并且当将在移动业务数据中周期性地插入连续的长已知数据时，可以在不具有来自主业务数据的干扰的区(即其中主业务数据未被混合的区)中周期性地插入具有预定长度的已知数据。然而，由于来自主业务数据的干扰，难以向具有来自主业务数据的干扰的区周期性地插入已知数据且连续地插入长已知数据。
参照图5，MPH块4(B4)至MPH块7(B7)对应于没有主业务数据的干扰的区。图5所示的数据组内的MPH块4(B4)至MPH块7(B7)对应于未发生来自主业务数据的干扰的区。在本示例中，在每个MPH块的开头和结尾处均插入长已知数据序列。在本发明的说明中，将包括MPH块4(B4)至MPH块7(B7)的区称为“区A(＝B4+B5+B6+B7)”。如上所述，当数据组包括具有被插入在每个MPH块的开头和结尾处的长已知数据序列的区A时，接收系统能够通过使用可以从已知数据获得的信道信息来执行均衡。因此，可以从区A至区D之一得到(或获得)最强的均衡性能。
在图5所示的数据组的示例中，MPH块3(B3)和MPH块8(B8)对应于几乎没有来自主业务数据的干扰的区。在这里，仅在每个MPH块B3和B8的一侧插入长已知数据序列。更具体地，由于来自主业务数据的干扰，在MPH块3(B3)的结尾处插入长已知数据序列，且在MPH块8(B8)的开头处插入另一长已知数据序列。在本发明中，将包括MPH块3(B3)和MPH块8(B8)的区称为“区B(＝B3+B8)”。如上所述，当数据组包括具有被插入在每个MPH块的仅一侧(开头或结尾)的长已知数据序列的区B时，接收系统能够通过使用可以从已知数据获得的信道信息来执行均衡。因此，可以得到(或获得)与区C/D相比更强的均衡性能。
参照图5，MPH块2(B2)和MPH块9(B9)对应于与区B相比具有更多来自主业务数据的干扰的区。不能在MPH块2(B2)和MPH块9(B9)的任一侧中插入长的已知数据序列。在这里，将包括MPH块2(B2)和MPH块9(B9)的区称为“区C(＝B2+B9)”。最后，在图5所示的示例中，MPH块1(B1)和MPH块10(B10)对应于与区C相比具有更多来自主业务数据的干扰的区。类似地，不能在MPH块1(B1)和MPH块10(B10)的任何一侧中插入长的已知数据序列。在这里，将包括MPH块1(B1)和MPH块10(B10)的区称为“区D(＝B1+B10)”。由于区C/D进一步与已知数据序列更远地间隔开，所以当信道环境经历频繁且突然的变化时，区C/D的接收性能可能劣化。
图7图解数据交织之前的数据结构。更具体地，图7图解被分配给数据组的118个数据分组的示例。图7示出由118个数据分组组成的数据组的示例，其中，基于参考分组(例如场同步信号之后的第1分组(或数据段)或第157分组(或数据段))，当向VSB帧分配数据分组时，在参考分组之前包括37个分组且其后包括81个分组(包括参考分组)。换言之，参照图5，在MPH块2(B2)与MPH块3(B3)之间放置(或指配)场同步信号。因此，这指示该时隙相对于相应的VSB场具有37个数据分组的偏移。上述数据组的尺寸、数据组内的分级区的数目、每个区的尺寸、包括在每个区中的MPH块的数目、每个MPH块的尺寸等仅仅是示例性的。因此，本发明将不限于上述示例。
图9图解数据组被指配给5个子帧之一的示例性指配顺序，其中，所述5个子帧配置MPH帧。例如，可以将指配数据组的方法同样地应用于所有的MPH帧或以不同的方式应用于每个MPH帧。此外，可以将指配数据组的方法同样地应用于所有子帧或以不同的方式应用于每个子帧。这里，当假设在相应MPH帧的所有子帧中使用相同的方法来指配数据组时，被指配给MPH帧的数据组的总数等于‘5’的倍数。根据本发明的实施例，将多个连续的数据组指配为在MPH帧内尽可能相互更远地间隔开。因此，系统能够迅速且有效地对子帧内可能发生的任何突发错误进行响应。
例如，当假设3个数据组被指配给子帧时，数据组分别被指配给子帧中的第1时隙(时隙#0)、第5时隙(时隙#4)、和第9时隙(时隙#8)。图9图解使用上述图案(或规则)在一个子帧中指配16个数据组的示例。换言之，每个数据组被连续地分配给对应于以下号码的16个时隙：0、8、4、12、1、9、5、13、2、10、6、14、3、11、7、和15。以下数学计算1示出用于在子帧中指配数据组的上述规则(或图案)。
[数学计算1]
j＝(4i+O) mod 16
      O＝0 如果i＜4，
      O＝2 否则 如果i＜8，
这里，O＝1 否则 如果i＜12，
      O＝3否则
在这里，j指示子帧内的时隙号。j的值可以在0至15的范围内(即0≤j≤15)。而且，变量i指示数据组号。i的值可以在0至15的范围内(即0≤i≤15)。
在本发明中，将包括在MPH帧中的数据组的集合称为“队列”。基于RS帧模式，队列发送至少一个特定RS帧的数据。可以将一个RS帧内的移动业务数据指配给相应数据组内的所有区A/B/C/D或区A/B/C/D中的至少一个。在本发明的实施例中，可以将一个RS帧内的移动业务数据指配给所有的区A/B/C/D或区A/B和区C/D中的至少一个。如果将移动业务数据指配给后一种情况(即区A/B和区C/D之一)，则指配给相应数组内的区A/B的RS帧和指配给区C/D的RS帧相互不同。
在本发明的说明书中，为简单起见，将被指配给相应数据组内的区A/B的RS帧称为“主RS帧”，并将指配给相应数据组内的区C/D的RS帧称为“副RS帧”。而且，主RS帧和副RS帧形成(或配置)一个队列。更具体地，当一个RS帧内的移动业务数据被指配给相应数据组内的所有区A/B/C/D时，一个队列发送一个RS帧。相反，当一个RS帧内的移动业务数据被指配给区A/B和区C/D中的至少一个时，一个队列可以发送多达2个RS帧。更具体地，RS帧模式指示队列是否发送一个RS帧，或者队列是否发送两个RS帧。下表1示出RS帧模式的示例。
表1
  RS帧模式(2比特)   说明
  00 对于所有组区仅有一个主RS帧
  01   有两个单独的RS帧-对于组区A和B的主RS帧-对于组区C和D的副RS帧
  10   保留
  11   保留
表1图解分配2个位以便指示RS帧模式的示例。例如，参照表1，当RS帧模式值等于‘00’时，这指示一个队列发送一个RS帧。而且，当RS帧模式值等于‘01’时，这指示一个队列发送两个RS帧，即主RS帧和副RS帧。更具体地，当RS帧模式值等于‘01’时，用于区A/B的主RS帧的数据被指配且发送到相应数据组的区A/B。类似地，用于区C/D的副RS帧的数据被指配且发送到相应数据组的区C/D。
另外，一个RS帧发送一个群组(ensemble)。在这里，群组是需要同一业务质量(QOS)且用相同的FEC码进行编码的业务的集合。更具体地，当一个队列由一个RS帧配置时，则一个队列发送一个群组。相反，当一个队列由两个RS帧配置时，即当一个队列由主RS帧和副RS帧配置时，则一个队列发送两个群组(即主群组和副群组)。更具体地，通过队列的主RS帧来发送主群组，且通过队列的副RS帧来发送副群组。RS帧是用来对群组进行RS-CRC编码的2维数据帧。
如在数据组的指配中所描述的，队列也被指配为在子帧内尽可能地相互更远地间隔开。因此，系统能够迅速且有效地对子帧内可能发生的任何突发错误进行响应。此外，指配队列的方法可以同样地应用于所有子帧或以不同的方式应用于每个子帧。根据本发明的实施例，可以对每个MPH帧以不同的方式指配队列并对MPH帧内的所有子帧同样地指配队列。更具体地，MPH帧结构可以以MPH帧为单位改变。因此，可以在更频繁且更灵活的基础上调整群组率。
图10图解被指配(或分配)给MPH帧的单个队列的多个数据组的示例。更具体地，图10图解包括在单个队列中的多个数据组的示例，其中，包括在子帧中的数据组的数目等于′3′，其被分配给MPH帧。参照图10，3个数据组以4个时隙的循环周期被顺序指配给子帧。因此，当在包括在相应MPH帧中的5个子帧中同样地执行此处理时，15个数据组被指配给单个MPH帧。在这里，15个数据组对应于包括在队列中的数据组。因此，由于一个子帧由4个VSB帧配置，且由于在子帧中包括3个数据组，所以相应队列的数据组未被指配给子帧内的4个VSB帧之一。
例如，当假设一个队列发送一个RS帧时且位于后一个块中的RS帧编码器对相应的RS帧执行RS编码、从而向相应的RS帧添加24字节的奇偶校验数据且发送经处理的RS帧时，奇偶校验数据占用总码子长度的约11.37％(＝24/(187+24)×100)。同时，当一个子帧包括3个数据组时，且当指配了包括在队列中的数据组时，如图10所示，总共15个数据组形成RS帧。因此，即使当由于信道内的突发噪声而在整个数据组中发生错误时，百分比也仅为6.67％(＝1/15×100)。因此，接收系统可以通过执行擦除RS解码处理来校正所有错误。更具体地，当执行擦除RS解码时，可以校正对应于RS奇偶校验字节的数目的若干信道错误。通过这样做，接收系统可以校正一个队列内的至少一个数据组的错误。因此，RS帧可校正的最小突发噪声长度在1个VSB帧以上。
同时，当如上所述地指配队列的数据组时，可以在每个数据组之间指配主业务数据，或者可以在每个数据组之间指配对应于不同队列的数据组。更具体地，可以向一个MPH帧指配对应于多个队列的数据组。基本上，指配对应于多个队列的数据组的方法非常类似于指配对应于单个队列的数据组的方法。换言之，还根据4时隙的循环周期来分别指配包括在将被指配给MPH帧的其它队列中的数据组。这里，可以以循环方法将不同队列的数据组顺序指配给各时隙。在这里，从尚未被指配先前的队列的数据组的时隙开始，向时隙指配数据组。例如，当假设如图10所示地指配对应于队列的数据组时，可以从子帧的第12时隙开始向子帧分配对应于下一个队列的数据组。然而，这仅仅是示例性的。在另一示例中，还可以从第3时隙开始以4时隙的循环周期顺序向子帧内的不同时隙指配下一个队列的数据组。
图11图解向MPH帧发送3个队列(队列#0、队列#1、和队列#2)的示例。更具体地，图11图解发送包括在5个子帧之一中的队列的示例，其中，所述5个子帧配置一个MPH帧。当对于每个子帧而言第1队列(队列#0)包括3个数据组时，可以通过用值′0′至′2′取代数学计算1中的i来获得子帧内的每个数据组的地点。更具体地，第1队列(队列#0)的数据组被顺序指配给子帧内的第1、第5、和第9时隙(时隙#0、时隙#4、和时隙#8)。而且，当对于每个子帧而言第2队列包括2个数据组时，可以通过用值′3′和′4′取代数学计算1中的i来获得子帧内的每个数据组的地点。更具体地，第2队列(队列#1)的数据组被顺序指配给子帧内的第2和第12时隙(时隙#3和时隙#11)。最后，当对于每个子帧而言第3队列包括2个数据组时，可以通过用值′5′和′6′取代数学计算1中的i来获得子帧内的每个数据组的地点。更具体地，第3队列(队列#2)的数据组被顺序指配给子帧内的第7和第11时隙(时隙#6和时隙#10)。
如上所述，可以将多个队列的数据组指配给单个MPH帧，并且，在每个子帧中，从左到右连续地将数据组分配给具有4个时隙的组空间。因此，每子帧一个队列的组的数目(NOG)可以对应于从′1′至′8′的任何一个整数。在这里，由于一个MPH帧包括5个子帧，可以分配给MPH帧的队列内的数据组的总数可以对应于在′5′至′40′范围内的′5′的任何一个倍数。
图12图解将图11所示的3个队列的指配处理扩展至MPH帧内的5个子帧的示例。
发射系统的一般说明
图13图解示出根据本发明的实施例的数字广播发射系统的一般结构的方框图。
在这里，数字广播发射包括业务多路复用器100和发射机200。在这里，业务多路复用器100位于每个广播站的工作室中，且发射机200位于设置在与工作室相距预定距离的地点。发射机200可以位于多个不同的位置。而且，例如，多个发射机可以共享同一频率。而且，在这种情况下，多个发射机接收同一信号。因此，在接收系统中，信道均衡器可以补偿由于反射波而引起的信号失真，以便恢复原始信号。在另一示例中，多个发射机相对于同一信道可以具有不同的频率。
可以使用多种方法进行位于远程地点上的每个发射机和业务多路复用器的数据通信。例如，诸如用于传送MPEG-2数据的同步串行接口(SMPTE-310M)等接口标准。在SMPTE-310M接口标准中，恒定的数据速率被决定为业务多路复用器的输出数据速率。例如，在8VSB模式的情况下，输出数据速率是19.39Mbps，而且，在16VSB模式的情况下，输出数据速率是38.78Mbps。此外，在常规8VSB模式发射系统中，可以通过单个物理信道来发送具有约19.39Mbps的数据速率的传送流(TS)分组。而且，在提供有与常规发射系统的向后兼容的根据本发明的发射系统中，对移动业务数据执行附加编码。然后，将经附加编码的移动业务数据与主业务数据复用成TS分组形式，该TS分组形式随后被发送。这里，经复用的TS分组的数据速率约为19.39Mbps。
这里，业务多路复用器100接收至少一种类型的移动业务数据和用于每个移动业务的节目专用信息/节目和系统信息协议(PSI/PSIP)表格数据以便将接收到的数据封装成每个TS分组。而且，业务多路复用器100接收至少一种类型的主业务数据和用于每个主业务的PSI/PSIP表格数据并将接收到的数据封装成传送流(TS)分组。随后，根据预定的复用规则来复用TS分组并将经复用的分组输出到发射机200。
业务多路复用器
图14图解示出业务多路复用器的示例的方框图。业务多路复用器包括用于控制业务多路复用器的总体操作的控制器110、用于主业务的PSI/PSIP发生器120、用于移动业务的PSI/PSIP发生器130、空分组发生器140、移动业务多路复用器150、以及传送多路复用器160。
传送多路复用器160可以包括主业务多路复用器161和传送流(TS)分组多路复用器162。
参照图14，至少一种类型的压缩编码主业务数据和用于主业务的从PSI/PSIP发生器120生成的PSI/PSIP表格数据被输入到传送多路复用器160的主业务多路复用器161。主业务多路复用器161将输入的主业务数据和PSI/PSIP表格数据中的每一个封装成MPEG-2 TS分组形式。然后，MPEG-2 TS分组被复用并输出到TS分组多路复用器162。在这里，为简单起见，将从主业务多路复用器161输出的数据分组称为主业务数据分组。
然后，至少一种类型的压缩编码移动业务数据和用于移动业务的从PSI/PSIP发生器130生成的PSI/PSIP表格数据被输入到移动业务多路复用器150。
移动业务多路复用器150将输入的移动业务数据和PSI/PSIP表格数据中的每一个封装成MPEG-2 TS分组形式。然后，MPEG-2 TS分组被复用并输出到TS分组多路复用器162。在这里，为简单起见，将从移动业务多路复用器150输出的数据分组称为移动业务数据分组。
这里，发射机200需要标识信息以便识别并处理主业务数据分组和移动业务数据分组。在这里，标识信息可以使用依照发射系统与接收系统之间的协定预先决定的值，或者可以由单独的数据集配置，或者可以修改相应数据分组内的预定位置值。
作为本发明的示例，可以指配不同的分组标识符(PID)以标识主业务数据分组和移动业务数据分组中的每一个。
在另一示例中，通过修改移动业务数据的报头内的同步数据字节，可以通过使用相应业务数据分组的同步数据字节来标识业务数据分组。例如，主业务数据分组的同步字节在不进行任何修改的情况下直接输出由ISO/IEC13818-1标准决定的值(即0x47)。移动业务数据分组的同步字节修改并输出值，从而标识主业务数据分组和移动业务数据分组。相反，将主业务数据分组的同步字节修改并输出，而不修改移动业务数据分组的同步字节而将其直接输出，从而使得能够标识主业务数据分组和移动业务数据分组。
在修改同步字节的方法中可以应用多种方法。例如，可以将同步字节的每位取反，或者可以仅将同步字节的一部分取反。
如上所述，可以使用任何类型的标识信息来标识主业务数据分组和移动业务数据分组。因此，本发明的范围不仅限于本发明的说明书中所阐述的示例。
同时，可以使用在常规数字广播系统中使用的传送多路复用器作为根据本发明的传送多路复用器160。更具体地，为了将移动业务数据与主业务数据复用并发送经复用的数据，主业务的数据速率仅限于(19.39-K)Mbps的数据速率。然后，将对应于其余数据速率的K Mbps作为移动业务的数据速率。因此，可以在不进行任何修改的情况下照原样使用已经使用的传送多路复用器。
在这里，传送多路复用器160将从主业务多路复用器161输出的主业务数据分组与从移动业务多路复用器150输出的移动业务数据分组复用。然后，传送多路复用器160将经复用的数据分组发送到发射机200。
在这里，在某些情况下，移动业务多路复用器150的输出数据速率可以不等于K Mbps。在这种情况下，移动业务多路复用器150复用并输出从空分组发生器140生成的空数据分组，以便输出数据速率可以达到K Mbps。更具体地，为了使移动业务多路复用器150的输出数据速率与恒定数据速率匹配，空分组发生器140生成空数据分组，该空数据分组随后被输出到移动业务多路复用器150。
例如，当业务多路复用器100将19.39Mbps的K Mbps指配给移动业务数据时，并且当其余的(19.39-K)Mbps因此被指配给主业务数据时，由业务多路复用器100复用的移动业务数据的数据速率实际上变得低于K Mbps。这是因为，在移动业务数据的情况下，发射系统的预处理器执行附加编码，从而增加数据量。最后，可以从业务多路复用器100发送的移动业务数据的数据速率变得小于K Mbps。
例如，由于发射机的预处理器以至少1/2的编码率对移动业务数据执行编码处理，所以从预处理器输出的数据量增加至最初被输入到预处理器的数据量的两倍。因此，均被业务多路复用器100复用的主业务数据的数据速率与移动业务数据的数据速率的和变得等于或小于19.39Mbps。
因此，为了使最后从业务多路复用器100输出的数据的数据速率与恒定数据速率(例如19.39Mbps)匹配，从空分组发生器140生成对应于数据速率不足的量的空数据分组量且其被输出到移动业务多路复用器150。
因此，移动业务多路复用器150将移动业务数据和被输入的PSI/PSIP表格数据中的每一个封装成MPEG-2 TS分组形式。然后，将上述TS分组与空数据分组复用并随后将其输出到TS分组多路复用器162。
在这里，TS分组多路复用器162将从主业务多路复用器161输出的主业务数据分组与从移动业务多路复用器150输出的移动业务数据分组复用并将经复用的数据分组以19.39Mbps的数据速率发送到发射机200。
根据本发明的实施例，移动业务多路复用器150接收空数据分组。然而，这仅仅是示例性的且不限制本发明的范围。换言之，根据本发明的另一实施例，TS分组多路复用器162可以接收空数据分组，以便使最后输出的数据的数据速率与恒定数据速率匹配。在这里，由控制器110来控制空数据分组的输出路径和复用规则。控制器110控制由移动业务多路复用器150、传送多路复用器160的主业务多路复用器161、以及TS分组多路复用器162执行的复用处理，并且控制空分组发生器140的空数据分组生成。这里，发射机200丢弃从业务多路复用器100发送的空数据分组而不是发送该空数据分组。
此外，为了允许发射机200丢弃从业务多路复用器100发送的空数据分组而不是将其发送，需要有用于标识空数据分组的标识信息。在这里，标识信息可以使用依照发射系统与接收系统之间的协定预先决定的值，例如，可以修改空数据分组的报头内的同步字节的值以便将其用作标识信息。替换地，还可以使用transport_error_indicator标记作为标识信息。
在本发明的说明书中，将给出使用transport_error_indicator标记作为标识信息的示例以描述本发明的实施例。在这种情况下，将空数据分组的transport_error_indicator标记置位为‘1’，并将其余数据分组的transport_error_indicator标记复位为‘0’，以便标识空数据分组。更具体地，当空分组发生器140生成空数据分组时，如果来自空数据分组的报头场的transport_error_indicator标记被置位为‘1’并随后被发送，则可以识别并因此丢弃该空数据分组。在本发明中，可以使用用于标识空数据分组的任何类型的标识信息。因此，本发明的范围不仅限于在本发明的说明书中阐述的示例。
根据本发明的另一实施例，可以在空数据分组的至少一部分或用于移动业务的至少一个表格或PSI/PSIP表格的操作与维护(OM)分组(或OMP)中包括传输参数。在这种情况下，发射机200提取传输参数并将提取的传输参数发送到相应的块且在必要时将提取的参数发送到接收系统。更具体地，出于操作并管理发射系统的目的而定义称为OMP的分组。例如，依照MPEG-2 TS分组格式来配置OMP，并且对相应的PID给定值0xIFFA。OMP由4字节的报头和184字节的有效载荷配置。在这里，在184字节之中，第一字节对应于OM_type场，其指示OM分组的类型。
在本发明中，可以以OMP的形式来发送传输参数。而且，在这种情况下，在OM_type场内的保留场值之中，使用预先设置的值，从而指示正在以OMP的形式将传输参数发送到发射机200。更具体地，发射机200可以通过参考PID来找到(或识别)OMP。而且，通过解析OMP内的OM_type场，发射机200可以检验在相应分组的OM_type场之后是否包括传输参数。该传输参数对应于处理来自发射系统和接收系统的移动业务数据所需的补充数据。
传输参数对应于用于处理来自发射系统和接收系统的移动业务数据所需的补充数据。在这里，传输参数可以包括数据组信息、数据组内的区信息、块信息、RS帧信息、超帧信息、MPH帧信息、队列信息、群组信息、与串行级联卷积编码(SCCC)相关的信息、以及RS码信息。已经详细地描述了传输参数内的某些信息的意义。在稍后的处理中将详细地描述尚未描述的其它信息的说明。
传输参数还可以包括关于如何对符号域的信号进行编码以便发送移动业务数据的信息和关于如何复用主业务数据和移动业务数据或各种类型的移动业务数据的复用信息。
包括在传输参数中的信息仅仅是示例性的以促进对本发明的理解。而且，本领域的任何技术人员可以轻易地修改并改变包括在传输参数中的信息的添加和删除。因此，本发明不限于在本文所阐述的说明书中提出的示例。
此外，可以从业务多路复用器100向发射机200提供传输参数。替换地，还可以由发射机200内的内部控制器(未示出)来设置传输参数，或可以从外部源接收传输参数。
发射机
图15图解示出根据本发明的实施例的发射机200的示例的方框图。在这里，发射机200包括控制器200、解多路复用器210、分组抖动缓解器220、预处理器230、分组多路复用器240、后处理器250、同步多路复用器260、以及传输单元270。在这里，当从业务多路复用器100接收到数据分组时，解多路复用器210应识别接收到的数据分组是对应于主业务数据分组、移动业务数据分组、还是空数据分组。例如，解多路复用器210使用接收到的数据分组内的PID以便识别主业务数据分组和移动业务数据分组。然后，解多路复用器210使用transport_error_indicator场来识别空数据分组。由解多路复用器210识别的主业务数据分组被输出到分组抖动缓解器220，移动业务数据分组被输出到预处理器230，且空数据分组被丢弃。如果在空数据分组中包括传输参数，则首先提取传输参数并将其输出到相应的块。然后，丢弃空数据分组。
预处理器230执行包括在业务数据分组中的移动业务数据的附加编码处理，该移动业务数据被解多路复用并从解多路复用器210输出。预处理器230还执行配置数据组的处理，以便可以依照数据的目的将数据组设置在特定的地点，所述数据将在传输帧上被发送。这将使得移动业务数据能够针对噪声和信道变化进行快速且强有力的响应。预处理器230还可以在执行附加编码处理时参考传输参数。而且，预处理器230对多个移动广播业务数据分组进行分组以配置数据组。然后，将已知数据、移动业务数据、RS奇偶校验数据、以及MPEG报头分配给数据组内的预定区。
发射机内的预处理器
图16图解示出根据本发明的预处理器230的结构的方框图。在这里，预处理器230包括MPH帧编码器301、块处理器302、组格式器303、信令编码器304、以及分组格式器305。包括在具有上述结构的预处理器230中的MPH帧编码器301对被输入到解多路复用器210的移动业务数据进行数据去随机化，从而产生RS帧。然后，MPH帧编码器301以RS帧为单位执行用于纠错的编码处理。MPH帧编码器301可以包括至少一个RS帧编码器。更具体地，可以并行地提供RS帧编码器，其中，RS帧编码器的数目等于MPH帧内的队列的数目。如上所述，MPH帧是用于发送至少一个队列的基本时间循环周期。而且，每个队列由一个或两个RS帧组成。
图17图解根据本发明的实施例的MPH帧编码器301的概念方框图。MPH帧编码器301包括输入解多路复用器(DEMUX)309、M个RS帧编码器310至31M-1、以及输出多路复用器(MUX)320。在这里，M表示包括在一个MPH帧中的队列的数目。输入解多路复用器(DEMUX)309将输入群组分裂。然后，经分裂的输入群组决定将对其输入该群组的RS帧。然后，输入的群组被输出到各RS帧。这里，可以将群组映射到每个RS帧编码器或队列。例如，当一个队列配置一个RS帧时，可以将群组、RS帧、以及队列映射成相互一一(1∶1)对应。更具体地，一个群组中的数据配置RS帧。而且，RS帧被划分成多个数据组。基于表1的RS帧模式，一个RS帧内的数据可以被指配给多个数据组内的所有区A/B/C/D，或者被指配给多个数据组内的区A/B和区C/D中的至少一个。
当RS帧模式值等于‘01’时，即，当主RS帧的数据被指配给相应数据组的区A/B且副RS帧的数据被指配给相应数据组的区C/D时，每个RS帧编码器为每个队列产生主RS帧和副RS帧。相反，当RS帧模式值等于‘00’时，当主RS帧的数据被指配给所有的区A/B/C/D时，每个RS帧编码器为每个队列产生RS帧(即主RS帧)。而且，每个RS帧编码器将每个RS帧划分成多个部分。RS帧的每个部分等于可以由数据组发送的数据量。
M个RS帧解码器310至31M-1内的输出多路复用器(MUX)320复用部分被复用并随后输出到块处理器302。例如，如果一个队列发送两个RS帧，则M个RS帧编码器310至31M-1内的主RS帧的部分被复用并输出。然后，M个RS帧编码器310至31M-1内的副RS帧的部分被复用并发送。输入解多路复用器(DEMUX)309和输出多路复用器(MUX)320基于控制单元200的控制而运行。控制单元200可以向每个RS帧编码器提供必要(或需要)的FEC模式。FEC模式包括将在稍后的处理中详细描述的RS码模式。
图18图解MPH帧编码器内的多个RS帧编码器之中的RS帧编码器的详细方框图。一个RS帧编码器可以包括主编码器410和副编码器420。在这里，副编码器420可以是也可以不是基于RS帧模式而运行。例如，当RS帧模式值等于‘00’时，如表1所示，副编码器420不运行。主编码器410可以包括数据随机化器411、里德所罗门循环冗余校验(RS-CRC)编码器412、以及RS帧分离器413。而且，副编码器420还可以包括数据随机化器421、RS-CRC编码器422、以及RS帧分离器423。
更具体地，主编码器410的数据随机化器411接收从输出解多路复用器(DEMUX)309输出的主群组的移动业务数据。然后，在对接收到的移动业务数据进行随机化之后，数据随机化器411将随机化数据输出到RS-CRC编码器412。这里，由于数据随机化器411对移动业务数据执行随机化处理，可以省略将由后处理器250的数据随机化器251对移动业务数据执行的随机化处理。数据随机化器411还可以丢弃移动业务数据分组内的同步字节并执行随机化处理。这是可以由系统设计员选择的选项。在本发明中给出的示例中，在不丢弃相应移动业务数据分组内的同步字节的情况下执行随机化处理。
RS-CRC编码器412使用里德所罗门(RS)码和循环冗余校验(CRC)码中的至少一个，以便对随机化主群组执行前向纠错(FEC)编码，从而形成主RS帧。因此，RS-CRC编码器412将新形成的主RS帧输出到RS帧分离器413。RS-CRC编码器412对被随机化和输入的多个移动业务数据分组进行分组，以便产生RS帧。然后，RS-CRC编码器412以RS帧为单位执行纠错编码处理和检错编码处理中的至少一个。因此，可以对移动业务数据提供鲁棒性，从而分散在频率环境变化期间可能发生的组错误，从而使得移动业务数据能够对极易受到频繁变化影响的频率环境进行响应。而且，RS-CRC编码器412对多个RS帧进行分组以便产生超帧，从而以超帧为单位来执行行置换处理。该行置换处理也可以称为“行交织处理”。在下文中，为简单起见将该处理称为“行置换”。
更具体地，当RS-CRC编码器412依照预订规则来执行置换超帧的每行时，超帧内的行的地点在行置换处理之前和之后改变。如果以超帧为单位来执行行置换处理，则即使其中发生多个错误的区段变得非常长时，以及即使包括在将被解码的RS帧中的错误的数目超过能够被校正的程度时，该错误也变得分散在整个超帧内。因此，与单个RS帧相比，解码能力甚至更强。
这里，作为本发明的示例，在RS-CRC编码器412中，应用RS编码用于纠错编码处理，且应用循环冗余校验(CRC)编码用于检错处理。当执行RS编码时，生成用于纠错的奇偶校验数据。而且，当执行CRC编码时，生成用于检错的CRC数据。由CRC编码生成的CRC数据可以用于指示移动业务数据是否在通过信道发送时已被错误损坏。在本发明中，可以使用除CRC编码方法之外的多种检错编码方法，或者可以使用纠错编码方法来提高接收系统的总体纠错能力。在这里，RS-CRC编码器412参考由控制单元200提供的预定传输参数和/或从业务多路复用器100提供的传输参数以便执行包括RS帧配置、RS编码、CRC编码、超帧配置、以及以超帧为单位的行置换的操作。
图19图解基于RS帧模式值将一个或两个RS帧划分成数个部分的处理和将每个部分指配给各数据组内的相应区的处理。更具体地，图19(a)示出RS帧模式值等于‘00’的示例。在这里，只有图18的主编码器410运行，从而为一个队列形成一个RS帧。然后，RS帧被划分成数个部分，且每个部分的数据被指配给各数据组内的区A/B/C/D。图19(b)示出RS帧模式等于‘01’的示例。在这里，图18的主编码器410和副编码器420均运行，从而为一个队列形成两个RS帧，即一个主RS帧和一个副RS帧。然后，主RS帧被划分成数个部分，且副RS帧被划分成数个部分。这里，主RS帧的每个部分的数据被指配给各数据组内的区A/B。并且，副RS帧的每个部分的数据被指配给各数据组内的区C/D。
RS帧的详细说明
图20(a)图解根据本发明的RS-CRC编码器412所生成的RS帧的示例。根据本实施例，在RS帧中，列的长度(即行数)被设置为187个字节，且行的长度(即列数)被设置为N个字节。这里，可以根据数学计算2来决定对应于RS帧内的列数的N的值。
[数学计算2]
Figure GPA00001035231400291
在这里，NoG指示被指配给子帧的数据组的数目。PL表示被指配给数据组的SCCC有效载荷数据字节的数目。而且，P指定被添加到RS帧的每列的RS奇偶校验数据字节的数目。最后，
Figure GPA00001035231400301
是等于或小于X的最大整数。
更具体地，在数学计算2中，PL对应于RS帧部分的长度。PL的值等于被指配给相应数据组的SCCC有效载荷数据字节的数目。在这里，PL的值可以根据RS帧模式、SCCC块模式、以及SCCC外码模式而改变。以下表2至表5分别示出依照RS帧模式、SCCC块模式、以及SCCC外码模式而改变的PL值的示例。在稍后的处理中将详细描述SCCC块模式和SCCC外码模式。
表2
Figure GPA00001035231400302
表2示出用于RS帧内的每个数据组的PL值的示例，其中，当RS帧模式值等于‘00’时，并且当SCCC块模式值等于‘00’时，每个PL值根据SCCC外码模式而改变。例如，当假设数据组内的区A/B/C/D的每个SCCC外码模式值等于‘00’时(即稍后的块的块处理器302以1/2的编码率执行编码时)，相应RS帧的每个数据组内的PL值可以等于9624个字节。更具体地，一个RS帧内的移动业务数据的9624个字节可以被指配给相应数据组的区A/B/C/D。
表3
  SCCC外码模式   PL
  00   9624
  01   4812
  其他   保留
表3示出用于RS帧内的每个数据组的PL值的示例，其中，当RS帧模式值等于‘00’时，并且当SCCC块模式值等于‘01’时，每个PL值根据SCCC外码模式而改变。
表4
Figure GPA00001035231400311
表4示出用于主RS帧内的每个数据组的PL值的示例，其中，当RS帧模式值等于‘01’时，并且当SCCC块模式值等于‘00’时，每个PL值根据SCCC外码模式而改变。例如，当区A/B的每个SCCC外码模式值等于‘00’时，主RS帧内的移动业务数据的7644个字节可以被指配给相应数据组的区A/B。
表5
Figure GPA00001035231400321
表5示出用于副RS帧内的每个数据组的PL值的示例，其中，当RS帧模式值等于′01′时，并且当SCCC块模式值等于′00′时，每个PL值根据SCCC外码模式而改变。例如，当区C/D的每个SCCC外码模式值等于′00′时，副RS帧内的移动业务数据的1980个字节可以被指配给相应数据组的区C/D。
根据本发明的实施例，N的值等于或大于187(即N≥187)。更具体地，图20(a)的RS帧具有N(行)×187(列)字节的尺寸。更具体地，RS-CRC编码器412首先将输入的移动业务数据字节划分成预定长度的单元。该预定长度由系统设计员决定。而且，在本发明的示例中，预定长度等于187个字节，并且，因此，为简单起见将187字节单元称为“分组”。例如，输入的移动业务数据可以对应于由187字节单元配置的MPEG传送流(TS)分组或对应于IP数据报。替换地，可以将IP数据报封装成187字节单元的TS分组并随后将其输入。
当被输入的移动业务数据对应于由188字节单元配置的MPEG传送分组流时，第一同步字节被移除以便配置187字节单元。然后，N个分组被分成一组而形成RS帧。在这里，将同步字节移除，因为每个移动业务数据分组具有相同的值。同时，当RS帧的输入移动业务数据不对应于MPEG TS分组格式时，移动业务数据以187字节为单位被输入N次而不经过移除MPEG同步字节的处理，从而产生RS帧。
另外，当RS帧的输入数据格式支持对应于MPEG TS分组的输入数据和不对应于MPEG TS分组的输入数据两者时，此类信息可以被包括在从业务多路复用器100发送的传输参数中，从而被发送到发射机200。因此，发射机200的RS-CRC编码器412接收此信息以便能够控制是否执行移除MPEG同步字节的处理。而且，发射机将此类信息提供给接收系统以便控制将由接收系统的RS帧解码器执行的插入MPEG同步字节的处理。在这里，可以在较早的处理中在数据随机化器411的随机化处理期间执行移除同步字节的处理。在这种情况下，可以省略由RS-CRC编码器412执行的移除同步字节的处理。
此外，当从接收系统添加同步字节时，可以由数据去随机化器而不是RS帧解码器来执行该处理。因此，如果在被输入到RS-CRC编码器412的移动业务数据分组中不存在可移除固定字节(例如同步字节)，或者如果被输入的移动业务数据不是以分组格式配置的，则被输入的移动业务数据被划分成187字节单元，从而配置每个187字节单元的分组。
随后，将N个由187个字节配置的分组分成一组以配置RS帧。这里，RS帧被配置为具有N(行)×187(列)字节的尺寸的RS帧，其中，187字节分组沿着行方向被顺序输入。更具体地，包括在RS帧中的N个列中的每一个列包括187个字节。当产生RS帧时，如图20(a)所示，RS-CRC编码器412对每列执行(Nc，Kc)-RS编码处理，以便生成Nc-Kc(＝P)个奇偶校验字节。然后，RS-CRC编码器412将新生成的P个奇偶校验字节添加在相应列的最后字节之后，从而生成(187+P)字节的列。在这里，如图20(a)所示，Kc等于187(即Kc＝187)，且Nc等于187+P(即Nc＝187+P)。在这里，P的值可以根据RS码模式而改变。下表6示出作为RS编码信息之一的RS码模式的示例。
表6
  RS码模式   RS码   奇偶校验字节的数目(P)
  00   (211，187)   24
  01   (223，187)   36
  10   (235，187)   48
  11   保留   保留
表6示出被指配以便指示RS码模式的2个位的示例。RS码模式表示对应于RS帧的奇偶校验字节的数目。例如，当RS码模式值等于‘10’时，对图20(a)的RS帧执行(235，187)-RS编码，以便生成48个奇偶校验数据字节。然后，48个奇偶校验字节被添加在相应列的最后一个数据字节之后，从而产生235个数据字节的列。当RS帧模式值等于表1中的‘00’时(即当RS帧模式指示单个RS帧时)，仅仅指示相应RS帧的RS码模式。然而，当RS帧模式值等于表1中的‘01’时(即当RS帧模式指示多个RS帧时)，RS码模式对应于主RS帧和副RS帧。更具体地说，优选的是，RS码模式被独立地应用于主RS帧和副RS帧。
当对全部的N个列执行此类RS编码处理时，如图20(b)所示，可以生成具有N(行)×(187+P)(列)字节的尺寸的RS帧。RS帧的每行由N个字节配置。然而，根据发射系统与接收系统之间的信道条件，在RS帧中可能包括错误。当如上所述地发生错误时，可以在每个行单元上使用CRC数据(或CRC码或CRC校验和)以便检验在每个行单元中是否存在错误。RS-CRC编码器412可以对被RS编码的移动业务数据执行CRC编码以便产生(或生成)CRC数据。可以使用由CRC编码生成的CRC数据来指示移动业务数据是否在通过信道发送时已被损坏。
本发明还可以使用除CRC编码方法之外的不同检错编码方法。替换地，本发明可以使用纠错编码方法来增强接收系统的总体纠错能力。图20(c)图解使用2字节(即16位)CRC校验和作为CRC数据的示例。在这里，对于每行的N个字节生成2字节CRC校验和，从而将2字节CRC校验和添加在N个字节的结尾处。因此，每行被扩展至(N+2)个字节。下面数学计算3对应于用于为由N个字节配置的每行生成2字节CRC校验和的示例性等式。
[数学计算3]
g(x)＝x16+x12+x5+1
在每行中添加2字节校验和的处理仅仅是示例性的。因此，本发明不仅限于在本文所阐述的说明书中提出的示例。如上所述，当RS编码和CRC编码的处理完成时，将(N×187)字节的RS帧扩展成(N+2)×(187+P)字节的RS帧。基于如上所述的扩展的RS帧的纠错方案，沿行方向通过信道来发送RS帧内的数据字节。这里，当在有限的传输时间段内发生许多错误时，在经过接收系统中的解码处理而处理的RS帧内沿行方向也可能发生错误。然而，从在列方向执行RS编码的观点出发，错误被示为被分散。因此，可以更有效地执行纠错。这里，可以使用增加奇偶校验数据字节的数目(P)的方法以便执行更强的纠错处理。然而，使用这种方法可以导致传输效率的降低。因此，需要相互有利的方法。此外，当执行解码处理时，可以使用擦除解码处理来增强纠错性能。
另外，根据本发明的RS-CRC编码器412还以超帧为单位来执行行置换(或交织)处理以便在对RS帧进行纠错时进一步增强纠错性能。图21(a)至图21(d)图解根据本发明的以超帧为单位来执行行置换处理的示例。更具体地，如图21(a)所示，将G个经RS-CRC编码的RS帧分成一组以形成超帧。这里，由于每个RS帧由(N+2)×(187+P)个字节形成，所以一个超帧被配置为具有(N+2)×(187+P)×G字节的尺寸。
当基于预定的置换规则来执行对如上所述地配置的超帧的每行进行置换的行置换处理时，超帧内的行的地点在被置换(交织)之前和之后可以改变。更具体地，如图21(b)所示的交织处理之前的超帧的第i行在行置换处理之后位于如图21(c)所示的同一超帧的第j行中。参照如下面数学计算4所示的置换规则，可以轻易地理解i与j之间的上述关系。
[数学计算4]
Figure GPA00001035231400361
Figure GPA00001035231400362
其中0≤i，j≤(187+P)G-1；或
其中0≤i，j＜(187+P)G
这里，即使在以超帧为单位对超帧的每个行进行行置换之后，超帧的每行也由(N+2)个数据字节配置。
当完成以超帧为单位的所有行置换处理时，如图21(d)所示，超帧被再一次划分成G个经行置换的RS帧，并随后被提供给RS帧分离器413。在这里，应在配置超帧的每个RS帧中等同地提供RS奇偶校验字节的数目和列的数目。如在RS帧的纠错方案中所描述的那样，在超帧的情况下，其中发生许多错误的区段如此的长，以致于即使当要解码的一个RS帧包括过多数目的错误(即达到不能校正错误的程度)时，此类错误被分散在整个超帧范围内。因此，与单个RS帧相比，超帧的解码性能更强。
本发明的以上说明对应于当数据组被划分成区A/B/C/D且当RS帧的数据被指配给相应数据组内的所有区A/B/C/D时、形成(或产生)RS帧并进行编码的处理。更具体地，以上说明对应于本发明的实施例，其中，使用一个队列来发送一个RS帧。在本实施例中，副编码器420不运行(或者不是活动的)。
同时，使用一个队列来发送2个RS帧，可以将主RS帧的数据指配给数据组内的区A/B，且可以将副RS帧的数据指配给数据组内的区C/D并进行发送。这里，主编码器410接收将被指配给数据组内的区A/B的移动业务数据，以便形成主RS帧，从而执行RS编码和CRC编码。类似地，副编码器420接收将被指配给数据组内的区C/D的移动业务数据，以便形成副RS帧，从而执行RS编码和CRC编码。更具体地，独立地产生主RS帧和副RS帧。
图22图解接收将被指配给数据组内的区A/B的移动业务数据、以便形成主RS帧并接收将被指配给数据组内的区C/D的移动业务数据以便形成副RS帧、从而执行对第一和第二RS帧中的每一个执行纠错编码和检错编码的示例。更具体地，图22(a)图解主编码器410的RS-CRC编码器412接收将被指配给相应数据组内的区A/B的主群组的移动业务数据、以便产生具有N1(行)×187(列)的尺寸的RS帧的示例。然后，在本示例中，主编码器410对如上所述地产生的RS帧的每个列执行RS编码，从而将P1个奇偶校验数据字节添加在每个列中。最后，主编码器410对每个行执行CRC编码，从而在每个行中添加2字节的校验和。
图22(b)图解副编码器420的RS-CRC编码器422接收将被指配给相应数据组内的区C/D的副群组的移动业务数据、以便产生具有N2(行)×187(列)的尺寸的RS帧的示例。然后，在本示例中，副编码器420对如上所述地产生的RS帧的每个列执行RS编码，从而在每个列中添加P2个奇偶校验数据字节。最后，副编码器420对每个行执行CRC编码，从而在每个行中添加2字节的校验和。这里，RS-CRC编码器412和422中的每一个可以参考由控制单元200提供的预定传输参数和/或从业务多路复用器100提供的传输参数，可以将RS帧信息(包括RS帧模式)、RS编码信息(包括RS码模式)、SCCC信息(包括SCCC块信息和SCCC外码模式)、数据组信息、以及数据组内的区信息通知给RS-CRC编码器412和422。RS-CRC编码器412和422可以出于RS帧配置、纠错编码、检错编码的目的参考传输参数。此外，应将传输参数发送到接收系统，以便接收系统可以执行正常的解码处理。
来自主编码器410的RS-CRC编码器412的以RS帧为单位编码并以超帧为单位进行行置换的主RS帧的数据被输出到RS帧分离器413。如果在本发明的实施例中副编码器420也运行，则来自副编码器420的RS-CRC编码器422的以RS帧为单位编码且以超帧为单位进行行置换的副RS帧的数据被输出到RS帧分离器423。主编码器410的RS帧分离器413将主RS帧划分成数个部分，其随后被输出到输出多路复用器(MUX)320。主RS帧的每个部分等于可以由一个数据组发送的数据量。类似地，副编码器420的RS帧分离器423将副RS帧划分成数个部分，其随后被输出到输出多路复用器(MUX)320。
然后，现在将详细描述主RS编码器410的RS帧分离器413。而且，为了简化本发明的说明，假设如图20(a)至图20(c)所示RS帧具有N(行)×187(列)的尺寸，通过对RS帧进行RS编码将P个奇偶校验数据字节添加到每个列，并通过对RS帧进行CRC编码将2字节的校验和添加到每个行。因此，RS帧分离器413将具有(N+2)(行)×187(列)的尺寸的编码RS帧划分或(分割)成数个部分，每个部分具有PL的尺寸(其中PL对应于RS帧部分的长度)。
这里，如表2至表5所示，PL的值可以根据RS帧模式、SCCC块模式、以及SCCC外码模式而改变。而且，经RS编码和CRC编码的RS帧的数据字节的总数等于或小于5×NoG×PL。在这种情况下，RS帧被划分(或分割)成每个具有PL尺寸的((5×NoG)-1)个部分和具有等于或小于PL的尺寸的一个部分。更具体地，除RS帧的最后一个部分之外，RS帧的每个其余部分具有相等尺寸PL。如果最后一个部分的尺寸小于PL，则可以插入填充字节(哑字节)以便填充(或替换)所缺数目的数据字节，从而使得RS帧的最后一个部分也能够等于PL。RS帧的每个部分对应于将被SCCC编码且映射到队列的单个数据组中的数据量。
图23(a)和图23(b)分别图解在具有(N+2)(行)×(187+P)(列)尺寸的RS帧被划分成每个具有尺寸PL的5×NoG个部分时添加S个填充字节的示例。更具体地，图23(a)所示的经RS编码和CRC编码的RS帧如图23(b)所示被划分成数个部分。RS帧的被划分部分的数目等于(5×NoG)。具体地，前((5×NoG)-1)个部分均具有尺寸PL并且RS帧的最后一个部分可以等于或小于PL。如果最后一个部分的尺寸小于PL，则可以插入填充字节(或哑字节)以便填充(或替换)所缺数目的数据字节，从而使得RS帧的最后一个部分也能够等于PL，如以下数学计算5中所示。
[数学计算5]
S＝(5×NoG×PL)-((N+2)×(187+P))|
在这里，包括具有尺寸PL的数据的每个部分通过MPH帧编码器301的输出多路复用器320，其随后被输出到块处理器302。
这里，RS帧部分到数据组的队列的映射顺序与在数学计算1中定义的组指配顺序不同。当给定MPH帧中的队列的组地点时，将按照时间顺序(即沿从左到右的方向)来映射经SCCC编码的RS帧部分。例如，如图11所示，第2队列(队列#1)的数据组首先被指配(或分配)给第13时隙(时隙#12)并随后被指配给第3时隙(时隙#2)。然而，当数据实际上被放置在指配的时隙中时，按照时间序列(或时间顺序，即沿从左到右的方向)来放置数据。更具体地，在时隙#2中放置队列#1的第1数据组，并在时隙#12中放置队列#1的第2数据组。
块处理器
同时，块处理器302对MPH帧编码器301的输出执行SCCC外编码处理。更具体地，块处理器302接收每个经纠错编码的部分的数据。然后，块处理器302以1/H的编码率对数据再次编码(其中H是等于或大于2的整数(即H≥2))，从而将1/H比率编码数据输出到组格式器303。根据本发明的实施例，以1/2的编码率(也称为“1/2比率编码”)或以1/4的编码率(也称为“1/4比率编码”)来对输入数据进行编码。从MPH帧编码器301输出的每个部分的数据可以包括纯移动业务数据、RS奇偶校验数据、CRC数据、以及填充数据中的至少一个。然而，在更广泛的意义上，包括在每个部分中的数据可以对应于用于移动业务的数据。因此，包括在每个部分中的数据将被视为移动业务数据并因此被描述。
组格式器303将经过SCCC外编码并从块处理器302输出的移动业务数据插入依照预定义规则形成的数据组内的相应区中。而且，结合数据去交织处理，组格式器303将各种占位符(或已知数据占位符)插入数据组内的相应区中。然后，组格式器303对数据组内的数据和占位符进行去交织。
根据本发明，参照被数据交织的数据，如图5所示，数据组由10个MPH块(B1至B10)配置且被划分成4个区(A、B、C、D)。而且，如图5所示，当假设数据组被划分成多个分级区时，如上所述，块处理器302可以以不同的编码率对将基于每个分级区的特性被插入每个区的移动业务数据进行编码。例如，块处理器302可以以1/2的编码率对将被插入相应数据组内的区A/B中的移动业务数据进行编码。然后，组格式器303可以将经1/2比率编码的移动业务数据插入区A/B中。而且，块处理器302可以以比1/2编码率具有更高(或更强)纠错能力的1/4编码率对将被插入相应数据组内的区C/D的移动业务数据进行编码。然后，组格式器303可以将经1/2比率编码的移动业务数据插入区C/D。在另一示例中，块处理器302可以以具有比1/4编码率更高的纠错能力的编码率对将被插在区C/D中的移动业务数据进行编码。然后，组格式器303可以如上所述地将经编码的移动业务数据插入区C/D，或者将数据留在保留区中以供将来使用。
根据本发明的另一实施例，块处理器302可以以SCCC块为单位来执行1/H比率编码处理。在这里，SCCC块包括至少一个MPH块。这里，当以MPH块为单位来执行1/H比率编码时，MPH块(B1至B10)和SCCC块(SCB1至SCB10)变得彼此相同(即SCB1＝B1、SCB2＝B2、SCB3＝B3、SCB4＝B4、SCB5＝B5、SCB6＝B6、SCB7＝B7、SCB8＝B8、SCB9＝B9、以及SCB10＝B10)。例如，可以以1/2的编码率对MPH块1(B1)进行编码，可以以1/4的编码率对MPH块2(B2)进行编码，且可以以1/2的编码率对MPH块3(B3)进行编码。将所述编码率分别应用于其余的MPH块。
替换地，可以将区A、B、C、和D内的多个MPH块分组成一个SCCC块，从而以SCCC块为单位以1/H的编码率对其进行编码。因此，可以提高区C/D的接收性能。例如，可以将MPH块1(B1)至MPH块5(B5)分组成一个SCCC块并随后以1/2的编码率对其进行编码。然后，组格式器303可以将经1/2比率编码的移动业务数据插入从MPH块1(B1)开始至MPH块5(B5)的区段。此外，可以将MPH块6(B6)至MPH块10(B10)分组成一个SCCC块并随后以1/4的编码率对其进行编码。然后，组格式器303可以将经1/4比率编码的移动业务数据插入从MPH块6(B6)开始至MPH块10(B10)的另一区段。在这种情况下，一个数据组可以由两个SCCC块组成。
根据本发明的另一实施例，可以通过将两个MPH块分组来形成一个SCCC块。例如，可以将MPH块1(B1)和MPH块6(B6)分组成一个SCCC块(SCB1)。类似地，可以将MPH块2(B2)和MPH块7(B7)分组成另一SCCC块(SCB2)。而且，可以将MPH块3(B3)和MPH块8(B8)分组成另一SCCC块(SCB3)。并且，可以将MPH块4(B4)和MPH块9(B9)分组成另一SCCC块(SCB4)。此外，可以将MPH块5(B5)和MPH块10(B10)分组成另一SCCC块(SCB5)。在上述示例中，数据组可以由10个MPH块和5个SCCC块组成。因此，在经历频繁且严重的信道变化的数据(或信号)接收环境中，可以加强比区A的接收性能相对更加劣化的区C和D的接收性能。此外，由于移动业务数据符号的数目从区A至区D越来越增加，所以纠错编码性能变得越来越劣化。因此，当将多个MPH块分组以形成一个SCCC块时，可以减少纠错编码性能的此类劣化。
如上所述，当块处理器302以1/H的编码率执行编码时，与SCCC相关的信息应被发送到接收系统以便准确地恢复移动业务数据。下表7示出SCCC块模式的示例，其指示各种SCCC块信息之中的MPH块与SCCC块之间的关系。
表7
  SCCC块模式   00   01   10   11
  说明   每SCCC块一个MPH块   每SCCC块两个MPH块   保留   保留
  SCB   SCB输入，MPH块   SCB输入，MPH块
  SCB1   B1   B1+B6
  SCB2   B2   B2+B7
  SCB3   B3   B3+B8
  SCB4   B4   B4+B9
  SCB5   B5   B5+B10
  SCB6   B6   -
  SCB7   B7   -
  SCB8   B8   -
  SCB9   B9   -
  SCB10   B10   -
更具体地，表4示出分配2个位以便指示SCCC块模式的示例。例如，当SCCC块模式值等于‘00’时，这指示SCCC块和MPH块彼此相同。而且，当SCCC块模式值等于‘01’时，这指示每个SCCC块由2个MPH块配置。
如上所述，如果一个数据组由2个SCCC块配置，虽然在表7中未指示，但也可以将此信息指示为SCCC块模式。例如，当SCCC块模式值等于‘10’时，这指示每个SCCC块由5个MPH块配置且一个数据组由2个SCCC块配置。在这里，包括在SCCC块中的MPH块的数目和每个MPH块的地点可以根据由系统设计员进行的设置而改变。因此，本发明将不限于本文所给出的示例。因此，还可以扩展SCCC模式信息。
下表8中示出SCCC块的编码率信息，即SCCC外码模式的示例。
表8
SCCC外码模式(2位) 说明
  00   SCCC块的外码比率是1/2比率
  01   SCCC块的外码比率是1/4比率
  10   保留
  11   保留
更具体地，表8示出分配2个位以便指示SCCC块的编码率信息的示例。例如，当SCCC外码模式值等于‘00’时，这指示相应SCCC块的编码率是1/2。而且，当SCCC外码模式值等于‘01’时，这指示相应SCCC块的编码率是1/4。
如果表7的SCCC块模式值指示‘00’，则SCCC外码模式可以相对于每个MPH块指示每个MPH块的编码率。在这种情况下，由于假设一个数据组包括10个MPH块且为每个SCCC块模式分配2个位，所以总共需要20个位以便指示10个MPH模式的SCCC块模式。在另一示例中，当表7的SCCC块模式值指示‘00’时，SCCC外码模式可以相对于数据组内的每个区指示每个区的编码率。在这种情况下，由于假设一个数据组包括4个区(即区A、B、C、和D)且为每个SCCC块模式分配2个位，所以总共需要8个位以便指示4个区的SCCC块模式。在另一示例中，当表7的SCCC块模式值等于‘01’时，数据组内的区A、B、C、和D中的每一个具有相同的SCCC外码模式。
同时，下表9示出当SCCC块模式值等于‘00’时，每个SCCC块的SCCC输出块长度(SOBL)的示例。
表9
更具体地，当对于每个SCCC块给定SCCC输出块长度(SOBL)时，可以基于每个SCCC块的外编码率来决定每个相应SCCC块的SCCC输入块长度(SIBL)。SOBL等于每个SCCC块的SCCC输出(或外编码)字节的数目。而且，SIBL等于每个SCCC块的SCCC输入(或有效载荷)字节的数目。下表10示出当SCCC块模式值等于‘01’时，每个SCCC块的SOBL和SIBL的示例。
表10
Figure GPA00001035231400451
为此，如图24所示，块处理器302包括RS帧部分-SCCC块转换器511、字节-位转换器512、卷积编码器513、符号交织器514、符号-字节转换器515、以及SCCC块-MPH块转换器516。卷积编码器513和符号交织器514实际上与后处理器中的网格编码模块级联以便配置SCCC块。更具体地，RS帧部分-SCCC块转换器511基于RS码模式、SCCC块模式、以及SCCC外码模式将正被输入的RS帧部分划分成使用表9和表10的SIBL的多个SCCC块。在这里，MPH帧编码器301可以依照RS帧模式来仅输出主RS帧部分或主RS帧部分和副RS帧部分两者。
当RS帧模式被设置为‘00’时，等于将被SCCC外编码并映射成数据组的10个MPH块(B1至B10)的数据量的主RS帧的部分将被提供给块处理器302。当SCCC块模式值等于‘00’时，则主RS帧部分将根据表9被分裂成10个SCCC块。替换地，当SCCC块模式值等于‘01’时，则主RS帧将根据表10被分裂成5个SCCC块。
当RS帧模式值等于‘01’时，则块处理器302可以接收两个RS帧部分。RS帧模式值‘01’将不会与SCCC块模式值‘01’一起使用。来自主RS帧的第一部分将被块处理器302SCCC外编码为SCCC块SCB3、SCB4、SCB5、SCB6、SCB7、和SCB8。由组格式器303把SCCC块S3和S8映射到区B且把SCCC块SCB4、SCB5、SCB6和SCB7映射到区A。来自副RS帧的第二部分也将被块处理器302 SCCC外编码为SCB1、SCB2、SCB9、和SCB10。组格式器303将把SCCC块SCB1和SCB10映射到区D，分别作为MPH块B1和B10。类似地，SCCC块SCB2和SCB9将被映射到区C作为MPH块B2和B9。
字节-位转换器512将从RS帧部分-SCCC块转换器511输出的每个SCCC块的移动业务数据字节识别为数据位，该数据位随后被输出到卷积编码器513。卷积编码器513对输入的移动业务数据位执行1/2比率编码和1/4比率编码之一。
图25图解卷积编码器513的详细方框图。卷积编码器513包括两个延迟单元521和523以及三个加法器522、524、和525。在这里，卷积编码器513将输入数据位U编码并将编码位U输出为5位(u0至u4)。这里，输入数据位U被直接作为最高位u0输出且同时被编码为较低位u1u2u3u4且随后被输出。更具体地，输入数据位U被直接作为最高位u0输出且同时被输出到第一和第三加法器522和525。
第一加法器522将输入数据位U与第一延迟单元521的输出位相加，并随后将相加的位输出到第二延迟单元523。然后，在第二延迟单元523中被延迟预定时间(例如被延迟1个时钟)的数据位被作为较低位u1输出且同时被反馈给第一延迟单元521。第一延迟单元521将从第二延迟单元523反馈的数据位延迟预定的时间(例如延迟1个时钟)。然后，第一延迟单元521将经延迟的数据位作为较低位u2输出，并且同时，将反馈的数据输出到第一加法器522和第二加法器524。第二加法器524将从第一和第二延迟单元521和523输出的数据位相加并将相加的数据位作为较低位u3输出。第三加法器525将输入数据位U与第二延迟单元523的输出相加并将相加的数据位作为较低位u4输出。
这里，第一和第二延迟单元521和523在每个SCCC块的起始点被复位为‘0’。图25的卷积编码器513可以被用作1/2比率编码器或1/4比率编码器。更具体地，当图25所示的卷积编码器513的输出位的一部分被选择并输出时，可以使用卷积编码器513作为1/2比率编码器和1/4比率编码器之一。下表11示出卷积编码器513的输出符号的示例。
表11
Figure GPA00001035231400471
例如，以1/2编码率，可以选择并输出1个输出符号(即u0和u1位)。而且，以1/4编码率，根据SCCC块模式，可以选择并输出2个输出符号(即4位)。例如，当SCCC块模式值等于‘01’时，并且当选择并输出由u0和u2配置的输出符号及由u1和u4配置的另一输出符号时，可以获得1/4比率的编码结果。
由卷积编码器513以1/2或1/4的编码率编码的移动业务数据被输出到符号交织器514。符号交织器514以符号为单位对卷积编码器513的输出数据符号执行块交织。更具体地，符号交织器514是一种块交织器。可以应用执行结构重排(或重新对准)的任何交织器作为块处理器的符号交织器514。然而，在本发明中，还可以使用即使当为符号提供多个长度以便可以重新排列其顺序时也可以应用的可变长度符号交织器。
图26图解根据本发明的实施例的符号交织器。具体地，图26图解当B＝2112且L＝4096时的符号交织器的示例。在这里，B指示从卷积编码器513输出的用于符号交织的符号的块长度。而且，L表示实际上被符号交织器514交织的符号的块长度。这里，被输入到符号交织器514的符号的块长度B等于4×SOBL。更具体地，由于一个符号由2个位配置，所以可以将B的值设置为等于4×SOBL。
在本发明中，当执行符号交织处理时，应满足L＝2m(其中m是整数)且L≥B的条件。如果在B与L之间存在值的差，则添加(L-B)个空(或哑)符号，从而产生交织图案，如图26的P′(i)所示。因此，B变成被输入到符号交织器514以便被交织的实际符号的块尺寸。在通过从符号交织器514产生的交织图案来执行交织处理时，L变成交织单元。
下文所示的数学计算6描述顺序接收B个符号(其顺序将被重新排列)、并获得满足条件L＝2m(其中m是整数)且L≥B的条件的L值、从而产生交织以便重新对准(重新排列)符号顺序的处理。
[数学计算6]
对于所有地点来说，其中0≤i≤B-1，
P′(i)＝{89×i×(i+1)/2}modL
这里，L≥B，L＝2m，其中，m是整数。
如图26的P′(i)所示，通过使用上述数学计算6来重新排列B个输入符号和(L-B)个空符号的顺序。然后，如图26的P(i)所示，将空字节地点移除，以便重新安排该顺序。从i的最低值开始，P(i)被向左移位以便填充空条目位置。然后，对准的交织图案P(i)的符号被按顺序输出到符号-字节转换器515。在这里，符号-字节转换器515将已完成符号顺序的重新排列并随后依照重新排列的顺序被输出的移动业务数据符号转换成字节，且随后将经转换的字节输出到SCCC块-MPH块转换器516。SCCC块-MPH块转换器516将经符号交织的SCCC块转换成MPH块，MPH块随后被输出到组格式器303。
如果SCCC块模式值等于‘00’，则将SCCC块映射为与数据组内的每个MPH块一一(1∶1)对应。在另一示例中，如果SCCC块模式值等于‘01’，则用数据组内的两个MPH块来映射每个SCCC块。例如，用(B1、B6)来映射SCCC块SCB1，用(B2、B7)来映射SCCC块SCB2，用(B3、B8)来映射SCCC块SCB3，用(B4、B9)来映射SCCC块SCB4，并用(B5、B10)来映射SCCC块SCB5。从SCCC块-MPH块转换器516输出的MPH块由移动业务数据和FEC冗余配置。在本发明中，将MPH块的移动业务数据以及FEC冗余共同称为移动业务数据。
组格式器
组格式器303将从块处理器302输出的MPH块的数据插入依照预定义规则形成的数据组内的相应MPH块。而且，结合数据去交织处理，组格式器303将各种占位符(或已知数据占位符)插入数据组内的相应区中。更具体地，除从块处理器302输出的编码移动业务数据之外，如图5所示，组格式器303还插入与稍后处理中的数据去交织相关的MPEG报头占位符、非系统RS奇偶校验占位符、主业务数据占位符。
在这里，插入主业务数据占位符，如图5所示，因为移动业务数据字节和主业务数据字节基于数据去交织器的输入而在区B至D中交替地相互混合。例如，基于在数据去交织后输出的数据，可以在每个分组的开头处分配用于MPEG报头的占位符。而且，为了配置预计的组格式，还可以插入哑字节。此外，组格式器303在相应的区中插入占位符以便对网格编码模块256进行初始化。例如，可以在已知数据序列的开头中插入初始化数据占位符。另外，组格式器303还可以在数据组内的相应区中插入经编码并从信号编码器304输出的信令信息。这里，当组格式器303在数据组中插入每种数据类型和各占位符时，可以对信令信息进行参考。在稍后的处理中将详细地描述对信令信息进行编码并将经编码的信令信息插入数据组的处理。
在将每种数据类型和各占位符插入数据组之后，作为数据交织器的相反处理，组格式器303可以对已被插入数据组的数据和各占位符进行去交织，从而将经去交织的数据和各占位符输出到分组格式器305。更具体地，当如图5所示地配置(或构造)的数据组内的数据和各占位符被组格式器303去交织并被输出到分组格式器305时，数据组的结构可以与图7所示的结构相同。为此，如图27所示，组格式器303可以包括组格式组织器527、和数据去交织器529。如上所述，组格式组织器527将数据和各占位符插入数据组内的相应区中。而且，作为数据交织器的相反处理，数据去交织器529对插入的数据和各占位符进行去交织。
分组格式器305从被输入的去交织数据中移除为了去交织处理而分配的主业务数据占位符和RS奇偶校验占位符。然后，分组格式器305将其余部分分组并将3字节的MPEG报头占位符插入具有空分组PID(或来自主业务数据分组的未使用PID)的MPEG报头中。此外，分组格式器305将同步数据字节添加在每个187字节数据分组的开头处。而且，当组格式器303插入已知数据占位符时，分组格式器303可以在已知数据占位符中插入实际已知数据，或者可以在不进行任何修改的情况下直接输出已知数据占位符以便在稍后的处理中进行替换插入。然后，分组格式器305如上所述地将分组格式的数据组内的数据识别为188字节单元的移动业务数据分组(MPEG TS分组)，其随后被提供给分组多路复用器240。
基于控制单元200的控制，分组多路复用器240将经分组格式化并从分组格式器306输出的数据组与从分组抖动缓解器220输出的主业务数据分组进行多路复用。然后，分组多路复用器240将经复用的数据分组输出到后处理器250的数据随机化器251。更具体地，控制单元200控制分组多路复用器240的时间多路复用。如果分组多路复用器240从分组格式器305接收到118个移动业务数据分组，则在用于插入VSB场同步的地点之前放置37个移动业务数据分组。然后，将其余的81个移动业务数据分组放置在用于插入VSB场同步的地点之后。可以通过系统设计的各种变量来调整多路复用方法。在稍后的处理中将更详细地描述分组多路复用器240的多路复用方法和多路复用规则。
而且，由于在分组多路复用处理期间多路复用(或分配)包括在主业务数据的数据字节之间的移动业务数据的数据组，所以主业务数据分组的时间地点(或位置)的移位变成相对的。而且，接收系统的用于处理主业务数据的系统对象解码器(即MPEG解码器)仅仅接收主业务数据并对其进行解码且将移动业务数据分组识别为空数据分组。
因此，当接收系统的系统对象解码器接收到与数据组复用的主业务数据分组时，发生分组抖动。
这里，由于在系统对象解码器中存在用于视频数据的多级缓冲器且缓冲器的尺寸相对较大，所以从分组多路复用器240生成的分组抖动在视频数据的情况下不引起任何严重问题。然而，由于对象解码器中的用于音频数据的缓冲器的尺寸相对较小，所以分组抖动可能导致相当大的问题。更具体地，由于分组抖动，在接收系统的用于主业务数据的缓冲器(例如用于音频数据的缓冲器)中可能发生上溢或下溢。因此，分组抖动缓解器220重新调整主业务数据分组的相对地点，以便在系统对象解码器中不发生上溢或下溢。
在本发明中，将详细描述重新确定用于主业务数据内的音频数据分组的位置以便使对音频缓冲器的操作的影响最小化的示例。分组抖动缓解器220将音频数据分组重新定位在主业务数据区段中，以便可以尽可能同样且均匀地对主业务数据的音频数据分组进行对准和定位。另外，当相对地重新调整主业务数据分组的地点时，还可以因此修改相关节目时钟基准(PCR)值。PCR值对应于用于使MPEG解码器的时间同步的时间基准值。在这里，PCR值被插入TS分组的特定区中并随后被发送。
在本发明的示例中，分组抖动缓解器220还执行修改PCR值的操作。分组抖动缓解器220的输出被输入到分组多路复用器240。如上所述，分组多路复用器240依照预定的多路复用规则将从分组抖动缓解器220输出的主业务数据分组与从预处理器230输出的移动业务数据分组多路复用成突发结构。然后，分组多路复用器240将经多路复用的数据分组输出到后处理器250的数据随机化器251。
如果输入的数据对应于主业务数据分组，则数据随机化器251执行与常规随机化器相同的随机化处理。更具体地，删除主业务数据分组内的同步字节。然后，通过使用从数据随机化器251生成的伪随机字节来将其余的187个数据字节随机化。然后，随机化数据被输出到RS编码器/非系统RS编码器252。
另一方面，如果输入的数据对应于移动业务数据分组，则数据随机化器251可以仅将数据分组的一部分随机化。例如，如果假设已经由预处理器230预先对移动业务数据分组执行了随机化处理，则数据随机化器251从包括在移动业务数据分组中的4字节MPEG报头中删除同步字节，并随后仅对MPEG报头的其余3个数据字节执行随机化处理。然后，随机化数据字节被输出到RS编码器/非系统RS编码器252。更具体地，不对不包括MPEG报头的移动业务数据的其余部分执行随机化处理。换言之，在不对移动业务数据分组的其余部分进行随机化的情况下直接将其输出到RS编码器/非系统RS编码器252。而且，数据随机化器251可以也可以不对包括在移动业务数据分组中的初始化数据占位符和已知数据(或已知数据占位符)执行随机化处理。
RS编码器/非系统RS编码器252对被数据随机化器251随机化的数据或绕过数据随机化器251的数据执行RS编码处理，以便添加20字节的RS奇偶校验数据。然后，已处理数据被输出到数据交织器253。在这里，如果输入的数据对应于主业务数据分组，则RS编码器/非系统RS编码器252执行与常规广播系统相同的系统RS编码处理，从而将20字节的RS奇偶校验数据添加在187字节的数据的结尾处。替换地，如果输入的数据对应于移动业务数据分组，则RS编码器/非系统RS编码器252执行非系统RS编码处理。这里，从非系统RS编码处理获得的20字节的RS奇偶校验数据被插入移动业务数据分组内的预先决定的奇偶校验字节位置。
数据交织器253对应于以字节为单位的卷积交织器。数据交织器253的输出被输入到奇偶校验替换器(replacer)和非系统RS编码器255。同时，首先需要对网格编码模块256内的存储器进行初始化的处理以便将位于奇偶校验替换器254之后的网格编码模块256的输出数据决定为根据接收系统与发射系统之间的协定预定义的已知数据。更具体地，在接收的已知数据序列被网格编码之前首先应对网格编码模块256的存储器进行初始化。这里，接收到的已知数据序列的开头部分对应于初始化数据占位符且不对应于实际已知数据。在这里，已在先前的处理中由预处理器230内的组格式器将初始化数据占位符包括在数据中。因此，需要在对输入的已知数据序列进行网格编码之前直接执行生成初始化数据并用生成的初始化数据来替换相应存储器的初始化数据占位符的处理。
另外，基于网格编码模块256的存储器状态来决定并生成网格存储器初始化数据的值。此外，由于新替换的初始化数据，需要重新计算RS奇偶校验并用新计算的RS奇偶校验来替换从数据交织器253输出的RS奇偶校验的处理。因此，非系统RS编码器255从数据交织器253接收包括将被实际初始化数据取代的初始化数据占位符的移动业务数据分组，并且还从网格编码模块256接收初始化数据。
在输入的移动业务数据分组之中，初始化数据占位符被初始化数据取代，且被添加到移动业务数据分组的RS奇偶校验数据被移除且经过非系统RS编码的处理。然后，通过执行非系统RS编码处理而获得的新RS奇偶校验被输出到奇偶校验替换器255。因此，奇偶校验替换器255选择数据交织器253的输出作为移动业务数据分组内的数据，且奇偶校验替换器255选择非系统RS编码器255的输出作为RS奇偶校验。所选数据随后被输出到网格编码模块256。
同时，如果输入了主业务数据分组或者如果输入了不包括将被替换的任何初始化数据占位符的移动业务数据分组，则奇偶校验替换器254选择从数据交织器253输出的数据和RS奇偶校验。然后，奇偶校验替换器254在不进行任何修改的情况下将所选数据直接输出到网格编码模块256。网格编码模块256将以字节为单位的数据转换成符号单元并执行12向交织处理以便对接收到的数据进行网格编码。然后，已处理数据被输出到同步多路复用器260。
图28图解包括在网格编码模块256中的12个网格编码器之一的详图。在这里，网格编码器包括第一和第二多路复用器531和541、第一和第二加法器532和542、以及第一至第三存储器533、542、和544。更具体地，由被奇偶校验替换器254插入初始化数据占位符中的一组网格初始化数据将第一至第三存储器533、542、和544初始化并随后将其输出。更具体地，当输入从每个网格初始化数据字节转换而成的前两个2位符号时，如图28所示，网格编码器的输入位将被网格编码器的存储器值取代。
由于需要2个符号(即4位)用于网格初始化，所以来自网格初始化字节的最后2个符号(即4位)未被用于网格初始化且被视为来自已知数据字节的符号并因此被处理。当网格编码器处于初始化模式时，输入来自内部网格状态而不是来自奇偶校验替换器254。当网格编码器处于正常模式时，将对从奇偶校验替换器254提供的输入符号进行处理。网格编码器将用于网格初始化的转换的(或修改的)输入数据提供给非系统RS编码器255。
更具体地，当选择信号指定正常模式时，第一多路复用器531选择输入符号的较高位X2。而且，当选择信号指定初始化模式时，第一多路复用器531选择第一存储器533的输出并将所选的输出数据输出到第一加法器532。第一加法器532将第一多路复用器531的输出与第一存储器533的输出相加，从而将相加的结果输出到第一存储器533，并同时将其作为最高有效(或最高)位Z2输出。第一存储器533使第一加法器532的输出数据延迟1个时钟，从而将经延迟的数据输出到第一多路复用器531和第一加法器532。
同时，当选择信号指定正常模式时，第二多路复用器541选择输入符号的较低位X1。而且，当选择信号指定初始化模式时，第二多路复用器541选择第二存储器542的输出，从而将所选结果输出到第二加法器543，并在同时将其作为较低位Z1输出。第二加法器543将第二多路复用器541的输出与第二存储器542的输出相加，从而将相加的结果输出到第三存储器544。第三存储器544使第二加法器543的输出数据延迟1个时钟，从而将经延迟的数据输出到第二存储器542，并在同时将其作为最低有效(或最低)位Z0输出。第二存储器542使第三存储器544的输出数据延迟1个时钟，从而将经延迟的数据输出到第二加法器543和第二多路复用器541。
同步多路复用器260将场同步信号和段同步信号插入从网格编码模块256输出的数据，并随后将经处理的数据输出到传输单元270的导频插入器271。在这里，由调制器272依照预定的调制方法(例如VSB法)对具有由导频插入器271插入其中的导频的数据进行调制。然后，通过射频(RF)向上变频器273将已调制数据发送到每个接收系统。
分组多路复用器240的多路复用方法
经纠错编码和1/H比率编码的主RS帧(即当RS帧模式值等于‘00’时)或主/副RS帧(即当RS帧模式值等于‘01’时)的数据被组格式器303划分成多个数据组。然后，经划分的数据部分被指配给每个数据组的区A至D中的至少一个或MPH块B1至B10之中的MPH块，从而被去交织。然后，经去交织的数据组通过分组格式器305，从而分组多路复用器240基于预先决定的多路复用规则将其与主业务数据多路复用。分组多路复用器240将多个连续的数据组多路复用，以便将该数据组在子帧内指配为相互尽可能远地间隔开。例如，当假设3个数据组被指配给子帧时，数据组分别被指配给子帧中的第1时隙(时隙#0)、第5时隙(时隙#4)、以及第9时隙(时隙#8)。
如上所述，在多个连续的数据组的指配中，多个队列被多路复用并输出以便在子MPH帧内相互尽可能远地间隔开。例如，可以将指配数据组的方法和指配队列的方法同样地应用于每个MPH帧的所有子帧或以不同的方式应用于每个MPH帧。
图10图解包括在单个队列中的多个数据组的示例，其中，包括在子帧中的数据组的数目等于‘3’，并且其中，由分组多路复用器240将数据组指配给MPH帧。参照图10，以4时隙的循环周期将3个数据组顺序指配给子帧。因此，当在包括在相应的MPH帧中的5个子帧中同样地执行此处理时，15个数据组被指配给单个MPH帧。在这里，15个数据组对应于包括在队列中的数据组。
当如图10所示地指配队列的数据组时，分组多路复用器240可以将主业务数据指配给每个数据组，或者在每个数据组之间指配对应于不同队列的数据组。更具体地，分组多路复用器240可以将对应于多个队列的数据组指配给一个MPH帧。基本上，指配对应于多个队列的数据组的方法非常类似于指配对应于单个队列的数据组的方法。换言之，分组多路复用器240可以根据4时隙的循环周期将包括在其它队列中的数据组指配给MPH帧。这里，可以以循环的方法将不同队列的数据组顺序指配给各时隙。在这里，从尚未被指配先前队列的数据组的时隙开始指配数据组。例如，当假设如图10所示地指配对应于队列的数据组时，可以从子帧的第12时隙开始将对应于下一个队列的数据组指配给子帧。
图11图解向MPH帧指配并发送3个队列(队列#0、队列#1、和队列#2)的示例。例如，当对于每个子帧而言第1队列(队列#0)包括3个数据组时，分组多路复用器240可以通过用值‘0’至‘2’取代数学计算1中的i来获得子帧内的每个数据组的地点。更具体地，第1队列(队列#0)的数据组被顺序指配给子帧内的第1、第5、和第9时隙(时隙#0、时隙#4、和时隙#8)。而且，当对于每个子帧而言第2队列包括2个数据组时，分组多路复用器240可以通过用值‘3’和‘4’取代数学计算1中的i来获得子帧内的每个数据组的地点。更具体地，第2队列(队列#1)的数据组被顺序指配给子帧内的第2和第12时隙(时隙#3和时隙#11)。最后，当对于每个子帧而言第3队列包括2个数据组时，分组多路复用器240可以通过用值‘5’和‘6’取代数学计算1中的i来获得子帧内的每个数据组的地点。更具体地，第3队列(队列#2)的数据组被顺序指配给子帧内的第7和第11时隙(时隙#6和时隙#10)。
如上所述，分组多路复用器240可以将多个队列的数据组多路复用并输出到单个MPH帧，并且在每个子帧中，可以从左向右用4时隙的组空间连续地执行数据组的多路复用处理。因此，每子帧一个队列的组的数目(NoG)可以对应于从‘1’至‘8’的任何一个整数。在这里，由于一个MPH帧包括5个子帧，所以可以被分配给MPH帧的队列内的数据组的总数可以对应于从‘5’至‘40’范围内的‘5’的任何一个倍数。
处理信令信息
本发明将用于插入信令信息的信令信息区域指配给每个数据组内的某些区域。图29图解指配从第4 MPH块(B4)的第1段开始到第2段的一部分的用于插入信令信息的信令信息区域的示例。更具体地，将每个数据组中的第4 MPH块(B4)的276(＝207+69)个字节指配为信令信息区域。换言之，信令信息区域由第4 MPH块(B4)的第1段的207个字节和第2段的前69个字节组成。例如，第4 MPH块(B4)的第1段对应于VSB场的第17或173段。由信令编码器304对将被插入信令信息区域中的信令信息进行FEC编码，从而将其输入到组格式器303。
组格式器303将由信令编码器304进行FEC编码并输出的信令信息插入数据组内的信令信息区域中。在这里，可以通过两种不同类型的信令信道来识别信令信息：传输参数信道(TPC)和快速信息信道(FIC)。在这里，TPC信息对应于包括传输参数的信令信息，诸如RS帧相关信息、SCCC相关信息、以及MPH帧相关信息。然而，本文提出的信令信息仅仅是示例性的。而且，由于本领域的技术人员可以轻易地调整并修改包括在TPC中的信令信息的添加或删除，所以本发明将因此而不限于本文所阐述的示例。此外，提供FIC是为了实现数据接收机的快速业务获取，且FIC包括物理层与上层(多个)之间的交叉层信息。
图30图解根据本发明的信令编码器304的详细方框图。参照图30，信令编码器304包括TPC编码器561、FIC编码器562、块交织器563、多路复用器564、信号随机化器565、以及PCCC编码器566。TPC编码器561接收10字节的TPC数据并对10字节的TPC数据执行(18，10)-RS编码，从而将8字节的奇偶校验数据添加到10字节的TPC数据。18字节的经RS编码的TPC数据被输出到多路复用器564。FIC编码器562接收37字节的FIC数据并对37字节的FIC数据执行(51，37)-RS编码，从而将14字节的奇偶校验数据添加到37字节的FIC数据。然后，将51字节的经RS编码的FIC数据输入到块交织器563，从而以预定的块为单位对其进行交织。
在这里，块交织器563对应于可变长度块交织器。块交织器563以TNoG(列)×51(行)块为单位对每个子帧内的FIC数据进行交织并随后将交织的数据输出到多路复用器564。在这里，TNoG对应于被指配给MPH帧内的所有子帧的数据组的总数。块交织器563与每个子帧中的第一组FIC数据同步。块交织器563沿行方向(即逐行地)及从左向右和从上到下的方向写入51字节的进来的(输入的)RS码字并沿列方向(即逐列地)及从左向右和从上到下的方向读取51字节的RS码字，从而输出RS码字。
多路复用器564沿着时间轴将来自TPC编码器561的RS编码TPC数据与来自块交织器563的块交织FIC数据多路复用。然后，多路复用器564将69字节的多路复用数据输出到信令随机化器565。信令随机化器565将多路复用数据随机化并将随机化数据输出到PCCC编码器566。信令随机化器565可以使用与用于移动业务数据的随机化器相同的生成多项式。而且，在每个数据组中发生初始化。PCCC编码器566对应于对随机化数据(即信令信息数据)执行PCCC编码的内部编码器。PCCC编码器566可以包括6个偶分量编码器和6个奇分量编码器。
图31图解被输入到TPC编码器561的TPC数据的语法结构的示例。TPC数据被插入每个数据组的信令信息区域中并随后被发送。TPC数据可以包括Sub-frame_number场、slot_number场、parade_id场、starting_group_number(SGN)场、number_of_groups(NoG)场、parade_repetition_cycle(PRC)场、RS_frame_mode场、RS_code_mode_primary场、RS_code_mode_secondary场、SCCC_block_mode场、SCCC_outer_code_mode_A场、SCCC_outer_code_mode_B场、SCCC_outer_code_mode_C场、SCCC_outer_code_mode_D场、FIC_version场、parade_continuity_counter场、以及TNoG场。
Sub-Frame_number场对应于为了MPH帧同步而发送的MPH帧内的当前子帧号。Sub-Frame_number场的值可以在0至4范围内。Slot_number场指示为了MPH帧同步而发送的子帧内的当前时隙号。而且，Sub-Frame_number场的值可以在0至15的范围内。Parade_id场标识此组所属的队列。此场的值可以是任何7位值。MPH传输中的每个队列应具有唯一的Parade_id场。
可以借助于通过将Parade_id场的左边添加一位而形成的Ensemble_id场来执行物理层与管理层之间的Parade_id的传送。如果将Ensemble_id场用于通过此队列传递的主群组，则添加的MSB应等于‘0’。否则，如果将Ensemble_id场用于副群组，则添加的MSB应等于‘1’。Parade_id场值的指配可以在系统的方便层级发生，通常是在管理层。starting_group_number(SGN)场应是用于此组所属的队列的由数学计算1确定的第一Slot_number(即在已经计算了用于所有前面的队列的时隙号之后)。应根据数学计算1来使用SGN和NoG以获得将被分配给子帧内的队列的时隙号。
number_of_Groups(NoG)场应是指配给此组所属的队列的子帧中的组的数目减1，例如NoG＝0指示在子帧中一个组被分配给(或指配给)此队列。NoG的值可以在0至7范围内。这限制队列可以从主(继承)业务数据获取的数据的量，并因此限制一个队列可以载送的最多数据。可以使用数学计算1根据SGN和NoG来计算指配给相应队列的时隙号。通过依次获取每个队列，将确定用于每个队列的特定时隙，并因此确定用于每个后续队列的SGN。例如，如果对于特定的队列而言SGN＝3且NoG＝3(对于NoG的3位场的010b)，取代数学计算1中的i＝3、4、和5提供时隙号12、2、和6。如表12所描述的，Parade_repetition_cycle(PRC)场对应于以MPH帧为单位指定的用来发送队列的循环时间减1。
表12
  PRC   说明
  000   应每个MPH帧发送一次此队列。
  001   应每2个MPH帧发送一次此队列。
  010   应每3个MPH帧发送一次此队列。
  011   应每4个MPH帧发送一次此队列。
  100   应每5个MPH帧发送一次此队列。
  101   应每6个MPH帧发送一次此队列。
  110   应每7个MPH帧发送一次此队列。
  111   保留
RS_Frame_mode场应如表1所定义的一样。RS_code_mode_primary场应是用于主RS帧的RS码模式。在这里，在表6中定义RS码模式。RS_code_mode_secondary场应是用于副RS帧的RS码模式。在这里，在表6中定义RS码模式。SCCC_Block_mode场应如在表7中所定义的一样。SCCC_outer_code_mode_A场对应于用于区A的SCCC外码模式。在表8中定义了SCCC外码模式。SCCC_outer_code_mode_B场对应于用于区B的SCCC外码模式。SCCC_outer_code_mode_C场对应于用于区C的SCCC外码模式。而且，SCCC_outer_code_mode_D场对应于用于区D的SCCC外码模式。
可以由管理层(其也提供FIC数据)来提供FIC_version场。Parade_continuity_counter场计数器可以从0增加至15并随后重复其循环。此计数器应每(PRC+1)个MPH帧递增1。例如，如表12所示，PRC＝011(十进制3)意味着Parade_continuity_counter每四个MPH帧增加一。对于MPH帧中的所有子帧而言TNoG场可以是相等的。然而，包括在本文提出的TPC数据中的信息仅仅是示例性的。而且，由于本领域的技术人员可以轻易地调整并修改包括在TPC中的信息的添加或删除，本发明将因此而不限于本文所阐述的示例。
由于用于每个队列的TPC参数(不包括Sub-Frame_number场和Slot_number场)在MPH帧期间不改变其值，所以在MPH帧期间通过属于相应队列的所有MPH组来反复地发送相同的信息。这允许TPC数据的非常鲁棒和可靠的接收。由于Sub-Frame_number和Slot_number是增加的计数值，所以其还由于规则期望值的传输而是鲁棒的。
此外，提供FIC信息以实现数据接收机的快速业务获取，且FIC信息包括物理层与上层(多个)之间的交叉层信息。
图32图解TPC数据和FIC数据的传输方案的示例。Sub-Frame_number场、Slot_number场、Parade_id场、Parade_repetition_cycle场、以及Parade_continuity_counter场的值在特定的MPH帧内的5个子帧内可以自始至终对应于当前的MPH帧。预先用信号通知一些TPC参数和FIC数据。SGN、NoG和所有的FEC模式在前两个子帧中可以具有对应于当前MPH帧的值。SGN、NoG和所有的FEC模式在当前MPH帧的第3、第4和第5子帧中可以具有对应于队列接下来出现在其中的帧的值。这使得MPH接收机能够非常可靠地预先接收(或获取)传输参数。
例如，当Parade_repetition_cycle＝‘000’时，当前MPH帧的第3、第4、和第5子帧的值对应于下一个MPH帧。而且，当Parade_repetition_cycle＝‘011’时，当前MPH帧的第3、第4、和第5子帧的值对应于第4及以上的MPH帧。FIC_version场和FIC_data场在第1子帧和第2子帧期间可以具有应用于当前MPH帧的值，且其在当前MPH帧的第3、第4、和第5子帧期间应具有对应于紧跟在当前MPH帧之后的MPH帧的值。
同时，接收系统可以仅在被指配指定(或期望)队列的数据组的时隙期间开通电源，并且接收系统可以在其余时隙期间关闭电源，从而降低接收系统的功耗。此类特性在需要低功耗的便携式或移动接收机中特别有用。例如，如图33所示，假设具有NoG＝3的第1队列、具有NoG＝2的第二队列、以及具有NoG＝3的第3队列的数据组被指配给一个MPH帧。还假设用户已使用在遥控器或终端上提供的小键盘选择了包括在第1队列中的移动业务。在这种情况下，如上所述，接收系统如图33所示仅在被指配第1队列的数据组的时隙期间开通电源，并在其余时隙期间关闭电源，从而减少功耗。这里，需要比指配(或分配)实际指定数据组的时隙稍早地开通电源。这将使得调谐器或解调器能够预先会聚。
已知数据(或训练信号)的指配
除有效载荷数据之外，MPH传输系统将长且规则间隔开的训练序列插入每个组中。该规则性是特别有用的特征，因为其在高多普勒速率条件下为给定数目的训练符号提供可能的最大益处。训练序列的长度也被选择为允许在解调器的突发节能操作期间快速地获取信道。每个组包含6个训练序列。在网格编码之前指定该训练序列。训练序列随后被网格编码且这些经网格编码的序列也是已知序列。这是因为网格编码器存储器在每个序列开始时被初始化为预定的值。在图34中示出字节层级(网格编码之前)的6个训练序列的形式。这是组格式器303处的训练序列的排列。
第1训练序列位于第3 MPH块(B3)的最后2段处。第2训练序列可以被插入第4 MPH块(B4)的第2和第3段处。如图5所示，第2训练序列紧挨着信令区域。然后，第3训练序列、第4训练序列、第5训练序列、以及第6训练序列可以分别位于第4、第5、第6、和第7 MPH块(B4、B5、B6、和B7)的最后2段处。如图34所示，第1训练序列、第3训练序列、第4训练序列、第5训练序列、和第6训练序列相互间隔开16段。参照图34，点区域指示网格初始化数据字节，线区域指示训练数据字节，且白色区域包括诸如FEC编码MPH业务数据字节、FEC编码信令数据、主业务数据字节、RS奇偶校验数据字节(用于与继承ATSC接收机的向后兼容性)和/或虚拟数据字节等其它字节。
图35图解由网格编码器进行网格编码之后的训练序列(在符号层级)。参照图35，点区域指示数据段同步符号，线区域指示训练数据符号，且白色区域包括其它符号，诸如FEC编码移动业务数据符号、FEC编码信令数据、主业务数据符号、RS奇偶校验数据符号(用于与继承ATSC接收机的向后兼容性)、虚拟数据符号、网格初始化数据符号、和/或训练序列数据符号的第一部分。由于网格编码器的段内交织，所以将在白色区域中混合各种类型的数据符号。
在网格编码处理之后，第1训练序列的最后1416(＝588+828)个符号、第3训练序列、第4训练序列、第5训练序列、以及第6训练序列共同共享同一数据图案。包括每个序列中间和之后的数据段同步符号，每个公共训练图案的总长度是1424个符号。第2训练序列具有第一528符号序列和第二528符号序列，其具有相同的数据图案。更具体地，在4符号数据段同步信号之后重复528符号序列。在每个训练序列的结尾处，应将十二个经修改的网格编码器的存储器内容设置为零(0)。
接收系统内的解调单元
图36图解根据本发明的数字广播接收系统中的解调单元的示例。图36的解调单元使用已知数据信息，该已知数据信息被插入移动业务数据段中且随后被发射系统发送，以便执行载波同步恢复、帧同步恢复、以及信道均衡，从而提高接收性能。而且，解调单元可以仅在被指配指定(或期望)队列的数据组的时隙期间变为通电，从而减少接收系统的功耗。
参照图36，解调单元包括解调器1002、均衡器1003、已知序列检测器1004、块解码器1005、RS帧解码器1006、去随机化器1007。解调单元还可以包括数据去交织器1009、RS解码器1010、以及数据去随机化器1011。解调单元还可以包括信令信息解码器1013。接收系统还可以包括用于控制解调单元的电源的电源控制器5000。
在本文中，为了本发明的描述简单起见，将RS帧解码器1006、以及去随机化器1007共同称为移动业务数据处理单元。而且，将数据去交织器1009、RS解码器1010、以及数据去随机化器1011共同称为主业务数据处理单元。更具体地，经调谐器调谐的特定信道的频率向下转换为中频(IF)信号。然后，向下转换的数据1001将向下转换的IF信号输出到解调器1002和已知序列检测器1004。这里，向下转换的数据1001经由模拟/数字转换器ADC(未示出)被输入到解调器1002和已知序列检测器1004。ADC将通带模拟IF信号转换成通带数字IF信号。
解调器1002对输入的通带数字IF信号执行自增益控制、载波恢复、以及定时恢复处理，从而将该IF信号修改为基带信号。然后，解调器1002将新产生的基带信号输出到均衡器1003和已知序列检测器1004。均衡器1003补偿包括在已解调信号中的信道的失真并随后将经错误补偿的信号输出到块解码器1005。
这里，已知序列检测器1004检测来自解调器1002的输入/输出数据(即在解调处理之前的数据或解调处理之后的数据)的由发送端插入的已知序列位置。然后，位置信息连同从所检测的位置生成的已知数据的符号序列一起被输出到解调器1002和均衡器1003。而且，已知数据检测器1004将一组信息输出到块解码器1005。此组信息用来允许接收系统的块解码器1005识别来自发射系统的用附加编码处理的移动业务数据和未用附加编码处理的主业务数据。另外，虽然图36中未示出连接状态，但可以在整个接收系统中使用从已知数据检测器1004检测的信息且可以在RS帧解码器1006中使用该信息。
解调器1002在定时和/或载波恢复期间使用已知数据符号序列，从而提高解调性能。类似地，均衡器1003使用已知数据以便提高均衡性能。此外，可以将块解码器1005的解码结果反馈给均衡器1003，从而提高均衡性能。
通电/断电控制
在解调器1002中解调的数据或在信道均衡器1003中均衡的数据被输入到信令信息解码器1013。在已知序列检测器1004中检测的已知数据信息被输入到信令信息解码器1013。
信令信息解码器1013从输入的数据中提取信令信息并将其解码，已解码信令信息提供给需要该信令信息的块。例如，SCCC相关信息可以输出到块解码器1005，且RS帧相关信息可以输出到RS帧解码器1006。MPH帧相关信息可以输出到已知序列检测器1004和电源控制器5000。
在本文中，RS帧相关信息可以包括RS帧模式信息和RS码模式信息。SCCC相关信息可以包括SCCC块模式信息和SCCC外码模式信息。如图32所示，MPH帧相关信息可以包括子帧计数信息、时隙计数信息、parade_id信息、SGN信息、NoG信息等等。
更具体地，可以通过使用在已知序列检测器1004中输出的已知数据信息来了解第一已知数据区域与第二已知数据区域之间的信令信息。因此，信令信息解码器1013可以从在解调器1002或信道均衡器1003中输出的数据提取信令信息并将其解码。
电源控制器5000被输入来自信令信息解码器1013的MPH帧相关信息，并控制调谐器和解调单元的功率。
根据本发明的实施例，电源控制器5000仅在被指配了包括用户选择的移动业务的队列的时隙的时隙期间开通电源。电源控制器5000随后在其余时隙期间关闭电源。
例如，如图33所示，假设具有NOG＝3的第1队列、具有NOG＝2的第2队列、以及具有NOG＝3的第3队列的数据组被指配给一个MPH帧。还假设用户已使用设置在遥控器或终端上的小键盘选择了包括在第1队列中的移动业务。在这种情况下，电源控制器5000仅在指配了第1队列的数据组的时隙期间开通电源，如图33所示，并且在其余时隙期间关闭电源，从而减少功耗。
解调器和已知序列检测器
这里，发射系统可以接收包括被周期性地在其中插入已知数据序列(或训练序列)的数据组的数据帧(或VSB帧)。在这里，如图5所示，数据组被划分成区A至D。更具体而言，在本发明的示例中，每个区A、B、C、D分别被进一步划分成MPH块B4至B7、MPH块B3和B8、MPH块B2和B9、MPH块B1和B10。
图37图解由发射系统在实际数据之间周期性地插入且发送的已知数据序列的示例。参照图37，AS表示有效数据符号的数目，且BS表示已知数据符号的数目。因此，以(AS+BS)个符号为周期插入并发送BS个已知数据符号。在这里，AS可以对应于移动业务数据、主业务数据、或移动业务数据与主业务数据的组合。为了与已知数据区别开，对应于AS的数据在本文中将被称为有效数据。
参照图37，在被周期性地插入的每个已知数据段中包括具有相同图案的已知数据序列。在这里，具有相同数据图案的已知数据序列的长度可以与相应已知数据段(或块)的整个(或总)已知数据序列的长度相同或不同。如果两个长度相互不同，则整个已知数据序列的长度应长于具有相同数据图案的已知数据序列的长度。在这种情况下，在整个已知数据序列中包括相同的已知数据序列。已知数据序列检测器1004检测被如上所述周期性地插入并发送的已知数据的地点。同时，已知序列检测器1004还可以在检测已知数据的处理期间估计初始频率偏移。在这种情况下，解调器1002可以以更高的准确度来估计与相对于关于已知数据地点(或已知序列地点指示符)的信息的初始载波频率偏移及初始频率偏移估计值，从而补偿所估计的初始频率偏移。
图38图解根据本发明的解调器的详细方框图。参照图38，该解调器包括分相器1010、数控振荡器(NCO)1020、第一乘法器1030、重新采样器1040、第二乘法器1050、匹配滤波器1060、DC移除器1070、定时恢复单元1080、载波恢复单元1090、以及相位补偿器1110。在这里，已知序列检测器1004包括已知序列检测器和用于估计已知数据信息和初始频率偏移的初始频率偏移估计器1004-1。还参照图38，分相器1010接收通带数字信号并将接收到的信号分裂成实数元素的通带数字信号和虚数元素的通带数字信号，两者在相互之间具有90度的相位。换言之，通带数字信号被分裂成复数信号。通带数字信号的分裂部分随后被输出到第一乘法器1030。在这里，为了本发明的描述简单起见，从分相器1010输出的实数信号将被称为‘I’信号，且从分相器1010输出的虚数信号将被称为‘Q’信号。
第一乘法器1030将从分相器1010输出的I和Q通带数字信号与从NCO 1020输出的具有与常数成比例的频率的复数信号相乘，从而将I和Q通带数字信号变为基带数字复数信号。然后，第一乘法器1030的基带数字信号被输入到重新采样器1040。重新采样器1040对从第一乘法器1030输出的信号进行重新采样，以便该信号对应于由定时恢复单元1080提供的定时时钟。其后，重新采样器1040将经重新采样的信号输出到第二乘法器1050。
例如，当模拟/数字转换器使用25MHz固定振荡器时，由重新采样器1040用内插处理来处理通过穿过模拟/数字转换器、分相器1010、以及第一乘法器1030而产生的具有25Hz的频率的基带数字信号。因此，内插信号被恢复成具有两倍于符号时钟的接收信号的频率(即21.524476MHz的频率)的频率的基带数字信号。替换地，如果模拟/数字转换器使用定时恢复单元1080的定时时钟作为采样频率(即如果模拟/数字转换器使用可变频率)以便执行A/D转换处理，则不需要重新采样器1040且可以将其省略。
第二乘法器1050将载波恢复单元1090的输出频率与重新采样器1040的输出相乘以便补偿包括在重新采样器1040的输出信号中的任何剩余载波。然后，经补偿的载波被输出到匹配滤波器1060和定时恢复单元1080。经匹配滤波器1060进行匹配滤波的信号被输入到DC移除器1070、已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1、以及载波恢复单元1090。
已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1检测被周期性地或非周期性地发送的已知数据序列的位置(或地点)。同时，已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1在已知序列检测处理期间估计初始频率偏移。更具体而言，在接收传输数据帧的同时，如图5所示，已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1检测包括在传输数据帧中的已知数据的地点(位置)。然后，已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1将所检测的关于已知序列位置的信息(即已知序列地点指示符)输出到解调器1002的定时恢复单元1080、载波恢复单元1090、和相位补偿器1110和均衡器1003。此外，已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1估计初始频率偏移，该初始频率偏移随后被输出到载波恢复单元1090。这里，已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1可以接收匹配滤波器1060的输出或接收重新采样器1040的输出。这可以根据系统设计员的设计来可选地决定。
定时恢复单元1080使用第二乘法器1050的输出和从已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1检测的已知序列地点指示符，以便检测定时错误，并随后将与所检测的定时错误成比例的采样时钟输出到重新采样器1040，从而调整重新采样器1040的采样定时。这里，定时恢复单元1080可以接收匹配滤波器1060的输出而不是第二乘法器1050的输出。这也可以根据系统设计员的设计来可选地决定。
同时，DC移除器1070从经匹配滤波的信号中移除已由发射系统插入的导频音调信号(即DC信号)。其后，DC移除器1070将已处理信号输出到相位补偿器1110。相位补偿器1110使用具有被DC移除器1070移除的DC的数据和由已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1检测的已知序列地点指示符来估计频率偏移并随后补偿包括在DC移除器1070的输出中的相变。其相变被补偿的数据被输入到均衡器1003。在这里，相位补偿器1110是可选的。如果未提供相位补偿器1110，则DC移除器1070的输出被替代地输入到均衡器1003。
图39包括解调器的定时恢复单元1080、载波恢复单元1090、以及相位补偿器1110的详细方框图。根据本发明的实施例，载波恢复单元1090包括缓冲器1091、频率偏移估计器1092、环路滤波器1093、保持器1094、加法器1095、以及NCO 1096。在这里，在缓冲器1091之前可以包括抽取器(decimator)。定时恢复单元1080包括抽取器1081、缓冲器1082、定时误差检测器1083、环路滤波器1084、保持器1085、以及NCO 1086。最后，相位补偿器1110包括缓冲器1111、频率偏移估计器1112、保持器1113、NCO 1114、以及乘法器1115。此外，在相位补偿器1110与均衡器1003之间可以包括抽取器1200。可以在DC移除器1070前面而不是在相位补偿器1110的输出端处输出抽取器1200。
在这里，抽取器对应于在由模拟/数字转换器对被输入到解调器的信号过采样至N次时需要的组件。更具体而言，整数N表示接收的信号的采样率。例如，当由模拟/数字转换器对输入的信号过采样至2次时(即当N＝2时)，这指示在一个符号中包括两个样本。在这种情况下，每个抽取器对应于1/2抽取器。根据是否已经执行接收的信号的过采样处理，信号可以绕过抽取器。
同时，第二乘法器1050的输出被临时存储在均包括在定时恢复单元1080中的抽取器1081和缓冲器1082中。随后，被临时存储的输出数据通过抽取器1081和缓冲器1082被输入到定时误差检测器1083。假设第二乘法器1050的输出被过采样其初始状态至N次，抽取器1081以1/N的抽取率来抽取第二乘法器1050的输出。然后，经1/N抽取的数据被输入到缓冲器1082。换言之，抽取器1081依照VSB符号周期来对输入信号执行抽取。此外，抽取器1081还可以接收匹配滤波器1060的输出而不是第二乘法器1050的输出。定时误差检测器1083使用被用匹配滤波进行处理之前或之后的数据及从已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1输出的已知序列地点指示符，以便检测定时误差。其后，所检测的定时误差被输出到环路滤波器1084。因此，在已知数据序列的每个重复循环期间获得所检测的定时误差信息一次。
例如，如图37所示，如果周期性地插入并发送具有相同图案的已知数据序列，则定时误差检测器1083可以使用已知数据以便检测定时误差。存在用于通过使用已知数据来检测定时误差的多种方法。在本发明的示例中，可以通过使用时域中的已知数据与接收数据之间的相关特性来检测定时误差，已经依照发射系统与接收系统之间的预先设置的协定而了解所述已知数据。还可以通过使用在频域中接收到的两种已知数据类型的相关特性来检测定时误差。因此，将所检测的定时误差输出。在另一示例中，可以应用频谱划线(spectral lining)法来检测定时误差。在这里，频谱划线法对应于通过使用包括在接收信号中的频谱的边带来检测定时误差的方法。
环路滤波器1084对由定时误差检测器1083所检测的定时误差进行滤波，并随后将经滤波的定时误差输出到保持器1085。保持器1085在预定已知序列循环周期期间保持(或维持)经滤波并从环路滤波器1084输出的定时误差并将已处理定时误差输出到NCO 1086。在这里，可以将环路滤波器1084和保持器1085的定位顺序相互交换。另外，在环路滤波器1084中可以包括保持器1085的功能，因此，可以省略保持器1085。NCO 1086累计从保持器1085输出的定时误差。其后，NCO 1086将所累计的定时误差的相位元素(即采样时钟)输出到重新采样器1040，从而调整重新采样器1040的采样定时。
同时，载波恢复单元1090的缓冲器1091可以接收被输入到匹配滤波器1060的数据或从匹配滤波器1060输出的数据，然后临时存储接收到的数据。其后，临时存储的数据被输出到频率偏移估计器1092。如果在缓冲器1091前面提供有抽取器，则由该抽取器以1/N的抽取率对匹配滤波器1060的输入数据或输出数据进行抽取。其后，所抽取的数据被输出到缓冲器1091。例如，当匹配滤波器1060的输入数据或输出数据被过采样至2次时(即当N＝2时)，这指示由抽取器1081以1/2的比率对匹配滤波器1060的输入数据或输出数据进行抽取且随后将其输出到缓冲器1091。更具体而言，当在缓冲器1091前面提供有抽取器时，载波恢复单元1090以符号为单位进行操作。替换地，如果未提供抽取器，则载波恢复单元1090以过采样为单位进行操作。
频率偏移估计器1092使用匹配滤波器1060的输入数据或输出数据和从已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1输出的已知序列地点指示符以便估计频率偏移。然后，所估计的频率偏移被输出到环路滤波器1093。因此，已知数据序列的每个重复周期获得一次估计频率偏移值。环路滤波器1093对由频率偏移估计器1092估计的频率偏移值执行低通滤波并将低通滤波频率偏移值输出到保持器1094。保持器1094在预定已知数据序列循环周期期间保持(或维持)低通滤波频率偏移值并将该频率偏移值输出到加法器1095。在这里，环路滤波器1093和保持器1094的地点可以相互交换。此外，在环路滤波器1093中可以包括保持器1085的功能，因此，可以省略保持器1094。
加法器1095将由已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1估计的初始频率偏移的值与从环路滤波器1093(或保持器1094)输出的频率偏移值相加。其后，相加的偏移值被输出到NCO 1096。在这里，如果加法器1095被设计为还接收被输入到NCO 1020的常数，则可以省略NCO 1020和第一乘法器1030。在这种情况下，第二乘法器1050可以同时执行将信号变成基带信号并移除剩余载波。
NCO 1096生成对应于从加法器1095输出的频率偏移的复数信号，该信号随后被输出到第二乘法器1050。在这里，NCO 1096可以包括ROM。在这种情况下，NCO 1096生成对应于从加法器1095输出的频率偏移的补偿频率。然后，NCO 1096从ROM读取对应于该补偿频率的复数余弦，该复数余弦随后被输出到第二乘法器1050。第二乘法器1050将包括在载波恢复单元1090中的NCO 1094的输出与重新采样器1040的输出相乘，以便移除包括在重新采样器1040的输出信号中的载波偏移。
图40图解根据本发明的实施例的载波恢复单元1090的频率偏移估计器1092的详细方框图。在这里，频率偏移估计器1092依照从已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1检测的已知序列地点指示符进行操作。这里，如果通过抽取器来输入匹配滤波器1060的输入数据或输出数据，则频率偏移估计器1092以符号为单位进行操作。替换地，如果未提供抽取器，则频率偏移估计器1092以过采样为单位进行操作。在本发明的说明书中所给出的示例中，频率偏移估计器1092以符号为单位进行操作。参照图40，频率偏移估计器1092包括控制器1310、第一N符号缓冲器1301、K符号延迟1302、第二N符号缓冲器1303、共轭器1304、乘法器1305、累计器1306、相位检测器1307、乘法器1308、以及多路复用器1309。如图40所示，现在将参照已知数据段期间的操作示例来详细描述具有上述结构的频率偏移估计器1092。
第一N符号缓冲器1301可以存储向其输入的最多N个符号。被临时存储在第一N符号缓冲器1301中的符号数据随后被输入到乘法器1305。同时，输入的符号被输入到K符号延迟1302以便被延迟K个符号。其后，延迟的符号通过第二N符号缓冲器1303以便被共轭器1304共轭。其后，共轭的符号被输入到乘法器1305。乘法器1305将第一N符号缓冲器1301的输出与共轭器1304的输出相乘。然后，乘法器1305将相乘结果输出到累计器1306。随后，累计器1306累计在N符号周期期间的乘法器1305的输出，从而将累计结果输出到相位检测器1307。
相位检测器1307从累计器1306的输出提取相应的相位信息，其随后被输出到乘法器1308。乘法器1308随后将该相位信息除以K，从而将相除结果输出到多路复用器1309。在这里，被除的相位信息的结果变成频率偏移估计值。更具体而言，在已知数据的输入结束的点处或在期望点处，频率偏移估计器1092在N符号周期期间累计存储在第一N符号缓冲器1301中的N个输入数据的复共轭与被延迟K个符号且存储在第二N符号缓冲器1303中的N个输入数据的复共轭的乘积。其后，将该累计值除以K，从而提取频率偏移估计值。
基于控制器1310的控制信号，多路复用器1309选择乘法器1308的输出或‘0’并随后将所选结果作为最后频率偏移估计值输出。控制器1310从已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1接收已知数据序列地点指示符以便控制多路复用器1309的输出。更具体而言，控制器1310基于该已知数据序列地点指示符来确定从乘法器1308输出的频率偏移估计值是否有效。如果控制器1310确定该频率偏移估计值有效，则多路复用器1309选择乘法器1308的输出。替换地，如果控制器1310确定频率偏移估计值无效，则控制器1310生成控制信号以便多路复用器1309选择‘0’。这里，优选的是存储在第一N符号缓冲器1301和第二N符号缓冲器1303中的输入信号对应于均由同一已知数据发送且通过几乎同一信道的信号。否则，由于传输信道的影响，频率偏移估计性能可能大大劣化。
此外，可以以不同的方式来决定频率偏移估计器1092(图40所示)的值N和K。这是因为在这里可以使用同样地重复的已知数据的特定部分。例如，当正在发送具有图37所描述的结构的数据时，可以将N设置为BS(即N＝BS)且可以将K设置为(AS+BS)(即K＝AS+BS))。依照值K来决定频率偏移估计器1092的频率偏移估计值范围。如果值K较大，则频率偏移估计值范围变小。替换地，如果值K较小，则频率偏移估计值范围变得较大。因此，当发送具有图37的结构的数据时，并且如果已知数据的重复循环(AS+BS)较长，则频率偏移估计值范围变得更小。
在这种情况下，即使由已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1来估计初始频率偏移并由第二乘法器1050来补偿该估计值，补偿之后的剩余频率偏移也将超过频率偏移估计器1092的估计范围。为了克服此类问题，可以通过使用循环延长处理来由同一数据部分的重复配置规则地发送的已知数据序列。例如，如果图37所示的已知数据序列由具有BS/2的长度的两个相同部分配置，则可以将频率偏移估计器1092(图40所示)的N和K值分别设置为B/2和B/2(即N＝BS/2且K＝BS/2)。在这种情况下，估计值范围可以变得比使用重复已知数据时更大。
同时，已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1检测被周期性地或非周期性地发送的已知数据序列的位置(或地点)。同时，已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1在已知序列检测处理期间估计初始频率偏移。已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1所检测的已知数据序列地点指示符被输出到解调器1002的定时恢复单元1080、载波恢复单元1090、和相位补偿器1110及均衡器1003。其后，所估计的初始频率偏移被输出到载波恢复单元1090。这里，已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1可以接收匹配滤波器1060的输出或接收重新采样器1040的输出。这可以根据系统设计员的设计可选地决定。在这里，可以将图40所示的频率偏移估计器直接应用在已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1或频率偏移估计器的相位补偿器1110中。
图41图解示出根据本发明的实施例的已知序列检测器和初始频率偏移估计器的详细方框图。更具体而言，图41图解连同已知序列地点指示符一起估计初始频率偏移的示例。在这里，图41示出对输入的信号对其初始状态过采样至N次的示例。换言之，N表示接收信号的采样率。参照图41，已知序列检测器和初始频率偏移估计器包括并行地配置的N个部分相关器1411至141N、已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420、已知数据提取器1430、缓冲器1440、乘法器1450、NCO 1460、频率偏移估计器1470、以及加法器1480。在这里，第一部分相关器1411由1/N抽取器和部分相关器组成。第二部分相关器1412由1样本延迟、1/N抽取器、以及部分相关器组成。而且，第N部分相关器141N由N-1样本延迟、1/N抽取器、以及部分相关器组成。这些用来匹配(或识别)过采样符号内的每个样本的相位与原始(或初始)符号的相位，并抽取其余相位的样本，从而对每个样本执行部分相关。更具体而言，对于每个采样相位，以1/N的比率抽取输入信号，以便其通过每个部分相关器。
例如，当输入信号被过采样至2次时(即当N＝2)时，这指示在一个信号中包括两个样本。在这种情况下，需要两个部分相关器(例如1411和1412)且每个1/N抽取器变成1/2抽取器。这里，第一部分抽取器1411的1/N抽取器抽取(或移除)输入样本之中的位于符号位置(或地点)之间的样本。然后，相应的1/N抽取器将所抽取的样本输出到部分相关器。此外，第二部分相关器1412的1样本延迟使输入样本延迟1个样本(即对输入样本执行1样本延迟)并将延迟的输入样本输出到1/N抽取器。随后，在从1样本延迟输入的样本之中，第二部分相关器1412的1/N抽取器抽取(或移除)位于符号位置(或地点)之间的样本。其后，相应的1/N抽取器将所抽取的样本输出到部分相关器。
在VSB符号的每个预定周期之后，每个部分相关器将在特定时刻估计的粗频率偏移的相关值和估计值输出到已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420。已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420存储在数据组循环或预定循环期间对应于每个采样相位的部分相关器的输出。其后，已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420决定对应于存储值之中的最高相关值的地点(或位置)作为用于接收已知数据的位置(或地点)。同时，已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420最后决定在对应于最高相关值的时刻估计的频率偏移的估计值作为接收系统的粗频率偏移值。这里，已知序列地点指示符被输入到已知数据提取器1430、定时恢复单元1080、载波恢复单元1090、相位补偿器1110、以及均衡器1003，且粗频率偏移被输入到加法器1480和NCO 1460。
同时，在N个部分相关器1411至141N检测已知数据位置(或已知序列地点)并估计粗频率偏移时，缓冲器1440临时存储接收到的数据并将临时存储的数据输出到已知数据提取器1430。已知数据提取器1430使用从已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420输出的已知序列地点指示符，以便从缓冲器1440的输出提取的已知数据。其后，已知数据提取器1430将所提取的数据输出到乘法器1450。NCO 1460生成对应于从已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420输出的粗频率偏移的复数信号。然后，NCO 1460将生成的复数信号输出到乘法器1450。
乘法器1430将NCO 1460的复数信号与从已知数据提取器1430输出的已知数据相乘，从而将具有经补偿的粗频率偏移的已知数据输出到频率偏移估计器1470。频率偏移估计器1470根据具有经补偿的粗频率偏移的已知数据来估计细频率偏移。随后，频率偏移估计器1470将所估计的频率偏移输出到加法器1480。加法器1480将粗频率偏移与细频率偏移相加。其后，加法器1480决定相加结果作为最终初始频率偏移，其随后被输出到包括在解调器1002中的载波恢复单元1090的加法器1095。更具体而言，在获取初始同步的处理期间，本发明可以估计并使用粗频率偏移以及细频率偏移，从而提高初始频率偏移的估计性能。
如图5所示，假设已知数据被插入数据组内并随后被发送。然后，已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1可以使用已被另外插入A1区域与A2区域之间的已知数据，以便估计初始频率偏移。被周期性地插入在已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1所估计的A区域内的已知地点指示符被输入到定时误差恢复单元1080的定时误差检测器1083、载波恢复单元1090的频率偏移估计器1092、相位补偿器1110的频率偏移估计器1112、以及均衡器1003。
图42图解示出图41所示的部分相关器之一的结构的方框图。在检测已知数据的步骤期间，由于在接收的信号中包括频率偏移，所以每个部分相关器将根据发射系统与接收系统之间的协定已知的已知数据划分成均具有L符号长度的K个部分，从而使每个划分部分与接收的信号的相应部分相关联。为此，每个部分相关器包括每个并行地形成的K个相位和大小检测器1511至151K、加法器1520、以及粗频率偏移估计器1530。
第一相位和大小检测器1511包括L符号缓冲器1511-2、乘法器1511-3、累计器1511-4、以及平方器1511-5。在这里，第一相位和大小检测器1511计算K个区段之中的具有第一L符号长度的已知数据的相关值。而且，第二相位和大小检测器1512包括L符号延迟1512-1、L符号缓冲器1512-2、乘法器1512-3、累计器1512-4、以及平方器1512-5。在这里，第二相位和大小检测器1512计算K个区段之中的具有第二L符号长度的已知数据的相关值。最后，第N相位和大小检测器151K包括(K-1)L符号延迟151K-1、L符号缓冲器151K-2、乘法器151K-3、累计器151K-4、以及平方器151K-5。在这里，第N相位和大小检测器151K计算K个区段之中的具有第NL符号长度的已知数据的相关值。
参照图42，均在乘法器中与接收的信号相乘的P0，P1，...，PKL-1表示发射系统和接收系统均已知的已知数据(即从接收系统生成的参考已知数据)。而且，*表示复共轭。例如，在第一相位和大小检测器1511中，从图41所示的第一部分相关器1411的1/N抽取器输出的信号被临时存储在第一相位和大小检测器1511的L符号缓冲器1511-2中且随后被输入到乘法器1511-3。乘法器1511-3将L符号缓冲器1511-2的输出与已知的K个区段之中的均具有第一L符号长度的已知数据部分P0，P1，...，PKL-1的复共轭相乘。然后，相乘结果被输出到累计器1511-4。在L符号周期期间，累计器1511-4累计乘法器1511-3的输出，然后将累计值输出到平方器1511-5和粗频率偏移估计器1530。累计器1511-4的输出是具有相位和大小的相关值。因此，平方器1511-5计算乘法器1511-4的输出的绝对值并对所计算的绝对值求平方，从而获取相关值的大小。所获得的大小被输入到加法器1520。
加法器1520将对应于每个大小和相位检测器1511至151K的平方输出相加。然后，加法器1520将相加结果输出到已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420。而且，粗频率偏移估计器1530接收对应于每个大小和相位检测器1511至151K的累计器的输出，以便估计每个相应的采样相位处的粗频率偏移。其后，粗频率偏移估计器1530将所估计的偏移值输出到已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420。
当将从每个相位和大小检测器1511至151K输出的K个输入的每个称为Z0，Z1，...，ZK-1时，可以通过使用如下所示的数学计算7来获得粗频率偏移估计器1530的输出。
[数学计算7]
ω 0 = 1 L arg { Σ n = 1 K - 1 ( Z n | Z n | ) ( Z n - 1 | Z n - 1 | ) * }
已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420在增强数据组循环或预定循环期间存储对应于每个采样相位的部分相关器的输出。然后，在存储的相关值之中，已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420决定对应于最高相关值的位置(或地点)作为用于接收已知数据的位置。
此外，已知数据位置检测器和频率偏移决定器1420决定在最高相关值的点处获取(或估计)的频率偏移的估计值作为接收系统的粗频率偏移值。例如，如果对应于第二部分相关器1412的部分相关器的输出是最高值，则将对应于最高值的位置决定为已知数据位置。其后，由第二部分相关器1412估计的粗频率偏移被决定为最终粗频率偏移，其随后被输出到解调器1002。
同时，第二乘法器1050的输出被暂时存储在均包括在定时恢复单元1080的抽取器1081和缓冲器1082中。随后，被暂时存储的输出数据通过抽取器1081和缓冲器1082被输入到定时误差检测器1083。假设第二乘法器1050的输出被过采样其初始状态至N次，抽取器1081以1/N的抽取率来抽取第二乘法器1050的输出。然后，经1/N抽取的数据被输入到缓冲器1082。换言之，抽取器1081依照VSB符号周期来对输入信号执行抽取。此外，抽取器1081还可以接收匹配滤波器1060的输出而不是第二乘法器1050的输出。
定时误差检测器1083使用利用匹配滤波进行处理之前或之后的数据及从已知数据检测器和初始频率偏移估计器1004-1输出的已知序列地点指示符以便检测定时误差。其后，所检测的定时误差被输出到环路滤波器1084。因此，在已知数据序列的每次重复循环期间获得所检测的定时误差信息一次。
例如，如图37所示，如果周期性地插入并发送具有相同图案的已知数据序列，则定时误差检测器1083可以使用已知数据以便检测定时误差。存在用于通过使用已知数据来检测定时误差的多种方法。
在本发明的示例中，可以通过使用时域中的已知数据与接收的数据之间的相关特性来检测定时误差，已经依照发射系统与接收系统之间的预先设置的协定而了解所述已知数据。还可以通过使用在频域中接收到的两种已知数据类型之间的相关特性来检测定时误差。因此，将所检测的定时误差输出。在另一示例中，可以应用频谱划线法以检测定时误差。在这里，频谱划线法对应于通过使用包括在接收的信号中的频谱的边带来检测定时误差的方法。
环路滤波器1084对定时误差检测器1083所检测的定时误差进行滤波，然后将经滤波的定时误差输出到保持器1085。
保持器1085在预定已知序列循环周期期间保持(或维持)经滤波并从环路滤波器1084输出的定时误差并将已处理定时误差输出到NCO1086。在这里，可以将环路滤波器1084和保持器1085的定位顺序相互交换。另外，在环路滤波器1084中可以包括保持器1085的功能，因此，可以省略保持器1085。
NCO 1086累计从保持器1085输出的定时误差。其后，NCO 1086将累计定时误差的相位元素(即采样时钟)输出到重新采样器1040，从而调整重新采样器1040的采样定时。
图43图解包括在图36所示的解调器1002中的定时恢复单元的示例。参照图43，定时恢复单元1080包括第一定时误差检测器1611、第二定时误差检测器1612、多路复用器1613、环路滤波器1614、以及NCO1615。当输入信号被划分成其中在预定地点(多个)处插入具有预定长度的已知数据的第一区域和不包括已知数据的第二区域时，定时恢复单元1080将是有益的。假设第一定时误差检测器1611使用输入信号的频谱的边带来检测第一定时误差且第二定时误差检测器1612使用已知数据来检测第二定时误差，则多路复用器1613能够输出第一区域的第一定时误差且能够输出第二区域的第二定时误差。多路复用器1613可以将其中插入有已知数据的第一区域的第一和第二定时误差均输出。通过使用已知数据，可以检测更可靠的定时误差且可以增强定时恢复单元1080的性能。
本公开描述检测定时误差的两种方式。一种方式是使用发射系统与接收系统预先已知的已知数据(参考已知数据)与接收系统实际上接收的已知数据之间的在时域中的相关性来检测定时误差，另一种方式是使用接收系统实际上接收到的两个已知数据之间的在频域中的相关性来检测定时误差。在图44中，通过计算接收系统预先已知并生成的参考已知数据与实际上被接收的已知数据之间的相关性来检测定时误差。在图44中，计算参考已知数据序列的整个部分与接收的已知数据序列的整个部分之间的相关性。相关性输出在实际上接收到的每个已知数据序列的结尾处具有峰值。
在图45中，通过分别计算参考已知数据序列的划分部分与接收的已知数据序列的划分部分之间的相关值来检测定时误差。相关性输出在接收的已知数据序列的每个划分部分的结尾处具有峰值。该相关值可以如图45所示被添加为总相关值，且该总相关值可以用来计算定时误差。当接收的已知数据的整个部分被用于相关性计算时，可以针对每个数据块获得定时误差。如果已知数据序列的整个部分的相关性水平低，则可以通过使用如图45所示的已知数据序列的划分部分来获得更精确的相关性。
使用基于接收的已知数据序列的划分部分的多个相关值获得的最终相关值可以减少载波频率误差。另外，当使用多个相关值来计算定时误差时可以大大地减少用于定时恢复的处理时间。例如，当发射系统和接收系统预先已知的参考已知数据序列被划分成K个部分时，可以计算参考已知数据序列的K个部分与接收的已知数据序列的相应划分部分之间的K个相关值或可以使用相关值的任何组合(多个)。因此，当使用已知数据序列的划分部分而不是序列的整个部分时，可以减少定时误差检测的周期。
可以根据相关值的峰值来计算定时误差。如果如图46所示地使用已知数据序列的整个部分，则针对每个数据块获得定时误差。另一方面，如果将已知数据序列的K个划分部分用于相关性计算，则可以获得K个相关值和相应峰值。这指示可以检测定时误差K次。
现在将更详细地描述所示的使用参考已知数据和接收的已知数据之间的相关性来检测定时误差的方法。图46图解参考已知数据与接收的已知数据之间的相关值。该相关值对应于以符号时钟两倍的比率采样的数据样本。当随机数据效果被最小化且不存在定时时钟误差时，参考已知数据与接收的已知数据之间的相关值是对称的。然而，如果存在定时相位误差，则如图46所示邻近于峰值的相关值不是对称的。因此，可以通过使用峰值前后的相关值之间的差(图46所示的定时相位误差)来获得定时误差。
图47图解图43所示的定时误差检测器的示例。定时误差检测器包括相关器1701、向下采样器1702、绝对值计算器1703、延迟1704、以及减法器1705。相关器1701接收以符号时钟频率的至少两倍的比率采样的已知数据序列并计算接收的已知数据序列与参考已知数据序列之间的相关值。向下采样器1702对相关值执行向下采样并获得具有符号频率的样本。例如，如果预先以采样率2对被输入到相关器1701的数据进行采样，则向下采样器1702以1/2的比率执行向下采样以获得具有该符号频率的样本。绝对值计算器1703计算向下采样的相关值的绝对值(或平方值)。这些绝对值被输入到延迟1704和减法器1705。延迟1704使符号的绝对值延迟且减法器随后通过用从绝对值计算器1703输出的值减去经延迟的绝对值来输出定时误差。
可以修改图47所示的相关器1701、向下采样器1702、绝对值计算器1703、以及延迟1704、和减法器1705的排列。例如，可以按照向下采样器1702、相关器1701、以及绝对值计算器1703的顺序或按照相关器1701、绝对值计算器1703、以及向下采样器1702的顺序来计算定时相位误差。
还可以使用已知数据的频率特性来获得定时误差。当存在定时频率误差时，输入信号的相位随着信号频率的增大而以固定的斜率增大且此斜率对于当前和下一个数据块而言是不同的。因此，可以基于两个不同的已知数据块的频率特性来计算定时误差。在图48中，可以使用快速傅立叶变换(FFT)算法分别将当前已知数据序列(右)和前一已知数据序列(左)转换成第一和第二频域信号。随后将第一频域信号的共轭值与第二频域信号相乘以便获得两个频域信号之间的相关值。换言之，使用前一已知数据序列的频率值与当前已知数据序列的频率值之间的相关性来检测用于每个频率的已知数据块之间的相变。这样，可以消除信道的相位失真。
复数VSB信号的频率响应不具有如图46所示的完全对称分布。确切的讲，其分布是所述分布的左半边或右半边且频域相关值也具有半边分布。为了频域相关值之间的相位差，可以将具有相关值的频域划分成两个子区域且可以获得每个子区域中的组合相关值的相位。其后，可以使用子区域的相位之间的差来计算定时频率误差。当将组合相关值的相位用于每个频率时，每个相关值的幅值与可靠性成比例且每个相关值的相位分量被反映到与所述幅值成比例的最终相位分量。
图49图解图43所示的定时误差检测器的另一示例。图49所示的定时误差检测器包括快速傅立叶变换(FFT)单元1801、第一延迟1802、共轭器1803、乘法器1804、累计器(加法器)1805、相位检测器1806、第二延迟1807、以及减法器1808。第一延迟1802延迟一个数据块且第二延迟1807延迟1/4数据块。一个数据块包括N个已知数据符号序列中的序列的频率响应。当已知数据区是已知的且接收到数据符号时，FFT单元1801将连续的N个已知数据符号序列的复数值转换成频域中的复数值。第一延迟1802使频域复数值延迟对应于一个数据块的时间，且共轭器1803生成延迟复数值的共轭值。乘法器1804将从FFT单元1801输出的已知数据的当前块与从共轭器1803输出的已知数据的前一块相乘。乘法器1804的输出表示已知数据块内的频域相关值。
由于复数VSB数据仅存在于一半的频域上，所以累计器1805将已知数据块中的数据区划分成两个子区，并累计每个子区的相关值。相位检测器1806检测每个子区的累计相关值的相位。第二延迟1807使所检测的相位延迟对应于1/4数据块的时间。减法器1808获得延迟相位与从累计器1806输出的相位之间的相位差并将该相位差作为定时频率误差输出。
在通过使用时域中的参考已知数据与接收的已知数据之间的相关性峰值来计算定时误差的方法中，当信道是多路径信道时，相关值的贡献可能影响信道。然而，如果使用两个接收的已知数据之间的相关性来获得定时误差，则可以大大地消除此影响。另外，可以使用由发射系统插入的已知数据序列的整个部分来检测定时误差，或者可以使用针对随机或噪声数据而言是鲁棒的一部分已知数据序列来检测定时误差。
同时，DC移除器1070从经匹配滤波的信号中移除已被发射系统插入的导频音调信号(即DC信号)。其后，DC移除器1070将已处理信号输出到相位补偿器1110。
图50图解根据本发明的实施例的DC移除器的详细方框图。在这里，对输入复数信号的实数元素(或同相(I))和虚数元素(或正交(Q))中的每一个执行相同的信号处理过程，从而估计并移除每个元素的DC值。为此，图50所示的DC移除器包括第一DC估计器和移除器1900及第二DC估计器和移除器1950。在这里，第一DC估计器和移除器1900包括R样本缓冲器1901、DC估计器1902、M样本保持器1903、C样本延迟1904、以及减法器1905。在这里，第一DC估计器和移除器1900估计并移除实数元素的DC(即同相DC)。此外，第二DC估计器和移除器1953包括R样本缓冲器1951、DC估计器1952、M样本保持器1953、C样本延迟1954、以及减法器1955。第二DC估计器和移除器1950估计并移除虚数元素的DC(即正交DC)。在本发明中，第一DC估计器和移除器1900及第二DC估计器和移除器1950可以接收不同的输入信号。然而，每个DC估计器和移除器1900和1950具有相同的结构。因此，在这里将提出第一DC估计器和移除器1900的详细说明，且为简单起见将省略第二DC估计器和移除器1950的详细说明。
更具体而言，经匹配滤波器1060匹配滤波的同相信号被输入到DC移除器1070内的第一DC估计器和移除器1900的R样本缓冲器1901且随后被存储。R样本缓冲器1901是具有R样本的长度的缓冲器。在这里，R样本缓冲器1901的输出被输入到DC估计器1902和C样本延迟1904。DC估计器1902使用从缓冲器1901输出的具有R样本的长度的数据，以便通过使用如下所示的数学计算8来估计DC值。
[数学计算8]
y [ n ] = 1 R Σ k = 0 R - 1 x [ k + M * n ]
在上述数学计算8中，x[n]表示存储在缓冲器1901中的输入样本数据。而且，y[n]表示DC估计值。更具体而言，DC估计器1902累计存储在缓冲器1901中的R个样本数据并通过用累计值除以R来估计DC值。这里，所存储的输入样本数据集被移位多达M样本。在这里，每M个样本输出DC估计值一次。
图51图解用于DC估计的输入样本数据的移位。例如，当M等于1(即M＝1)时，每当样本被移位至缓冲器1901中时，DC估计器1902估计DC值。因此，对于每个样本输出每个估计结果。如果M等于R(即M＝R)，则每当R个样本被移位至缓冲器1901时，DC估计器1902估计DC值。因此，对于每个R样本的循环输出每个估计结果。因此，在这种情况下，DC估计器1902对应于以R个样本的块为单位进行操作的DC估计器。在这里，1至R范围内的任何值可以对应于值M。
如上所述，由于在每个M样本的循环之后输出DC估计器1902的输出，所以M样本保持器1903将从DC估计器1902估计的DC值保持M个样本的时段。然后，估计DC值被输出到减法器1905。而且，C样本延迟1904使存储在缓冲器1901中的输入样本数据延迟C个样本，其随后被输出到减法器1905。减法器1905用C样本延迟1904的输出减去M样本保持器1903的输出。其后，减法器1905输出已被移除同相DC的信号。
在这里，C样本延迟1904决定将用DC估计器1902的输出来补偿哪一部分的输入样本数据。更具体而言，可以将DC估计器和移除器1900划分成用于估计DC的DC估计器1902和用于补偿估计DC值内的输入样本数据的减法器。这里，C样本延迟1904决定将用估计DC值来补偿哪一部分的输入样本数据。例如，当C等于0(即C＝0)时，用通过使用R个样本获得的估计DC值来补偿R个样本的开头。替换地，当C等于R(即C＝R)时，用通过使用R个样本获得的估计DC值来补偿R个样本的结尾。类似地，已被移除DC的数据被输入到相位补偿器1110的缓冲器1111和频率偏移估计器1112。
同时，图52图解根据本发明的另一个实施例的DC移除器的详细方框图。在这里，对输入复数信号的实数元素(或同相(I))和虚数元素(或正交(Q))中的每一个执行相同的信号处理，从而估计并移除每个元素的DC值。为此，图52所示的DC移除器包括第一DC估计器和移除器2100及第二DC估计器和移除器2150。图52对应于无限冲激响应(IIR)结构。
在这里，第一DC估计器和移除器2100包括乘法器2101、加法器2102、1样本延迟2103、乘法器2104、C样本延迟2105、以及减法器2106。而且，第二DC估计器和移除器2150包括乘法器2151、加法器2152、1样本延迟2153、乘法器2154、C样本延迟2155、以及减法器2156。在本发明中，第一DC估计器和移除器2100及第二DC估计器和移除器2150可以接收不同的输入信号。然而，每个DC估计器和移除器2100和2150具有相同的结构。因此，在这里将给出第一DC估计器和移除器2100的详细说明，并为简单起见将省略第二DC估计器和移除器2150的详细说明。
更具体而言，经匹配滤波器1060匹配滤波的同相信号被输入到DC移除器1070内的第一DC估计器和移除器2100的乘法器2101和C样本延迟2105。乘法器2101将预定常数α与被输入的同相信号相乘。然后，乘法器2101将相乘结果输出到加法器2102。加法器2102将乘法器2101的输出与被反馈的乘法器2104的输出相加。其后，加法器2102将相加结果输出到1样本延迟2103和减法器2106。更具体而言，加法器2102的输出对应于估计的同相DC值。
1样本延迟2103使估计DC值延迟1样本并将被延迟1样本的DC值输出到乘法器2104。乘法器2104将预定常数(1-α)与被延迟1样本的DC值相乘。然后，乘法器2104将相乘结果反馈到加法器2102。
随后，C样本延迟2105使同相样本数据延迟C个样本，然后将被延迟的同相样本数据输出到减法器2106。减法器2106用C样本延迟2105的输出减去加法器2102的输出，从而输出已被移除同相DC的信号。
类似地，已被移除DC的数据被输入到图39的相位补偿器1110的缓冲器1111和频率偏移估计器1112。
频率偏移估计器1112使用从已知序列检测器和初始频率偏移估计器1004-1输出的已知序列地点指示符以便从被输入的已知数据序列估计频率偏移，该已知数据序列已被DC移除器1070移除DC。然后，频率偏移估计器1112将估计频率偏移输出到保持器1113。类似地，在已知数据序列的每个重复循环处获得频率偏移估计值。
因此，保持器1113在已知数据序列的循环周期期间保持频率偏移估计值并随后将频率偏移估计值输出到NCO 1114。NCO 1114生成对应于被保持器1113保持的频率偏移的复数信号并将生成的复数信号输出到乘法器1115。
乘法器1115将从NCO 1114输出的复数信号与缓冲器1111中的被延迟设定时间段的数据相乘，从而补偿包括在延迟数据中的相变。具有已被乘法器1115补偿的相变的数据通过抽取器1200以便被输入到均衡器1003。这里，由于相位补偿器1110的频率偏移估计器1112所估计的频率偏移不通过环路滤波器，所以该估计频率偏移指示已知数据序列之间的相位差。换言之，该估计频率偏移指示相位偏移。
信道均衡器
在解调器1002中使用已知数据解调的数据被输入到信道均衡器1003。解调数据被输入到已知序列检测器1004。
均衡器1003可以通过使用多种方法来执行信道均衡。在本发明的说明书中将给出估计信道脉冲响应(CIR)以便执行信道均衡的示例。最特别地，在这里还将描述依照被分级划分且从发射系统发送的数据组内的每个区来估计CIR并以不同的方式应用每个CIR的示例。此外，通过使用依照发射系统与接收系统之间的协定已知的已知数据、位置和内容、和/或场同步数据以便估计CIR，本发明能够以更高的稳定性来执行信道均衡。
在这里，如图5所示，为了均衡处理而输入的数据组被划分成区A至D。更具体地说，在本发明的示例中，每个区A、B、C和D分别被进一步划分成MPH块B4至B7、MPH块B3和B8、MPH块B2和B9、MPH块B1和B10。
更具体而言，在发射系统中可以在最多4个VSB帧中指配并发送数据组。在这种情况下，所有数据组不包括场同步数据。在本发明中，包括场同步数据的数据组使用场同步数据和已知数据来执行信道均衡。而且，不包括场同步数据的数据组使用已知数据来执行信道均衡。例如，包括场同步数据的MPH块B3的数据使用从场同步数据区域计算的CIR和从第一已知数据区域计算的CIR来执行信道均衡。而且，MPH块B1和B2的数据使用从场同步数据区域计算的CIR和从第一已知数据区域计算的CIR来执行信道均衡。同时，不包括场同步数据的MPH块B4至B6的数据使用从第一已知数据区域和第三已知数据区域计算的CIR来执行信道均衡。
如上所述，本发明使用根据场同步数据和已知数据序列估计的CIR以便对数据组内的数据执行信道均衡。这里，可以依照数据组内的每个区的特性来直接使用每个估计CIR。替换地，也可以对多个估计CIR进行内插或外插以便生成随后被用于信道均衡处理的新CIR。
在这里，当已知特定点Q处的函数F(x)的值F(Q)和另一特定点S处的函数F(x)的值F(S)时，内插指的是估计在点Q与S之间的区段内的点的函数值。线性内插对应于许多内插操作之中的最简单的形式。本文所述的线性内插仅仅是许多可能的内插方法之中的示例性内插方法。而且，因此，本发明不仅限于本文所阐述的示例。
替换地，当已知特定点Q处的函数F(x)的值F(Q)和另一特定点S处的函数F(x)的值F(S)时，外插指的是估计在点Q与S之间的区段外面的点的函数值。线性外插是许多外插操作之中的最简单的形式。类似地，本文所述的线性外插仅仅是许多可能的外插方法之中的示例性外插方法。而且，因此，本发明不仅限于本文所阐述的示例。
图53图解了根据本发明另一实施例的信道均衡器的方框图。在这里，通过估计和补偿来自信道均衡信号的剩余载波相位误差，可以增强本发明的接收系统。参照图53，信道均衡器包括第一频域转换器3100、信道估计器3110、第二频域转换器3121、系数计算器3122、失真补偿器3130、时域转换器3140、剩余载波相位误差移除器3150、噪声消除器(NC)3160、以及决定单元3170。
在这里，第一频域转换器3100包括使输入的数据重叠的重叠单元3101和将从重叠单元3101输出的数据转换成频域数据的快速傅立叶变换(FFT)单元3102。
信道估计器3110包括CIR估计器、相位补偿器3112、前CIR清除器3113、CIR内插器/外插器3114、后CIR清除器、以及补零单元。
第二频域转换器3121包括用于将从信道估计器3110输出的CIR转换成频域CIR的快速傅立叶变换(FFT)单元。
时域转换器3140包括将已被失真补偿器3130补偿失真的数据转换成时域数据的IFFT单元3141和从IFFT单元3141输出的数据中仅提取有效数据的保存单元3142。
剩余载波相位误差移除器3150包括移除包括在信道均衡数据中的剩余载波相位误差的误差补偿器3151、以及使用信道均衡数据和决定单元3170的决定数据以便估计剩余载波相位误差，从而将估计误差输出到误差补偿器3151的剩余载波相位误差估计器3152。在这里，可以使用执行复数乘法的任何器件作为失真补偿器3130和误差补偿器3151。
这里，由于接收的数据对应于被调制成VSB型数据的数据，所以在实数元素中仅存在8级分散数据。因此，参照图53，在噪声消除器3160和决定单元3170中使用的所有信号对应于实数(或同相)信号。然而，为了估计并补偿剩余载波相位误差和相位噪声，需要实数(同相)元素和虚数(正交)元素两者。因此，剩余载波相位误差移除器3150接收并使用正交元素以及同相元素。通常，在执行信道均衡处理之前，接收系统内的解调器902执行载波的频率和相位恢复。然而，如果未经充分补偿的剩余载波相位误差被输入到信道均衡器，则信道均衡器的性能可能劣化。特别地，在动态信道环境中，由于频繁和突然的信道变化，剩余载波相位误差可能大于静态信道环境的情况。最后，这充当使本发明的接收性能劣化的重要因素。
此外，包括在接收系统中的本地振荡器(未示出)应优选地包括单个频率元素。然而，该本地振荡器实际上包括期望的频率元素以及其它频率元素。此类不需要(或不期望)的频率元素被称为本地振荡器的相位噪声。此类相位噪声还使本发明的接收性能劣化。难以从一般信道均衡器补偿此类剩余载波相位误差和相位噪声。因此，可以如图53所示通过在信道均衡器中包括载波恢复环路(即剩余载波相位误差移除器3150)以便移除剩余载波相位误差和相位噪声来增强信道均衡性能。
更具体而言，由第一频域转换器3100的重叠单元3101以预定重叠比将在图53中解调的接收数据重叠，其随后被输出到FFT单元3102。FFT单元3102通过用FFT处理数据来将重叠时域数据转换成重叠频域数据。然后，经转换的数据被输出到失真补偿器3130。
失真补偿器3130对从包括在第一频域转换器3100中的FFT单元3102输出的重叠频域数据和从系数计算器3122计算的均衡系数执行复数乘法，从而补偿从FFT单元3102输出的重叠数据的信道失真。然后，补偿数据被输出到时域转换器3140的IFFT单元3141。IFFT单元3141对已进行信道失真补偿的重叠数据执行IFFT，从而将重叠数据转换成时域数据，该时域数据随后被输出到剩余相位载波误差移除器3150的误差补偿器3151。
误差补偿器3151将补偿估计剩余载波相位误差和相位噪声的信号与从时域提取的有效数据相乘。因此，误差补偿器3151移除包括在有效数据中的剩余载波相位误差和相位噪声。
已由误差补偿器3151补偿剩余载波相位误差的数据被输出到剩余载波相位误差估计器3152以便估计剩余载波相位误差和相位噪声并同时被输出到噪声消除器3160以便移除(或消除)噪声。
剩余载波相位误差估计器3152使用误差补偿器3151的输出数据和决定单元3170的决定数据来估计剩余载波相位误差和相位噪声。然后，剩余载波相位误差估计器3152将用于补偿估计剩余载波相位误差和相位噪声的信号输出到误差补偿器3151。在本发明的本实施例中，将估计剩余载波相位误差和相位噪声的倒数作为用于补偿剩余载波相位误差和相位噪声的信号输出。
图54图解根据本发明实施例的剩余载波相位误差估计器3152的详细方框图。在这里，剩余载波相位误差估计器3152包括相位误差检测器3211、环路滤波器3212、数控振荡器(NCO)3213、以及共轭器3214。参照图54，决定数据、相位误差检测器3211的输出、以及环路滤波器3212的输出全部是实数信号。而且，误差补偿器3151的输出、NCO 3213的输出、以及共轭器3214的输出全部是复数信号。
相位误差检测器3211接收误差补偿器3151的输出数据和决定单元3170的决定数据以便估计剩余载波相位误差和相位噪声。然后，相位误差检测器3211将估计的剩余载波相位误差和相位噪声输出到环路滤波器。
环路滤波器3212随后对剩余载波相位误差和相位噪声进行滤波，从而将滤波结果输出到NCO 3213。NCO 3213生成对应于滤波剩余载波相位和相位噪声的余弦，该余弦随后被输出到共轭器3214。
共轭器3214计算由NCO 3213生成的余弦波的共轭值。然后，所计算的共轭值被输出到误差补偿器3151。这里，共轭器3214的输出数据变成信号的倒数，补偿剩余载波相位误差和相位噪声。换言之，共轭器3214的输出数据变成剩余载波相位误差和相位噪声的倒数。
误差补偿器3151对从时域转换器3140输出到均衡数据和从共轭器3214输出且补偿剩余载波相位误差和相位噪声的信号执行复数乘法，从而移除包括在均衡数据中的剩余载波相位误差和相位噪声。同时，相位误差检测器3211可以通过使用各种方法和结构来估计剩余载波相位误差和相位噪声。根据本发明的本实施例，通过使用决定指向法来估计剩余载波相位误差和相位噪声。
如果在信道均衡数据中未包括剩余载波相位误差和相位噪声，则根据本发明的决定指向相位误差检测器使用这样的事实，即在信道均衡数据与决定数据之间的相关值中只存在实数值。更具体而言，如果未包括剩余载波相位误差和相位噪声，且当相位误差检测器3211的输入数据表示为xi+jxq|时，可以通过使用下面所示的数学计算9来获得相位误差检测器3211的输入数据与决定数据之间的相关值：
[数学计算9]
E { ( x i + j x q ) ( x i ^ + j x q ^ ) * }
这里，在xi与xq之间不存在相关性。因此，xi与xq之间的相关值等于0。因此，如果不包括剩余载波相位误差和相位噪声，在这里仅存在实数值。然而，如果包括剩余载波相位误差和相位噪声，则在虚数值中显示实数元素，且在实数值中显示虚数元素。因此，在这种情况下，在相关值中显示虚数元素。因此，可以假设相关值的虚数部分与剩余载波相位误差和相位噪声成比例。因此，如下数学计算10所示，可以使用相关值的虚数作为剩余载波相位误差和相位噪声。
Figure GPA00001035231400942
图55图解获得剩余载波相位误差和相位噪声的相位误差检测器3211的方框图。在这里，相位误差检测器3211包括希耳伯特转换器3311、复数配置器3312、共轭器3313、乘法器3314、以及相位误差输出3315。更具体而言，希耳伯特转换器3311通过对决定单元3170的决定值
Figure GPA00001035231400943
执行希尔伯特转换来产生虚数决定数据
Figure GPA00001035231400944
。生成的虚数决定值随后被输出到复数配置器3312。复数配置器3312使用决定数据
Figure GPA00001035231400945
和
Figure GPA00001035231400946
来配置复数决定数据
Figure GPA00001035231400951
，其随后被输出到共轭器3313。共轭器3313对复数共轭器3312的输出取共轭，从而将共轭值输出到乘法器3314。乘法器3314对误差补偿器3151的输出数据和共轭器3313的输出数据
Figure GPA00001035231400952
执行复数乘法，从而获得误差补偿器3151的输出数据
Figure GPA00001035231400953
与决定单元3170的决定值
Figure GPA00001035231400954
之间的相关性。从乘法器3314获得的相关数据随后被输入到相位误差输出3315。相位误差输出3315将从乘法器3314输出的相关数据的虚数部分
Figure GPA00001035231400955
作为剩余载波相位误差和相位噪声输出。
图55所示的相位误差检测器是多种相位误差检测方法的示例。因此，在本发明中可以使用其它类型的相位误差检测器。因此，本发明不仅限于在本发明的说明中提出的示例和实施例。此外，根据本发明的另一实施例，将至少2个相位误差检测器组合以便检测剩余载波相位误差和相位噪声。
因此，已如上所述被移除所检测的剩余载波相位误差和相位噪声的剩余载波相位误差移除器3150的输出由具有信道均衡、剩余载波相位误差和相位噪声的原始(或初始)信号、以及与在信道均衡期间被放大成有色噪声的白噪声相对应的信号的相加配置。
因此，噪声消除器3160接收剩余载波相位误差移除器3150的输出数据和决定单元3170的决定数据，从而估计有色噪声。然后，噪声消除器3160用已从中移除剩余载波相位误差和相位噪声的数据减去估计的有色噪声，从而移除在均衡处理期间被放大的噪声。
为此，噪声消除器3160包括减法器和噪声预测器。更具体而言，减法器用剩余载波相位误差估计器3150的输出数据减去由噪声预测器预测的噪声。然后，减法器输出用于消除(移除)放大的噪声以进行数据恢复的信号，并同时将同一信号输出到决定单元3170。噪声预测器通过用已被剩余载波相位误差估计器3150移除剩余载波相位误差的信号减去决定单元3170的输出来计算噪声元素。其后，噪声预测器使用所计算的噪声元素作为包括在噪声预测器中的滤波器的输入数据。而且，噪声预测器使用滤波器(未示出)以便预测包括在剩余载波相位误差估计器3150的输出符号中的任何有色噪声元素。因此，噪声预测器将预测的有色噪声元素输出到减法器。
已被噪声消除器3160移除(或消除)噪声的数据被输出以进行数据解码处理且同时被输出到决定单元3170。
决定单元3170选择多个预定决定数据集合(例如8个决定数据集)中的最接近噪声消除器3160的输出数据的一个，从而将所选数据输出到剩余载波相位误差估计器3152和噪声消除器3160。
同时，接收的数据被输入到包括在信道均衡器中的第一频域转换器3100的重叠单元3101并同时被输入到信道估计器3110的CIR估计器3111。
CIR估计器3111使用例如在已知数据区段期间被输入的数据和已知数据等训练序列以便估计CIR，从而将所估计的CIR输出到相位补偿器3112。如果要进行信道均衡的数据是包括场同步数据的数据组内的数据，则在CIR估计器3111中使用的训练序列可以变成场同步数据和已知数据。同时，如果要进行信道均衡的数据是不包括场同步数据的数据组内的数据，则在CIR估计器3111中使用的训练序列可以仅变成已知数据。
例如，CIR估计器3111使用与在已知数据区段期间由接收系统依照接收系统与发射系统之间的协定生成的参考已知数据对应的已知数据来估计CIR。为此，从已知序列检测器1004向CIR估计器3111提供已知数据地点信息。而且，可以从已知序列检测器1004向CIR估计器3111提供场同步地点信息。
此外，在本发明的本实施例中，CIR估计器3111通过使用最小二乘(LS)法来估计CIR。
LS估计法计算已在已知数区段期间通过信道的已知数据与已为接收端所知的已知数据之间的互相关值p。然后，计算已知数据的互相关矩阵R。随后，对R-1·p执行矩阵运算以便接收的数据与初始已知数据之间的互相关值P内的互相关部分，从而估计传输信道的CIR。
相位补偿器3112补偿所估计的CIR的相变。然后，相位补偿器3112将经补偿的CIR输出到线性内插器3113。在这一点，相位补偿器3112可以通过使用最大似然法来补偿所估计的CIR的相变。
更具体而言，包括在已解调的接收数据中并因此被输入的剩余载波相位误差和相位噪声以一个已知数据序列的循环周期改变CIR估计器3111所估计的CIR的相位。在这一点，如果由于相变的高速率而未以线性形式执行用于线性内插处理的输入CIR的相变，则当通过根据由线性内插法估计的CIR计算均衡系数来补偿信道时可能使本发明的信道均衡性能劣化。
因此，本发明移除(或消除)CIR估计器3111所估计的CIR的相变量，以便失真补偿器3130允许剩余载波相位误差和相位噪声在未被补偿的情况下绕过失真补偿器3130。因此，由剩余载波相位误差移除器3150来补偿剩余载波相位误差和相位噪声。
为此，本发明通过使用最大似然法来移除(或消除)由相位补偿器3112估计的CIR的相变量。
最大似然法的基本思想涉及估计彼此相关(或共同)存在于所有CIR元素中的相位元素，然后将所估计的CIR与彼此相关(或公共)相位元素的倒数相乘，以便信道均衡器、最特别地是失真补偿器3130不补偿彼此相关的相位元素。
更具体而言，当将彼此相关的相位元素表示为θ时，与先前估计的CIR相比，新估计的CIR的相位被旋转θ。当将点t的CIR表示为hi(t)时，最大似然相位补偿法获得对应于hi(t)被旋转θ时的相位θML，hi(t)的CIR与hi(t+1)的CIR、即点(t+1)的CIR之间的差的平方值变成最小值。此处，当i表示估计CIR的分支(tap)时，且当N表示由CIR估计器3111估计的CIR的分接头的数目时，θML的值等于或大于0，且等于或小于N-1。可以通过使用下面所示的数学计算11来计算此值：
[数学计算11]
θ ML = min θ Σ i = 0 N - 1 | h i ( t ) e jθ - h i ( t + 1 ) | 2
这里，按照最大似然法，当关于θ对数学计算11的右侧求导等于0时，彼此相关的相位元素θML等于θ的值。在下面的数学计算12中示出上述条件：
[数学计算12]
d dθ Σ i = 0 N - 1 | h i ( t ) e jθ - h i ( t + 1 ) | 2
= d dθ Σ i = 0 N - 1 ( h i ( t ) e jθ - h i ( t + 1 ) ) ( h i ( t ) e jθ - h i ( t + 1 ) ) *
= d dθ Σ i = 0 N - 1 { | h i ( t ) | 2 + | h i + 1 ( t ) | 2 - h i ( t ) h i * ( t + 1 ) e jθ - h i * ( t ) h i ( t + 1 ) e - jθ }
= Σ i = 0 N - 1 { j h i * ( t ) h i ( t + 1 ) e - jθ - j h i * ( t ) h i ( t + 1 ) e jθ }
= j Σ i = 0 N - 1 2 Im { h i * ( t ) h i ( t + 1 ) e - jθ } = 0
可以如以下数学计算13所示简化上述数学计算12。
[数学计算13]
Im { e - jθ Σ i = 0 N - 1 { h i * ( t ) h i ( t + 1 ) } } = 0
θ ML = arg ( Σ i = 0 N - 1 h i * ( t ) h i ( t + 1 ) )
更具体地说，数学计算13对应于将通过hi(t)与hi(t+1)之间的相关值的幅角来估计的θML值。
图56图解根据本发明的实施例的相位补偿器，其中，如上所述地计算彼此相关相位元素θML，并且其中，在估计的CIR下补偿估计的相位元素。参照图56，相位补偿器包括相关性计算器3410、相变估计器3420、补偿信号发生器3430、以及乘法器3440。
相关性计算器3410包括第一N符号缓冲器3411、N符号延迟3412、第二N符号缓冲器3413、共轭器3414、以及乘法器3415。更具体而言，包括在相关性计算器3410中的第一N符号缓冲器3411能够将从CIR估计器3111输入的以符号为单位的数据存储为直至N个符号的最大限度。被临时存储在第一N符号缓冲器3411中的符号数据随后被输入到包括在相关性计算器3410中的乘法器3415并被输入到乘法器3440。
同时，由N符号延迟3412将从CIR估计器3111输出的符号数据延迟N个符号。然后，被延迟的符号数据通过第二N符号缓冲器3413并被输入到共轭器3414，以便被取共轭且随后被输入到乘法器3415。
乘法器3415将第一N符号缓冲器3411的输出与共轭器3414的输出相乘。然后，乘法器3415将相乘结果输出到包括在相变估计器3420中的累计器3421。
更具体地，相关性计算器3410计算长度为N的当前CIR hi(t+1)与长度同样为N的前一CIR hi(t)之间的相关性。然后，相关性计算器3410将所计算的相关值输出到相变估计器3420的累计器3421。
累计器3421累计在N符号周期期间从乘法器3415输出的相关值。然后，累计器3421将累计值输出到相位检测器3422。相位检测器3422随后如上述数学计算11所示地根据累计器3421的输出来计算彼此相关相位元素θML。然后，所计算的θML值被输出到补偿信号发生器3430。
补偿信号发生器3430将具有与所检测的相位相反的相位的复数信号e-jθ ML作为相位补偿信号输出到乘法器3440。乘法器3440将从第一N符号缓冲器3411输出的当前CIR hi(t+1)与相位补偿信号e-jθ ML相乘，从而移除所估计的CIR的相变量。
如上所述已被补偿相变的CIR通过第一清除器(或前CIR清除器)3113或绕过第一清除器3113，从而被输入到CIR计算器(或CIR内插器-外插器)3114。CIR内插器-外插器3114对估计CIR进行内插或外插，其随后被输出到第二清除器(或后CIR清除器)3115。这里，估计CIR对应于其相变被补偿的CIR。根据CIR内插器-外插器3114是对估计CIR进行内插还是外插，第一清除器3113运行或不运行。例如，如果CIR内插器-外插器3114对估计CIR进行内插，则第一清除器3113不运行。相反，如果CIR内插器-外插器3114对估计CIR进行外插，则第一清除器3113运行。
更具体而言，根据已知数据估计的CIR包括要获得的信道元素以及由噪声引起的抖动元素。由于此类抖动元素使均衡器的性能劣化，所以优选的是系数计算器3122在使用估计CIR之前移除抖动元素。因此，根据本发明的实施例，第一和第二清除器3113和3115中的每一个移除具有比预定阈值低的功率级的一部分估计CIR(即，以便估计CIR变为等于‘0’)。在这里，将此移除处理称为“CIR清除”处理。
CIR内插器-外插器3114通过将从CIR估计器3112估计的CIR乘以系数并通过将已由相位补偿器(或最大似然相位补偿器)3112补偿其相变的CIR乘以另一系数，从而将相乘值相加，来执行CIR内插。这里，可以将CIR的某些噪声元素相互相加，从而将其消除。因此，当CIR内插器-外插器3114执行CIR内插时，原始(或初始)CIR具有留在其中的噪声元素。换言之，当CIR内插器-外插器3114执行CIR内插时，已由相位补偿器3112补偿其相变的估计CIR绕过第一清除器3113且被输入到CIR内插器-外插器3114。随后，第二清除器3115清除经CIR内插器-外插器3114内插的CIR。
相反，CIR内插器-外插器3114通过使用两个均已由相位补偿器3112补偿其相变的CIR之间的差值来执行CIR外插，以便估计位于那两个CIR外面的CIR。因此，在这种情况下，噪声元素反而被放大。因此，当CIR内插器-外插器3114执行CIR外插时，使用经第一清除器3113清除的CIR。更具体而言，当CIR内插器-外插器3114执行CIR外插时，经外插的CIR通过第二清除器3115，从而被输入到补零单元3116。
同时，当第二频域转换器(或快速傅立叶变换(FFT2))3121将已被清除且从第二清除器3115输出的CIR转换到频域时，输入CIR的长度和FFT尺寸可能不匹配(或相互相同)。换言之，CIR长度可能小于FFT尺寸。在这种情况下，补零单元3116将对应于FFT尺寸与CIR长度之间的差的若干个零‘0’添加到输入的CIR，从而将已处理CIR输出到第二频域转换器(FFT2)3121。在这里，补零CIR可以对应于内插CIR、外插CIR、以及在已知数据区段中估计的CIR之一。
第二频域转换器3121对从补零单元3116输出的CIR执行FFT，从而将该CIR转换成频域CIR。然后，第二频域转换器3121将经转换的CIR输出到系数计算器3122。
系数计算器3122使用从第二频域转换器3121输出的频域CIR来计算均衡系数。然后，系数计算器3122将所计算的系数输出到失真补偿器3130。在这里，例如，系数计算器3122根据频域CIR来计算可以提供最小均方误差(MMSE)的频域的信道均衡系数，其被输出到失真补偿器3130。
失真补偿器3130对从第一频域转换器3100的FFT单元3102输出的频域的重叠数据和由系数计算器3122计算的均衡系数执行复数乘法，从而补偿从FFT单元3102输出的重叠数据的信道失真。
图57图解根据本发明的另一实施例的信道均衡器的方框图。换言之，图57图解示出在数据组被划分成图5所示的结构时通过依照区A、B、C、和D使用不同的CIR估计和应用方法来实现信道均衡器的另一示例的方框图。
更具体而言，如图5所示，在区A/B(即MPH块B3至B8)中周期性地发送充分的已知数据。因此，在这里可以使用一种使用CIR的间接均衡法。然后，在区C/D(即MPH块B1、B2、B9、以及B10)中，既不能以足够长的长度发送已知数据，也不能周期性地且等同地发送已知数据。因此，通过使用该已知数据不足以估计CIR。因此，在区C/D中，使用其中从均衡器的输出获得误差、从而更新系数的直接均衡法。
图57所示的本发明的实施例提出的示例包括通过使用循环前缀来对区A/B的数据执行间接信道均衡的方法和通过使用重叠和保存法来对区C/D的数据执行直接信道均衡的方法。
因此，参照图57，频域信道均衡器包括频域转换器3510、失真补偿器3520、时域转换器3530、第一系数计算单元3540、第二系数计算单元3550、以及系数选择器3560。
在这里，频域转换器3510包括重叠单元3511、选择单元3512、以及第一FFT单元3513。
时域转换器3530包括IFFT单元3531、保存单元3532、以及选择单元3533。
第一系数计算单元3540包括CIR估计器3541、平均值计算器3542、以及第二FFT单元3543、以及系数计算器3544。
第二系数计算单元3550包括决定单元3551、选择单元3552、减法器3553、补零单元3554、第三FFT单元3555、系数更新器3556、以及延迟单元3557。
而且，可以使用根据数据是对应于区A/B还是对应于区C/D来选择当前被作为输入数据而输入的数据的多路复用器(MUX)作为频域转换器3510的选择单元3512、时域转换器3530的选择单元3533、以及系数选择器3560。
在具有上述结构的信道均衡器中，如图57所示，如果被输入的数据对应于区A/B的数据，则频域转换器3510的选择单元3512选择重叠单元3511的输入数据而不是输出数据。在相同情况下，时域转换器的3530的选择单元3533选择IFFT单元3531的输出数据而不是保存单元的3532的输出数据。系数选择器3560选择从第一系数计算单元3540输出的均衡系数。
相反，如果被输入的数据对应于区C/D的数据，则频域转换器3510的选择单元3512选择重叠单元3511的输出数据而不是输入数据。在相同情况下，时域转换器的3530的选择单元3533选择保存单元的3532的输出数据而不是IFFT单元3531的输出数据。系数选择器3560选择从第二系数计算单元3550输出的均衡系数。
更具体而言，接收的数据被输入到频域转换器3510的重叠单元3511和选择单元3512，以及第一系数计算单元3540。如果输入的数据对应于区A/B的数据，则选择单元3512选择该接收的数据，该接收的数据随后被输出到第一FFT单元3513。另一方面，如果输入的数据对应于区C/D的数据，则选择单元3512选择被重叠单元3513重叠且随后被输出到第一FFT单元3513的数据。第一FFT单元3513对从选择单元3512输出的时域数据执行FFT，从而将时域数据转换成频域数据。然后，经转换的数据被输出到失真补偿器3520和第二系数计算单元3550的延迟单元3557。
失真补偿器3520对从第一FFT单元3513输出的频域数据和从系数选择器3560输出的均衡系数执行复数乘法，从而补偿在从第一FFT单元3513输出的数据中检测到的信道失真。
然后，经失真补偿的数据被输出到时域转换器3530的IFFT单元3531。时域转换器3530的IFFT单元3531对经信道失真补偿的数据执行IFFT，从而将补偿数据转换成时域数据。经转换的数据随后被输出到保存单元3532和选择单元3533。如果输入的数据对应于区A/B的数据，则选择单元3533选择IFFT单元3531的输出数据。另一方面，如果输入的数据对应于区C/D，则选择单元3533选择从保存单元3532提取的有效数据。然后，所选数据被输出以进行解码，同时被输出到第二系数计算单元3550。
第一系数计算单元3540的CIR估计器3541使用在已知数据区段期间接收到的数据和已知数据区段的已知数据以便估计CIR，接收系统根据接收系统与发射系统之间的协定而已知所述已知数据。随后，所估计的CIR被输出到平均值计算器3542。平均值计算器3542计算被连续输入的CIR的平均值。然后，所计算的平均值被输出到第二FFT单元3543。例如，参照图37，在点T1处估计的CIR值与在点T2处估计的CIR值的平均值被用于点T1与点T2之间存在的一般数据的信道均衡处理。因此，所计算的平均值被输出到第二FFT单元3543。
第二FFT单元3543对被输入的时域CIR执行FFT，以便将输入的CIR转换成频域CIR。然后，经转换的频域CIR被输出到系数计算器3544。系数计算器3544计算满足使用频域的CIR以便使均方误差最小化的条件的频域均衡系数。所计算的频域均衡器系数随后被输出到系数计算器3560。
第二系数计算单元3550的决定单元3551选择多个决定值(例如8个决定值)之中的最接近于均衡数据的一个决定值并将所选决定值输出到选择单元3552。在这里，可以使用多路复用器作为选择单元3552。在一般数据区段中，选择单元3552选择决定单元3551的决定值。替换地，在已知数据区段中，选择单元3552选择已知数据并将所选已知数据输出到减法器3553。减法器3553用选择单元652的输出减去包括在时域转换器3530中的选择单元3533的输出，以便计算(或获得)误差值。其后，所计算的误差值被输出到补零单元3554。
补零单元3554在输入误差中添加(或插入)对应于接收的数据的重叠量的相同量的零(0)。然后，用零(0)扩展的误差被输出到第三FFT单元3555。第三FFT单元3555将其中具有添加(或插入)的零(0)的时域误差转换成频域误差。然后，经转换的误差被输出到系数更新单元3556。系数更新单元3556使用已被延迟单元3557延迟的频域的接收数据和频域的误差以便更新前一均衡系数。然后，经更新的均衡系数被输出到系数选择器3560。
这里，将更新均衡系数存储以便可以在稍后的处理中将其用作前一均衡系数。如果输入数据对应于区A/B的数据，则系数选择器3560选择从第一系数计算单元3540计算的均衡系数。另一方面，如果输入数据对应于区C/D的数据，则系数选择器3560选择被第二系数计算单元3550更新的均衡系数。然后，所选均衡系数被输出到失真补偿器3520。
图58图解根据本发明另一实施例的信道均衡器的方框图。换言之，图58图解示出当数据组被分成图5所示的结构时通过根据区A、B、C、和D使用不同的CIR估计和应用方法的信道均衡器的另一示例的方框图。在本示例中，图解通过使用重叠和保存法对区A/B的数据执行间接信道均衡的方法和通过使用重叠和保存法对区C/D的数据执行直接信道均衡的方法。
因此，参照图58，频域信道均衡器包括频域转换器3610、失真补偿器3620、时域转换器3630、第一系数计算单元3640、第二系数计算单元3650、以及系数选择器3660。
在这里，频域转换器3610包括重叠单元3611和第一FFT单元3612。
时域转换器3630包括IFFT单元3631和保存单元3632。
第一系数计算单元3640包括CIR估计器3641、内插器3642、第二FFT单元3643、以及系数计算器3644。
第二系数计算单元3650包括决定单元3651、选择单元3652、减法器3653、补零单元3654、第三FFT单元3655、系数更新器3656和延迟单元3657。
而且，可以使用根据数据是对应于区A/B还是对应于区C/D来选择当前被作为输入数据而输入的数据的多路复用器(MUX)作为系数选择器3560。更具体而言，如果输入数据对应于区A/B的数据，则系数选择器3660选择从第一系数计算单元3640计算的均衡系数。另一方面，如果输入数据对应于区C/D的数据，则系数选择器3660选择被第二系数计算单元3650更新的均衡系数。
在具有上述结构的信道均衡器中，如图58所示，接收的数据被输入到频域转换器3610的重叠单元3611和第一系数计算单元3640。重叠单元3611将输入数据重叠至预定的重叠比并将重叠数据输出到第一FFT单元3612。第一FFT单元3612对重叠时域数据执行FFT，从而将重叠时域数据转换成重叠频域数据。然后，经转换的数据被输出到失真补偿器3620和第二系数计算单元3650的延迟单元3657。
失真补偿器3620对从第一FFT单元3612输出的重叠频域数据和从系数选择器3660输出的均衡系数执行复数乘法，从而补偿在从第一FFT单元3612输出的重叠数据中检测到的信道失真。然后，经失真补偿的数据被输出到时域转换器3630的IFFT单元3631。时域转换器3630的IFFT单元3631对经失真补偿的数据执行IFFT，从而将补偿数据转换成重叠时域数据。经转换的重叠数据随后被输出到保存单元3632。保存单元3632只从重叠时域数据中提取有效数据，该有效数据随后被输出以进行数据解码，且同时被输出到第二系数计算单元3650以便更新系数。
第一系数计算单元3640的CIR估计器3641使用在已知数据区段期间接收到的数据和已知数据以便估计CIR。随后，所估计的CIR被输出到内插器3642。内插器3642根据预定内插法使用输入的CIR来估计对应于位于估计CIR之间的点的CIR(即不包括已知数据的区的CIR)。然后，估计结果被输出到第二FFT单元3643。第二FFT单元3643对输入CIR执行FFT，以便将输入CIR转换成频域CIR。然后，经转换的频域CIR被输出到系数计算器3644。系数计算器3644计算满足使用频域的CIR以便使均方误差最小化的条件的频域均衡系数。所计算的频域均衡器系数随后被输出到系数计算器3660。
第二系数计算单元3650的结构和操作与图57所示的第二系数计算单元3550的结构和操作相同。因此，为简单起见将省略其说明。
如果输入数据对应于区A/B的数据，则系数选择器3660选择从第一系数计算单元3640计算的均衡系数。另一方面，如果输入数据对应于区C/D的数据，则系数选择器3660选择由第二系数计算单元3650更新的均衡系数。然后，所选的均衡系数被输出到失真补偿器3620。
图59图解根据本发明另一实施例的信道均衡器的方框图。换言之，图59图解显示当数据组被划分成图5所示的结构时通过根据区A、B、C、和D使用不同的CIR估计和应用方法的信道均衡器的另一示例的方框图。例如，在区A/B中，本发明通过使用最小二乘(LS)法使用已知数据以便估计CIR，从而执行信道均衡处理。另一方面，在区C/D中，本发明通过使用最小均方(LMS)法来估计CIR，从而执行信道均衡处理。更具体而言，由于在区C/D中不像在区A/B中一样存在周期已知数据，所以不能在区C/D中执行与区A/B相同的信道均衡处理。因此，只能通过使用LMS法来执行信道均衡处理。
参照图59，信道均衡器包括重叠单元3701、第一快速傅立叶变换(FFT)单元3702、失真补偿器3703、快速傅立叶逆变换(IFFT)单元3704、保存单元3705、第一CIR估计器3706、CIR内插器3707、决定单元3708、第二CIR估计器3710、选择单位3711、第二FFT单元3712、以及系数计算器3713。在这里，可以使用执行复数乘法的任何设备作为失真补偿器3703。在具有上述结构的信道均衡器中，如图59所示，重叠单元3701将要输入到信道均衡器的数据重叠至预定重叠比并随后将重叠数据输出到第一FFT单元3702。第一FFT单元3702通过使用快速傅立叶变换(FFT)将时域的重叠数据转换(或变换)成频域的重叠数据。然后，经转换的数据被输出到失真补偿器3703。
失真转换器3703对从系数计算器3713计算的均衡系数和频域的重叠数据执行复数乘法，从而补偿从第一FFT单元3702输出的重叠数据的信道失真。然后，经失真补偿的数据被输出到IFFT单元3704。IFFT单元3704对经失真补偿的重叠数据执行快速傅立叶逆变换(IFFT)，以便将相应数据转换回到时域数据(即重叠数据)。随后，经转换的数据被输出到保存单元3705。保存单元3705只从时域的重叠数据提取有效数据。然后，保存单元3705输出提取的有效数据以进行数据解码处理并同时将所提取的有效数据输出到决定单元3708以进行信道估计处理。
决定单元3708选择多个决定值(例如8个决定值)中的最接近均衡数据的一个并将所选的决定值输出到选择单元3709。在这里，可以使用多路复用器作为选择单元3709。在一般数据区段中，选择单元3709选择决定单元3708的决定值。替换地，在已知数据区段中，选择单元3709选择已知数据并将所选已知数据输出到第二CIR估计器3710。
同时，第一CIR估计器3706使用在已知数据区段中的输入数据和已知数据以便估计CIR。
然后，第一CIR估计器3736将所估计的CIR输出到CIR内插器3707。在这里，已知数据对应于由接收系统根据发射系统与接收系统之间的协定在已知数据区段期间创建的参考已知数据。在这一点，根据本发明的实施例，第一CIR估计器3706使用LS法来估计CIR。LS估计法计算已在已知数据区段期间通过信道的已知数据与已被接收端所知的已知数据之间的互相关值p。然后，计算已知数据的互相关矩阵R。随后，对R-1·p执行矩阵运算，以便互相关部分位于接收的数据与初始已知数据之间的互相关值P内，从而估计传输信道的CIR。
CIR内插器3707从第一CIR估计器3706接收CIR。而且，在两组已知数据之间的区段中，根据预定内插法来对CIR进行内插。然后，输出经内插的CIR。在这一点，预定内插法对应于通过使用为特定函数已知的一组数据来估计未知点处的特定数据集的方法。例如，此类方法包括线性内插法。该线性内插法仅仅是最简单内插法之一。可以使用多种其它内插法来代替上述线性内插法。很明显，本发明不仅限于本发明的说明中所阐述的示例。更具体地说，CIR内插器3707通过使用预定内插法来使用被输入的CIR以便估计不包括任何已知数据的区段的CIR。然后，所估计的CIR被输出到选择单元3711。
第二CIR估计器3710使用信道均衡器的输入数据和选择单元3709的输出数据以便估计CIR。然后，第二CIR估计器3710将估计CIR输出到选择单元3711。这里，根据本发明的实施例，通过使用LMS方法来估计CIR。在稍后处理中将详细描述LMS估计方法。
在区A/B中(即MPH块B3至B8)，选择单元3711选择从CIR内插器3707输出的CIR。而且，在区C/D(即MPH块B1、B2、B9、以及B10)中，选择单元3711选择从第二CIR估计器3710输出的CIR。其后，选择单元3711将所选CIR输出到第二FFT单元3712。
第二FFT单元3712将被输入的CIR转换成频域CIR，该频域CIR随后被输出到系数计算器3713。系数计算器3713使用被输入的频域CIR以便计算均衡系数并将所计算的均衡系数输出到失真补偿器3703。这里，系数计算器3713根据频域CIR来计算可以提供最小均方误差(MMSE)的频域的信道均衡系数。这里，第二CIR估计器3710可以使用在区A/B中估计的CIR作为区C/D开头处的CIR。例如，可以使用MPH块B8的CIR值作为MPH块B9的开头处的CIR值。因此，可以降低区C/D的会聚速度。
在第二CIR估计器3710中使用LMS方法来估计CIR的基本原理对应于接收未知传输信道的输出并更新(或刷新)自适应滤波器(未示出)的系数，以便使未知信道的输出值与自适应滤波器的输出值之间的差值最小化。更具体而言，更新自适应滤波器的系数值以便信道均衡器的输入数据等于包括在第二CIR估计器3710中的自适应滤波器(未示出)的输出值。然后，在每个FFT循环之后，将该滤波器系数作为CIR输出。
参照图60，第二CIR估计器3710包括用于每个分接头(tab)的延迟单元T、乘法器、以及系数更新单元。在这里，延迟单元T依次使选择单元3709的输出数据
Figure GPA00001035231401111
延迟。乘法器将从每个延迟单元T输出的各输出数据与误差数据e(n)相乘。系数更新单元通过使用对应于每个乘法器的输出来更新系数。在这里，为简单起见，将所提供的与分接头的数目一样多的乘法器称为第一相乘单元。此外，第二CIR估计器3710还包括多个乘法器，每个该乘法器将选择单元3709的输出数据和延迟单元T的输出数据(其中不包括最后一个延迟单元的输出数据)与对应于每个系数更新单元的输出数据相乘。所提供的这些乘法器也与分接头的数目一样多。为简单起见，将这组乘法器称为第二相乘单元。
第二CIR估计器3710还包括加法器和减法器。在这里，加法器将从包括在第二乘法器单元中的每个乘法器输出到所有数据相加。然后，将该相加值输出，作为被输入到信道均衡器的数据的估计值
Figure GPA00001035231401112
。减法器计算加法器的输出数据
Figure GPA00001035231401113
与信道均衡器的输入数据y(n)之间的差。然后，将所计算的差值作为误差数据e(n)输出。参照图60，在一般数据区段中，均衡数据的决定值被输入到包括在第二CIR估计器3710中的第一延迟单元和包括在第二乘法器中的第一乘法器。在已知数据区段中，已知数据被输入到包括在第二CIR估计器3710中的第一延迟单元和包括在第二乘法器单元中的第一乘法器。输入数据
Figure GPA00001035231401114
通过穿过许多串联地连接的延迟单元T而被依次延迟，延迟单元T的数目对应于分接头的数目。由包括在第一乘法器单元中的每个相应乘法器将每个延迟单元T的输出数据和误差数据e(n)相乘。然后，由每个系数更新单元来更新系数。
被相应系数更新单元更新的每个系数与输入数据、输出数据
Figure GPA00001035231401115
以及与除最后延迟之外的每个延迟单元T的输出数据相乘。然后，相乘的值被输入到加法器。加法器随后将从第二乘法器单元输出的所有输出数据相加并将相加的值输出到减法器作为信道均衡器的输入数据的估计值
Figure GPA00001035231401121
。减法器计算信道均衡器的估计值
Figure GPA00001035231401122
与输入数据y(n)之间的差值。该差值随后被输出到第一乘法器单元的每个乘法器作为误差数据e(n)。在这一点，误差数据e(n)通过穿过每个延迟单元T被输出到第一乘法器单元的每个乘法器。如上所述，自适应滤波器的系数被连续更新。而且，在每个FFT循环之后，将每个系数更新单元的输出作为第二CIR估计器3710的CIR输出。
块解码器
同时，如果在被均衡器1003信道均衡之后被输入到块解码器1005的数据对应于已由发射系统对其执行块编码和网格编码的数据(即RS帧内的数据、信令信息数据等)，则作为发射系统的相反处理，对该输入的数据执行网格解码和块解码处理。替换地，如果被输入到块解码器1005的数据对应于仅对其执行网格编码而未执行块编码的数据(即主业务数据)，则作为发射系统的相反处理，仅对输入的数据执行网格解码处理。
经块解码器1005进行网格解码和块解码的数据随后被输出到RS帧解码器1006。更具体而言，块解码器1005移除已知数据、用于网格初始化的数据、以及信令信息数据、已被插入数据组中的MPEG报头、以及已被发射系统的RS编码器/非系统化RS编码器或非系统化RS编码器添加的RS奇偶校验数据。然后，块解码器1005将已处理数据输出到RS帧解码器1006。在这里，可以在块解码处理之前，或者可以在块解码处理期间或之后执行数据的移除。
同时，经块解码器1005进行网格解码的数据被输出到数据去交织器1009。这里，经块解码器1005网格解码且被输出到数据去交织器1009的数据可以不仅包括主业务数据，而且可以包括RS帧内的数据和信令信息。此外，在预处理器230之后由发射系统添加的RS奇偶校验数据也可以被包括在被输出到数据去交织器1009的数据中。
根据本发明的另一实施例，未由发射系统用块解码进行处理而是仅用网格编码进行处理的数据可以直接绕过块解码器1005以便被输出到数据去交织器1009。在这种情况下，应在数据交织器1009之前提供网格解码器。更具体而言，如果输入的数据对应于仅对其执行网格编码而未执行块编码的数据，则块解码器1005对输入的数据执行Viterbi(或网格)解码，以便输出硬决定值或者对软决定值执行硬决定，从而输出结果。
同时，如果输入的数据对应于已对其执行块编码处理和网格编码处理两者的数据，则块解码器1005输出相对于输入的数据的软决定值。
换言之，如果输入的数据对应于在发射系统中由块处理器302用块编码进行处理且由网格编码模块256用网格编码进行处理的数据，则作为发射系统的相反处理，块解码器1005对输入的数据执行解码处理和网格解码处理。这里，可以将包括在发射系统中的预处理器的RS帧编码器视为外(或外部)编码器。而且，可以将网格编码器视为内(或内部)编码器。当对此类级联码进行解码时，为了允许块解码器1005使其对外部编码数据进行解码的性能最大化，内部码的解码器应输出软决定值。
图61图解根据本发明的实施例的块解码器1005的详细方框图。参照图61，块解码器1005包括反馈控制器4010、输入缓冲器4011、网格解码单元(或12路网格编码调制(TCM)解码器或内部解码器)4012、符号-字节转换器4013、外部块提取器4014、反馈去格式器4015、符号去交织器4016、外部符号映射器4017、符号解码器4018、内部符号映射器4019、符号交织器4020、反馈格式器4021、以及输出缓冲器4022。在这里，就像在发射系统中一样，可以将网格解码单元4012视为内(或内部)解码器。而且，可以将符号解码器4018视为外(或外部)解码器。
输入缓冲器4011临时存储被信道均衡且从均衡器1003输出的移动业务数据。(在这里，移动业务数据符号可以包括对应于信令信息的符号、在RS帧的编码处理期间添加的RS奇偶校验数据符号和CRC数据符号。)其后，输入缓冲器4011反复地以turbo解码处理所需的turbo块(TDL)尺寸将存储的符号输出到网格解码单元4012M次。
还可以将turbo解码长度(TDL)称为turbo块。在这里，TDL应包括至少一个SCCC块尺寸。因此，如图5所定义的那样，当假设一个MPH块是16段单元且10个MPH块的组合形成一个SCCC块时，TDL应等于或大于最大可能组合尺寸。例如，当假设2个MPH块形成一个SCCC块时，TDL可以等于或大于32段(即828*32＝26496符号)。在这里，M指示由反馈控制器4010预先决定的turbo解码的重复次数。
而且，M表示turbo解码处理的重复次数，该次数由反馈控制器4010预定。
另外，在经信道均衡并从均衡器1003输出的符号的值之中，对应于其中不包括移动业务数据符号(包括RS帧编码期间的RS奇偶校验数据符号和CRC数据符号)的区段的输入符号值绕过输入缓冲器4011而不被存储。更具体而言，由于对其中未执行SCCC块编码的区段的输入符号值执行网格编码，所以输入缓冲器4011将相应区段的输入符号值直接输入到网格编码模块4012而不执行任何存储、重复、以及输出处理。由反馈控制器4010来控制输入缓冲器4011的存储、重复、以及输出处理。在这里，反馈控制器4010参考从信令信息解码单元1013输出的SCCC相关信息(例如SCCC块模式和SCCC外码模式)，以便控制输入缓冲器4011的存储和输出处理。
网格解码单元4012包括12路TCM解码器。在这里，作为12路网格编码器的相反处理，网格解码单元4012执行12路网格解码。
更具体而言，网格解码单元4012接收输入缓冲器4011的若干输出符号和等于每个TDL的反馈格式器4021的软决定值，以便执行TCM解码处理。
这里，基于反馈控制器4010的控制，将从反馈格式器4021输出的软决定值与若干移动业务数据符号位置匹配以便使其一对一(1∶1)对应。在这里，移动业务数据符号位置的数目等于从输入缓冲器4011输出的TDL。
更具体而言，从输入缓冲器4011输出的移动业务数据与输入的turbo解码数据是匹配的，因此每个数据位置可以相互对应。其后，匹配数据被输出到网格解码单元4012。例如，如果turbo解码数据对应于turbo块内的第三符号，则相应符号(或数据)与包括在从输入缓冲器4011输出的turbo块中的第三符号是匹配的。随后，匹配符号(或数据)被输出到网格解码单元4012。
为此，当正在进行回退turbo解码时，反馈控制器4010控制输入缓冲器4011以便输入缓冲器4011存储相应的turbo块数据。而且，通过使数据(或符号)延迟，从符号交织器4020输出的符号的软决定值(例如LLR)与对应于输出符号的块内的相同位置(或地点)的输入缓冲器4011的符号被相互匹配成一一对应。其后，控制匹配符号，以便可以通过各路径将其输入到TCM解码器。在预定数目的turbo解码循环周期重复此处理。然后，从输入缓冲器4011输出下一个turbo块的数据，从而重复turbo解码处理。
网格解码单元4012的输出表示配置每个符号的传输位的可靠程度。例如，在发射系统中，由于网格编码模块的输入数据对应于作为一个符号的两个位，所以一个位具有值‘1’的可能性与该位具有值‘0’的可能性之间的对数似然比(LLR)可以分别被输出(以位为单位)到较高位和较低位。在这里，对数似然比对应于位具有值‘1’的可能性与该位具有值‘0’的可能性之间的比的对数值。替换地，等于“00”、“01”、“10”、以及“11”的2位(即一个符号)的可能性的LLR可以被分别输出(以符号为单位)到位的全部4个组合(即00、01、10、11)。因此，其变成指示配置一个符号的传输位的可靠程度的软决定值。可以使用最大后验概率(MAP)或软输出维特比算法(SOVA)作为网格解码单元4012内的每个TCM解码器的解码算法。
网格解码单元4012的输出被输入到符号-字节转换器4013和外部块提取器4014。
符号-字节转换器4013执行经网格解码且从网格解码单元4012输出的软决定值的硬决定处理。其后，符号-字节转换器4013将4个符号分组成字节单元，其随后被输出到图36的数据去交织器1009。更具体而言，符号-字节转换器4013以位为单位对从网格解码单元4012输出的符号的软决定值执行硬决定。因此，用硬决定进行处理且以位为单位从符号-字节转换器4013输出的数据不仅包括主业务数据，而且可以包括移动业务数据、已知数据、RS奇偶校验数据、以及MPEG报头。
在网格解码单元4012的TDL尺寸的软决定值之中，外部块提取器4014识别对应于移动业务数据符号(其中包括对应于信令信息的符号、在RS帧的编码期间添加的RS奇偶校验数据符号、以及CRC数据符号)的B尺寸的软决定值，并将所识别的软决定值输出到反馈去格式器4015。
反馈去格式器4015改变对应于移动业务数据符号的软决定值的处理顺序。这是在中间步骤期间生成的移动业务数据符号的处理顺序的初始变化的相反处理，其中，从发射系统的块处理器302输出的输出符号被输入到网格编码模块256(例如当符号通过组格式器、数据去交织器、分组格式器、以及数据交织器时)。其后，反馈去格式器1015执行对应于移动业务数据符号的软决定值的处理顺序的重新排序，并随后将已处理移动业务数据符号输出到符号去交织器4016。
这是因为在块处理器302与网格编码模块256之间存在多个块，而且，因为由于这些块，从块处理器302输出的移动业务数据符号的顺序和被输入到网格编码模块256的移动业务数据符号的顺序相互不同。因此，反馈去格式器4015对从外部块提取器4014输出的移动业务数据符号的顺序进行重新排序(或重新排列)，以便被输入到符号去交织器4016的移动业务数据符号的顺序与从发射系统的块处理器302输出的移动业务数据符号的顺序匹配。可以将重新排序处理实现为软件、中间件、以及硬件之一。
图62图解根据本发明的实施例的反馈去格式器4015的详细方框图。在这里，反馈去格式器4015包括数据去交织器5011、分组去格式器5012、数据交织器5013、以及组去格式器5014。参照图62，由外部块提取器4014提取的移动业务数据符号的软决定值在不经修改的情况下被直接输出到反馈去格式器4015的数据去交织器5011。然而，数据占位符(或空数据)被插入由外部块提取器4014移除的数据位置(例如主业务数据位置、已知数据位置、信令信息位置、RS奇偶校验数据位置、以及MPEG报头位置)，从而被输出到反馈去格式器4015的数据去交织器5011。
数据去交织器5011执行包括在发射系统中的数据交织器253的相反处理。更具体而言，数据去交织器5011对输入的数据进行去交织并将去交织数据输出到分组去格式器5012。分组去格式器5012执行分组格式器305的相反处理。更具体而言，在被去交织且从数据去交织器5011输出的数据之中，分组去格式器5012移除已被插入到分组格式器305的对应于MPEG报头的占位符。分组去格式器5012的输出被输入到数据交织器5013，且作为包括在发射系统中的数据去交织器529的相反处理，数据交织器5013对输入的数据进行交织。因此，具有如图5所示的数据结构的数据被输出到组去格式器5014。
数据去格式器5014执行包括在发射系统中的组格式器303的相反处理。更具体而言，组格式器5014移除对应于主业务数据、已知数据、信令信息数据、以及RS奇偶校验数据的占位符。然后，组格式器5014仅将经重新排序(重新排列)的移动业务数据符号输出到符号去交织器4016。根据本发明的另一实施例，当使用存储器映射表来实现反馈去格式器4015时，可以省略向和从被外部块提取器4010移除的数据位置插入和移除占位符的处理。
作为包括在发射系统中的符号交织器514的符号交织处理的相反处理，符号去交织器4016对那些其处理顺序已改变且从反馈去格式器4015输出的移动业务数据符号执行去交织。符号去交织器4016在去交织处理期间所使用的块的尺寸等于包括在发射系统中的符号交织器514的实际符号的交织尺寸(即B)。这是因为在网格解码单元4012与符号解码器4018之间执行turbo解码处理。符号去交织器4016的输入和输出对应于软决定值，且经去交织的软决定值被输出到外部符号映射器4017。
外部符号映射器4017的操作可以根据包括在发射系统中的卷积编码器513的结构和编码率而改变。例如，当由卷积编码器513以1/2比率对数据进行编码并发送数据时，外部符号映射器4017直接将输入数据输出而不进行修改。在另一示例中，当由卷积编码器513以1/4比率对数据进行编码并发送数据时，外部符号映射器4017转换输入数据，以便其与符号解码器4018的输入数据格式匹配。为此，可以从信令信息解码器1013向外部符号映射器4017输入SCCC相关信息(即SCCC块模式和SCCC外码模式)。然后，外部符号映射器4017将经转换的数据输出到符号解码器4018。
作为包括在发射系统中的卷积编码器513的相反处理，符号解码器4018(即外部解码器)接收从外部符号映射器4017输出的数据并执行符号解码。这里，从符号解码器4018输出两个不同的软决定值。输出的软决定值之一对应于与卷积编码器513的输出符号匹配的软决定值(在下文中称为“第一决定值”)。另一个输出的软决定值对应于与卷积编码器513的输入位匹配的软决定值(在下文中称为“第二决定值”)。
更具体而言，第一决定值表示卷积编码器513的输出符号(即2个位)的可靠程度。在这里，第一软决定值可以相对于配置符号的较高位和较低位中的每一个输出(以位为单位)1个位等于‘1’的可能性与1个位等于‘0’的可能性之间的LLR。替换地，第一软决定值还可以相对于全部可能组合输出(以符号为单位)2个位等于“00”、“01”、“10”、和“11”的可能性的LLR。第一软决定值通过内部符号映射器4019、符号交织器4020、以及反馈格式器4021被反馈到网格解码单元4012。另一方面，第二软决定值指示包括在发射系统中的卷积编码器513的输入位的可靠程度。在这里，第二软决定值被表示为1个位等于‘1’的可能性与1个位等于‘0’的可能性之间的LLR。其后，第二软决定值被输出到外部缓冲器4022。在这种情况下，可以使用最大后验概率(MAP)或软输出维特比算法(SOVA)作为符号解码器4018的解码算法。
从符号解码器4018输出的第一软决定值被输入到内部符号映射器4019。内部符号映射器4019将第一软决定值转换成对应于网格解码单元4012的输入数据的数据格式。其后，内部符号映射器4019将经转换的软决定值输出到符号交织器4020。内部符号映射器4019的操作还可以根据包括在发射系统中的卷积编码器513的结构和编码率而改变。
如图26所示，符号交织器4020对从内部符号映射器4019输出的第一软决定值执行符号交织。然后，符号交织器4020将经符号交织的第一软决定值输出到反馈格式器4021。在这里，符号交织器4020的输出也对应于软决定值。
相对于对应于中间步骤期间生成的符号的软决定值的改变的处理顺序，在所述中间步骤中从发射系统的块处理器302输出的输出符号被输入到网格编码模块(例如当符号通过组格式器、数据去交织器、分组格式器、RS编码器、以及数据交织器时)，反馈格式器4021改变(或修改)从符号交织器4020输出的输出值的顺序。随后，反馈格式器4020按照改变的顺序将值输出到网格解码单元4012。反馈格式器4021的重新排序处理可以配置软件、硬件、以及中间件中的至少一个。例如，反馈格式器4021可以配置为作为图62的相反处理来执行。
将从符号交织器4020输出的软决定值与从输入缓冲器4011输出的均具有尺寸TDL的移动业务数据符号的地点匹配，以便使其一一对应。其后，与各符号地点匹配的软决定值被输入到网格解码单元4012。这里，由于主业务数据的主业务数据符号或RS奇偶校验数据符号和已知数据符号不对应于移动业务数据符号，所以反馈格式器4021在相应的地点中插入空数据，从而将已处理数据输出到网格解码单元4012。另外，每当对具有TDL的尺寸的符号进行turbo解码时，从第一解码处理开始时起，符号交织器4020不反馈值。因此，由反馈控制器4010来控制反馈格式器4021，从而将空数据插入包括移动业务数据符号的所有符号地点。然后，已处理数据被输出到网格解码单元4012。
输出缓冲器4022基于反馈控制器4010的控制从符号解码器4018接收第二软决定值。然后，输出缓冲器4022临时存储接收到的第二软决定值。其后，输出缓冲器4022将第二软决定值输出到RS帧解码器1006。例如，输出缓冲器4022覆写符号解码器4018的第二软决定值，直至执行turbo解码处理M次为止。然后，一旦对单个TDL执行了全部的M次turbo解码处理，则将相应的第二软决定值输出到RS帧解码器1006。
如图61所示，反馈控制器4010控制总体块解码器的turbo解码和turbo解码重复处理的次数。更具体而言，一旦turbo解码处理已重复了预定的次数，则通过输出缓冲器4022将符号解码器4018的第二软决定值输出到RS帧解码器1006。因此，turbo块的块解码处理完成。在本发明的说明书中，为简单起见将此处理称为回退turbo解码处理。
这里，可以在考虑硬件复杂性和纠错性能的同时定义网格解码单元4012与符号解码器4018之间的回退turbo解码遍数。因此，如果遍数增加，则可以加强纠错性能。然后，这可能导致硬件变得更麻烦(或复杂)的缺点。
同时，数据去交织器1009、RS解码器1010、以及数据去随机化器1011对应于接收主业务数据所需的块。因此，在用于仅接收移动业务数据的数字广播接收系统的结构中可能不需要(或要求)上述块。
数据去交织器1009执行包括在传输系统中的数据交织器的相反处理。换言之，数据去交织器1009对从块解码器1005输出的主业务数据进行去交织并将经去交织的主业务数据输出到RS解码器1010。被输入到数据去交织器1009的数据包括主业务数据，以及移动业务数据、已知数据、RS奇偶校验数据、以及MPEG报头。这里，在输入数据之中，只有被添加到主业务数据分组的主业务数据和RS奇偶校验数据可以被输出到RS解码器1010。而且，除主业务数据之外，可以将在数据去随机化器1011之后输出的所有数据全部移除。在本发明的实施例中，只有被添加到主业务数据分组的主业务数据和RS奇偶校验数据被输入到RS解码器1010。
RS解码器1010对经去交织的数据执行系统化RS解码处理并将已处理数据输出到数据去随机化器1011。
数据去随机化器1011接收RS解码器1010的输出并生成与包括在数字广播发射系统中的随机化器相同的伪随机数据字节。其后，数据去随机化器1011对生成的伪随机数据字节执行逐位异或(XOR)运算，从而将MPEG同步字节插入到每个分组的开头，以便以187字节主业务数据分组为单位输出数据。
RS帧解码器
从块解码器1005输出的数据以部分为单位。更具体而言，在发射系统中，RS帧被划分成数个部分，每个部分的移动业务数据被指配给数据组内的区A/B/C/D或区A/B和区C/D中的任何一个，从而被发送到接收系统。因此，RS帧解码器1006将包括在队列中的数个部分分组以便形成RS帧。替换地，RS帧解码器1006还可以对包括在队列中的数个部分进行分组以便形成两个RS帧。其后，以RS帧为单位来执行纠错解码。
例如，当RS帧模式值等于‘00’时，则一个队列发送一个RS帧。这里，一个RS帧被划分成数个部分，且每个部分的移动业务数据被指配给相应数据组的区A/B/C/D，从而被发送。在这种情况下，如图63(a)所示，MPH帧解码器1006从相应数据组的区A/B/C/D提取移动业务数据。随后，MPH帧解码器1006可以对队列内的多个数据组执行形成(或产生)一个部分的处理，从而形成数个部分。然后，可以对移动业务数据的数个部分进行分组以形成RS帧。在这里，如果填充字节被添加到最后一个部分，则可以在移除填充字节之后形成RS帧。
在另一示例中，当RS帧模式值等于‘01’时，则一个队列发送两个RS帧(即主RS帧和副RS帧)。这里，主RS帧被划分成数个主部分，且每个主部分的移动业务数据被指配给相应数据组的区A/B，从而被发送。而且，副RS帧被划分成数个副部分，且每个副部分的移动业务数据被指配给相应数据组的区C/D，从而被发送。
在这种情况下，如图63(b)所示，MPH帧解码器1006从相应数据组的区A/B提取移动业务数据。随后，MPH帧解码器1006可以对队列内的多个数据组执行形成(或产生)主部分的处理，从而形成数个主部分。然后，可以对移动业务数据的数个主部分进行分组以形成主RS帧。在这里，如果填充字节被添加到最后一个主部分，则可以在移除填充字节之后形成主RS帧。而且，MPH帧解码器1006从相应数据组的区C/D提取移动业务数据。随后，MPH帧解码器1006可以对队列内的多个数据组执行形成(或产生)副部分的处理，从而形成数个副部分。然后，可以对移动业务数据的数个副部分进行分组以形成副RS帧。在这里，如果填充字节被添加到最后一个副部分，则可以在移除填充字节之后形成副RS帧。
更具体而言，RS帧解码器1006从每个块解码器1005接收每个部分的经RS编码和/或CRC编码的移动业务数据。然后，RS帧解码器1006基于从信令信息解码器1013输出的RS帧相关信息对被输入的数个部分进行分组，从而执行纠错。通过参照包括在RS帧相关信息中的RS帧模式值，RS帧解码器1006可以形成RS帧且还可以被告知RS码奇偶校验数据字节的数目和码尺寸。在这里，使用RS码来配置(或形成)RS帧。RS帧解码器1006还指示RS帧相关信息以便执行包括在发射系统中的RS帧编码器的相反处理，从而纠正RS帧内的错误。其后，RS帧解码器1006将1个MPEG同步数据字节添加到纠错移动业务数据分组。在先前的处理中，在RS帧编码处理期间从移动业务数据分组中移除1个MPEG同步数据字节。最后，RS帧解码器1006将已处理移动业务数据分组输出到去随机化器1007。
图64图解当RS帧模式值等于‘00’时，作为发射系统的相反处理，对被发送到队列的数个部分进行分组从而形成RS帧和RS可靠性映射的示例性处理和以超帧为单位执行行去置换处理的示例性处理，从而重新辨别(或识别)经行去置换RS帧和RS帧可靠性映射。更具体而言，RS帧解码器1006接收多个移动业务数据字节并对其进行分组，以便形成RS帧。根据本发明，在发射系统中，移动业务数据对应于以RS帧为单位进行RS编码的数据且对应于以超帧为单位进行行置换的数据。这里，移动业务数据可能已经被纠错编码(例如CRC编码)。替换地，可以省略纠错编码处理。
假设在发射系统中，具有(N+2)×(187+P)字节的尺寸的RS帧被划分成M个部分，且该M个移动业务数据部分分别被指配且发送到M个数据组中的区A/B/C/D。在这种情况下，在接收系统中，如图64(a)所示，对每个移动业务数据部分进行分组，从而形成具有(N+2)×(187+P)字节的尺寸的RS帧。在这里，当填充字节(S)被添加到包括在相应RS帧中的至少一个部分中且随后被发送时，将填充字节移除，从而配置RS帧和RS帧可靠性映射。例如，如图23所示，当S个填充字节被添加到相应部分时，将该S个填充字节移除，从而配置RS帧和RS帧可靠性映射。
在这里，当假设块解码器1005输出用于解码结果的软决定值时，RS帧解码器1006可以通过使用软决定值的码来决定相应位的‘0’和‘1’。将每个如上所述决定的8个位分组以产生1个数据字节。如果对包括在队列中的数个部分(或数据组)的所有软决定值执行上述处理，则可以配置具有(N+2)×(187+P)字节的尺寸的RS帧。
另外，本发明使用软决定值来不仅配置RS帧，而且配置可靠性映射。
在这里，可靠性映射指示通过将8个位分组而配置的相应数据字节的可靠性，所述8个位由软决定值的码来决定。
例如，当软决定值的绝对值超过预定阈值时，由相应软决定值的码决定的相应位的值被确定为是可靠的。相反，当软决定值的绝对值不超过预定阈值时，相应位的值被确定为不可靠。其后，如果即使由软决定值的码决定且被分组以配置一个数据字节的8个位之中的一个位被确定为不可靠，则在可靠性映射上将相应的数据字节标记为不可靠数据字节。
在这里，确定一个数据字节的可靠性仅仅是示例性的。更具体而言，当多个数据字节(例如至少4个数据字节)被确定为不可靠时，也可以在可靠性映射内将相应的数据字节标记为不可靠数据字节。相反，当一个数据字节内的所有数据位被确定为可靠时(即当包括在一个数据字节内的全部8个位的软决定值的绝对值超过预定阈值时)，在可靠性映射上将相应数据字节标记为可靠数据字节。类似地，当多个数据字节(例如至少4个数据字节)被确定为可靠时，可以在可靠性映射内将相应的数据字节标记为可靠数据字节。上述示例中提出的数目仅仅是示例性的，因此，不限制本发明的范围或精神。
可以同时执行皆使用软决定值来配置RS帧的处理和配置可靠性映射的处理。在这里，可靠性映射的可靠性信息与RS帧内的每个字节一一对应。例如，如果RS帧具有(N+2)×(187+P)字节的尺寸，则可靠性映射也被配置为具有(N+2)×(187+P)字节的尺寸。图64(a′)和图64(b′)分别图解根据本发明的配置可靠性映射的处理步骤。
这里，图64(b)的RS帧和图64(b′)的RS帧可靠性映射是以超帧为单位被交织的(如图21所示)。因此，将RS帧和RS帧可靠性映射分组以产生超帧和超帧可靠性映射。随后，作为发射系统的相反处理，如图64(c)和图64(c′)所示，以超帧为单位对RS帧和RS帧可靠性映射执行去置换(去交织)处理。然后，如图64(d)和图64(d′)所示，当以超帧为单位来执行去置换处理时，已处理数据被划分成具有(N+2)×(187+P)字节的尺寸的去置换(或去交织)RS帧和具有(N+2)×(187+P)字节的尺寸的去置换RS帧可靠性映射。随后，对划分的RS帧使用RS帧可靠性映射以便执行纠错。
图65图解根据本发明的实施例处理的纠错的示例。图65图解在发射系统已对RS帧执行RS编码和CRC编码处理两者时执行纠错处理的示例。
如图65(a)和图65(a′)所示，当产生具有(N+2)×(187+P)字节的尺寸的RS帧和具有(N+2)×(187+P)字节的尺寸的RS帧可靠性映射时，对产生的RS帧执行CRC故障校验处理，从而检验在每行中是否已发生了任何错误。随后，如图65(b)所示，移除2字节的校验和以配置具有N×(187+P)字节的尺寸的RS帧。在这里，在对应于每行的错误标记上指示错误的存在(或出现)。类似地，由于对应于CRC校验和的那部分可靠性映射几乎没有任何可适用性，所以，如图65(b′)所示，将此部分移除，以便只保留N×(187+P)个可靠性信息字节。
在执行CRC故障校验处理之后，如上所述，沿着列方向执行RS解码处理。在这里，可以依照CRC错误标记的数目来执行RS擦除校正处理。更具体而言，如图65(c)所示，检验对应于RS帧内的每行的CRC错误标记。其后，当沿列方向执行RS解码处理时，RS帧解码器1006确定其中已发生CRC错误的行的数目是否等于或小于可以对其执行RS擦除校正的错误的最大数目。错误的最大数目对应于在执行RS编码处理时插入的P个奇偶校验字节。在本发明的实施例中，假设已将48个奇偶校验字节添加到每列(即P＝48)。
如果其中已发生CRC错误的行的数目小于或等于可以通过RS擦除解码处理来校正的错误的最大数目(即根据本实施例为48个错误)，则如图65(d)所示，沿列方向对具有(187+P)个N字节行(即235个N字节行)的RS帧执行(235，187)RS擦除解码处理。其后，如图65(e)所示，移除已被添加在每个列的结尾处的48字节奇偶校验数据。然而，相反，如果其中已发生CRC错误的行的数目大于可以通过RS擦除解码处理来校正的错误的最大数目(即48个错误)，则不能执行RS擦除解码处理。在这种情况下，可以通过执行一般RS解码处理来校正错误。另外，可以使用已经基于软决定值产生的可靠性映射以及RS帧来进一步增加本发明的纠错能力(或性能)。
更具体而言，RS帧解码器1006将块解码器1005的软决定值的绝对值与预定阈值相比较，以便确定由相应软决定值的码决定的位值的可靠性。而且，将均由软决定值的码确定的8个位分组以形成一个数据字节。因此，在可靠性映射上指示关于这一个数据字节的可靠性信息。因此，如图65(c)所示，即使基于对特定行的CRC故障校验处理而确定特定行中已发生错误，本发明也不假设包括在该行中的所有字节中已发生错误。本发明参考可靠性映射的可靠性信息并仅将已被确定为不可靠的字节设置为错误字节。换言之，无论在相应行内是否存在CRC错误，只将基于可靠性映射被确定为不可靠的字节设置为擦除点。
根据另一种方法，当基于CRC故障校验结果的结果而确定在相应行中包括CRC错误时，只将被可靠性映射确定为不可靠的字节设置为错误。更具体而言，只将对应于基于可靠性信息被确定为其中包括错误且被确定为不可靠的行的字节设置为擦除点。其后，如果每列的错误点的数目小于可以通过RS擦除解码处理来校正的错误的最大数目(即48个错误)，则对相应列执行RS擦除解码处理。相反，如果每列的错误点的数目大于可以通过RS擦除解码处理来校正的错误的最大数目(即48个错误)，则可以对相应列执行一般解码处理。
更具体而言，如果其中已包括CRC错误的行的数目大于可以通过RS擦除解码处理来校正的错误的最大数目(即48个错误)，则依照相应列内的擦除点的数目对基于可靠性映射的可靠性信息决定的列执行RS擦除解码处理或一般RS解码处理。例如，假设RS帧内的其中已包括CRC错误的行的数目大于48。而且，也假设基于可靠性映射的可靠性信息决定的擦除点的数目在第一列中被指示为40个擦除点且在第二列中被指示为50个擦除点。在这种情况下，对第一列执行(235，187)RS擦除解码处理。替换地，对第二列执行(235，187)RS解码处理。当通过使用上述处理对RS帧内的所有列方向执行纠错解码时，如图65(e)所示，移除被添加在每个列结尾处的48字节奇偶校验数据。
如上所述，即使对应于RS帧内的每行的CRC错误的总数大于可以通过RS擦除解码处理来校正的错误的最大数目，当基于关于特定列内的可靠性映射的可靠性信息将该数目的字节确定为具有低可靠性水平时，同时对该特定列执行纠错解码。在这里，一般RS解码处理与RS擦除解码处理之间的不同是可以校正的错误的数目。更具体而言，当执行一般RS解码处理时，可以将数目对应于在RS编码处理期间插入的奇偶校验字节的数目的一半(即(奇偶校验字节的数目)/2)的错误纠错(例如可以校正24个错误)。替换地，当执行RS擦除解码处理时，可以将数目对应于在RS编码处理期间被插入的奇偶校验字节的数目的错误纠错(例如可以校正48个错误)。
在执行纠错解码处理之后，如上所述，可以如图65(e)所示获得由187个N字节行(或分组)配置的RS帧。按照N个187字节单元的顺序将具有N×187字节的尺寸的RS帧输出。这里，如图65(f)所示，将已被发射系统移除的1个MPEG同步字节添加到每个187字节分组。因此，将188字节单位移动业务数据分组输出。
如上所述，经RS帧解码的移动业务数据分组被输出到数据去随机化器1007。数据去随机化器1007对接收到的移动业务数据执行去随机化处理，其对应于包括在发射系统中的随机化器的相反处理。其后，将去随机化数据输出，从而获得从发射系统发送的移动业务数据。在本发明中，RS帧解码器1006可以执行数据去随机化功能。MPH帧解码器可以由并行地设置的M个RS帧解码器、用于将每个部分多路复用且被提供给M个RS帧解码器的每个输入端的多路复用器、以及用于将每个部分解多路复用且被提供给M个RS帧解码器的每个输出端的解多路复用器配置，其中，RS帧编码器的数目等于MPH帧内的队列的数目(＝M)。
一般数字广播接收系统
图66图解示出根据本发明的实施例的数字广播接收系统的结构的方框图。在这里，可以在数字广播接收系统中应用图36的解调单元。参照图66，数字广播接收系统包括调谐器6001、解调单元6002、解多路复用器6003、音频解码器6004、视频解码器6005、本地TV应用管理器6006、信道管理器6007、信道映射表6008、第一存储器6009、SI和/或数据解码器6010、第二存储器6011、系统管理器6012、数据广播应用管理器6013、贮存器控制器6014、第三存储器6015、以及GPS模块6020。在这里，第一存储器6009对应于非易失性随机存取存储器(NVRAM)(或闪速存储器)。第三存储器6015对应于大型存储设备，诸如硬盘驱动器(HDD)、存储器芯片等等。
调谐器6001通过天线、电缆、以及卫星中的任何一个来调谐特定信道的频率。然后，调谐器6001将调谐频率向下转换至中频(IF)，其随后被输出到解调单元6002。这里，由信道管理器6007来控制调谐器6001。另外，调谐信道的广播信号的结果和强度被报告给信道管理器6007。通过经调谐的特定信道的频率接收到的数据包括主业务数据、移动业务数据、以及用于对主业务数据和移动业务数据进行解码的表格数据。
根据本发明的实施例，可以将用于移动广播节目的音频数据和视频数据应用为移动业务数据。通过各种类型的编码器将此类音频数据和视频数据压缩以便将其发送到广播站。在这种情况下，将在接收系统中提供视频解码器6004和音频解码器6005以便其对应于用于压缩处理的每个编码器。其后，将由视频解码器6004和音频解码器6005来执行解码处理。然后，将把经处理的视频和音频数据提供给用户。用于音频数据的编码/解码方案的示例可以包括AC 3、MPEG 2 AUDIO、MPEG 4 AUDIO、AAC、AAC+、HE AAC、AAC SBR、MPEG-Surround、以及BSAC。用于视频数据的编码/解码方案的示例可以包括MPEG 2VIDEO、MPEG 4 VIDEO、H.264、SVC、以及VC-1。
音频解码器6004可以从被解多路复用器6003解多路复用的音频流中提取音频数据和补充信息。音频解码器6004可以基于由包括在补充信息中的缩放因数指数信息所指示的缩放因数来对提取的音频数据进行相反的缩放，并恢复音频信号。
音频解码器6004可以将音频数据相解量化、根据由包括在补充信息中的标识符所指示的块长度将经相解量化的音频数据转换成用于每个块的时域信号，并恢复音频信号。
音频解码器6004可以基于包括在音频数据中的霍夫曼表信息和区识别信息来对音频数据进行解码并恢复音频信号。
音频解码器6004可以从被解多路复用器6003解多路复用的音频流中提取音频参数。音频解码器6004可以基于所提取的音频参数来计算包括在音频流中的子帧号信息并基于所计算的子帧号信息来计算子帧的起始位置信息。音频解码器6004可以基于所计算的起始位置信息根据音频参数对包括在子帧中的音频数据进行解码。
音频解码器6004可以从被解多路复用器6003解多路复用的音频流中提取音频数据，将音频数据相解量化，并基于包括在经相解量化的音频数据中的中间数据和边数据来恢复立体声音频信号。
根据本发明的实施例，移动业务数据的示例可以包括为数据业务提供的数据，诸如Java应用数据、HTML应用数据、XML数据等等。为此类数据业务提供的数据可以对应于用于Java应用的Java类文件或指示此类文件的地点(或位置)的目录文件。此外，此类数据还可以对应于在每个应用中使用的音频文件和/或视频文件。数据业务可以包括天气预报业务、交通信息业务、股票信息业务、提供有提供观众参与业务的猜谜节目的信息的业务、实时轮询、用户交互式教育节目、游戏业务、提供关于肥皂剧(或TV连续剧)简介、人物、原始音轨、和放映地点的信息的业务、提供关于过去的运动比赛、运动员资料及成就的信息的业务、产品信息和产品订购业务、按照媒体类型、广播时间、主题等来提供关于广播节目的信息的业务等。上述数据业务的类型仅仅是示例性的且不仅限于本文所给出的示例。此外，根据本发明的实施例，移动业务数据可以对应于元数据。例如，可以以XML格式来写入元数据以便通过DSM-CC协议来发送。
解调单元6002对从调谐器6001输出的信号执行VSB解调和信道均衡，从而识别主业务数据和移动业务数据。其后，以TS分组为单位输出所识别的主业务数据和移动业务数据。解调单元6002的示例在图36至图65中示出。因此，在稍后的处理中将详细地描述解调器的结构和操作。然而，这仅仅是示例性的且本发明的范围不限于本文所阐述的示例。在作为本发明的示例给出的实施例中，只有从解调单元6002输出的移动业务数据分组被输入到解多路复用器6003。在这种情况下，主业务数据分组被输入到处理主业务数据分组的另一解多路复用器(未示出)。在这里，贮存器控制器6014也被连接到另一解多路复用器以便在处理主业务数据分组之后存储主业务数据。本发明的解多路复用器还被设计为在单个解多路复用器中处理移动业务数据分组和主业务数据分组两者。
贮存器控制器6014与解多路复用器对接以便控制移动业务数据和/或主业务数据的即时记录、保留(或预编程)记录、时移等等。例如，当在图66所示的接收系统(接收机)中对即时记录、保留(或预编程)记录、以及时移之一进行设置和编程时，被输入到解多路复用器的相应移动业务数据和/或主业务数据依照贮存器控制器6014的控制被存储在第三存储器6015中。第三存储器6015可以被描述为临时存储区域和/或永久存储区域。在这里，根据用户的选择(决定)，将临时存储区域用于时移功能，并将永久存储区域用于数据的永久性存储。
当需要再现(或播放)存储在第三存储器6015中的数据时，贮存器控制器6014读取存储在第三存储器6015中的相应数据并将读取数据输出到相应的解多路复用器(例如移动业务数据被输出到图66所示的解多路复用器6003)。这里，根据本发明的实施例，由于第三存储器6015的存储容量有限，所以将被输入的压缩编码移动业务数据和/或主业务数据直接存储在第三存储器6015中而不进行任何修改以获得存储容量的效率。在这种情况下，根据再现(或读取)命令，从第三存储器6015读取的数据通过解多路复用器以便被输入到相应的解码器，从而被恢复至初始状态。
贮存器控制器6014可以控制已经存储在第三存储器6015中或目前正在缓冲的数据的再现(或播放)、快进、倒退、慢动作、即时重放功能。在这里，即时重放功能对应于反复地观看观看者(或用户)希望再次观看的场景。可以通过使即时重放功能与时移功能相关联来对存储的数据且对当前正在实时接收的数据执行即时重放功能。如果输入的数据对应于模拟格式，例如如果传输模式是NTSC、PAL等，贮存器控制器6014对输入的数据进行压缩编码并将压缩编码数据存储在第三存储器6015中。为此，贮存器控制器6014可以包括编码器，其中可以将编码器实现为软件、中间件、以及硬件之一。在这里，可以使用MPEG编码器作为根据本发明的实施例的编码器。还可以在贮存器控制器6014的外面提供编码器。
同时，为了防止存储在第三存储器6015中的输入数据的非法复制(或拷贝)，贮存器控制器6014对输入数据进行加扰(或加密)并将加扰(或加密)数据存储在第三存储器6015中。因此，贮存器控制器6014可以包括用于对存储在第三存储器6015中的数据进行加扰的加扰算法(或加密算法)和用于将从第三存储器6015读取的数据解扰(或解密)的解扰算法(或解密算法)。加扰方法可以包括使用任意键(例如控制字)来修改期望的数据集，以及也可以是将信号混合的方法。
同时，解多路复用器6003接收从解调单元6002输出的实时数据或从第三存储器6015读取的数据并将接收到的数据解多路复用。在本发明所给出的示例中，解多路复用器6003对移动业务数据分组执行解多路复用。因此，在本发明中，将详细描述接收和处理移动业务数据。然而，根据本发明的许多实施例，可以由解多路复用器6003、音频解码器6004、视频解码器6005、本地TV应用管理器6006、信道管理器6007、信道映射表6008、第一存储器6009、SI和/或数据解码器6010、第二存储器6011、系统管理器6012、数据广播应用管理器6013、贮存器控制器6014、第三存储器6015、以及GPS模块6020来处理移动业务数据以及主业务数据。其后，可以使用已处理数据来向用户提供各种业务。
解多路复用器6003将来自依照SI和/或数据解码器6010的控制输入的移动业务数据分组的移动业务数据和系统信息(SI)表解多路复用。其后，以区段格式将经解多路复用的移动业务数据和SI表输出到SI和/或数据解码器6010。在这种情况下，优选的是，使用用于数据业务的数据作为被输入到SI和/或数据解码器6010的移动业务数据。为了从发送移动业务数据的信道提取移动业务数据并将所提取的移动业务数据解码，需要系统信息。此类系统信息也可以称为业务信息。系统信息可以包括信道信息、事件信息等。在本发明的实施例中，应用PSI/PSIP表作为系统信息。然而，本发明不限于本文所阐述的示例。更具体而言，无论名称如何，在本发明中可以应用以表格格式发送系统信息的任何协议。
PSI表是为了识别信道和节目而定义的MPEG-2系统标准。PSIP表是能够识别信道和节目的高级电视系统委员会(ATSC)标准。PSI表可以包括节目关联表(PAT)、条件接入表(CAT)、节目映射表(PMT)、以及网络信息表(NIT)。在这里，PAT对应于由具有‘0’位PID的数据分组发送的特殊信息。PAT发送对应于每个节目的PMT的PID信息和NIT的PID信息。CAT发送关于发射系统所使用的付费广播系统的信息。PMT发送其中发送节目标识号和配置相应节目的视频和音频数据的单独位序列的传送流(TS)分组的PID信息，以及其中发送PCR的PID信息。NIT发送实际传输网络的信息。
PSIP表可以包括虚拟信道表(VCT)、系统时间表(STT)、分级区域表(RRT)、扩展文本表(ETT)、定向信道转换表(DCCT)、事件信息表(EIT)、以及主指南表(MGT)。VCT发送关于虚拟信道的信息，诸如用于选择信道的信道信息和诸如用于接收音频和/或视频数据的分组标识(PID)号等信息。更具体而言，当解析VCT时，可以了解广播节目的音频/视频数据的PID。在这里，在信道内连同信道名称和信道号码一起发送相应的音频/视频数据。
图67图解根据本发明的实施例的VCT语法。通过包括table_id场、section_syntax_indicator场、private_indicator场、section_length场、transport_stream_id场、version_number场、current_next_indicator场、section_number场、last_section_number场、protocol_version场和num_channels_in_section场中的至少一个来配置图67的VCT语法。
VCT语法还包括与num_channels_in_section场值重复一样多的第一‘for’循环重复语句。第一重复语句可以包括short_name场、major_channel_number场、minor_channel_number场、modulation_mode场、carrier_frequency场、channel_TSID场、program_number场、ETM_location场、access_controlled场、hidden场、service_type场、source_id场、descriptor_length场中的至少一个和与包括在第一重复语句中的描述符的数目重复一样多的第二‘for’循环语句。这里，为简单起见，第二重复语句将被称为第一描述符循环。包括在第一描述符循环中的描述符descriptors()被单独地应用于每个虚拟信道。
此外，VCT语法还可以包括additional_descriptor_length场、以及被另外添加到VCT的与描述符的数目重复一样多的第三‘for’循环语句。为了本发明的说明的简单起见，第三重复语句将被称为第二描述符循环。包括在第二描述符循环中的描述符additional_descriptors()被共同应用于在VCT中描述的所有虚拟信道。
如上所述，参照图67，table_id场指示能够将被发送到表格的信息标识为VCT的唯一标识符(或标识)(ID)。更具体而言，table_id场指示通知对应于此区段的表是VCT的值。例如，可以将0xC8值给予table_id场。
version_number场指示VCT的版本号。section_number场指示此区段的号码。last_section_number场指示完整的VCT的最后一个区段的号码。而且，num_channel__in_section场指示VCT区段内存在的总虚拟信道的数目。此外，在第一‘for’循环重复语句中，short_name场指示虚拟信道的名称。major_channel_number场指示与在第一重复语句中定义的虚拟信道相关的‘主’信道号，且minor_channel_number场指示‘次’信道号。更具体而言，每个信道号应关联到主信道号和次信道号，并且使用主信道号和次信道号作为用于相应虚拟信道的用户引用号。
program_number场被示为与具有在其中定义的MPEG-2节目关联表(PAT)和节目映射表(PMT)的虚拟信道关联，且program_number场与PAT/PMT内的节目号匹配。在这里，PAT描述对应于每个节目号的节目的元素，且PAT指示发送PMT的传送分组的PID。PMT描述次要信息和正在用来发送诸如配置节目的视频和/或音频数据的单独位序列和节目标识号的传送分组的PID列表。
图68图解根据本发明的实施例的service_type场。service_type场指示在相应虚拟信道中提供的业务类型。参照图68，假设service_type场应仅指示模拟电视、数字电视、数字音频数据、以及数字视频数据。而且，根据本发明的实施例，可以假设应将移动广播节目指定给service_type场。可以将由SI和/或数据解码器6010解析的service_type场提供给接收系统，如图66所示，并因此使用该场。根据本发明的其它实施例，还可以将经解析的service_type场提供给音频解码器6004和视频解码器6005中的每一个以便在解码处理中使用。
source_id场指示连接到相应虚拟信道的节目源。在这里，源指的是特定源，诸如图像、文本、视频数据、或声音。source_id场值具有发送VCT的传送流内的唯一值。同时，可以在下一个‘for’循环重复语句内的描述符循环(即描述符)中包括业务位置描述符。业务位置描述符可以包括每个基本流的流类型、PID、以及语言代码。
图69图解根据本发明的实施例的业务位置描述符。如图69所示，业务位置描述符可以包括descriptor_tag场、descriptor_length场和PCR_PID场。在这里，PCR_PID场指示由program_number场指定的节目内的传送流分组的PID，其中，所述传送流分组包括有效的PCR场。同时，业务位置描述符包括number_elements场以便指示在相应节目中使用的PID的数目。可以根据number_elements场的值来决定下一个‘for’描述符循环重复语句的重复次数。参照图69，‘for’循环重复语句包括stream_type场、elementary_PID场和ISO_639_language_code场。在这里，stream_type场指示相应基本流(即视频/音频数据)的流类型。elementary_PID场指示相应基本流的PID。ISO_639_language_code场指示相应基本流的语言代码。
图70图解根据本发明的可以指配给stream_type场的示例。如图70所示，可以应用ISO/IEC 11172视频、ITU-T Rec.H.262|ISO/IEC 13818-2视频或ISO/IEC 11172-2受约束参数视频流、ISO/IEC 11172音频、ISO/IEC 13818-3音频、ITU-T Rec.H.222.0|ISO/IEC 13818-1private_sections、包含专用数据的ITU-T Rec.H.222.0|ISO/IEC 13818-1PES分组、ISO/IEC 13522 MHEG、ITU-T Rec.H.222.0|ISO/IEC 13818-1Annex A DSM CC、ITU-T Rec.H.222.1、ISO/IEC 13818-6类型A、ISO/IEC 13818-6类型B、ISO/IEC 13818-6类型C、ISO/IEC 13818-6类型D、ISO/IEC 13818-1辅助等作为流类型。同时，根据本发明的实施例，还可以应用MPH视频流：非分级模式、MPH音频流：非分级模式、MPH非A/V流：非分级模式、MPH高优先级视频流：分级模块、MPH高优先级音频流：分级模式、MPH低优先级视频流：分级模式、MPH低优先级音频流：分级模式等作为流类型。
如上所述，“MPH”对应于“移动”、“步行”、以及“手持”的词首大写字母且表示固定式系统的相反概念。因此，MPH视频流：非分级模式、MPH音频流：非分级模式、MPH-Non-A/V流：非分级模式、MPH高优先级视频流：分级模式、MPH高优先级音频流：分级模式、MPH低优先级视频流：分级模式、以及MPH低优先级音频流：分级模式对应于在发送和接收移动广播节目时应用的流类型。而且，分级模式和非分级模式均对应于在具有不同优先等级的流类型中使用的值。在这里，基于在编码或解码方法中的任何一个中应用的分级结构来确定优先等级。
因此，当使用分级结构型编解码时，分别指定包括分级模式和非分级模式的场值以便标识每个流。由SI和/或数据解码器6010来解析此类流类型信息，以便将其提供给视频和音频解码器6004和6005。其后，视频和音频解码器6004和6005中的每一个使用经解析的流类型信息以便执行解码处理。在本发明中可以应用的其它流类型可以包括用于音频数据的MPEG 4 AUDIO、AC 3、AAC、AAC+、BSAC、HE AAC、AAC SBR、以及MPEG-S，且还可以包括用于视频数据的MPEG 2VIDEO、MPEG 4 VIDEO、H.264、SVC、以及VC-1。
此外，参照图70，在使用分级模式和非分级模式的场中，还可以分别使用诸如MPH视频流：非分级模式和MPH音频流：非分级模式、使用用于音频数据的MPEG 4 AUDIO、AC 3、AAC、AAC+、BSAC、HE AAC、AAC SBR、以及MPEG-S、以及用于视频数据的MPEG 2VIDEO、MPEG 4 VIDEO、H.264、SVC、以及VC-1作为用于音频流和视频流中的每一个的替换，可以将其视为本发明的其它实施例且因此可以将其包括在本发明的范围中。同时，可以提供stream_type场作为PMT内的场之一。并且，在这种情况下，很明显此类stream_type场包括上述语法。STT发送关于当前数据的信息和定时信息。RRT发送关于用于节目分级的区和咨询机构的信息。ETT发送特定信道和广播节目的附加描述。EIT发送关于虚拟信道事件的信息(例如节目标题、节目开始时间等)。
图71图解根据本发明的用于事件信息表(EIT)的位流语法。在本实施例中，图71所示的EIT对应于包括关于虚拟信道中的事件的标题、开始时间、持续时间等的信息的PSIP表。参照图71，EIT由包括table_id场、section_syntax_indicator场、private_indicator场、source_ID、version_numbers_in_section场、current_next_indicator场、和num_event场在内的多个场配置。更具体而言，table_id场是具有‘0xCB’的值的8位场，其指示在EIT中包括相应的区段。section_syntax_indicator场是具有‘1’的值的1位场。这指示相应的区段通过section_length场且符合通用区段语法。private_indicator场对应于具有值‘1’的1位场。
而且，source_ID对应于标识载送在上述表格中所示的事件的虚拟信道的ID。version_numbers_in_section场指示包括在事件信息表中的元素的版本。在本发明中，相对于前一版本号，包括在事件信息表中的事件变化信息被识别为信息的最新变化，其中，所述事件变化信息具有新的版本号。current_next_indicator场指示包括在相应EIT中的事件信息是当前信息还是下一个信息。并且，最后，num_event场表示包括在具有源ID的信道中的事件的数目。更具体而言，如下所示的事件循环被重复与事件数目一样多的次数。
上述EIT场一般应用于包括在一个EIT语法中的至少一个或多个事件。作为“for(j＝0；j＜num_event_in_section；j++)”被包括的循环语句描述每个事件的特性。以下场表示每个单独事件的详细信息。因此，以下场被单独地应用于由EIT语法所描述的每个相应事件。包括在事件循环中的event_ID是用于标识每个单独事件的标识符。事件ID的号码对应于甚至扩展的文本消息的标识符(即ETM_ID)的一部分。start_time场指示事件的开始时间。因此，start_time场收集从电子节目信息所提供的节目的开始时间信息。length_in_seconds场指示事件的持续时间。因此，length_in_seconds场收集从电子节目信息所提供的节目的结束时间信息。更具体而言，通过将start_time场值与length_in_secodns场值相加来收集结束时间信息。可以使用title_text()场来指示广播节目的片断(tile)。
同时，在EIT中可以包括应用于每个事件的描述符。在这里，descriptors_length场指示描述符的长度。而且，包括在‘for’循环重复语句中的描述符循环(即描述符)包括AC-3音频描述符、MPEG 2音频描述符、MPEG 4音频描述符、AAC描述符、AAC+描述符、HE AAC描述符、AAC SBR-描述符、MPEG环绕声描述符、BSAC描述符、MPEG2视频描述符、MPEG 4视频描述符、H.264描述符、SVC描述符、以及VC-1描述符中的至少一个。在这里，每个描述符描述关于应用于每个事件的音频/视频编解码的信息。此类编解码信息可以被提供给音频/视频解码器6004和6005并在解码处理中使用。
最后，DCCT/DCCSCT发送与自动(或定向)信道变化相关的信息。而且，MGT发送包括在PSIP中的上述表格的版本和PID信息。包括在PSI/PSIP中的每个上述表格由称为“区段”的基本单位配置，且一个或多个区段的组合形成表格。例如，VCT可以被划分成256个区段。在这里，一个区段可以包括多个虚拟信道信息。然而，一组虚拟信道信息不被划分成两个或更多区段。这里，接收系统可以解析和解码用于通过使用仅包括在PSI中的表格或仅包括在PSF中的表格、或包括在PSI和PSIP两者中的表格的组合发送的数据业务的数据。为了解析和解码移动业务数据，需要包括在PSI中的PAT和PMT、以及包括在PSIP中的VCT中的至少一个。例如，PAT可以包括用于发送移动业务数据的系统信息、和对应于移动业务数据(或节目号)的PMT的PID。PMT可以包括用于发送移动业务数据的TS分组的PID。VCT可以包括关于用于发送移动业务数据的虚拟信道的信息和用于发送移动业务数据的TS分组的PID。
同时，根据本发明的实施例，可以应用DVB-SI而不是PSIP。DVB-SI可以包括网络信息表(NIT)、业务描述表(SDT)、事件信息表(EIT)、以及时间和数据表(TDT)。可以与上述PSI相结合地使用DVB-SI。在这里，NIT将对应于特定网络提供商的业务划分成特定的组。NIT包括在IRD建立期间所使用的所有调谐信息。NIT可以用于告知或通知调谐信息的任何变化。SDT包括与对应于特定MPEG多路复用的每个业务相关的业务名称和不同参数。EIT用于发送与在MPEG多路复用期间发生的所有事件相关的信息。EIT包括关于当前传输的信息，而且包括选择性地包含可以被IRD接收到的不同传输流的信息。而且，TDT用于更新包括在IRD中的时钟。
此外，还可以包括三个选择性SI表(即业务群关联表(BAT)、运行状态表(RST)、以及填充表(ST))。更具体而言，业务群关联表(BAT)提供使得IRD能够向观看者提供业务的业务分组法。每个特定业务可以属于至少一个“业务群”单元。运行状态表(RST)区段用于迅速且即时地更新任何一个事件执行状态。在事件状态的变化点处，仅发送执行状态区段一次。一般将其它SI表发送数次。填充表(ST)可以用来替换或丢弃附属表或整个SI表。
在本发明中，当移动业务数据对应于音频数据和视频数据时，优选的是，包括(加载)在TS分组内的有效载荷中的移动业务数据对应于PES类型移动业务数据。根据本发明的另一实施例，当移动业务数据对应于用于数据业务的数据(或数据业务数据)时，包括在TS分组内的有效载荷中的移动业务数据由数字存储媒体-命令和控制(DSM-CC)区段格式组成。然而，包括数据业务数据的TS分组可以对应于分组化基本流(FES)类型或区段类型。更具体而言，PES类型数据业务数据配置TS分组，或者区段类型数据业务数据配置TS分组。将给出由区段类型数据配置的TS分组作为本发明的示例。这里，在数字存储媒体-命令和控制(DSM-CC)区段中包括数据业务数据。在这里，则由188字节单位TS分组配置DSM-CC区段。
此外，在数据业务表(DST)中包括配置DSM-CC区段的TS分组的分组标识。当发送DST时，指配‘0x95’作为包括在PMT或VCT的业务位置描述符中的stream_type场的值。更具体而言，当PMT或VCTstream_type场值是‘0x95’时，接收系统可以确认包括移动业务数据的数据广播节目的接收。在这里，可以通过数据/对象轮播法来发送移动业务数据。数据/对象轮播法对应于定期地反复发送相同的数据。
这里，根据SI和/或数据解码器6010的控制，解多路复用器6003执行区段过滤，从而丢弃重复区段并仅将非重复区段输出到SI和/或数据解码器6010。解多路复用器6003还可以通过区段过滤来仅将配置期望表格(例如VCT或EIT)的区段输出到SI和/或数据解码器6010。在这里，VCT或EIT可以包括用于移动业务数据的特定描述符。然而，本发明不排除移动业务数据被包括在诸如PMT的其它表格中的可能性。区段过滤法可以包括在执行区段过滤处理之前检验诸如VCT等由MGT定义的表格的PID的方法。替换地，当VCT包括固定PID(即基础PID)时，区段过滤法还可以包括在不检验MGT的情况下直接执行区段过滤处理的方法。这里，解多路复用器6003通过参考table_id场、version_number场、section_number场等来执行区段过滤处理。
如上所述，定义VCT的PID的方法广泛地包括两种不同的方法。在这里，VCT的PID是从其它表格识别VCT所需的分组标识符。第一种方法包括设置VCT的PID以便其依赖于MGT。在这种情况下，接收系统不直接检验许多PSI和/或PSIP表格之中的VCT。作为替代，接收系统必须检查在MGT中定义的PID以便读取VCT。在这里，MGT定义各种表格的PID、尺寸、版本号等等。第二种方法包括设置VCT的PID以便对PID给定基础PID值(或固定PID值)、从而使其独立于MGT。在这种情况下，与在第一种方法中不同，可以在不必检验包括在MGT中的每一个PID的情况下识别根据本发明的VCT。很明显，必须在发射系统与接收系统之间预先作出关于基础PID的协定。
同时，在本发明的实施例中，解多路复用器6003可以通过区段过滤仅将应用信息表(AIT)输出到SI和/或数据解码器6010。AIT包括关于在用于数据业务的接收机中运行的应用的信息。AIT还可以被称为XAIT以及AMT。因此，包括应用信息的任何表格可以对应于以下描述。当发送AIT时，可以将值‘0x05’指配给PMT的stream_type场。AIT可以包括应用信息，诸如应用名称、应用版本、应用优先级、应用ID、应用状态(即自动启动、用户专用设定、kill等)、应用类型(即Java或HTML)、包括应用类和数据文件的流的地点(或位置)、应用平台目录、以及应用图标的位置。
在用于通过使用AIT来检测用于数据业务的应用信息的方法中，可以使用component_tag、original_network_id、transport_stream_id、以及service_id场来检测应用信息。component_tag场指示载送相应对象轮播的DSI的基本流。original_network_id场指示提供传送连接的TS的DVB-SI original_network_id。transport_stream_id场指示提供传送连接的TS的MPEG TS，且service_id场指示提供传送连接的业务的DVB-SI。可以通过使用original_network_id场、transport_stream_id场和service_id场来获得关于特定信道的信息。可以由SI和/或数据解码器6010将通过使用上述方法检测的诸如应用数据等数据业务数据存储在第二存储器6011中。
SI和/或数据解码器6010对配置经解多路复用的移动业务数据的DSM-CC区段进行解析。然后，将对应于解析结果的移动业务数据作为数据库存储在第二存储器6011中。SI和/或数据解码器6010对具有相同表格标识(table_id)的多个区段进行分组以便配置随后被解析的表格。其后，将解析结果作为数据库存储在第二存储器6011中。这里，通过解析数据和/或区段，SI和/或数据解码器6010读取未被解多路复用器6003进行区段过滤的所有其余实际区段数据。然后，SI和/或数据解码器6010将读取的数据存储到第二存储器6011。第二存储器6011对应于如下表格和数据/对象轮播数据库，其用于存储从表格解析的系统信息和从DSM-CC区段解析的移动业务数据。在这里，可以使用包括在表格中的table_id场、section_number场、以及last_section_number场来指示相应的表格是由单个区段还是由多个区段配置。例如，具有VCT的PID的TS分组被分组而形成区段，且具有分配给VCT的表格标识符的区段被分组而形成VCT。当解析VCT时，可以获得关于向其发送移动业务数据的虚拟信道的信息。
而且，根据本发明，SI和/或数据解码器6010解析VCT的SLD，从而将对应于基本流的流类型信息发送到音频解码器6004或视频解码器6005。在这种情况下，相应的音频解码器6004或视频解码器6005使用发送的流类型信息以便执行音频或视频解码处理。此外，根据本发明，SI和/或数据解码器6010解析EIT的AC-3音频描述符、MPEG 2音频描述符、MPEG 4音频描述符、AAC描述符、AAC+描述符、HE AAC描述符、AAC SBR描述符、MPEG环绕声描述符、BSAC描述符、MPEG 2视频描述符、MPEG 4视频描述符、H.264描述符、SVC描述符、VC-1描述符等，从而将相应事件的音频或视频编解码信息发送到音频解码器6004或视频解码器6005。在这种情况下，相应的音频解码器6004或视频解码器6005使用发送的音频或视频编解码信息以便执行音频或视频解码处理。
所获得的对应于数据业务的应用标识信息、业务组件标识信息、以及业务信息可以被存储在第二存储器6011中或被输出到数据广播应用管理器6013中。另外，可以对应用标识信息、业务组件标识信息、以及业务信息进行参考以便将数据业务数据解码。替换地，此类信息还可以准备用于数据业务的应用的运行。此外，SI和/或数据解码器6010控制系统信息表的解多路复用，该系统信息表对应于与信道和事件相关的信息表。其后，可以将A/V PID列表发送到信道管理器6007。
信道管理器6007可以参考信道映射表6008以便向SI和/数据解码器6010发送对接收系统相关信息数据的请求，从而接收相应的结果。另外，信道管理器6007还可以控制调谐器6001的信道调谐。此外，信道管理器6007可以直接控制解多路复用器6003，以便设置A/V PID，从而控制音频解码器6004和视频解码器6005。
音频解码器6004和视频解码器6005可以分别将从主业务数据分组解多路复用的音频数据和视频数据解码并输出。替换地，音频解码器6004和视频解码器6005可以分别将从移动业务数据分组解多路复用的音频数据和视频数据解码并输出。同时，当移动业务数据包括数据业务数据、以及音频数据和视频数据时，很明显，经解多路复用器6003解多路复用的音频数据和视频数据分别被音频解码器6004和视频解码器6005解码。例如，可以将音频编码(AC)-3解码算法、MPEG-2音频解码算法、MPEG-4音频解码算法、AAC解码算法、AAC+解码算法、HE AAC解码算法、AAC SBR解码算法、MPEG环绕声解码算法、以及BSAC解码算法应用于音频解码器6004。而且，可以将MPEG-2视频解码算法、MPEG-4视频解码算法、H.264解码算法、SVC解码算法、以及VC-1解码算法应用于视频解码器6005。因此，可以执行解码处理。
同时，本地TV应用管理器6006运行存储在第一存储器6009中的本地应用程序，从而执行诸如信道变化等一般功能。本地应用程序指的是在产品装运时存储在接收系统中的软件。更具体而言，当通过用户接口(UI)向接收系统发送用户请求(或命令)时，本地TV应用管理器6006通过用户图形界面(GUI)在屏幕上显示用户请求，从而对用户的请求进行响应。用户接口通过诸如遥控器、小键盘、点动控制器、设置在屏幕上的触摸屏等输入设备来接收用户请求，并随后将接收到的用户请求输出到本地TV应用管理器6006和数据广播应用管理器6013。此外，本地TV应用管理器6006控制信道管理器6007，从而控制信道相关操作，诸如信道映射表6008的管理，并控制SI和/或数据解码器6010。本地TV应用管理器6006还控制整个接收系统的GUI，从而将用户请求和接收系统的状态存储在存储器6009中并恢复存储的信息。
信道管理器6007控制调谐器6001和SI和/或数据解码器6010，以便管理信道映射表6008，因此其可以对用户的信道请求进行响应。更具体而言，信道管理器6007向SI和/或数据解码器6010发送请求，以便解析与要调谐的信道相关的表格。由SI和/或数据解码器6010将解析表格的结果报告给信道管理器6007。其后，基于解析结果，信道管理器6007更新信道映射表6008并在解多路复用器6003中设置PID以便将与数据业务数据相关的表格与移动业务数据的解多路复用。
系统管理器6012通过接通或关掉电源来控制接收系统的启动。然后，系统管理器6012将ROM图像(包括下载软件图像)存储在第一存储器6009中。更具体而言，第一存储器6009存储诸如管理接收系统所需的操作系统(OS)程序等管理程序以及执行数据业务功能的应用程序。此应用程序是处理存储在第二存储器6011中的数据业务数据以便为用户提供数据业务的程序。如果数据业务数据被存储在第二存储器6011中，则由上述应用程序或由其它应用程序来处理相应的数据业务数据，从而将其提供给用户。可以将存储在第一存储器6009中的管理程序和应用程序更新或校正为新下载的程序。此外，即使在系统的电源被关掉的情况下，也保持存储的管理程序和应用程序的存储而不是将其删除。因此，当供电时，可以在不必再一次重新下载的情况下执行该程序。
根据本发明的用于提供数据业务的应用程序可以最初在装运接收系统时被存储在第一存储器6009中，或者在下载之后被存储在第一存储器6009中。还可以删除、更新、以及校正存储在第一存储器6009中的用于数据业务(即提供应用程序的数据业务)的应用程序。此外，每当正在接收数据业务数据时，可以连同数据业务数据一起下载并执行提供应用程序的数据业务。
当通过用户接口来发送数据业务请求时，数据广播应用管理器6013运行存储在第一存储器6009中的相应应用程序以便处理所请求的数据，从而为用户提供请求的数据业务。而且，为了提供此类数据业务，数据广播应用管理器6013支持用户图形界面(GUI)。在这里，可以以文本(或短消息业务(SMS))、语音消息、静止图像、和运动图像的形式来提供数据业务。可以为数据广播应用管理器6013提供用于执行存储在第一存储器6009中的应用程序的平台。该平台可以是例如用于执行Java程序的Java虚拟机。在下文中，现在将详细描述数据广播应用管理器6013执行提供存储在第一存储器6009中的应用程序的数据业务、以便处理存储在第二存储器6011中的数据业务数据、从而为用户提供相应的数据业务的示例。
假设数据业务对应于交通信息业务，以文本(或短消息业务(SMS))、语音消息、图形消息、静止图像、和运动图像中的至少一个的形式将根据本发明的数据业务提供给未装配有电子地图和/或GPS系统的接收机的用户。在这种情况下，当在接收系统上安装有GPS模块6020时，如图66所示，GPS模块6020接收从多个低地球轨道卫星发送的卫星信号并提取当前地点(或位置)信息(例如经度、纬度、海拔)，从而将提取的信息输出到数据广播应用管理器6013。
这里，假设将包括关于每个链路和节点的信息及其它各种图形信息的电子地图存储在第二存储器6011、第一存储器6009、以及未示出的另一存储器之一中。更具体而言，根据由数据广播应用管理器6013进行的请求，存储在第二存储器6011中的数据业务数据被读取并输入到数据广播应用管理器6013中。数据广播应用管理器6013对从第二存储器6011读取的数据业务数据进行转换(或解密)，从而根据消息的内容和/或控制信号来提取必要的信息。换言之，数据广播应用管理器6013使用当前地点信息和图形信息，以便能够处理当前地点信息并以图形的格式将其提供给用户。
图72图解示出根据本发明的另一实施例的数字广播(或电视)接收系统的结构的方框图。参照图72，数字广播接收系统包括调谐器7001、解调单元7002、解多路复用器7003、第一解扰器7004、音频解码器7005、视频解码器7006、第二解扰器7007、认证单元7008、本地TV应用管理器7009、信道管理器7010、信道映射表7011、第一存储器7012、数据解码器7013、第二存储器7014、系统管理器7015、数据广播应用管理器7016、贮存器控制器7017、第三存储器7018、远程通信模块7019、以及GPS模块7020。在这里，第三存储器7018是海量存储设备，诸如硬盘驱动器(HDD)或存储器芯片。而且，在描述图72所示的数字广播(或电视或DTV)接收系统期间，为简单起见将省略与图66的数字广播接收系统相同的那些组件。
如上所述，为了提供用于防止通过使用广播网络发送的增强型数据和/或主数据的非法复制(或拷贝)或非法观看的业务，并提供付费广播业务，发射系统一般将广播内容加扰并发送。因此，接收系统需要对加扰广播内容解扰以便为用户提供适当的广播内容。此外，通常可以在解扰处理之前通过用认证装置进行认证处理来处理接收系统。在下文中，现在将详细地描述根据本发明的实施例的包括认证装置和解扰装置的接收系统。
根据本发明，可以为接收系统配备接收加扰广播内容的解扰装置和认证(或检验)接收系统是否有权接收已解扰内容的认证装置。在下文中，将把解扰装置称为第一和第二解扰器7004和7007，并将把认证装置称为认证单元7008。相应组件的此类命名仅仅是示例性的且不限于在本发明的说明中提出的术语。例如，该单元还可以称为解密器。虽然图72图解设置在接收系统内部的解扰器7004和7007及认证单元7008的示例，解扰器7004和7007及认证单元7008中的每一个还可以单独地设置在内部或外部模块中。在这里，模块可以包括插槽型，诸如SD或CF存储器、记忆棒型、USB型等，且可以被可拆卸地固定于接收系统。
如上所述，当由认证单元7008成功地执行认证处理时，由解扰器7004和7007对加扰广播内容进行解扰，从而将其提供给用户。这里，在本文中可以使用多种认证方法和解扰方法。然而，应在接收系统与发射系统之间达成关于每种相应方法的协定。在下文中，现在将描述认证和解扰方法，并且为简单起见将省略相同组件或处理步骤的描述。
现在将详细描述包括认证单元7008及解扰器7004和7007的接收系统。该接收系统通过调谐器7001和解调单元7002来接收加扰广播内容。然后，系统管理器7015决定接收到的广播内容是否已被加扰。在这里，如图36至图65所述，可以包括解调单元7002作为根据本发明的实施例的解调装置。然后，本发明不限于在本文所阐述的说明中给出的示例。如果系统管理器7015决定接收到的广播内容已被加扰，则系统管理器7015控制该系统来运行认证单元7008。如上所述，认证单元7008执行认证处理，以便决定根据本发明的接收系统是否对应于有权接收付费广播业务的合法主机。在这里，认证处理可以依照认证方法而改变。
例如，认证单元7008可以通过将接收到的广播内容内的IP数据报的IP地址与相应主机的特定地址相比较来执行认证处理。这里，相应接收系统(或主机)的特定地址可以是MAC地址。更具体而言，认证单元7008可以从解封装IP数据报提取IP地址，从而获得用IP地址映射的接收系统信息。这里，应预先为接收系统提供能够映射IP地址和接收系统信息的信息(例如表格格式)。因此，认证单元7008通过确定相应接收系统的地址与用IP地址映射的接收系统的系统信息之间的一致性来执行认证处理。换言之，如果认证单元7008确定两种类型的信息相互一致，则认证单元7008确定接收系统有权接收相应的广播内容。
在另一示例中，由接收系统和发射系统来预先定义标准化标识信息。然后，由发射系统来发送请求付费广播业务的接收系统的标识信息。其后，接收系统确定接收到的标识信息是否与其自己的唯一标识号一致，以便执行认证处理。更具体而言，发射系统创建用于存储请求付费广播业务的接收系统的标识信息(或号码)的数据库。然后，如果相应的广播内容被加扰，则发射系统将标识信息包括在EMM中，随后将其发送到接收系统。
如果相应的广播内容被加扰，则通过相应的数据报头或另一数据分组来发送被应用于广播内容加扰的消息(例如授权控制消息(ECM)、授权管理消息(EMM))，诸如CAS信息、模式信息、消息位置信息。ECM可以包括用于对广播内容进行加扰的控制字(CW)。这里，可以用认证密钥对控制字进行编码。EMM可以包括相应数据的认证密钥和授权信息。在这里，可以用接收系统专用分发密钥来对认证密钥进行编码。换言之，假设通过使用控制字来对增强型数据进行加扰，并且从发射系统发送认证信息和解扰信息，则发射系统用认证密钥对CW进行编码，然后将编码CW包括在授权控制消息(ECM)中，随后将其发送到接收系统。此外，发射系统将用于对CW进行编码的认证密钥和对接收系统接收数据(或业务)的授权(即有权接收相应广播业务或数据的接收系统的标准化序列号)包括在随后被发送到接收系统的授权管理消息(EMM)中。
因此，接收系统的认证单元7008提取接收系统的标识信息和包括在被接收的广播业务的EMM中的标识信息。然后，认证单元7008确定所述标识信息是否相互一致，以便执行认证处理。更具体而言，如果认证单元7008确定所述信息相互一致，则认证单元7008最后确定接收系统有权接收请求广播业务。
在又一示例中，接收系统的认证单元7008被可拆卸地固定于外部模块。在这种情况下，接收系统通过公共接口(CI)与外部模块对接。换言之，外部模块可以通过公共接口来接收被接收系统加扰的数据，从而执行接收的数据的解扰处理。替换地，外部模块还可以只将解扰处理所需的信息发送到接收系统。公共接口被配置在物理层和至少一个协议层上。在这里，考虑到在稍后处理中的协议层的任何可能扩展，可以将相应的协议层配置为具有每个能够提供独立功能的至少一个层。
外部模块可以由具有关于用于加扰处理的密钥的信息和其它认证信息、但不包括任何解扰功能的存储器或卡组成，或者由具有上述密钥信息和认证信息且包括解扰功能的卡组成。接收系统和外部模块均应被认证以便为用户提供从发射系统提供(或发送)的付费广播业务。因此，发射系统只能向经认证的一对接收系统和外部模块提供相应的付费广播业务。
另外，还应通过公共接口在接收系统与外部模块之间执行认证处理。更具体而言，模块可以通过公共接口与包括在接收系统中的系统管理器7015通信，从而对该接收系统进行认证。替换地，接收系统可以通过公共接口对模块进行认证。此外，在认证处理期间，模块可以提取接收系统的唯一ID及其自己的唯一ID并将所提取的ID发送到发射系统。因此，发射系统可以使用所发送的ID值作为确定是否开始所请求的业务的信息或作为支付信息。必要时，系统管理器7015通过远程通信模块7019将支付信息发送到远程发射系统。
认证单元7008对相应的接收系统和/或外部模块进行认证。然后，如果成功地完成认证处理，则认证单元7008将相应的接收系统和/或外部模块证明为有权接收所请求的付费广播业务的合法系统和/或模块。另外，认证单元7008还可以从接收系统的用户向其预订的移动电信业务提供商而不是从提供所请求的广播业务的发射系统接收认证相关信息。在这种情况下，该认证相关信息可以由提供广播业务的发射系统来加扰并随后通过移动电信业务提供商被发送给用户，或者由移动电信业务提供商直接加扰并发送。一旦由认证单元7008成功地完成认证处理，则接收系统可以对从发射系统接收到的加扰广播内容进行解扰。这里，由第一和第二解扰器7004和7007来执行解扰处理。在这里，可以将第一和第二解扰器7004和7007包括在接收系统的内部模块或外部模块中。
接收系统还配备有用于与包括第一和第二解扰器7004的外部模块7007通信以便执行解扰处理的公共接口。更具体而言，可以以硬件、中间件或软件的形式将第一和第二解扰器7004和7007包括在该模块或接收系统中。在这里，可以将解扰器7004和7007包括在该模块和接收系统中的任何一个或两者中。如果第一和第二解扰器7004和7007被设置在接收系统内部，则有利的是使发射系统(即业务提供商和广播站中的至少任何一个)使用相同的加扰方法对相应数据进行加扰。
替换地，如果第一和第二解扰器7004和7007被设置在外部模块中，则有利的是使每个发射系统使用不同的加扰方法对相应数据进行加扰。在这种情况下，不需要为接收系统配备对应于每个发射系统的解扰算法。因此，接收系统的结构和尺寸可以被简化且更紧凑。因此，在这种情况下，外部模块本身能够提供由每个发射系统唯一地且仅提供的CA功能和与将被提供给用户的每个业务相关的功能。公共接口使得各种外部模块和包括在接收系统中的系统管理器7015能够通过单个通信方法相互通信。此外，由于接收系统可以通过与提供不同业务的至少一个或多个模块连接来操作，所以接收系统可以连接到多个模块和控制器。
为了保持接收系统与外部模块之间的成功通信，公共接口协议包括周期性地检查相对通信者的状态的功能。通过使用此功能，接收系统和外部模块能够管理每个相对通信者的状态。此功能还向用户或发射系统报告可能在接收系统和外部模块中的任何一个中发生的任何故障并尝试修复该故障。
在又一示例中，可以通过软件来执行认证处理。更具体而言，当具有下载并例如预先存储在其中的CAS软件的存储卡被插入接收系统时，接收系统接收并从存储卡下载CAS软件以便执行认证处理。在本示例中，从存储卡读出CAS软件并将其存储在接收系统的第一存储器7012中。其后，CAS软件在接收系统中作为应用程序运行。根据本发明的实施例，CAS软件被安装(或存储)在中间件平台上并随后被执行。将给出Java中间件作为包括在本发明中的中间件的示例。在这里，CAS软件应至少包括认证处理所需的信息以及解扰处理所需的信息。
因此，认证单元7008执行发射系统与接收系统之间以及接收系统与存储卡之间的认证处理。这里，如上所述，存储卡应有权接收相应的数据且应包括关于可以被认证的正常接收系统的信息。例如，关于接收系统的信息可以包括唯一号码，诸如相应接收系统的标准化序列号。因此，认证单元7008将包括在存储卡中的标准化序列号与接收系统的唯一信息相比较，从而执行接收系统与存储卡之间的认证处理。
如果首先以Java中间件为基础执行CAS软件，则执行接收系统与存储卡之间的认证。例如，当存储在存储卡中的接收系统的唯一号码与从系统管理器7015读取的接收系统的唯一号码一致时，则存储卡得以验证并被确定为可以在接收系统中使用的正常存储卡。这里，如上所述，可以在装运本发明时将CAS软件安装在第一存储器7012中，或者可以将其从发射系统或模块或存储卡下载到第一存储器7012。在这里，可以由数据广播应用管理器7016将解扰功能作为应用程序来运行。
其后，CAS软件解析从解多路复用器7003输出的EMM/ECM分组，以便检验接收系统是否有权接收相应的数据，从而获得解扰所需的信息(即CW)并将所获得的CW提供给解扰器7004和7007。更具体而言，在Java中间件平台中运行的CAS软件首先从相应接收系统中读出接收系统的唯一(或序列)号码并将其与通过EMM发送的接收系统的唯一号码相比较，从而检验接收系统是否有权接收相应数据。在检验接收系统的接收授权时，使用被发送到ECM的相应广播业务信息和接收相应广播业务的授权来检验接收系统是否有权接收相应的广播业务。一旦接收系统被检验有权接收相应的广播业务，则使用被发送到EMM的认证密钥来对被发送到ECM的编码CW进行解码(或解密)，从而将解码CW发送到解扰器7004和7007。解扰器7004和7007中的每一个使用CW来对广播业务进行解扰。
同时，可以依照广播站将提供的付费业务来扩展存储在存储卡中的CAS软件。另外，CAS软件还可以包括除与认证和解扰相关的信息之外的其它附加信息。此外，接收系统可以从发射系统下载CAS软件以便升级(或更新)原来存储在存储卡中的CAS软件。如上所述，无论广播接收系统的类型如何，只要提供了外存储器接口，则本发明可以实现能够满足可以被可拆卸地固定于接收系统的各种存储卡的需要的CAS系统。因此，本发明可以以最小的制造成本实现接收系统的最大性能，其中，所述接收系统可以接收诸如广播节目等支付广播内容，从而确认并注意各种接收系统。此外，由于在本发明的实施例中只需要实现最少的应用程序接口，所以可以使制造成本最小化，从而消除制造商对CAS制造商的依赖性。因此，还可以使管理系统和CAS设备的制造成本最小化。
同时，可以在模块中以硬件的形式或以软件的形式包括解扰器7004和7007。在这种情况下，接收到的加扰数据可以由模块进行解扰并随后被解调。而且，如果接收到的加扰数据被存储在第三存储器7018中，则可以对接收到的数据进行解扰并随后存储，或者在接收点处将其存储在存储器中，且稍后在播放(或再现)之前将其解扰。其后，在加扰/解扰算法被设置在贮存器控制器7017中的情况下，贮存器控制器7017再一次对接收到的数据进行加扰，并随后将重新加扰数据存储到第三存储器7018。
在又一示例中，通过广播网络来发送解扰广播内容(其传输受到限制)。而且，通过远程通信模块7019来发送和/或接收与对数据进行认证和解扰以便禁用相应数据的接收限制相关的信息。因此，接收系统能够执行相互(或双向)通信。接收系统可以向发射系统内的远程通信模块发送数据或被提供来自发射系统内的远程通信模块的数据。在这里，数据对应于期望发送到发射系统或从发射系统发送的广播数据，以及诸如接收系统的序列号或MAC地址等唯一信息(即标识信息)。
包括在接收系统中的远程通信模块7019提供执行不支持相互通信功能的接收系统与包括在发射系统中的远程通信模块之间的相互(或双向)通信所需的协议。此外，接收系统使用标记长度值(TLV)编码方法来配置包括要发送的数据和唯一信息(或ID信息)的协议数据单元(PDU)。在这里，标记场包括相应PDU的索引。长度场包括值场的长度。而且，该值场包括要发送的实际数据和接收系统的唯一号码(例如标识号)。
接收系统可以配置一平台，该平台配备有Java平台且在通过网络将发射系统的Java应用下载到接收系统之后运行。在这种情况下，还可以配置从包括在接收系统中的存储装置下载包括由发射系统任意地定义的标记场的PDU并随后将下载的PDU发送到远程通信模块7019的结构。而且，可以在接收系统的Java应用中配置PDU并随后将其输出到远程通信模块7019。还可以通过从Java应用发送标记值、要发送的实际数据、相应接收系统的唯一信息且通过在接收系统中执行TLV编码处理来配置PDU。此结构的有利之处在于，即使添加了发射系统期望的数据(或应用)，也不需要改变接收系统的固件。
发射系统内的远程通信模块发送通过无线数据网络从接收系统接收到的PDU，或将通过网络接收到的数据配置成将被发送到主机的PDU。这里，当配置将被发送到主机的PDU时，发送端内的远程通信模块可以包括位于远程位置的发射系统的唯一信息(例如IP地址)。另外，在通过无线数据网络来接收和发送数据时，可以为接收系统提供公共接口，而且为其提供能够通过移动通信基站相连的诸如CDMA和GSM的WAP、CDMA 1xEV-DO，而且还可以为其提供可以通过接入点相连的无线LAN、移动因特网、WiBro、WiMax。上述接收系统对应于未装配有远程通信功能的系统。然而，装配有远程通信功能的接收系统不需要远程通信模块7019。
通过上述无线数据网络发送和接收的广播数据可以包括执行限制数据接收的功能所需的数据。同时，解多路复用器7003接收从解调单元7002输出的实时数据或从第三存储器7018读取的数据，从而执行解多路复用。在本发明的本实施例中，解多路复用器7003对增强型数据分组执行解多路复用。先前在本发明的说明书中已描述了类似处理步骤。因此，为简单起见将省略对增强型数据进行解多路复用的处理的细节。
第一解扰器7004从解多路复用器7003接收解多路复用信号并随后将接收到的信号解扰。这里，第一解扰器7004可以接收从认证单元7008接收到的认证结果和解扰处理所需的其它数据，以便执行解扰处理。音频解码器7005和视频解码器7006接收经第一解扰器7004解扰的信号，其随后被解码并输出。替换地，如果第一解扰器7004未执行解扰处理，则音频解码器7005和视频解码器7006直接将接收到的信号解码并输出。在这种情况下，由第二解扰器7007来接收已解码信号并随后将其解扰且因此进行处理。
音频解码器7005可以接收被第一解扰器7004解扰的信号或未被第一解扰器7004解扰的信号，并从包括在接收的信号中的音频流提取音频数据和补充信息。
音频解码器7005可以基于由包括在补充信息中的缩放因数指数信息所指示的缩放因数来相反地缩放所提取的音频数据并恢复音频信号。
音频解码器7005可以将音频数据相解量化、根据由包括在补充信息中的标识符所指示的块长度将经相解量化的音频数据转换成用于每个块的时域信号，并恢复音频信号。
音频解码器7005可以基于包括在音频数据中的霍夫曼表信息和区识别信息来对音频数据进行解码并恢复音频信号。
音频解码器7005可以接收被第一解扰器7004解扰的信号或未被第一解扰器7004解扰的信号并从包括在接收到的信号中的音频流提取音频参数。音频解码器7005可以基于所提取的音频参数来计算包括在音频流中的子帧号信息，并基于所计算的子帧号信息来计算子帧的起始位置信息。音频解码器7005可以基于所计算的起始位置信息根据音频参数对包括在子帧中的音频数据进行解码。
音频解码器7005可以接收被第一解扰器7004解扰的信号或未被第一解扰器7004解扰的信号并从包括在接收的信号中的音频流提取音频数据。音频解码器7005可以对音频数据进行相解量化并基于包括在相解量化音频数据中的中间数据和边数据来恢复立体声音频信号。
音频解码器7005可以接收被第一解扰器7004解扰的信号或未被第一解扰器7004解扰的信号，从包括在接收的信号中的音频流提取参数，对提取的参数进行解码，并在扩展区中恢复音频信号。音频解码器7005可以根据代数码激励线性预测(ACELP)和变换码激励(TCX)来对提取的参数进行解码并在扩展区中恢复音频信号。如果参数包括频段复制(SBR)，则音频解码器7005可以对参数进行解码并在单声道的高频区中恢复音频信号。
图73是示出根据本发明的实施例的MPH接收机的方框图。MPH接收机包括调谐器7300、解调器7310、解多路复用器7320、系统信息(SI)解码器7330、视频解码器7340、以及音频解码器7350。音频解码器7350包括解析器7351、核心单元7352和扩展单元7353。
调谐器7300经由天线、电缆和卫星中的任何一个来调谐至特性信道的频率，将调谐信号向下转换至中频(IF)信号，并将转换的信号输出到解调器7310。具有特定信道的频率的接收的数据包括主业务数据、移动业务数据和用于将主业务数据和移动业务数据解码的表格数据。
在本实施例中，可以应用用于移动广播的音频数据和视频数据作为移动业务数据。此类音频数据和视频数据将被各种类型的编码器压缩并从广播站发送。在这种情况下，由对应于用于压缩的编码器的视频和音频解码器7340和7350将音频数据和视频数据解码，使得将视频信号和音频信号提供给用户。
解调器7310相对于从调谐器7300输出的信号执行VSB解调和信道均衡，将信号划分成主业务数据和移动业务数据，并以TS分组为单位输出经划分的信号。
解多路复用器7320接收并解多路复用从解调器7310输出的数据。例如，解多路复用器7320将经解调器7310解调的移动业务数据解多路复用成数据流、视频流和音频流。这里，视频流和音频流也可以被分别称为视频位流和音频位流。解多路复用器7310将在SI解码器7330控制下输入的系统信息解多路复用。该系统信息包括移动业务数据、节目专用信息/节目和系统信息协议(PSI/PSIP)表等等。系统信息可以包括信道信息、事件信息等等。
在本发明的实施例中，应用PSI/PSIP作为系统信息，但是本发明不限于此。也就是说，用于以表格格式发送系统信息的任何协议可适用于本发明，无论其名称如何。
视频和音频解码器7340和7350可以分别将从主业务数据分组解多路复用的视频位流和音频位流解码或者可以分别将从移动业务数据分组解多路复用的视频位流和音频位流解码。根据本实施例，在视频位流和音频位流以及用于数据业务的数据被包括在移动业务数据中的情况下，可以分别由视频解码器7340和音频解码器7350对经解多路复用器7320解多路复用的视频位流和音频位流进行解码。
音频解码器7350的解析器7351解析从解多路复用器7320输出的音频位流并生成音频数据和解码音频信号所需的各种参数。音频数据可以是时域数据和/或频域数据。
核心单元7352是用于对除补充信息之外的音频信号编码的编解码器。甚至在用于对音频信号编码的编码器以及解码器中使用该编解码器。可以以高级音频编码(AAC)、MP3、窗口媒体音频(WMA)、OggVorbis或音频编码-3(AC-3)格式来配置核心单元，且在相对于音频信号执行编解码功能的情况下，核心单元可以包括将来要开发的编解码器以及先前已开发的编解码器。核心单元7352使用滤波器组来处理音频信号并使用诸如根据音频信号的特性改变用于处理音频信号的窗口的尺寸的块交换处理和应用于音频信号的量化/解量化等处理。稍后将详细描述由核心单元7352执行的处理。核心单元7352使用从解多路复用器7320输出的音频数据和参数来生成时域音频信号。
另外，为了改善带宽或改善信道，可以选择性地应用扩展算法。
音频解码器7350可以选择性地包括扩展单元7353。扩展单元7353指示用于处理另外以常规音频信号格式被包括以便改善带宽或改善信道的扩展信息的设备。扩展信息包括用于扩展算法的音频数据和参数。例如，可以将用于再现多通道音频信号的扩展信息包括在MPEG-2或MPEG-4音频格式的补充信息区域中。在这种情况下，由于存在与MPEG-2或MPEG-4音频信号的兼容，所以即使在用于仅再现MPEG-2或MPEG-4音频格式的解码器中，也可以使用包括扩展信息的音频信号，且即使在用于再现多通道音频信号的解码器中，也可以使用包括扩展信息的音频信号。
依照采样频率和通道数目而输出所生成的时域音频信号。在下文中，将描述需要进行音频信号压缩的原因和用于压缩音频信号的基本原理。
图74是示出压缩音频信号的方法和用于执行该方法的音频信号处理设备的视图。图74A是示出由编码器对音频信号进行编码、由解码器对已编码音频信号进行解码、并生成音频信号的一系列处理的示意性视图，且图74B是示出由编码器执行音频信号压缩的原理的视图。
参照图74B，人的可听频率是20Hz至20kHz。将音频信号采样至对应于最大频率的两倍或以上的频率以防止混叠现象。通常使用的采样频率是44.1kHz或48kHz。由于一般用16位来对音频信号样本进行编码，所以采样音频信号经过量化和编码处理并以44.1kHz*16位＝706kbps或48kHz*16位＝768kbps的位速率被发送。
由于在用于发送音频信号的当前发射系统中位速率过大，所以需要降低位速率。音频信号编码器7400使用各种压缩方法以便降低位速率。如果音频信号被压缩，则可以将位速率降低至约32至384kbps。可以经由数字信道来发送经压缩编码的音频信号或将其存储在存储介质7410中。音频信号解码器7420将经压缩编码的音频信号解码并输出已解码音频信号。
由于使用诸如感知音频编码(PAC)法等压缩方法，所以可以以低容量来实现高质量音频信号。在PAC方法中，在考虑人的感知能力的情况下压缩音频信号并从原始音乐中消除人的耳朵不能听到声音或噪声，或者对数个声音进行合成和压缩。
需要进行压缩的原因如下：1)可以保持感知透明性且可以降低位速率；2)可以降低带宽且可以降低传输成本；3)可以降低存储要求，以及4)可以获得针对错误的鲁棒性。
用于压缩音频信号的各种PAC方法根据设计者而在声音识别建模、声音范围滤波、以及音乐数据处理方面彼此不同且因此不可能相互兼容。因此，为了支持各种类型的压缩格式，应以压缩格式的相同数目来安装音频解码器。各种压缩格式的数个示例如下。
MPEG音频层3(MP3)是在20世纪90年代早期由MPEG-1音频标准发展的技术且是到目前为止在网民之中最流行的数字音乐格式。如果使用MP3技术，则可以将音频信号的数据量压缩到约1/10至1/12。压缩音频文件的尺寸是每个音乐文件2至5MB，因此可以经由网络来轻易地交换高质量音乐。
AAC是由音频压缩技术方面的引导者在1997年使用MPEG-2或MPEG-4音频标准开发的，且在压缩性能和质量方面优良。由于AAC格式的音频信号的尺寸小于MP3文件的尺寸且其质量比MP3文件更优秀，所以预期AAC将被广泛地用作下一代压缩技术。最大采样频率是96Hz且可用信道的最大数目是48。AAC的压缩效率约为MP3的1.4倍。
AC-3是由美国Dolby实验室公司开发的第三音频编码方法，且是具有不同于MP3或AAC的构思的音频格式。虽然MP3或AAC是基于双通道的压缩格式，但AC-3是基于5.1通道(五个音频通道和一个低频效果通道)的立体音响支持格式。在AC-3中，使用安装在正面和背面、左侧和右侧、以及中央侧的五个扬声器和一个低频超低音扬声器。AC-3与现有模拟型环绕声系统的不同之处在于声道被完全分离，使得可以在没有信号干扰的情况下递送清晰的声音。
在减小数字音频数据的尺寸的方法之中，存在一种减少位数或降低采样率的方法作为最典型的方法。然而，这种方法导致动态声音丢失并产生噪声。如果降低采样频率，则声音的锐度劣化。然而，如果使用高频压缩技术，则音频的文件尺寸减小，但数字化信息量不变。
图75是图解用于压缩音频信号的掩蔽效应的视图。音频编码器使用掩蔽效应来对音频信号编码。掩蔽效应是声音感知的重要特性之一且是小于预定阈值的小声音被大声音掩蔽的现象，即一个声音抑制另一声音的感知的现象。例如，掩蔽效应是当火车经过时用户不能听见坐在用户旁边的朋友的声音的现象。当对音频信号进行编码时，可以基于位分配来使用掩蔽效应。例如，可以将位分配给由于掩蔽效应而未被感知的区域。掩蔽效应包括在频域中描述的同时掩蔽和在时域中描述的前向掩蔽。
人的听觉器官通过具有不同特性的许多滤波器组来分析输入信号的频率。这时，由于人的听觉器官在频率分析处理中的分辨率方面的限制而产生掩蔽效应，且通过此类预处理效应感知到信号。该感知信号由掩蔽效应生成的掩蔽阈值来确定。
根据图75所示的音频信号的组件来分离并考虑掩蔽功能。使用根据所述组件的掩蔽功能来获得掩蔽阈值。不对小于掩蔽阈值的声音进行编码且量化噪声变得等于或小于掩蔽阈值。在下文中，将描述用于使用掩蔽阈值来处理音频信号的编码器和解码器。
图76是示出一般音频编码器的基本结构的方框图。音频编码器包括时间/频率(T/F)映射单元7600、心里声学模型单元7610、位分配和量化单元7620、以及位流打包单元7630。
由T/F映射单元7600将时域音频信号转换成频域音频信号。这时，为了以带为单位生成频域音频信号，可以使用滤波器组。心里声学模型单元7610使用心里声学建模来消除感知冗余，获得诸如掩蔽阈值的信息，并提供用于量化的位分配信息。心里声学建模单元7610将音频信号转换成频域音频信号并计算掩蔽阈值。接下来，使用信号掩蔽比、信噪比(SNR)和噪声掩蔽比(NMR)来分配位。位流打包单元7630使用量化数字音频信号来生成位流。虽然图76中未示出，但量化音频信号在被输入到位流打包单元7630之前经受熵编码处理。
在熵编码处理中，表示符号的代码的长度根据生成符号的概率而改变。如果分配代码使得平均码长最接近于数字信号的传输中的熵，则效率最佳。因此，在熵编码处理中，根据生成符号的概率来决定每个符号的平均信息量，使得平均码长接近于熵。熵编码法包括霍夫曼编码方法、算术编码方法、和Lempel-Ziv-Welch(LZW)编码方法。在本发明中，使用三种熵编码方法中的至少一个或将来要开发的熵编码方法来对音频信号编码。
霍夫曼编码方法是用于无噪压缩的熵编码之一且是根据数据字符的出现频率而使用具有不同长度的代码的算法。霍夫曼编码方法随着符号生成概率的降低而使用较长的代码并随着符号生成概率的提高而使用较短的代码。
在霍夫曼编码方法中，假设输入符号的概率先前已知。如果该概率是未知的，则霍夫曼编码方法可以包括两个步骤。在第一步骤中，读取所有输入符号以便计算概率，且在第二步骤中执行霍夫曼编码处理。霍夫曼编码处理存在应连同压缩数据一起发送概率表的问题。这是因为编码装置不能在没有概率表的情况下执行编码处理。随着压缩率的增加，概率表的尺寸也增加。为了解决此类问题，开发了自适应霍夫曼算法。在自适应霍夫曼算法中，在输入符号的同时自适应地更新霍夫曼树。
在算术编码方法中，不是将一个码字应用于一个输入符号，而是将其应用于所有输入符号。该码字指示在0至1范围的值。也就是说，需要有用于将输入符号映射到在0至1范围内的值的函数。该算术方法在接收二进制符号、输入符号的数目小、或符号生成概率有偏的情况下有效。
自适应算术编码方法基于有限上下文模型。该有限上下文模型基于用于生成符号的上下文来计算输入符号的概率。在这里，上下文指示先前输入符号。不考虑先前符号的情况称为阶数0，考虑的先前符号是1的情况称为阶数1，考虑的先前符号是2的情况称为阶数2，且考虑的先前符号是n的情况称为阶数n。然后，一般不使用阶数3或以上。有限上下文模型存在这样的问题，即随着上下文的阶数线性地增加，存储上下文所需的存储空间以几何方式增加。也就是说，所使用的存储空间的尺寸迅速增大。因此，需要对存储空间进行高效管理。
LZW编码方法是为了解决统计学压缩方法的问题而开发的基于辞典的压缩方法。在霍夫曼编码方法中，应读取符号两次。相反，在LZW编码方法中，在读取符号一次的同时产生代码表并压缩数据。在LZW编码方法中，将小代码表制成文件，并将在读取文件的同时发现的模式添加到表格。由于生成了大量模式，所以使用大量的代码表并改善压缩率。在LZW编码方法中，辞典指示先前编码的串。编码器使用滑动窗口来检查输入串。该窗口由搜索缓冲器和先行缓冲器组成。搜索缓冲器包括先前编码的串且先行缓冲器包括将来将被编码的串。编码器在移动指针的同时检查搜索缓冲器并找到与包括在先行缓冲器中的串匹配的串的位置。从先行缓冲器开始移动的指针的移动距离称为偏移。
编码器根据紧挨着指针所指示的符号的符号来检查包括在搜索缓冲器中的符号是否与包括在先行缓冲器中的符号匹配。在两个缓冲器之间匹配的串的长度称为匹配长度。
编码器总是找到搜索缓冲器中的最长匹配长度。如果发现了最长匹配长度，则编码器将其表示为<o、l、c>的形式。这里，o表示偏移，l表示长度，且c表示代码。
图77是详细地示出根据本发明的实施例的图76的音频信号编码装置的视图。参照图77，音频信号编码装置包括T/F映射单元7700、PA建模单元7710、位分配单元7721、量化单元7722、以及位流打包单元7730。将省略与图76相同的组件的描述。
PA建模单元7710包括快速傅立叶变换(FFT)单元7711和掩蔽阈值计算单元7712。由FFT单元7711将音频信号变换成频域音频信号。接下来，掩蔽阈值计算单元7712使用变换的频域音频信号来计算频域中的掩蔽阈值。也就是说，由PA建模单元使用FFT来消除感知冗余并随后获得掩蔽阈值以便提供用于量化的位分配信息。
FFT是用于离散数据值的傅立叶变换的算法。FFT仅变换特征点而不是所有频率点。这是因为虽然提取了特征点并将其变换且对其余部分进行了补偿，但特征仍然出现。
位分配单元7721和量化单元7722形成迭代循环7720。也就是说，重复使用由心里声学模型获得的位值来执行量化的处理以便决定最佳位数。将位分配信息作为补充信息发送到位流打包单元7730以便将其包括在音频位流中。可以以PCM的形式输入被输入到音频信号编码装置的音频信号且位速率约为768kbps。在使用心里声学模型在音频信号编码装置中对音频信号编码的情况下，输出音频位流变为每通道约16至192kbps。
图78是示出音频信号解码装置的方框图。参照图78，解码装置包括解多路复用器7800、无损解码器7810和合成滤波器组7820。
解多路复用器7800解析从编码装置发送的音频位流并生成编码音频信号和补充信息。编码音频信号和补充信息存在于每个频带中。接下来，对编码音频信号和补充信息进行无损解码处理以便生成量化音频信号。无损解码处理可以使用熵解码方法。接下来，合成滤波器组7820对量化音频信号和补充信息进行相解量化且将其变换成时域音频信号。
在对音频信号进行无损解码并将其变换成时域音频信号的处理中，可以使用补充信息。也就是说，在补充信息中可以包括位分配信息、量化信息等等，以便在对音频信号进行解码的处理中使用。在补充信息中可以包括用于再现多通道音频信号的信息、用于再现具有三维(3D)效果的音频信号的信息、或者用于再现具有各种环境效果的音频信号的信息。在下文中，将详细描述使用心里声学模型的编码装置。
图79是示出根据一般MPEG标准的编码装置的基本配置的视图。参照图79，该编码装置包括子带滤波器组7900、缩放因数检测器7910、FFT 7920、信号掩蔽比(SMR)计算器7930、位分配单元7940、量化器7950和位流格式器7960。
子带滤波器组7900将被数字化成48kHz的16位的168kbps/ch的数字音频信号划分成32个子带。缩放因数检测器7910检测从子带滤波器组7900输出的数字音频信号的32个子带的缩放因数。FFT单元7920对168kbps/ch的数字音频信号进行傅立叶变化并输出其频谱。SMR计算器7930将从FFT单元7920输出的频谱与缩放因数检测器7910所检测的缩放因数相比较，选择每个子带的最大频谱，并使用对应于最大频谱的掩蔽阈值和信号功率来计算SMR。
位分配单元7940使用由SMR计算器计算的SMR和SNR来计算噪声掩蔽比(NMR)并根据NMR来分配位。量化器7950根据由位分配单元7940分配的位将从子带滤波器组7900输出的数字音频信号量化。位流格式器7960将补充信息包括在经量化器7950量化的数字音频信号中并生成压缩位流。音频信号解码装置通过上述编码方法的相反处理来再现音频信号。
FFT单元7920和SMR计算器7930使用心里声学模型。这里，补充信息指示用于恢复压缩量化数字视频信号所需的信息且包括例如缩放因数指数信息和位分配信息。缩放因数指数信息可以根据编码器和解码器的实施方式用于位分配信息。而且，缩放因数指数信息可以指示每个缩放因数。
更详细地，为了消除统计冗余，输入数字音频信号通过穿过滤波器组而被转换成子带样本。可以通过根据频带以相同的间隔或不同的间隔布置滤波器来配置滤波器组，如同密集地布置低频区域一样。由心里声学模型使用FFT来消除感知冗余，获得掩蔽阈值，并提供用于量化的位分配信息。
在MPEG的层1和2中，使用具有以相同间隔布置的32个滤波器的单个子带滤波器组。用于子带分析的每个滤波器是基于512阶低通滤波器和通过矩阵运算进行的频率转换，从而获得具有相同尺寸的32个子带。本发明不限于该滤波器组且包括用各种方法配置的滤波器组。
通常，当用dB来表示作为心里声学模型的结果的掩蔽阈值与根据缩放因数计算的信号功率的比时，可以用数学计算14来表示由心里声学模型计算的SMR。
[数学计算14]
SMR(dB)＝信号功率(dB)？掩蔽阈值(dB)
其中，在一个帧中获得对应于子带的32个SMR。SMR的物理意义指示每个子带中信号功率相比掩蔽阈值相对较大的程度。
图80是示出根据图79的特定帧中的子带的SMR曲线的图表。如图80所示，SMR在子带1与子带17之间具有0dB或以上的正值且在子带18与子带32之间具有0dB或以下的负值。这时，由于在具有0dB或以下的负值的子带区段中(例如在子带18与子带32之间)所有信号已被掩蔽，所以不再分配位。因此，在具有0dB或以上的正值的子带区段中(例如在子带1与子带17之间)应分配位。
为了检测用于使子带的样本值归一化的缩放因数，应得到12个样本的归一化绝对值的最大值。接下来，比较最大值与在MPEG中提出的64缩放因数并将在归一化最大值之后较大的缩放因数定义为帧的缩放因数。
图79的位分配单元7940反复地执行以下处理，即，将一位分配给32个子带之中的具有最大NMR的子带、重新计算子带的NMR、并将一位分配给具有最大NMR的子带直至分配给一个帧的总位数被用尽为止。
可以使用SNR和SMR通过数学计算15来表示用于位分配处理的NMR。
[数学计算15]
NMR(dB)＝SMR(dB)？SNR(dB)
其中，SNR表示原始信号功率与在量化处理中生成的量化噪声的比。NMR的物理意义指示子带的量化噪声相比掩蔽阈值相对较大的程度。可以看到，随着NMR的增大，要消除的噪声也增大。
因此，通过位分配将更多的位分配给具有较大NMR的子带。如果分配一位，则SNR改善6dB。因此，位分配表示将位分配给子带、使得其NMR变成负值并使量化噪声小于掩蔽阈值的处理。
因此，不促使人的耳朵听到在编码处理中生成的噪声，所以可以在不损失声音质量的情况下实现压缩。
由于SMR是由信号功率和掩蔽阈值获得的固定值，所以等式2被SNR改变。
图81是示出根据本发明的实施例的AAC编码装置的方框图。参照图81，AAC编码装置包括心里声学建模单元8100、预处理单元8110、滤波器组8120、瞬时噪声成形(TNS)单元8130、强度/耦合单元8140、预测单元8150、中间/边(M/S)立体声处理单元8160、数据恢复单元8170和位流格式器8180。数据恢复单元8170具有迭代循环结构且包括速率/失真控制单元8171、缩放因数提取器8172、量化器8173和无噪编码单元8174。
脉冲编码调制(PCM)音频信号被输入到心里声学建模单元8100和预处理单元8110。预处理单元8110根据位速率来改变输入音频信号的采样频率并输出音频信号。在某些情况下，可以不包括预处理单元8110。
心里声学建模单元8100收集输入音频信号中的具有适当缩放因数的信号并使用由信号的相互作用生成的掩蔽现象来计算缩放因数带的掩蔽阈值。心里声学建模单元8100的输出被输入到滤波器组8120、TNS单元8130、强度/耦合单元8140和M/S立体声处理单元8160。
滤波器组8120使用心里声学建模单元8100的掩蔽阈值和从预处理器单元8110输出的信号来消除音频信号的统计冗余并将该信号输出到TNS单元8130。也就是说，滤波器组8120将音频信号的总带划分成具有相同频率宽度的32个子带并将这32个子带编码成子带样本。在本发明中，可以使用用于将总频率划分成具有不同间隔的子带的滤波器组或用于将总频率还分成具有相同间隔的子带的滤波器组。
经滤波器组8120编码的子带样本经由TNS单元8130被输入到数据恢复单元8170、强度/耦合单元8140、预测单元8150和M/S立体声处理单元8160。可以在编码器中选择性地使用TNS单元8130、强度/耦合单元8140、预测单元8150和M/S立体声处理单元8160。
也就是说，TNS单元8130接收滤波器组8120和心里声学建模单元8100的输出并在用于变换的每个窗口中控制量化噪声的瞬时成形。这时，可以通过应用过滤频率数据的处理来实现瞬时噪声成形。
强度/耦合单元8140是用于更高效地处理立体声信号的模块，其接收心里声学建模单元8100的输出和TNS单元8130的输出，仅对两个通道之一的缩放因数带的量化信息进行编码且仅发送另一通道的缩放因数。在编码器中不一定使用强度/耦合单元8140，且在考虑各种原因的情况下检查是否以缩放因数带为单位使用强度/耦合单元。
预测单元8150接收强度/耦合单元8140的输出和数据恢复单元8170的量化器8173的输出且预测当前帧的频率系数值。将预测值与实际频率分量之间的差量化和编码，使得可以减少生成的位的量。这时，可以选择性地以帧为单位使用预测单元8150。也就是说，由于在使用预测单元8150的情况下预测下一个频率系数的复杂度提高，所以可以不使用预测单元。在某些情况下，预测差可以大于原始信号，且与不执行预测的情况相比，实际上通过预测生成的位的量可能较大。这时，不使用预测单元8150。
M/S立体声处理单元8160是用于更高效地处理立体声信号的模块，其接收心里声学建模单元8100的输出和预测单元8150的输出，将该输出变换成左通道信号与右通道信号之间的和信号或差信号，并处理该信号。在编码器中不是必须使用M/S立体声处理单元8160，并且在考虑各种原因的情况下检查是否以缩放因数带为单位使用M/S立体声处理单元。M/S立体声处理单元8160的输出被输入到数据恢复单元8110的缩放因数提取器8172。
缩放因数提取器8172在速率/失真控制单元8171的控制下提取缩放因数，将从M/S立体声处理单元8160输出的子带样本归一化，并将归一化子带样本输出到量化器8173。
量化器8173将由缩放因数提取器8172归一化的子带样本量化，并将量化子带样本输出到无噪编码单元8174。也就是说，量化器8173将每个带的子带样本量化，使得每个带的量化噪声水平变得小于掩蔽阈值以便被人听到。
经量化器8173量化的信号经无噪编码单元8174编码并被输出到速率/失真控制单元8171和位流格式器8180。位流格式器8180收集模块8110至8170的信息，并形成且发送位流。
在图81的AAC编码处理中，用于通过心里声学模型来获得频域内的掩蔽阈值并基于该掩蔽阈值来分配位以使得量化噪声不被听到的结构等同于MP3编码处理的结果。然而，在AAC编码处理中，频率转换处理与MP3的不同之处在于执行具有比MP3高的频率分辨率的2048点修改离散余弦变换(MDCT)(滤波器组)，使用作为在时域中使噪声成形的技术的TNS，并使用用于消除帧之间的统计冗余的预测。在AAC编码处理中，包括用于根据传输位速率来改变采样频率的预处理单元8110。
在此类结构中，AAC的无噪编码单元8174使用霍夫曼编码方法。霍夫曼编码方法与MP3的类似之处在于使用霍夫曼码本对两个或四个MDCT系数(n个元组(n-tuples))进行编码，且不同之处在于使用相同码本的区被还分成区段且不存在rzero区和count1区。也就是说，在AAC编码处理中，划分区段以便相对于MDCT频谱系数绑定具有类似统计特性的区并选择区段的最适当码本以便执行霍夫曼编码处理。这时，用于AAC的霍夫曼码本的总数是12。
在AAC中，可以由霍夫曼表来表示的最大值是15且应执行逃逸编码(escape coding)(ESC)处理以便表示大于最大值的值。也就是说，为了对于16或以上的信息进行编码，对对应于16的码字进行霍夫曼编码并随后加数学计算16的escape_sequence为前缀。
[数学计算16]
escape_sequence＝<escape_prefix><escape_separator><escape_word>
其中，<escape_prefix>表示N位二进制数“1”，<escape_separator>表示二进制数“0”，而且<escape_word>表示由无符号整数表示的系数。因此，N是可以表示其中2(N+4)位于<escape_word>处的MDCT系数的最小值。
虽然在MP3中通过选择霍夫曼码本来决定用于通过ESC处理来执行编码处理的位数，但在AAC中根据ESC处理的系数来决定所使用的位数。在下文中，将描述AAC解码装置。
图82是示出根据本发明的实施例的AAC解码装置的方框图。参照图82，AAC解码装置包括位流格式器8200、解码和解量化单元8210、M/S立体声处理单元8220、预测单元8230、强度/耦合单元8240、TNS单元8250、归一化单元8260、滤波器组8270和AAC增益控制工具8280。
如果接收到编码音频位流，则位流格式器8200通过解多路复用处理来提取解码所需的信息，且解码和解量化单元8210执行霍夫曼解码和解量化处理。接下来，通过M/S立体声恢复、预测、强度/耦合立体声恢复、TNS滤波、归一化、滤波器组和AAC增益控制处理来再现音频信号。解码处理等同于或类似于图81的编码处理且因此将省略其详细说明。
M/S立体声处理单元8220、预测单元8230、强度/耦合单元8240、TNS单元8250和归一化单元8260处理频域音频信号，且从滤波器组8270输出的音频信号被变换成时域音频信号。
在下文中将描述霍夫曼编码。
图83是图解用于使用空间编码器和解码器来对多通道音频信号进行编码的原理的方框图。参照图83，空间编码器8304接收多通道音频信号8301。在图83中，N表示输入通道的数目。由向下混合单元8302将多通道音频信号8301向下混合，使得向下混合结果充当向下混合信号8306。
从多通道音频信号8301中提取多通道音频信号的空间信息，即空间参数。在这种情况下，空间信息表示音频信号通道的信息，其用来执行多通道音频信号(例如左、右、中心、左环绕声、右环绕声等)的向下混合、用来发送向下混合信号8306、并用来执行Tx向下混合信号到多通道的向上混合。可选地，可以由外部向下混合信号(例如艺术向下混合信号8305)来生成向下混合信号8306。
通过核心编解码器编码方法(例如MP3、AC-3、DTS、或AAC)来对向下混合信号8306编码，并对已编码向下混合信号进行编码和发送。而且，还发送空间信息，即空间参数8307。假设将用户的系统作为向下混合信号8306输出，则对经压缩和发送的向下混合信号8306解码，且可以将解码结果(8309)直接输出。如果系统能够输出多通道音频信号，则对经压缩和发送的音频信号进行解码，使用从空间解码器8308发送的多通道音频信号的空间信息、即空间参数8307来将解码结果转换成多通道音频信号8310，使得系统输出转换结果。
已执行多通道音频信号的向下混合而不是直接发送多通道音频信号、且同时已发送多通道音频信号的空间信息、即空间参数8307的上述方案有利于压缩和传输效率。在多通道音频信号的空间信息(即空间参数8307)的传输时间期间，本发明有效地表示空间参数8307，并构造位流，结果得到压缩和传输效率的改善。
在下文中将参照图84至86来详细地描述用于有效地处理接收的信号的方法。上述信号可以包括音频信号、视频信号、以及数据信号。在下文中将描述根据本发明的一个实施例的用于处理音频信号的方法。
图84示出根据本发明的实施例的由数个子帧组成的主帧的概念数据结构。
数字音频广播能够发送数个通道的高质量音频信号，且可以发送各种附加数据。在这种情况下，在音频信号的传输期间，可以将音频信号编码成子帧，且至少一个已编码子帧可以构造主帧。因此，如果在主帧的所有部分的任一部分中出现错误，甚至其它数据也可能被意外损坏或丢失。为避免此问题，必须定义指示主帧或子帧的长度的特定信息。指示主帧长度和子帧长度的该特定信息可以被插入主帧的报头区域中。如果在主帧的报头区域中未包含上述特定信息，则系统顺序搜索每个子帧，读取每个子帧的长度，以读取的长度跳到预定位置，搜索下一个子帧，必须读取子帧长度，导致系统低效。然而，如果可以在子帧的报头区域处识别主帧或子帧的长度，则可以在主帧的报头区域处预先识别上述长度信息，使得可以解决上述低效。如果在包含在主帧中的任一子帧中发生错误，则不能识别下一子帧的位置。因此，可以使用子帧的起始地点信息作为能够识别主帧和子帧的特定信息的示例。
上述起始地点信息表示子帧的开始位置而不是子帧长度信息。可以以多种方式来定义上述起始地点信息。例如，可以由固定数目的位来表示起始地点信息，使得可以由该固定数目的位来识别子帧的相对地点信息。在这种情况下，可以识别特定子帧的尺寸和位置。换言之，系统将子帧的起始位置值告知用户，虽然先前子帧的起始位置值已由于错误而被损坏或丢失，但可以仅通过子帧的起始位置值来对相应子帧的数据进行解码。这样，如果起始地点信息表示子帧的开始位置，则此起始地点信息可以是升序数组的值。
根据本发明的一个实施例，不发送包含在主帧中的初始子帧的起始地点信息(sf_start[0])，且该起始地点信息可以由预定信息来给定。例如，可以由构造主帧的子帧的数目来决定初始子帧的起始地点信息。可以基于主帧的报头长度来决定初始子帧的起始地点信息值。例如，如果主帧的子帧的数目是2，则初始子帧的起始地点信息值可以表示主帧的5字节的点。在这种情况下，5个字节可以指示报头长度。
根据本发明的另一实施例，构造音频信号的主帧的报头区域可以包括多种信息。例如，在主帧的报头中可以包含指示主帧的报头的存在或不存在的信息、音频参数信息、起始地点信息、以及刷新信息。在这种情况下，可以从每个帧获得起始地点信息。在这种情况下，必须决定指示在主帧中有多少子帧的特定信息。例如，可以通过音频参数来获取指示子帧的数目的上述信息。例如，音频参数可以是采样率信息、SBR使用或未使用信息、声道模式信息、参数立体声使用或未使用信息、以及MPEG环绕声配置信息。采样率信息可以包括DAC采样率信息。DAC采样率信息可以是数字模拟转换器(DAC)的采样率。DAC将经数字处理的音频样本转换成模拟信号，使得其将结果得到的数字音频样本输出。采样率指示每秒已获取多少样本信号。因此，DAC采样率必须等于在原始模拟信号被转换成数字信号时形成的采样率。指示频段复制(SBR)的使用或未使用状态的信息指示SBR是否被应用。SBR使用低频带的信息来估计高频带分量。例如，如果应用了SBR且在48kHz下对音频信号进行采样处理，则AAC采样率是24kHz。声道模式信息指示已编码音频信号是单声道类型还是立体声类型。指示参数立体声(PS)的使用或未使用状态的信息指示是否已经使用PS。PS指示由双声道(立体声)构造的具有单个声道(单声道)的音频信号。因此，为了使用PS，声道模式信息必须是单声道信息。只有当应用SBR时才能使用PS。MPEG环绕声配置信息指示MPEG环绕声的输出声道信息中的哪一个被应用。例如，MPEG环绕声配置信息指示将使用5.1声道MPEG环绕声还是7.1声道MPEG环绕声，或指示是否将不使用MPEG环绕声。
根据本发明的一个实施例，本发明可以决定指示包含在主帧中的子帧的数目的特定信息。例如，可以使用音频参数之中的DAC采样率信息和SBR使用-未使用信息。例如，如果DAC采样率是32kHz且SBR被使用，则AAC采样率是16kHz。同时，数字音频广播(DAB)系统可以具有恒定值作为每个子帧通道的样本的数目。此值可以与另一编解码器的信息兼容。例如，为了与HE-AAC子帧的长度信息兼容，可以将上述值设置为960。在这种情况下，可以用960/16kHz＝60ms来表示子帧的时间长度。在这种情况下，如果将主帧的时间长度固定为120ms的特定时间值，则由120ms/60ms＝2来表示子帧的数目。如上所述，如果决定了子帧的数目，则可以获取与子帧的数目一样多的多个起始位置值。在这种情况下，可以由预定信息来决定初始子帧的起始地点信息。
根据本发明的一个实施例，可以由子帧的起始地点信息来导出子帧的尺寸信息(sf_size[n])。例如，可以由当前子帧的起始地点信息和先前子帧的起始地点信息来导出先前子帧的尺寸信息。在这种情况下，在存在指示子帧错误存在或不存在的特定信息的情况下，可以由以下等式17来表示这种情况。
[数学计算17]
sf_size[n-1]＝sf_start[n]-sf_start[n-1]+sf_CRC[n-1]
如果决定了子帧尺寸，则可以依照子帧的尺寸来分配子帧的位。
根据本发明的一个实施例，可以通过子信道索引来决定主帧尺寸。在这种情况下，子信道索引可以表示载送主帧所需的里德-所罗门(RS)分组的数目。可以由主业务信道(MSC)的子信道尺寸来决定子信道索引值。例如，如果子信道索引是1，则主业务信道(MSC)的子信道尺寸是8kbps。在这种情况下，可以由120ms×8k＝960位、即120字节来表示主帧长度(120ms)。然而，使用120字节中的10字节作为用于其它目的开销，使得仅使110个字节可用。如果子帧的数目是4，则四个子帧的尺寸是50、20、20、和20，则子帧的起始地点信息可以是50、70和90，且可以不发送初始子帧的起始地点信息。
图85是图解根据本发明的一个实施例的用于处理发送(Tx)音频信号的音频解码设备的方框图.
音频解码设备可以是报头检错单元8501、音频参数提取单元8502、子帧号信息决定单元8503、子帧起始地点信息获取单元8504、音频信号处理单元8505、以及参数控制单元8506。音频解码设备接收系统信息或广播业务信息，且解码通过特定的音频编码方案的压缩。在对Tx音频信号进行解码的情况下，音频解码设备搜索包含在主帧中的报头中的同步字，对Tx音频信号进行解码，并对主帧的信息进行解码。在这种情况下，为了提高同步字区别的可靠性，可以使用多种方法。
根据本发明的本实施例，报头检错单元8501确定在Tx音频信号的主帧报头区域中是否发生错误。在这种情况下，可以使用多种实施例来检测错误。例如，报头检错单元8501确定在主帧报头中是否包含保留场。如果在主帧报头中包含保留场，则报头检错单元8501确定保留场中的特定值的存在或不存在，使得其可以根据确定的结果来检测错误。又例如，报头检错单元8501确定是否满足音频参数的使用限制条件，使得其根据确定结果来确定错误。更详细地，如果通道模式信息指示参数立体声(PS)类型，则确定错误的存在。而且，如果在未使用SBR的条件下使用参数立体声(PS)，则确定错误的存在。如果同时使用参数立体声(PS)与MPEG环绕声，则可以决定错误的存在。这样，如果在主帧报头中发生错误，则可以确定已经检测到错误的同步字。
音频参数提取单元8502可以从主帧报头区域提取音频参数。例如，音频参数可以是采样率信息、SBR使用或未使用信息、通道模式信息、参数立体声(PS)使用或未使用信息、以及MPEG环绕声配置信息。在图84中已经描述了上述音频参数。子帧号信息解码单元8503可以使用从音频参数提取单元8502生成的音频参数来确定主帧的子帧的号。例如，可以使用DAC采样率信息和SBR使用或未使用信息作为上述音频参数。
子帧起始地点信息获取单元8504可以使用从子帧号信息解码单元8503生成的子帧的号来获取子帧起始地点信息。在这种情况下，不发送主帧的初始子帧的起始地点信息，而是由预定信息给定该起始地点信息。例如，预定信息可以是由主帧的报头长度决定的表信息。在使用子帧起始地点信息的情况下，子帧起始地点信息获取单元8504防止在主帧的任何部分中已发生错误时产生的其它数据的损坏或丢失。
参数控制单元8506确定从音频参数提取单元8502提取的音频参数的使用限制条件是否被满足。例如，参数立体声(PS)信息和MPEG环绕声信息被包含在音频信号中，PS信息和MPEG环绕声信息可以同时被参数控制器8506使用。如果使用了PS信息与MPEG环绕声信息之一，则可以忽略另一个。MPEG环绕声可以由单个通道(即1通道)形成5.1通道(即515个模式)，或者可以由2个通道形成5.1通道(即525个模式)。因此，如果通道模式信息决定单声道类型信息，则可以使用515个模式。如果通道模式信息决定立体声类型信息，则可以使用525个模式。可以基于音频信号的资料信息来确定MPEG环绕声配置信息。例如，如果MPEG环绕声资料具有2或3的水平，则可以使用5.1通道作为输出通道。可以可选地使用音频参数。
音频信号处理器8505根据从参数控制单元8506生成的参数控制信息来选择适当的编解码器并能够使用从子帧起始地点信息获取单元8504生成的子帧地点信息来更有效地处理音频信号。
图86是图解根据本发明的用于将刷新信息插入音频位流中的规程和用于处理此插入处理的规程的概念图。
如果如在音频信号中一样发送时间连续数据，则从接收端的观点出发不期望的是在中间时间内发生不连续间隔。该不连续间隔可能由于由Tx错误引起的流错误、请求解码器复位的环境的变化(例如采样频率的变化、编解码器的变化)、以及由于用户的选择而引起的信道变化而发生。
如果由上述用户选择改变了信道或节目，则在由于信道变化引起的时间延迟间隔中发生音频信号的无声操作。如果时间延迟间隔短，则可能不认为该时间延迟间隔很严重。假设必须将请求解码器复位的环境变为另一环境，如果改变的环境的地点可能不适当，则在接收端中可能发生不必要的失真。在发送用于广播复位的数字信号的情况下，可以将数个编解码器定义为根据广播站的选择而使用适当的编解码器，使得可以对其进行可选地选择。在用于数个编解码器的A/V广播业务的情况下，如果当前编解码器在广播节目的进行时间期间变为另一编解码器，则必须将相应编解码器的解码设备复位，且可以开始使用新编解码器对输入数据重新解码。换言之，为了在不使解码设备复位的情况下使当前编解码器变为另一编解码器，数个编解码器始终处于执行待机模式，使得每当在每个帧处编解码器变为另一个编解码器时解码设备必须即时地应付变化的编解码器。因此，本发明可以在构造音频信号的主帧的报头区域中插入刷新信息。在这种情况下，刷新信息可以指示是否将使用不同于当前主帧或子帧信息的附加信息来处理音频信号。
根据本发明的一个实施例，可以将刷新信息设置为指示可以在适当的位置执行刷新的刷新点标记信息。在这种情况下，可以使用用于生成/提供刷新点标记信息的多种方法，例如用于指示可以使得用于每个子帧的刷新可用的方法、用于指示可刷新间隔在当前子帧处开始且指示该可刷新间隔将持续多长时间的方法、以及用于包括指示刷新的原因或水平的附加信息的方法。例如，附加信息可以包括编解码器变化信息、采样频率变化信息、音频通道的数目变化信息、以及对缩放因数解量化所需的信息。对缩放因数解量化所需的信息不仅可以被包括在附加信息中，而且可以被包括在音频数据中。
虽然不存在诸如编解码器变化等刷新原因，但当在音频信号中包含长于子帧长度的静寂间隔时，可以以适当的间隔发送刷新相关信息。解码设备有效地使用刷新相关信息作为用于A/V口型同步间隔的时间对准间隔，结果实现高质量广播内容。
根据本发明的一个实施例，可以经由播音员或音乐节目主持人(DJ)的语音间隔将要作为广播信号发送的原始音频信号转换成音乐数据。例如，假设在解说间隔中使用2通道HE-AAC V2编解码器，且随后在音乐间隔中使用5.1通道AAC+MPEG环绕声编解码器，则必须在2通道HE-AAC V2编解码器时间与5.1通道AAC+MPEG环绕声编解码器时间之间的中间时间期间将解码编解码器转换成另一编解码器。如果在2通道HE-AAC V2编解码器时间与5.1通道AAC+MPEG环绕声编解码器时间之间存在静寂间隔，则将包含在该静寂间隔的子帧中的刷新点标记(RPF)设置为‘1’，并随后发送结果得到的RPF。如果在音频内容的有意义值(即具有声音的间隔)中发生编解码器变化的情况，则不可避免地发生由于中断(连接断开)而引起的失真。因此，优选的是，将刷新信息插入到无意义间隔中。
在解码设备使用2通道HE-AAC V2编解码器来对数据解码的同时，必须在刷新点标记(RPF)变成‘1’的特定时间刷新数据。在这种情况下，解码设备基于另一附加信息来确认当前编解码器已变为另一编解码器，并下载新编解码器以使用新编解码器(即AAC+MPEG环绕声)对数据进行解码。可以在刷新点标记(RPF)为‘1’的同时执行上述编解码器变化。如果下一个刷新操作完成，则解码设备开始使用新编解码器来对数据进行解码。在刷新间隔期间，解码设备不能经由DAC输出已解码信号，但是能够输出无声状态信号。由于已在静寂间隔中发送了刷新点标记(RPF)1，所以用户可以不识别解码设备的输出信号的断开连接或失真，虽然在刷新点标记(RPF)1的时间期间必须生成信号。
可以通过联合立体声方法来对音频信号进行编码以便降低位速率。在下文中，将描述联合立体声方法。
图87是示出根据本发明的实施例的用于图解联合立体声方法的等式的视图。
通常，立体声信号方法指示将音频信号编码到两个独立声道并使用左右扬声器来再现音频信号的方法。也就是说，立体声信号声道是完全独立的数据。相反，联合立体声方法指示用于消除声道之间的相关性的方法，也就是说，共享左右声道的公共部分以便减少数据量以及对音频信号编码的方法。发送的数据量由于共享而减少。由用于改善声音质量的数据来替换减少的数据，使得可以比在使用相同频带的立体声方法的情况下更进一步改善声音质量。
例如，在128-kbps立体声中，一个声道变成64kbps。在联合立体声中，如果假设共享20Kbps，则可以每声道节省10Kbps。因此，如果使用联合立体声，则可以对音频信号编码以便具有与通过每声道79Kbps编码的立体声通道相同的声音质量。联合立体声方法包括强度立体声方法和中间/边(M/S)立体声方法。
图87(a)示出用于表示强度立体声方法的等式。在强度立体声方法中，只对左右声道之一的频谱信息编码并将其发送，且发送两个声道的功率比。另一声道拷贝所发送的声道的频谱信息并使用功率比来恢复频谱信息。例如，如图87(a)所示，只发送左声道的频谱信息。这时，通过将右声道的频谱信息与左声道的频谱信息相加来生成左声道的频谱信息(Li＝Ri+Li)。不发送右声道的频谱信息(Ri＝0)。作为替代，发送左声道的功率与右声道的功率的比。功率信息与音频信号的包络信息相关且包络信息可以通过缩放因数来获得。
通过高频信号中的功率差来获得声源的空间位置并通过低频信号中的相位差来获得该空间位置。因此，可以在高频区域中使用强度立体声方法。
编码装置可以生成关于应用强度立体声方法的频带的信息和根据帧或频带来指示是否使用了强度立体声方法的标记信息。编码装置可以使用关于应用强度立体声方法的频带的信息和根据帧或频带来指示是否使用了强度立体声方法的标记信息来再现音频信号。
图87(b)给出示出M/S立体声编码方法的等式。在M/S立体声方法中，使用两个通道之间的和及差来对音频信号编码。例如，如图87(b)所示，将右声道信号与左声道信号相加以生成中间信号Mi，并用右声道信号减去左声道信号以生成边信号Si。编码装置对生成的中间信号和边信号编码并发送已编码信号，且解码装置使用发送的中间信号和边信号来恢复原始右声道信号和左声道信号。
类似于强度立体声方法，编码装置可以生成关于应用M/S立体声法的频带的信息和根据帧或频带来指示是否使用M/S立体声法的标记信息。解码装置可以使用关于应用M/S立体声法的频带的信息和根据帧或频带来指示是否使用M/S立体声法的标记信息来再现音频信号。相对于同一信号，对强度立体声法和M/S立体声法进行选择性使用，且不能同时使用二者。
在发射系统的另一实施例中，基于网际协议(IP)来发送移动业务数据。
在本发明的一个实施例中，基于MPEG-2来发送主业务数据，并基于IP来发送移动业务数据。
图88示出用于提供基于IP的移动业务以避免上述问题的协议栈的另一实施例。
在图88中，在IP层与物理层之间插入适配层，使得在不使用MPEG-2TS格式的情况下发送IP数据报和PSI/PSIP数据。
即使在图88中，用于移动业务的信令被封装成PSI/PSIP区段结构，且为说明的方便起见被称为PSI/PSIP数据。将RTP报头、UDP报头、以及IP报头顺序放在用于移动业务的A/V有效载荷前面以便如图89所示配置IP数据报。也就是说，可以如图89所示在IP数据报的A/V有效载荷场中包括音频流且可以将其发送到广播接收机。而且，广播接收机接收包括音频流的IP数据报并通过从IP数据报提取音频流来恢复音频信号。
适配层是用于划分IP数据报和区段类型的PSI/PSIP数据并将该数据链接、使得可以在上层中处理划分数据的数据链路层。
也就是说，在适配层中，生成包括PSI/PSIP数据的RS帧、IP数据报和用于标识PSI/PSIP数据和IP数据报的标识符。
对于本领域的技术人员来说显而易见的是，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以对本发明进行各种修改和变更。因此，本发明旨在涵盖本发明的修改和变更，只要它们在随附权利要求及其等价物的范围内。
工业实用性
虽然在本文中已参照本发明的优选实施例描述并示出了本发明，但对于本领域的技术人员来说显而易见的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以在其中进行各种修改和变更。因此，本发明旨在涵盖属于随附权利要求及其等价物范围内的本发明的修改和变更。

Claims (14)

1.一种广播接收机，包括：
接收机，配置为接收包括移动业务数据和主业务数据的广播信号，其中，所述移动业务数据能够构造数据组，所述数据组被划分成多个区域，将N个已知数据流插入到所述多个区域之中的特定区域中，以及将传输参数插入在所述N个已知数据流之中的第一已知数据流与第二已知数据流之间；
传输参数检测器，配置为检测所述传输参数；
电源控制器，配置为使用所述检测的传输参数来控制电源电压，以接收包括将被接收的期望的移动业务数据的数据组；以及
解码器，配置为从所述移动业务数据中的音频流提取音频数据，对所述音频数据进行解量化，并且基于解量化的音频数据中的中间数据和边数据来恢复立体声音频信号。
2.如权利要求1所述的广播接收机，其中，所述N个已知数据流中的至少一个被线性地插入到多个数据组中的所述多个区域中的特定区域中，且用于对发射机的网格编码器中的存储器进行初始化的初始化数据位于每个已知数据流的起始处。
3.如权利要求1所述的广播接收机，其中，所述移动业务数据能够构造RS(里德所罗门)帧，其中，所述RS帧包括所述移动业务数据的至少一个数据分组、基于所述至少一个数据分组生成的RS奇偶校验、以及基于所述至少一个数据分组和所述RS奇偶校验生成的CRC校验和。
4.如权利要求1所述的广播接收机，其中，通过使用所述立体声音频信号的右声道信号与左声道信号的和来生成所述中间数据，以及通过使用所述立体声音频信号的右声道信号与左声道信号之间的差来生成所述边数据。
5.一种用于处理广播信号的方法，包括：
接收包括移动业务数据和主业务数据的广播信号，其中，所述移动业务数据能够构造数据组，所述数据组被划分成多个区域，将N个已知数据流插入到所述多个区域之中的特定区域中，以及将传输参数插入在所述N个已知数据流之中的第一已知数据流与第二已知数据流之间；
检测所述传输参数；
使用所述检测的传输参数来控制电源电压，以接收包括将被接收的期望的移动业务数据的数据组；以及
从所述移动业务数据中的音频流提取音频数据，对所述音频数据进行解量化，并且基于解量化的音频数据中的中间数据和边数据来恢复立体声音频信号。
6.如权利要求5所述的方法，其中，所述N个已知数据流中的至少一个被线性地插入到多个数据组中的所述多个区域中的特定区域中，以及用于对包含在发射机的网格编码器中的存储器进行初始化的初始化数据位于每个已知数据流的起始处。
7.如权利要求5所述的方法，其中，所述移动业务数据能够构造RS帧，其中，所述RS帧包括所述移动业务数据的至少一个数据分组、基于所述至少一个数据分组生成的RS奇偶校验、以及基于所述至少一个数据分组和所述RS奇偶校验生成的CRC校验和。
8.一种广播接收机，包括：
接收机，配置为接收包括移动业务数据和主业务数据的广播信号，其中，所述移动业务数据能够构造数据组，所述数据组被划分成多个区域，将N个已知数据流插入到所述多个区域之中的特定区域中，以及将传输参数插入在所述N个已知数据流之中的第一已知数据流与第二已知数据流之间；
传输参数检测器，配置为检测所述传输参数；
电源控制器，配置为使用所述检测的传输参数来控制电源电压，以接收包括将被接收的期望的移动业务数据的数据组；以及
解码器，配置为从所述移动业务数据中的音频流提取音频参数，基于提取的音频参数计算指示所述音频流中的子帧号的子帧号信息，基于计算的子帧号信息来计算每个子帧的起始地点信息，基于计算的起始地点信息从所述音频流中检测子帧，以及解码所述子帧中的音频数据。
9.如权利要求8所述的广播接收机，其中，所述N个已知数据流中的至少一个被线性地插入到多个数据组中的所述多个区域中的特定区域中，以及用于对发射机的网格编码器中的存储器进行初始化的初始化数据位于每个已知数据流的起始处。
10.如权利要求8所述的广播接收机，其中，所述移动业务数据能够构造RS(里德所罗门)帧，其中，所述RS帧包括所述移动业务数据的至少一个数据分组、基于所述至少一个数据分组生成的RS奇偶校验、以及基于所述至少一个数据分组和所述RS奇偶校验生成的CRC校验和。
11.如权利要求8所述的广播接收机，其中，所述音频参数包括采样率信息、频段复制(SBR)使用或未使用信息、声道模式信息、参数立体声(PS)使用或未使用信息、以及MPEG环绕声配置信息中的至少一个。
12.如权利要求11所述的广播接收机，其中，所述解码器基于所述采样率信息和所述频段复制使用或未使用信息来计算所述子帧号信息。
13.如权利要求8所述的广播接收机，其中，当包括在所述音频流中的刷新信息指示来自所述音频流的音频流处理方案的变化，则然后所述解码器根据该刷新信息来改变所述音频流处理方案。
14.如权利要求13所述的广播接收机，其中，所述刷新信息包括：
指示能够进行刷新的刷新点标记(RPF)信息，以及指示所述音频流处理方案的附加信息。
CN2008801040600A 2007-07-02 2008-07-02 广播接收机和广播信号处理方法 Expired - Fee Related CN101809997B (zh)

Applications Claiming Priority (11)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US94745307P 2007-07-02 2007-07-02
US94745007P 2007-07-02 2007-07-02
US60/947,453 2007-07-02
US60/947,450 2007-07-02
US95771407P 2007-08-24 2007-08-24
US60/957,714 2007-08-24
US97408407P 2007-09-21 2007-09-21
US60/974,084 2007-09-21
KR1020080063687A KR101531910B1 (ko) 2007-07-02 2008-07-01 방송 수신기 및 방송신호 처리방법
KR10-2008-0063687 2008-07-01
PCT/KR2008/003912 WO2009005305A1 (en) 2007-07-02 2008-07-02 Broadcasting receiver and broadcast signal processing method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101809997A CN101809997A (zh) 2010-08-18
CN101809997B true CN101809997B (zh) 2012-10-10

Family

ID=40226259

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2008801040600A Expired - Fee Related CN101809997B (zh) 2007-07-02 2008-07-02 广播接收机和广播信号处理方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7995511B2 (zh)
KR (2) KR101531910B1 (zh)
CN (1) CN101809997B (zh)
CA (1) CA2691978C (zh)
WO (1) WO2009005305A1 (zh)

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8213547B2 (en) * 2007-08-31 2012-07-03 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Identification of target signals in radio frequency pulsed environments
US8576953B2 (en) * 2007-08-31 2013-11-05 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Identification of target signals in radio frequency pulsed environments
US8259860B1 (en) 2007-08-31 2012-09-04 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Identification of target signals in radio frequency pulsed environments
KR20100071314A (ko) * 2008-12-19 2010-06-29 삼성전자주식회사 영상처리장치 및 영상처리장치의 제어 방법
US8582685B2 (en) * 2009-04-16 2013-11-12 Thomson Licensing Apparatus and method for encoding a signal
KR20110063327A (ko) 2009-11-30 2011-06-10 삼성전자주식회사 디지털 방송 송신기, 디지털 방송 수신기 및 그들의 스트림 구성 및 처리 방법
CA3093517C (en) 2010-07-02 2021-08-24 Dolby International Ab Audio decoding with selective post filtering
JP6118616B2 (ja) * 2013-03-29 2017-04-19 富士通株式会社 受信機および同期補正方法
US10070145B2 (en) * 2014-02-07 2018-09-04 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Method of coding based on string matching for video compression
EP2916319A1 (en) 2014-03-07 2015-09-09 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Concept for encoding of information
WO2016000790A1 (en) * 2014-07-04 2016-01-07 Huawei Technologies Co.,Ltd Tcm transmitter and receiver devices and methods thereof
JP6809470B2 (ja) * 2015-09-07 2021-01-06 ソニー株式会社 送信装置、送信方法、受信装置および受信方法
CN105281873B (zh) * 2015-11-09 2018-06-15 天津七一二通信广播股份有限公司 一种基于信道质量评估的位纠错方法
CN105406904A (zh) * 2015-12-29 2016-03-16 微位（上海）网络科技有限公司 带ble芯片的名片盒、客户端系统及其管理方法和使用方法
KR102546098B1 (ko) * 2016-03-21 2023-06-22 한국전자통신연구원 블록 기반의 오디오 부호화/복호화 장치 및 그 방법
CN106874002A (zh) * 2017-02-17 2017-06-20 山东浪潮商用系统有限公司 一种基于Java语言实现可视化TS流表格数据制作的方法
WO2018187902A1 (en) * 2017-04-10 2018-10-18 Qualcomm Incorporated An efficient interleaver design for polar codes
US11477518B2 (en) * 2018-01-18 2022-10-18 Sony Semiconductor Solutions Corporation Signal processing device and signal processing method
US11081116B2 (en) * 2018-07-03 2021-08-03 Qualcomm Incorporated Embedding enhanced audio transports in backward compatible audio bitstreams
US10841039B2 (en) * 2018-10-30 2020-11-17 Infineon Technologies Ag System and method for transferring data and a data check field
CN109857463B (zh) * 2019-01-30 2020-12-01 上海兆芯集成电路有限公司 加速压缩方法以及加速压缩装置
CN110545161B (zh) * 2019-08-13 2021-10-08 河北远东通信系统工程有限公司 一种具有冗余的多媒体数据实时传输方法
GB2611154A (en) 2021-07-29 2023-03-29 Canon Kk Image pickup apparatus used as action camera, control method therefor, and storage medium storing control program therefor
KR20230019016A (ko) 2021-07-30 2023-02-07 캐논 가부시끼가이샤 액션 카메라로서 사용되는 촬상장치
GB2611157A (en) 2021-07-30 2023-03-29 Canon Kk Image pickup apparatus used as action camera, calibration system, control method for image pickup apparatus, and storage medium storing control program for...
CN115882874A (zh) * 2021-09-28 2023-03-31 三星电子株式会社 构造类极化码的设备和方法
CN115208722B (zh) * 2022-07-28 2024-03-01 电子科技大学 一种新的帧同步扰码解扰方法
CN116192154B (zh) * 2023-04-28 2023-06-27 北京爱芯科技有限公司 数据压缩及数据解压方法、装置、电子设备、芯片

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1218339A (zh) * 1997-11-20 1999-06-02 三星电子株式会社 可缩放的音频编码/解码方法和装置
CN1984263A (zh) * 2005-11-25 2007-06-20 Lg电子株式会社 数字电视发射机/接收机及其在其中处理数据的方法

Family Cites Families (61)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5892879A (en) * 1992-03-26 1999-04-06 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Communication system for plural data streams
US5867503A (en) * 1996-01-30 1999-02-02 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Digital sound broadcasting receiver and automatic phase controlling method therefor
JP3265980B2 (ja) * 1996-04-15 2002-03-18 松下電器産業株式会社 番組情報構成方法および番組情報構成装置
JP3511798B2 (ja) * 1996-05-08 2004-03-29 三菱電機株式会社 ディジタル放送受信機
JPH10154373A (ja) * 1996-09-27 1998-06-09 Sony Corp データデコードシステムおよびデータデコード方法、伝送装置および方法、並びに、受信装置および方法
JPH1127641A (ja) * 1997-07-07 1999-01-29 Toshiba Corp テレビジョン受信機
JP3096020B2 (ja) * 1997-12-16 2000-10-10 日本放送協会 送信装置および受信装置
JPH11261906A (ja) 1998-01-12 1999-09-24 Sony Corp テレビ放送受信装置、テレビ放送受信方法およびテレビ放送方法
US6459427B1 (en) * 1998-04-01 2002-10-01 Liberate Technologies Apparatus and method for web-casting over digital broadcast TV network
KR100653561B1 (ko) * 1998-07-15 2006-12-05 소니 가부시끼 가이샤 정보 수신 장치, 다운로드 방법, 다운로드 진행 상황 표시 방법, 및 기기 선택 방법
JP3968545B2 (ja) * 1998-10-28 2007-08-29 セイコーエプソン株式会社 マイクロレンズアレイの製造方法
EP1022884A1 (en) 1999-01-25 2000-07-26 CANAL+ Société Anonyme Address assignment in a digital transmission system
EP1068698A1 (en) 1999-01-28 2001-01-17 Koninklijke Philips Electronics N.V. Synchronisation of decryption keys in a data packet transmission system
US6985537B1 (en) * 1999-09-15 2006-01-10 Lucent Technologies Inc. Symbol self synchronous interleaving method and apparatus for OFDM-based communication system
US6975689B1 (en) * 2000-03-30 2005-12-13 Mcdonald James Douglas Digital modulation signal receiver with adaptive channel equalization employing discrete fourier transforms
KR100360622B1 (ko) * 2000-06-12 2002-11-13 주식회사 문화방송 엠펙 데이터 프레임과 이를 이용한 송수신 시스템
JP4631235B2 (ja) * 2000-08-25 2011-02-16 ソニー株式会社 デジタル放送送信方法、デジタル放送送信装置、並びに、デジタル放送受信装置
US6686880B1 (en) * 2000-10-25 2004-02-03 Xm Satellite Radio, Inc. Method and apparatus for prompting a reverse channel response from receiver in a digital broadcast system
US7224935B2 (en) 2000-11-29 2007-05-29 Visteon Global Technologies, Inc. Telematics application for implementation in conjunction with a satellite broadcast delivery system
US7111221B2 (en) * 2001-04-02 2006-09-19 Koninklijke Philips Electronics N.V. Digital transmission system for an enhanced ATSC 8-VSB system
WO2003009578A2 (en) * 2001-07-19 2003-01-30 Thomson Licensing S.A. Robust reception of digital broadcast transmission
JP2003101812A (ja) * 2001-09-26 2003-04-04 Hitachi Ltd 受信システムおよび携帯端末
KR100406122B1 (ko) 2002-03-29 2003-11-14 한국전자통신연구원 디지털 데이터 방송을 위한 동기화 데이터 삽입 장치 및그 방법
KR100466237B1 (ko) 2002-06-20 2005-01-13 한국전자통신연구원 디지털 방송 프로토콜 변환 방법 및 그 시스템
US7151575B1 (en) * 2002-07-18 2006-12-19 Entropic Communications, Inc. Wireless extension for cable television signals
JP4575655B2 (ja) 2002-09-24 2010-11-04 富士通テン株式会社 デジタル放送受信装置
KR20040074345A (ko) 2003-02-17 2004-08-25 엘지전자 주식회사 차량항법시스템의 통화제어장치
GB2402307A (en) 2003-05-30 2004-12-01 Nokia Corp Encapsulating irregular burst transmissions with overhead information specifying the timing interval to the next burst
JP2005094354A (ja) 2003-09-17 2005-04-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd デジタル放送受信機
KR20060104995A (ko) 2003-10-27 2006-10-09 노키아 코포레이션 서비스 선택 및 분류를 위한 장치, 시스템, 방법 및 컴퓨터프로그램 생성물
US7668264B2 (en) * 2003-11-20 2010-02-23 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus and method of decision feedback equalization in terrestrial digital broadcasting receiver
KR100608113B1 (ko) 2003-12-26 2006-08-04 한국전자통신연구원 에러 핸들러를 포함한 디지털 오디오 복호화기 및 디지털오디오 재생기
KR100577007B1 (ko) 2004-06-22 2006-05-10 현대자동차주식회사 텔레매틱스 장치
KR100744055B1 (ko) 2004-06-23 2007-07-30 삼성전자주식회사 수신 성능 및 등화 성능이 향상된 디지털 방송 송수신 시스템 및 그의 신호처리방법
WO2006028337A1 (en) 2004-09-06 2006-03-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for receiving digital multimedia broadcasting signals
FR2876196B1 (fr) 2004-10-06 2006-12-01 Renault Sas Dispositif de gestion de l'alimentation du systeme multimedia d'un vehicule automobile
KR20060062464A (ko) 2004-12-03 2006-06-12 현대자동차주식회사 디지털 멀티미디어 방송을 이용한 영상 피 오 아이 서비스방법
KR20060063258A (ko) 2004-12-07 2006-06-12 엘지전자 주식회사 차량용 핸즈프리 시스템
US8199781B2 (en) 2004-12-14 2012-06-12 Samsung Electronics Co., Ltd Device and method for demultiplexing received transport stream in digital broadcasting receiver
KR101036471B1 (ko) * 2004-12-15 2011-05-25 엘지전자 주식회사 Ｅ8-ｖｓｂ 송/수신 시스템, 그리고 데이터 속성 발생장치 및 방법
KR20060072573A (ko) 2004-12-23 2006-06-28 엘지전자 주식회사 디지털 멀티미디어 방송 송신기와 수신기
KR100790117B1 (ko) 2005-02-02 2007-12-31 삼성전자주식회사 디지털 방송 채널 선택 장치 및 방법
KR101066292B1 (ko) 2005-02-07 2011-09-20 삼성전자주식회사 디지털 멀티미디어 방송의 데이터 방송 선택적 수신시스템 및 방법
KR100819266B1 (ko) * 2005-04-27 2008-10-27 삼성전자주식회사 디지털 오디오 방송 시스템에서 차등 전송되는 방송 데이터의 송수신 장치 및 방법
KR100673199B1 (ko) 2005-04-27 2007-01-22 에스케이 텔레콤주식회사 휴대용 디지털 방송 수신 장치 및 제한 수신 방법
US20070093943A1 (en) * 2005-06-01 2007-04-26 Scott Nelson System and method for remote convenience vehicle telematics
JP2007010368A (ja) 2005-06-28 2007-01-18 Pioneer Electronic Corp ナビゲーション装置、ナビゲーション方法、およびナビゲーションプログラム
KR100735276B1 (ko) 2005-08-18 2007-07-03 삼성전자주식회사 디지털 비디오 방송 시스템에서 다중 프로토콜 캡슐화순방향 오류 정정 프레임의 복호 방법 및 장치
KR100724891B1 (ko) 2005-09-16 2007-06-04 삼성전자주식회사 디지털 비디오 방송 시스템에서 섹션 검출 및 신뢰성 정보획득을 위한 다중 순환잉여검증 장치 및 방법
JP4643406B2 (ja) * 2005-09-27 2011-03-02 株式会社東芝 放送受信装置
CA2562202C (en) * 2005-10-05 2013-06-18 Lg Electronics Inc. Method of processing traffic information and digital broadcast system
KR101079100B1 (ko) * 2005-10-12 2011-11-02 엘지전자 주식회사 디지털 방송 시스템, 방법, 및 데이터 구조
KR100740209B1 (ko) 2005-10-21 2007-07-18 삼성전자주식회사 디지털 방송 수신 시스템 및 그 신호 처리 방법
KR101216079B1 (ko) * 2005-11-30 2012-12-26 엘지전자 주식회사 디지털 방송 시스템 및 처리 방법
CN101331733B (zh) 2005-12-16 2011-12-07 杜比瑞典公司 用于使用后续数据帧中的数据来产生和解释具有一系列段的数据流的设备和方法
KR101147767B1 (ko) * 2005-12-23 2012-05-25 엘지전자 주식회사 디지털 방송 시스템 및 처리 방법
US7823051B2 (en) 2006-01-03 2010-10-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Digital broadcasting transmission system and method thereof
KR20070091962A (ko) 2006-03-08 2007-09-12 한국방송공사 애니메이션을 이용한 디엠비 데이터 방송의 나레이션 제공방법 및 이를 구현하기 위한 프로그램이 저장된 컴퓨터로판독 가능한 기록매체
KR100661005B1 (ko) 2006-03-24 2006-12-26 삼성전자주식회사 Ｄｍｂ 수신 네비게이션 이동 단말기 및 이를 이용한네비게이션 수행 방법
KR101343407B1 (ko) 2007-02-26 2013-12-20 삼성전자주식회사 부가 데이터 전송이 가능한 디지털 송신 시스템 및 그 방법
JP4962119B2 (ja) * 2007-04-27 2012-06-27 パナソニック株式会社 デジタル放送受信機

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1218339A (zh) * 1997-11-20 1999-06-02 三星电子株式会社 可缩放的音频编码/解码方法和装置
CN1984263A (zh) * 2005-11-25 2007-06-20 Lg电子株式会社 数字电视发射机/接收机及其在其中处理数据的方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP特开2005-4354A 2005.04.07

Also Published As

Publication number Publication date
CA2691978A1 (en) 2009-01-08
WO2009005305A1 (en) 2009-01-08
CN101809997A (zh) 2010-08-18
US20090046815A1 (en) 2009-02-19
CA2691978C (en) 2012-10-02
KR20150039182A (ko) 2015-04-09
KR20090004667A (ko) 2009-01-12
US7995511B2 (en) 2011-08-09
KR101531528B1 (ko) 2015-06-26
KR101531910B1 (ko) 2015-06-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101809997B (zh) 广播接收机和广播信号处理方法
KR101597579B1 (ko) 방송 수신기 및 방송신호 처리방법
US10784898B2 (en) Broadcasting receiver and broadcast signal processing method
KR101405972B1 (ko) 방송 수신기 및 방송신호 처리방법
KR101405971B1 (ko) 방송 수신기 및 방송신호 처리방법
CN101766026B (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101796832B (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101766025B (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101796835B (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101690198B (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101790885B (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101796833B (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101690201B (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101790883A (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101836448A (zh) 数字广播系统和在数字广播系统中处理数据的方法
CN101690197A (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101790884A (zh) 数字广播系统和数据处理方法
CN101785305B (zh) 数字广播系统和处理数据的方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20121010

Termination date: 20170702