CN101795083A - 开关电源装置以及影像显示装置 - Google Patents

Abstract

提供一种开关电源装置以及影像显示装置。在基于单级结构的隔离型变换器的开关电源装置中，降低开关元件的开关损耗来提高电源效率、且实现厚度10mm以下的薄型化。具有：整流单元，对商用交流进行整流；隔离变压器，具有初级绕组和次级绕组；第一开关元件，与初级绕组串联连接；第二开关元件，连接于初级绕组的两端；第一电容器，连接于初级绕组的两端，并与第二开关元件串联连接；第三开关元件，与整流单元并联连接；第二电容器，与第三开关元件串联连接；和控制电路，具备检测商用交流停电的停电检测单元，在由停电检测单元检测出停电时，控制第三开关元件，将预先蓄积在第二电容器中的电荷放出到经由隔离变压器隔离后的直流输出侧。

Description

开关电源装置以及影像显示装置

技术领域

本发明涉及一种获得与交流隔离的直流输出的开关电源装置以及搭载了该开关电源装置的影像显示装置。

背景技术

在现有的开关电源装置中，为了从商用交流电源进行整流、平滑后获得直流，最简单的是使用二极管桥和平滑电容器的结构，但是在这种结构中，成为只有在电源电压的峰值附近流过输入电流的所谓电容输入型的整流电路，导致功率因数下降、输入高次谐波增大。输入高次谐波的问题已由国际标准规定，而需要与输入功率相应的对策。针对该动向，提出了各种被称为功率因数校正(PFC：Power FactorCorrection)变换器或者高功率因数变换器的变换器。

其中最常用的电路是被称为升压型PFC变换器的电路方式，它是如下结构的电路：使交流输入到整流二极管桥的正极侧和负极侧之间，连接线圈和开关的串联电路，在线圈和开关的连接点上连接升压二极管的阳极侧，将升压二极管的阴极侧连接在输出平滑电容器的高电压侧，并连接了输出平滑电容器的低电压侧和二极管桥的负极侧。但是，该PFC变换器不具有隔离功能，并且是升压型，因此为了得到直流24V或12V这样的电压，在PFC变换器的后级连接具有隔离变压器的隔离型DC-DC变换器，得到所期望的直流电压。在现有的这种结构中直到得到直流电压为止都通过转换电路，因此综合转换效率低，从节能的观点出发存在问题。

与此相对，公开了非专利文献1所示的单级方式的有源钳位(active clamp)功率因数校正变换器等在一个变换器中兼具PFC功能和隔离功能、输出电压稳定化功能的开关电源装置。

该开关电源装置以有源钳位方式的反激变换器(flybackconverter)为基础，在对商用交流进行整流的二极管桥的直流侧具备线圈，通过使该线圈的电流在不连续模式下进行动作来进行功率校正动作。除此之外，作为具有PFC功能的隔离型变换器还提出了各种各样的电路。

[非专利文献1]社团法人電子情報通信学会“一段方式アクテイブクランプ力率改善コンバ一タ”信学技報EE2002-83(2003-02)

在上述的单级方式有源钳位功率因数校正变换器中，其结构是在变压器初级侧具有平滑电容器，当主开关元件关断时施加该电容器电压和有源钳位电容器的电压的总和。这在通常的带PFC变换器和钳位电路的反激变换器、或者基于带PFC变换器和钳位电路的正激变换器(forward converter)的2级变换器结构等中也相同，主开关元件被施加PFC变换器的输出电压和对主开关元件关断时的阶跃电压进行钳位的钳位电容器的电压的总和。

这样，开关元件的关断时被施加的电压变高，由于这涉及开关元件的关断损失的增加、开关元件的高耐压化，因此能否提供用某种方法使关断时的施加电压降低的开关电源装置是个问题。

这里，初级侧平滑电容器负担着瞬停补偿功能、即输入电压意外下降时将输出电压的变动抑制一定时间的功能。这个时间通常是20ms左右，但是根据用途有时需要补偿数100ms的期间。为了确保瞬停补偿时间，需要增加电容器的容量、或提高电容器的充电电压，但是由于前者导致电容器的安装体积增加、成本增加所以实现性严格，因此选择后者。但是，这涉及开关元件的关断损失增加。

另外，在将该开关电源装置搭载在液晶显示装置等显示设备上的情况下，例如以液晶电视为代表的薄型电视为了确保舒适的生活空间，不占设置场所的壁挂型、贴壁型的重要性进一步增加，希望使电视接收机的厚度为30mm以下。为了实现这种超薄型电视，需要使内置于电视接收机内的开关电源基板不超过10mm。为了实现这个目的，需要实现开关电源装置的搭载部件的薄型化，但是电源起动时的浪涌防止电路中使用的继电器(relay)和水泥(cement)电阻的薄型化困难。

发明内容

本发明的主要目的在于，在基于单级结构的隔离型变换器的开关电源中，降低开关元件的开关损失，提高电源效率，并且实现厚度10mm以下的薄型化。

为了解决上述问题，本发明是输入商用交流而输出被隔离的直流的开关电源装置，具有：整流单元，对商用交流进行整流；隔离变压器，具有初级绕组和次级绕组；第一开关元件，与隔离变压器的初级绕组串联连接；第二开关元件，与隔离变压器的初级绕组的两端连接；第一电容器，连接在隔离变压器的初级绕组的两端，并与第二开关元件串联连接；第三开关元件，与整流单元并联连接；第二电容器，与整流单元并联连接，并与第三开关元件串联连接；以及控制电路，具备对商用交流的停电进行检测的停电检测单元，在由停电检测单元检测出停电的情况下，控制第三开关元件，使预先蓄积在第二电容器中的电荷放电到通过隔离变压器隔离的直流输出侧。

另外，构成为具有：整流单元，对商用交流进行整流；隔离变压器，具有初级绕组和次级绕组；第一开关元件，与隔离变压器的初级绕组串联连接；与隔离变压器的初级绕组的两端连接、并分别在漏极之间连接的第二开关元件以及第三开关元件；电容器，连接于第二开关元件以及第三开关元件之间的连接点和第一开关元件的源极；以及控制电路，具备用于对商用交流的停电进行检测的停电检测单元，在由停电检测单元检测出停电的情况下，控制第三开关元件，使预先蓄积到电容器中的电荷放电到通过隔离变压器隔离的直流输出侧。

在基于单级结构的隔离型变换器的开关电源中，能够降低开关元件的开关损耗来提高电源效率，并且实现厚度为10mm以下的薄型化。

附图说明

图1是表示与本发明有关的开关电源装置的第一实施方式的电路图。

图2是表示本发明的第一实施方式的控制电路模块的图。

图3是说明与本发明有关的开关电源装置的AC正常时的动作模式的图。

图4是说明与本发明有关的开关电源装置的停电时的动作模式的图。

图5是表示与本发明有关的开关电源装置的开关周期中的各部分波形的图。

图6是表示本发明的第一实施方式的停电发生前后的各部分波形的图。

图7是表示与本发明有关的开关电源装置的第二实施方式的电路图。

图8是表示本发明的第二实施方式的控制电路模块的图。

图9是表示本发明的第二实施方式的停电发生前后的各部分波形的图。

图10是表示与本发明有关的开关电源装置的第三实施方式的电路图。

图11是表示与本发明有关的开关电源装置的第四实施方式的电路图。

图12是表示本发明的第四实施方式的充电器的一个电路例子的图。

图13是表示与本发明有关的开关电源装置的第五实施方式的电路图。

图14是表示与本发明有关的开关电源装置的第六实施方式的电路图。

图15是表示与本发明有关的开关电源装置的第七实施方式的电路图。

图16是表示与本发明有关的开关电源基板的一个安装图的图。

图17是表示搭载了本发明的开关电源装置的薄型电视接收机背面的一个电路安装的图。

附图标记说明

1：商用交流；2：二极管桥；3、3a：扼流线圈；4、8：电容器；5a、5b、5c、5d：功率MOSFET；9、9a、9b：隔离变压器；10a、10b、10c、10d、10e、10f、10g、10h、10i：二极管；11、11a：输出平滑电容器；12、12a：负载；13：输入电压波形；14：输入电流；15：变压器；16：输入电容器；17：充电电路；18：智能功率设备；19a、19b：开关；20a、20b、20c、20d：放大器；21：停电检测器；22：乘法器；23：减法器；24：比较器；25：三角波发生器；26：一次延迟电路；27a、27b：PWM比较器；28：NOT电路；29a、29b、29c：驱动器；30：输入连接器；31、31a：铝板；32：电源基板；33：液晶面板；34a、34b、34c：支柱；35a、35b：LED驱动器基板；36：电路基板；37：T-con(定时控制器)基板；38：电源线缆；39：滤波器基板；40a、40b、40c：输出连接器。

具体实施方式

在本发明中，在具有功率因数校正控制和隔离功能、输出电压稳定化控制功能的单级方式开关电源方面，提供适于高效率且小型薄型化的方式，对液晶电视、等离子体电视接收机厚度的薄型化作出了贡献。

<第一实施方式>

使用图1～图6来说明本发明的第一实施方式。

图1是表示作为本发明的电源装置的开关电源装置的第一实施方式的电路图。下面说明图1的结构。开关电源装置是输入商用交流而输出被隔离的直流的装置。

商用交流1经过二极管桥2而成为输入电压波形13的全波整流波形，其中，该二极管桥2是对该商用交流1进行整流的整流单元。在二极管桥2的直流侧的正负端子间连接了输入电容器16。输入电容器16用于滤波，容量为几μF。采用二极管桥2和输入电容器16之间的电流作为输入电流14。另外，与该输入电容器16并联连接了作为开关单元的功率MOSFET 5c和电容器4的串联对。作为开关单元的功率MOSFET 5c是N沟道型功率MOSFET，源极连接于正侧，漏极连接于电容器4，成为阻止电容器4放电。电容器4是瞬停补偿用电容器，其容量根据瞬停补偿时间而变化，假定100μF～1000μF程度。

另外，至少具有初级绕组和次级绕组的隔离变压器9的初级绕组和作为开关单元的功率MOSFET 5a的串联对，与输入电容器16并联连接。此时，初级绕组的卷绕起始处与输入电容器16的正侧连接。并且，电容器8和开关元件的功率MOSFET 5b的串联对连接在变压器的初级绕组两端。此时，功率MOSFET 5a的漏极和功率MOSFET 5b的源极相连接。即，作为开关元件的功率MOSFET 5a(Q1)与隔离变压器9的初级绕组串联连接，作为开关元件的功率MOSFET 5b(Q2)连接在隔离变压器9的初级绕组的两端，作为开关元件的功率MOSFET 5c(Q3)与作为整流单元的二极管桥2并联连接，电容器4(Cdc)与二极管桥2并联连接，并与功率MOSFET 5c(Q3)串联连接，电容器8(Cc)连接在隔离变压器9的初级绕组的两端，且与功率MOSFET 5b(Q2)串联连接。

在作为隔离变压器9的次级绕组的一端侧的卷绕结束侧连接了二极管10a(D1)的阳极，在二极管10a的阴极和作为次级绕组的另一端侧的卷绕起始之间连接了作为电容器的输出平滑电容器11(Co)。在输出平滑电容器11上连接了负载12。向负载12提供的供电电压是24V，但是实际上负载12假设为液晶电视的背光灯、逻辑电路、调谐器(tuner)等，分别经由变流器(inverter)、DC-DC变换器而连接到负载上。因此，输出电压24V的精度能够设定得比直接连接有负载的结构宽松，本实施方式中的精度为±10％左右。

下面，说明图2的结构。图2是表示图1的开关电源装置中的控制电路的一个模块的图。

输入电压Vin是交流电源(商用交流1)的电压，它被输入到用于检测商用交流1的停电的停电检测单元的停电检测器21。停电检测器21的输出连接于一次延迟电路26和开关19a。一次延迟电路26的输出被输入到PWM比较器27b的正输入。在PWM比较器27b的负输入上连接了三角波发生器25。PWM比较器27b的输出被输入到驱动器29c，驱动器29c的输出被连接到Q3、即开关元件的功率MOSFET 5c的栅极。输出电压Vout连接到放大器20a以及放大器20b的反转输入。放大器20a以及放大器20b的非反转输入被输入了输出电压指令值。放大器20a的输出被连接到乘法器22。乘法器22还被输入了输入电压波形13。并且，乘法器22的输出被连接到放大器20c的非反转输入。放大器20c的反转输入被输入了输入电流14。放大器20c的输出连接在开关19a的一方。另一方面，放大器20b的输出连接在开关19a的另一方。开关19a连接到PWM比较器27a的正输入。该PWM比较器27a的负输入连接有三角波发生器25。PWM比较器27a的输出经由驱动器29a连接于Q1、即开关元件的功率MOSFET 5a的栅极。另外，PWM比较器27a的输出经由NOT电路28、驱动器29b而连接于Q2、即开关元件的功率MOSFET 5b的栅极。

本发明在停电检测器21检测到停电时，控制Q3，使预先蓄积在Cdc中的电荷向经由隔离变压器9隔离后的直流输出侧进行放电。另外在检测到停电时，控制Q3的脉冲信号与Q1同步，并且该脉冲信号的宽度逐渐扩大。

接着，使用图3说明图1的电路的每个开关周期的基本的动作。

图3的(a)是示意性地示出了当使Q1(功率MOSFET 5a)导通时的电流流向的图，用叫Cin的名称的可变电压源记载了输入电容器16。当Q1导通时，电流从Cin经由变压器Tr的初级绕组流到Q1。此时，变压器Tr被励磁，但是在次级绕组侧没有传递电力，从Co即输出平滑电容器11向负载放电。

接着，在图3的(b)中Q1关断时，流入变压器Tr的初级绕组侧的电流经由Q2(功率MOSFET 5b)的二极管而流入Cc、即电容器8。此时，Cc具有对Q1的电压上升进行钳位的作用。另外，此时励磁能量通过D1即二极管10a而从变压器Tr的次级绕组释放，电流流向Co(输出平滑电容器11)和负载12。

在图3的(b)的状态中使Q2导通时，由于Q2没有被施加电压，因此能够实现ZVS(零伏开关)导通。并且，在图3的(c)中电流逆转，电流在从Cc通过Q2、变压器Tr的初级绕组的路径(route)中流过。

此时，在图3的(d)中使Q2关断时，Q1的二极管导通，电流在从Q1到变压器Tr的初级绕组侧、Cin这样的路径中流过。

此时，当使Q1导通时，由于Q1没有被施加电压，因此能够实现ZVS(零伏开关)导通。

接着，在图4中，使用图4来说明停电发生时的开关动作。

在图4的(a)中，与图3的(a)不同，使Q3导通。另一方面，在停电时二极管桥2变成反向偏置，输入电容器16(Cin)变成与电容器4(Cdc)相同的电压。当Q1导通时，电流从Cdc经由Q3流向变压器Tr的初级绕组侧、Q1，从而对变压器Tr的初级绕组进行励磁。接着，当在图4的(b)中Q1关断时，变压器初级侧电流经由Q2的二极管流向Cc、即电容器8。此时，Cc具有对Q1的电压上升进行钳位的作用。另外，此时励磁能量通过D1即二极管10a而从变压器Tr的次级绕组侧释放出，电流流向Co和负载12。

在图4的(b)的状态下使Q2导通时，Q2没有被施加电压，因此能够实现ZVS(零伏开关)导通。并且，在图4的(c)中电流逆转，电流在从Cc通过Q2、变压器Tr的初级绕组的路径中流过。

此时，在图4的(d)中使Q2关断时，Q1的二极管导通，电流在从Q1到变压器Tr的初级绕组侧、Q3、Cdc这样的路径中流过。

此时，当使Q1导通时，Q1没有被施加电压，因此能够实现ZVS(零伏开关)导通。

将图3中所说明的内容作为各部分波形而表示在图5中。

图5中的条件是输入为AC100Vrms、瞬时电压为141V、输出为24V/180W负载时。针对Q1栅极、Q2栅极的波形，记载了Q1的电压波形VQ1、Q1的电流波形IQ1、Q2的电压波形VQ2、Q2的电流波形IQ2、二极管D1的电流波形ID1的波形。

图5中的Q1的电流波形IQ1在导通时是从负值开始，能够确认ZVS导通。关于Q2的电流波形IQ2也相同，成为ZVS导通。另外，Q1、Q2关断时向各个元件施加的电压VQ1、VQ2分别约为280V。

接着，在图6中示出商用正常时和瞬停发生时的各部分的波形。首先，叙述该波形的前半部中的商用正常时的功率因数校正动作。在输入电压为AC100V的情况下，成为峰值约为141V的正弦波电压波形。

在图2所示的控制系统中，首先计算出通过放大器20a对输出电压Vout和输出电压指令值的误差进行放大后的值。并且，通过乘法器22将该值与输入电压波形13相乘。相乘结果作为输入电流指令值而被输入到放大器20c。此时，在放大器20b中也运算输出电压Vout和输出电压指令值的误差，但是在商用正常时，如图6所示，停电检测器21的输出为Low(低)，因此开关19a连接于放大器20c侧，放大器20c的输出被输入到PWM比较器27a中。通过PWM比较器27a得到与放大器20c的输出相应的脉宽，该脉冲经由驱动器29a传递到Q1而进行开关驱动。

另外，Q2通过NOT电路28和驱动器29b而与Q1实现互补动作。此外，死时间(dead time)设置在驱动器29a、29b中。在商用正常时，停电检测器21的输出为Low，因此PWM比较器27b的正输入为零，Q3不被驱动而是关断状态。通过该控制系统，能够控制Q1使得输入电流14成为正弦波状。

Q1的PWM脉宽的占空比(Duty)如图6所示，成为在输入正弦波的零交叉(zero cross)附近最大、在峰值附近减少的波形。Q1关断时的施加电压成为Cin和Cc的电压的总和。Cc的电压大约为140V，因此在零交叉附近为140V，在峰值附近约为280V。另一方面，关于Cdc，由于Q3被关断所以没有放电路径，被施加对在电源起动时所施加的峰值电压141V相加了由Q1、Q2的开关引起的电压阶跃量而得到的约155V。此外，该电压根据布线图案、变压器的构造、Q1、Q2、Cdc的安装位置等而变化。

输出电压Vout具有商用交流的2倍的频率脉动(frequencyripple)，电压精度为24V±10％以下的程度。该输出电压Vout的精度和输入电流Iin波形的失真率具有折衷(tradeoff)关系。在本发明中，构成为在24V输出的后级连接变流器、变换器，因此允许±10％程度的输出电压变动，在输入功率因数校正控制中进行加权。

接着，对停电发生时进行叙述。当发生停电时，图2的停电检测器21的输出变化为High(高)，经由一次延迟电路26而连接的PWM比较器27b的正输入逐渐增加。根据该动作，Q3被提供驱动脉冲，但是该脉冲与Q1同步，其占空比逐渐增加。另一方面，通过停电检测器21的反转，开关19a被切换到放大器20b。放大器20b与放大器20a同样地进行输出电压的误差放大，但是截止频率不同，放大器20b在高频频带下的增益更高。通过将开关19a切换到放大器20b，忽略基于放大器20c的输入电流的波形控制，只切换到输出电压控制系统。

此外，图2所示的控制电路框图还能够以数字控制来实现，在这种情况下通过将放大器20a、20b综合为一个控制系统来改变增益，从而能够实现相同的控制。

在停电发生时，如图4中所述，Cdc的电压施加到变压器Tr上，只通过输出电压控制的控制系统而作为DC-DC变换器进行动作。伴随着动作，Cdc的电压逐渐下降，因此为了补偿该电压而增加Q1的占空比，由此能够使输出电压保持恒定。

停电发生时施加于Q1的电压是Cdc的电压+Cc的电压，初始值为295V，伴随着放电而逐渐下降。

当停电发生在短时间内结束而恢复供电的情况下，停电检测器21的输出反转为Low，返回到商用正常时的控制系统，重新开始输入电流Iin波形控制。

即，开关电源电路的控制电路具有将商用交流1的输入电流波形控制成正弦波形并且将输出电压控制成恒定电压的第一控制系统、以及与商用交流1的输入电流波形的控制无关地将输出电压控制成恒定电压的第二控制系统，在商用交流正常时通过第一控制系统进行控制，在停电时切换到第二控制系统而进行控制。

此外，停电检测器21也可以在商用交流1的输入电压Vin的瞬时值的绝对值下降到预先确定的值以下时、或者被隔离变压器9隔离了的直流输出的电压下降到预先确定的值以下时检测停电。

图1所示的变压器Tr是1输出，与普通的反激变换器同样地能够通过卷绕多组次级绕组而得到电压不同的多个输出。另外，能够将该输出用于Q1、Q2、Q3的驱动电源。另外，也可以在Q2、Q3中使用P沟道型功率MOSFET。

此外，虽然示出了输入电压100V的例子，但是也可以输入200V系统，能够应对全世界的电压输入。

这样，在本发明中，在反激变换器中作为功率因数校正控制系统而具有输入波形控制功能，并且利用开关将停电补偿用电容器进行分离，使稳定时施加到开关元件的电压变成与输入电压的瞬时值相应的值。由此，能够抑制Q1、Q2的关断时的开关损耗。此外，Q1、Q2能够实现ZVS导通，因此导通和关断时都能够抑制开关损耗，能够实现高效率化。

另外，具有高次谐波抑制功能和瞬停补偿功能，因此能够将所需的平滑电容器容量设为最低限度，能够降低开关电源装置的安装体积，增加电源的输出密度。而且，在本发明的开关电源装置中能够具有初始充电功能，能够除去以往所必须的浪涌防止电路。例如能够通过追加后述的图11的充电电路17和二极管10b(D2)来实现初始充电功能。

此外，作为开关元件，在本实施方式中使用了功率MOSFET，但是也可以根据电流容量、电压的条件而使用IGBT。另外，包括二极管在内，优选使用以SiC为素材的功率设备。

<第二实施方式>

接着，使用图7～图9来说明本发明的第二实施方式。图7表示本发明的开关电源装置的主电路部，图8表示其控制电路，图9表示各部分的波形。在图7～图9中，对于与图1～图6相同的结构要素标记相同的符号。

图7与图1的主电路部的不同点在于，在二极管桥2的直流侧与Q3(功率MOSFET 5c)、Cdc(电容器4)的串联对之间连接了对Cdc进行充电的充电单元的扼流线圈3(L1)。此外，未安装输入电容器16，但是也可以将其安装在二极管桥2和扼流线圈3之间。

接着说明图8的结构。图8是图7的主电路的控制电路。图8与图2的不同点在于，追加了放大器20d、开关19b、减法器23、比较器24。放大器20d将Cdc电压连接到反转输入，将VDC指令值连接到非反转输入。放大器20d的输出经由开关19d而连接到减法器23的负输入。由停电检测器21的输出来控制开关19d。在减法器23的正输入上连接了放大器20b的输出。减法器23的输出被连接到比较器24的正输入。比较器24的负输入被输入输入电压波形13。

接着，按照图9的各部分波形来说明本实施方式的动作。

首先，图7的主电路动作与图1的电路动作的不同点在于，具有如下功能：通过设置作为充电单元的扼流线圈3，由此对Cdc进行充电；以及在输入电压Vin的零交叉时将充电到Cdc中的电荷进行放电，从而补偿输出电压的下降。

商用交流正常时，输入电压Vin成为正弦波。当Q1导通时，在二极管桥2、扼流线圈3(L1)、变压器Tr的初级绕组、Q1的路径中流过电流。此时，变压器Tr的初级绕组和L1中也蓄积励磁能量。当Q1关断时，流过变压器Tr的初级绕组的电流通过Q2的二极管而流向电容器8(Cc)，并对Cc进行充电。此时，二极管10a(D1)导通，电流从变压器Tr的次级绕组流向输出平滑电容器11(Co)。

另一方面，流过L1的电流通过Q3的二极管而流向Cdc，并对Cdc进行充电。在该状态下向Q2提供栅极电压时，能够实现ZVS导通。当Q2导通时，蓄积在Cc中的电荷反向流过变压器的初级绕组。在该状态下使Q2关断时，电流从Q1的二极管经由变压器初级绕组、Q3的二极管而流入Cdc。此时如果向Q1提供栅极电压则Q1进行ZVS导通。

即，当Q1导通时，形成扼流线圈3、隔离变压器9的初级绕组和Q1的串联电路，当Q1关断时，蓄积在扼流线圈3中的能量通过Q2而蓄积在Cdc中进行充电。

此外，扼流线圈3也可以是卷绕在与隔离变压器9相同的磁路上来形成。

说明图8的控制系统的动作。在商用正常时，Q1、Q2的控制方法与第一实施方式相同。

Cdc的电压输入到放大器20d，并与VDC指令值进行比较，其误差被放大器20d放大后输出到减法器23。停电检测器21的输出是Low，开关19b是导通状态。

另一方面，输出电压指令值和输出电压Vout由放大器20b进行比较，并进行误差放大。该输出被输入到减法器23，在减法器23中对输出电压的误差成分和Cdc电压的误差成分进行合计计算。即，Cdc电压越是上升、输出电压越是下降，则减法器23的输出电平越是上升。在比较器24中对输入电压Vin的电平和减法器23的输出电平进行比较。其结果，只在输入电压瞬时值低的零交叉附近，比较器24输出High输出。该输出通过一次延迟电路26而被延迟并被传递给PWM比较器27b，转换为对Q3的栅极进行驱动的信号。

如图9所示，Q3的占空比在输入电压Vin的零交叉附近变成三角形状。此时，Cdc的电荷经由Q3而流过变压器Tr的初级绕组，从而能够补偿次级绕组侧的输出电压。此时，Q1的占空比如图所示，与Q3相反地下降为三角形状而缩小，抑制输出电压的上升。

另外，由此使Cdc的电压下降。在本实施方式中，将Cdc指令值设为340V，因此在340V和Cdc电压之间的偏差大的情况下放电时间增加。另一方面，在输出电压与24V之间的偏差大的情况下，也同样地增加放电时间。在Q3导通的期间，输入电流几乎为零，具有输入电流的波形失真增加的倾向，但是零交叉附近的输入电流原本就是零，因此波形失真的增加被抑制到最小限度。

另外，在零交叉附近，输入电流指令值也接近零，因此零交叉附近是难以确保输出功率的期间。因此，在该期间利用来自Cdc的放电电荷来补偿输出，这涉及到降低输出电容器的容量，对降低开关电源装置的体积并提高安装密度有贡献。

这样，Q3只在输入电压瞬时值的零交叉附近进行开关动作，在除此之外的输入电压瞬时值比较高的期间不进行开关动作，因此能够抑制开关损耗并提供高效率的变换器。

接着，叙述停电发生时的动作。在停电发生时，图8的停电检测器21的输出从Low变化为High。由此，开关19a切换到放大器20b一侧，开关19b从导通变化为关断。其结果，Q1、Q2根据基于放大器20b的输出电压控制系统而进行动作，可以忽略基于放大器20c的输入电流的波形控制。

另一方面，通过使开关19b成为关断来切断放大器20d，在停电发生时，停止Cdc的电压控制系统的动作。另外，在停电发生时，输入电压波形13也是零，因此比较器24根据放大器20b的输出即输出电压的误差来改变输出。该比较器24的输出经由一次延迟电路26被传递给PWM比较器27b，并与三角波发生器25的输出进行比较来控制Q3的导通脉宽。由此，根据放大器20b的输出来对Q1和Q3的占空比进行PWM控制，使得在停电时将输出电压保持为恒定。

在停电时，由于Q3的电压逐渐下降，因此Q3、Q1的占空比伴随该情形分别逐渐上升。此外，一次延迟电路26是抑制如下情形的电路：施加到变压器初级绕组上的电压由于Q3导通而急剧变化，输出较大地进行变动。

图8的控制系统由模拟电路构成，除此之外还优选在控制IC上进行单片化(one chip)。而且，还优选使用DSP、FPGA而构成为数字控制系统。特别是关于停电、恢复供电时的控制系统的切换，为了抑制带给输出电压的变动的影响，希望是基于数字控制的切换。此外，控制模块只要具备输出电压稳定化、输入功率因数校正、瞬停补偿的功能，则也可以不同于图8的结构。

本实施方式与图1所示的实施方式相比，能够提高电容器4(Cdc)的电压。因此，能够降低瞬停补偿所需的Cdc的容量。另外，能够在输入电压零交叉时补偿输出电压的下降，从而还能够降低输出平滑电容器11的容量。另一方面，在Q1、Q2的关断时所施加的电压与图1的实施方式相比有所增加，因此开关损耗有增加的倾向。Cdc的电压的设定值(指令值)为多少V最合适，是考虑Cdc、Co的容量和开关损耗的增减来确定的。

Q2、Q3也可以使用P沟道MOSFET。另外，输入电压能够应对100V以及200V系列的宽范围、全世界范围。

作为图8的输入电压Vin信号，还能够利用输入电压波形13。在这种情况下，不需要输入电压Vin的检测器。

另外，在本发明的方式中，能够将变压器9的次级绕组设置多个而得到分别隔离了的多个输出。另外，还可以将其中的一个输出用于本开关电源装置的控制电路的驱动。或者，也可以将变压器9的结构如后述的图11所示分割为多个。

<第三实施方式>

接着，使用图10说明本发明的第三实施方式。图10中示出了本发明的开关电源装置的主电路部。

在图10中，对于与图1、图7相同的结构要素标记相同的符号。

图10与图1的主电路部的不同点在于：在电容器4(Cdc)和功率MOSFET 5c(Q3)之间，以阻止从Vin侧向Cdc进行充电的方式插入二极管10b(D2)；在D2和Cdc的连接点上连接了二极管10c(D3)的阳极，D3的阳极连接在功率MOSFET 5d(Q4)的源极上，Q4的漏极连接在Q1的漏极上；在隔离变压器9(Tr)的次级绕组侧连接了不是连接在D1上的次级绕组的另一次级绕组，在该另一次级绕组的卷绕结束侧连接了二极管10d(D4)的阳极，在D4的阴极侧连接了输出平滑电容器11a(Co2)。并且，在Co2的两端连接了负载12a。即，D3和D4串联连接，D3的未与Q4连接的一侧连接于D2和Cdc间的连接点，Q4的未与Q3连接的一侧连接于Q1和Q2的连接点。

接着说明图10的电路的动作。首先，在该电路中使Q4与Q3互补动作。

图10的动作遵照图1的电路的动作，但是Cdc的充电方法不同。

Cdc的充电方法不是从电源侧进行而是根据Q1、Q2的开关来进行的。当Q1导通时，从输入侧通过变压器Tr的初级绕组而流过电流，当Q1关断时，变压器Tr的次级绕组侧流过电流，这点与基本电路相同。这里，通常Q3为关断，与Q3进行互补动作的Q4成导通状态。因此，当Q1关断时，经由Q2的二极管对Cc进行充电，并且经由Q4、D3对Cdc进行充电。接着，当使Q2导通时，Cdc被施加Cin+Cc的电压。因此，Cdc被充电到Cin和Cc的电压的合计值为止。该电压在AC100V输入时变成280V左右。其结果，Cdc被充电到比图1所示的电路还高的电压。

在本实施方式的控制方法中，Cdc的电压的最大值被确定，不会被过充电，因此不需要图8所示的控制模块中的放大器20d和开关19b。并且，除了使用充电到Cdc中的能量来进行商用输入交流的零交叉附近的输出电压补偿之外，还能够在瞬停时进行输出电压控制来保持输出电压。

这样还作为初始充电单元而进行动作的充电单元，也可以具有吸收Q1关断时所发生的浪涌能量的钳位单元，通过将由该钳位单元所回收的浪涌能量蓄积到Cdc中来进行充电。

在本实施方式中，不需要初始充电电路的继电器、浪涌防止用的水泥电阻，因此能够实现开关电源装置的薄型安装化。

另外，例如在设为应对全世界的开关电源装置时，在输入了AC240V等高电压的情况下也没有在Cdc中流过浪涌电流的担忧，因此能够从施加Cdc的电压设定值的电压的最大值(峰值)即380V～400V下降。这除了能够降低电容器的耐压以外，还密切关联到降低初级侧平滑电容器的施加电压来降低泄漏电流，并降低电路损耗。

<第四实施方式>

接着，使用图11和图12来说明本发明的第四实施方式。

图11中示出了本发明的开关电源装置的主电路部。在图11中，对于与图1、图7、图10相同的结构要素标记相同的符号。

图11与图10的主电路部的不同点在于：去掉连接Q1和Cdc的Q4和Q3，取而代之将充电电路17与Cin并联连接，并且将其输出连接到Cdc上；隔离变压器被三分割为隔离变压器9、9a、9b。关于隔离变压器9(Tr1)、9a(Tr2)、9b(Tr3)的连接，是串联连接各自的初级绕组，在次级绕组的卷绕结束侧分别连接二极管10a(D1)、10f(D6)、10g(D7)的阳极，将D1、D6、D7各自的阴极侧进行连接并连接到输出平滑电容器11(Co)的正极侧。Co的负极侧连接在隔离变压器9、9a、9b的次级绕组的卷绕起始处。

接着说明图12的结构。图12是表示图11的充电电路17的内部的一个例子的图。在作为充电单元的充电电路17的内部中是由具有变压器15和智能功率设备18(IC1)的非隔离型反激变换器所构成，变压器15的初级绕组连接在IC1上，次级绕组的卷绕起始处与IC1的接地相连接。另外，在次级绕组的卷绕结束侧连接了二极管10i(D9)的阳极，在D9的阴极侧连接了分压电阻，被分压的电压输入到IC1。并且，D9的阴极侧被导出到充电电路17的外部，并连接在Cdc的正极侧。

接着叙述本实施方式的动作。在本实施方式中，在电容器4(Cdc)和功率MOSFET 5c(Q3)之间也配置有D2(二极管10b)，该D2阻止来自作为整流单元的二极管桥2的充电，即配置成防止从Vin侧向Cdc进行充电，由于在Cdc的充电方向上不流过电流，因此与图10的电路同样地，当电源接通时不流过对Cdc进行充电的浪涌电流，因此不需要由继电器和水泥电阻等所构成的现有的浪涌电流防止电路。即，作为充电单元的充电电路17具有初始充电功能。充电电路17通过智能功率设备18(IC1)从Cin获取电流，对Cdc进行充电。此时，不依赖于Cdc的充电状态而使Q1、Q2进行开关动作，能够使用隔离变压器9、9a、9b来得到输出。

当Cdc被充电到规定的值例如340V时，IC1停止，当通过Cdc的泄漏电流而放电时再次充电。这样，充电电路17在对Cdc进行充电后几乎变成无负载，因此在突发(burst)模式下运行。

即，充电电路17在商用正常时以突发模式动作，当由停电检测器21检测出停电时停止动作。

图11的电路的控制是通过图8的控制系统来进行的，但是与图10的电路同样地，不需要放大器20d和开关19b。

在本实施方式中，也能够实现输入电压的零交叉附近的输出电压补偿控制。另外，瞬停时，能够通过停电检测器21的停电检测来停止基于放大器20a和放大器20c的输入电流的波形控制，并进行基于放大器20b的输出电压控制，将充电到Cdc中的电荷通过隔离变压器9、9a、9b进行放电，补偿输出电压的下降。

即，作为充电单元的充电电路17在正常时以突发模式动作，当停电检测器21检测到停电时动作停止。

用于补偿的电力通过充电电路17蓄积在Cdc中，该能量是主电路所转换的全部电能中的几％，因此充电电路17的变压器相对于隔离变压器9而言非常小即可，变压器的高度也被抑制得低。

另外，如本实施方式所示，能够通过将变压器分割为多个来构成，从而减小每一个变压器所传递的功率，其结果能够降低一个变压器的芯部(core)的高度，实现薄型化。通过变压器的薄型化和上述继电器、水泥电阻的去除，能够使开关电源基板的厚度比现有的电源更薄。

37型的液晶电视的电源的额定容量约为180W，假定通过本实施方式将变压器进行三分割，将电源的转换效率估计为90％时，每一个变压器的功率为67W。根据芯部的强度和损耗，估计67W的变压器的厚度的限界约为5.0mm。另外，二极管桥2、Q1～Q3的铸模(mold)的高度为4.5～5.2mm。因此，在将电源基板的厚度设为0.8mm时，能够将电源薄型化到6.0mm。其结果，能够实现厚度10mm以下、6mm以上的开关电源装置。

<第五实施方式>

接着，使用图13来说明本发明的第五实施方式。图13表示本发明的开关电源装置的主电路部。在图13中，对于与图1、图7、图10、图11相同的结构要素标记相同的符号。最接近图13的主电路是图1。

图13与图1的主电路部的不同点在于，去除了钳位用的电容器8(Cc)，将Q2和Q3的漏极彼此进行连接，在Q2和Q3的连接点与Q1的源极上连接了电容器4(Cdc)。串联连接的Q2、Q3的串联对，连接在作为整流单元的二极管桥2的两端。

叙述该电路的动作。当Q1导通时，使电流从输入电源通过变压器Tr(隔离变压器9)的初级绕组而流过Q1。当Q1关断时，从变压器Tr的次级绕组通过D1而释放出蓄积在变压器Tr中的励磁能量。同时在初级绕组侧，在变压器Tr的初级绕组、Q2的二极管、Cdc、Cin这样的路径中流过电流，使Cin进行放电并且对Cdc进行充电。

接着，当Q2导通时，在Cdc、Q2、变压器Tr的初级绕组、Cin这样的路径中流过电流，使Cdc进行放电并对Cin进行充电。在使Q2关断的时刻，电流流过Q1的二极管，因此，此时还使Q1的栅极导通时能够实现ZVS。另外，在瞬停时和输入电源的零交叉时附近，与Q1同步地使Q3导通，从而在Cdc、Q3、变压器Tr的初级绕组、Q1这样的路径中流过电流，当用Q1关断时将蓄积在变压器Tr中的励磁能量释放到次级绕组侧，能够补偿输出电压的下降。其结果，与未进行本控制的情况相比，能减小次级绕组侧的电容器的容量。

<第六实施方式>

接着，使用图14来说明本发明的第六实施方式。图14表示本发明的开关电源装置的主电路部。在图14中，对于与图1、图7、图10、图11相同的结构要素标记相同的符号。图14与图10的电路的动作类似，因此叙述与图10的差异。图14与图10的不同点在于：图10的Q2在图14中被替换为二极管10h(D8)；Q4的漏极的连接位置变更为D8的阴极侧。在图14中，也与图10同样地，Q4与Q3互补动作。

接着，说明该电路的动作。当Q1导通时，电流通过变压器Tr(隔离变压器9)的初级绕组而流过Q1，励磁能量被蓄积到变压器Tr中。当Q1关断时，变压器Tr的一次电流在D8、Cc的路径中回流。由此，Cc的电压上升，但是通常Q4导通着，因此Cdc被施加Cin和Cc的电压的总和，以不破坏该关系的方式，对Cdc进行充电的电流通过Q4、D3而流过Cdc。这样，Cdc被充电到Cin+Cc的电压峰值，因此在该开关电源装置中不需要初始充电电路。

另外，当输入电源零交叉时和瞬停时使Q3导通，同时使Q4关断，Cdc的电荷流过变压器的初级绕组，能够补偿输出的下降。

<第七实施方式>

接着，使用图15来说明本发明的第七实施方式。图15表示本发明的开关电源装置的主电路部。在图15中，对于与图1等的电路图相同的结构要素标记相同的符号。图15是与图11类似的电路结构。

图11和图15的不同点在于：变压器Tr为一个；作为正激变换器结构，在次级绕组侧具有作为线圈的扼流线圈3a和回流用的二极管10e(D5)。回流用的二极管10e(D5)并联连接在隔离变压器9的次级绕组和Co之间，扼流线圈3a与D1串联连接。

接着说明图15的动作。Cdc由充电电路17进行充电。由于D2的原因，即使将该开关电源装置连接到AC电源上也不会产生浪涌电流，能够去除具备浪涌电流防止电路的初始充电电路。此外，Cin是滤波器用的小容量的电容器，向该电容器的浪涌电流是能够忽略的程度。

首先，在AC-正-常时，当Q1导通时电流从二极管桥2侧通过变压器Tr的初级绕组而流过Q1。此时，在变压器Tr的次级绕组中也通过D1、扼流线圈3a而流过电流，除了对Co进行充电之外还提供给负载12。当Q1关断时，变压器Tr的初级绕组侧的电流在Q2的二极管、Cc的路径中回流。此时使Q2导通时，ZVS成立。当使Q2导通而使初级绕组侧的回流电流变成零时，之后回流电流反转，并在Cc、Q2、变压器Tr的初级绕组的路径中流过。此时，当使Q2关断时，在Q1的二极管、变压器Tr的初级绕组、Cin的路径中流过电流。此时，当使Q1导通时，ZVS成立。

另外，图15的电路的控制是通过图8的控制系统来进行的，但是充电电路的控制系统是分离的，因此与图10、图11的电路同样地，不需要放大器20d和开关19b。

在本实施方式中，也能够实现输入电压的零交叉附近的输出电压补偿控制。另外，瞬停时通过停电检测器21的停电检测来停止基于放大器20a和放大器20c的输入电流的波形控制，进行基于放大器20b的输出电压控制而将充电到Cdc中的电荷通过变压器Tr进行放电，能够补偿输出电压的下降。

用于补偿的功率通过充电电路17被蓄积到Cdc中，但是该能量是主电路所转换的全部电能的几％，因此充电电路17的变压器相对隔离变压器9非常小即可，变压器的高度也被抑制得低。

此外，在本实施方式中所使用的正激变换器在输入电流的低电压相位时引入电流的能力低，因此与反激变换器相比导通角变窄，但是能够通过降低变压器Tr的相对于次级绕组侧的初级绕组侧的匝数比，扩大导通角。

除此之外，根据本发明，将正激变换器替换为其它方式的变换器也能够得到相同的效果。

<第八实施方式>

接着，使用图16和图17来说明本发明的第八实施方式。图16表示从上观看本发明的开关电源基板的图。该基板的电路图与图11相同。另外，图17表示在作为影像显示装置的薄型电视上安装了图16的基板时的方式。

在图16中，对于与图11的电路图相同的结构要素标记相同的符号。在图16中，电源基板32是面安装基板，如图17所示，电源基板32安装成附图的上侧为面板的朝上方向。

在电源基板32的下部有输入连接器30，在其附近配置有二极管桥2和充电电路17、功率MOSFET 5a(Q1)、功率MOSFET 5b(Q2)、功率MOSFET 5c(Q3)、二极管10b(D2)和输入电容器16。其中，作为发热部件的二极管桥2和功率MOSFET 5a、5b，为了散热而安装在厚度为1～2mm的铝板31之上。Q3和D2几乎不发热，因此直接安装于基板。在电源基板32的中央附近，电容器4被分成多个而排列安装。另外，安装有电容器8。在电源基板32的电容器安装位置的上侧，排列安装有隔离变压器9、9a、9b。在电源基板32中，隔离变压器9、9a、9b的上部变成次级绕组侧，在该区域中安装有二极管10a、10f、10g。这些二极管10a、10f、10g安装在并非铝板31的另一铝板31a上而安装于电源装置32。在二极管10a、10f、10g的附近，输出平滑电容器11被分成多个而排列安装。在电源基板32的最上部的边缘安装有输出连接器40a、40b、40c。另外，通过这样在电源基板32上安装电子部件，能够实现电源基板32的高度为6mm以上10mm以下的薄型化。

接着说明图17。在图17的中央记载了从背面观看作为影像显示装置的薄型液晶电视接收机的图，下侧记载有从上观看的图，右侧记载有从正侧面观看的图，其中，所述影像显示装置具有用于显示图像的显示面板(液晶面板)和LED等光源，并具有向该显示面板发射光的照明装置(背光灯)。

具有电源基板32的开关电源装置配置在相对照明装置而与显示面板相反的一侧，向显示面板提供电源。关于该开关电源装置的结构，应用上述各实施方式中所记载的结构。

在从背面观看的图中，以拆下接收机的背面盖的状态进行了记载，形成有三个支柱34a、34b、34c。电源基板32安装在位于中央和右侧的支柱34b和34c之间。在液晶面板33中输入有电源线缆38，其连接于安装在电源基板32下方的滤波器基板39。来自滤波器基板39的输出线缆连接于电源基板32的输入连接器30。电源基板32的输出连接器40a、40b、40c分别连接于LED驱动器基板35b、LED驱动器基板35a、电路基板36。LED驱动器基板是搭载了输入从开关电源装置的电源基板32输出的24V并将其升压或者降压到LED背光灯的点亮所需的电压的变换器的基板，能够通过控制流经LED的电流来调整LED的亮度。LED背光灯本身位于电源基板32、电路基板36等和液晶面板之间，厚度为10mm左右。

此外，关于T-con(定时控制器)基板37，是在将输入到电路基板36的电源转换为在电路基板中所需的电压之后提供的。

如图17所示，通过将厚度不足10mm的开关电源基板32安装在使用了液晶面板的电视装置或者图像监视装置的面板部的背面、以及使用被LED驱动器驱动的10～20mm厚度的LED背光灯，能够将面板部的接收机厚度薄型化为20mm以上30mm以下。

另外，关于电源基板32和LED驱动器基板35a、35b，也可以将它们统一地形成在同一基板上，并且将电源的控制电路和LED的控制电路集成在一个FPGA、DSP、或者微计算机中。在这种情况下，缩小了控制电路的安装面积，不需要用于将基板之间进行连接的线缆、连接器。由此，在连接器部分中不需要用于接线作业所需的多余的空间，因此对接收机厚度的薄型化有效。

另外，在作为背光灯未使用LED而是使用了CCFL、FFEL、HCFL这样的阴极管的情况下，替代LED驱动器35a、35b而需要变流器，但是也可以将该变流器形成在与电源基板32相同的基板上，将电源的控制电路和背光灯变流器的控制电路集成在一个FPGA、DSP、或者微计算机中。这对接收机厚度的薄型化也有效。

以上，根据各实施例的本发明，能够将隔离变压器的高度薄型化为5mm～9mm。由此，能够使电源基板的高度为10mm以下且6mm以上，通过将该薄型开关电源基板安装在显示面板的背面，能够实现显示面板部分的最大厚度为30mm以下20mm以上的显示装置。如果应用于液晶电视、等离子体电视等中，则能够实现壁挂、贴壁等符合用户要求的室内布局。

Claims (17)

1.一种开关电源装置，输入商用交流而输出被隔离的直流，其特征在于，具有：

整流单元，对上述商用交流进行整流；

隔离变压器，具有初级绕组和次级绕组；

第一开关元件，与上述隔离变压器的初级绕组串联连接；

第二开关元件，与上述隔离变压器的初级绕组的两端连接；

第一电容器，连接在上述隔离变压器的初级绕组的两端，并与上述第二开关元件串联连接；

第三开关元件，与上述整流单元并联连接；

第二电容器，与上述整流单元并联连接，并与上述第三开关元件串联连接；以及

控制电路，具备对上述商用交流的停电进行检测的停电检测单元，

在由上述停电检测单元检测出停电的情况下，控制上述第三开关元件，使预先蓄积在上述第二电容器中的电荷放电到通过上述隔离变压器隔离的直流输出侧。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

具有输入电容器，该输入电容器连接在上述整流单元的直流侧的正负端子之间。

3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，具有：

二极管，其阳极连接在上述隔离变压器的次级绕组的一端；以及

第三电容器，连接于上述隔离变压器的次级绕组的另一端和上述二极管的阴极。

4.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

在由上述停电检测单元检测出停电的情况下，上述控制电路使控制上述第三开关元件的脉冲信号与上述第一开关元件同步。

5.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，具有：

第一控制系统，将上述商用交流的输入电流波形控制为正弦波形，并且将输出电压控制成恒定电压；以及

第二控制系统，与上述商用交流的输入电流波形的控制无关地将输出电压控制成恒定电压，

上述控制电路在上述商用交流正常时通过上述第一控制系统来进行控制，在上述停电检测单元检测出停电时切换到上述第二控制系统来进行控制。

6.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

当上述商用交流的输入电压的瞬时值的绝对值下降到预先确定的值以下时、或者被上述隔离变压器隔离的直流输出的电压下降到预先确定的值以下时，上述停电检测单元检测停电。

7.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

具有对上述第二电容器进行充电的充电单元。

8.根据权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于，

上述充电单元在上述商用交流的输入电压瞬时值为零时，对充电到上述第二电容器中的电荷进行放电。

9.根据权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于，

上述充电单元是配置在上述第三开关元件和上述整流单元之间的扼流线圈，

当上述第一开关元件导通时，形成上述扼流线圈、上述隔离变压器的初级绕组和上述第一开关元件的串联电路，当上述第一开关元件关断时，蓄积在上述扼流线圈中的能量通过上述第三开关元件蓄积到上述第二电容器而进行充电。

10.根据权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于，

上述扼流线圈与上述隔离变压器缠绕在同一磁路上而形成。

11.根据权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于，

具有二极管，该二极管配置在上述第二电容器和上述第三开关元件之间，配置成阻止来自上述整流单元的充电，

上述充电单元具有初始充电功能。

12.根据权利要求11所述的开关电源装置，其特征在于，具有：

连接在上述二极管和上述第二电容器的连接点以及上述第一开关元件和上述第二开关元件的连接点上的另一个二极管；以及

第四开关元件，连接在上述二极管和上述第二电容器的连接点以及上述第一开关元件和上述第二开关元件的连接点上，并与上述另一个二极管串联连接。

13.根据权利要求11所述的开关电源装置，其特征在于，

上述充电单元由具有变压器和智能功率设备的非隔离型反激变换器构成，在商用正常时以突发模式进行动作，当上述停电检测单元检测出停电时停止动作。

14.一种开关电源装置，输入商用交流而输出被隔离的直流，其特征在于，具有：

整流单元，对上述商用交流进行整流；

隔离变压器，具有初级绕组和次级绕组；

第一开关元件，与上述隔离变压器的初级绕组串联连接；

与上述隔离变压器的初级绕组的两端连接、并分别在漏极之间连接的第二开关元件以及第三开关元件；

电容器，连接于上述第二开关元件以及上述第三开关元件之间的连接点和上述第一开关元件的源极；以及

控制电路，具备用于对上述商用交流的停电进行检测的停电检测单元，

在由上述停电检测单元检测出停电的情况下，控制上述第三开关元件，使预先蓄积到上述电容器中的电荷放电到通过上述隔离变压器隔离的直流输出侧。

15.根据权利要求14所述的开关电源装置，其特征在于，

当上述商用交流的输入电压的瞬时值的绝对值下降到预先确定的值以下时、或者被上述隔离变压器隔离的直流输出的电压下降到预先确定的值以下时，上述停电检测单元检测停电。

16.根据权利要求11所述的开关电源装置，其特征在于，具有：

二极管，其阳极连接在上述隔离变压器的次级绕组的一端；

第三电容器，连接于上述隔离变压器的次级绕组的另一端和上述二极管的阴极；

回流用二极管，并联连接在上述隔离变压器的次级绕组和上述第三电容器之间；以及

线圈，与上述二极管串联连接。

17.一种影像显示装置，其特征在于，具有：

显示面板，对图像进行显示；

照明装置，具有光源并向上述显示面板照射光；以及

权利要求1所述的开关电源装置，相对上述照明装置配置在与上述显示面板相反的一侧，向上述显示面板提供电源。

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