CN101743521A - 闭环控制方法及具有多通道反馈的闭环控制器件 - Google Patents

Abstract

本发明描述了具有多通道反馈的闭环控制方法，其中反馈变量r₁以及另外的反馈变量r₂分开地与引导变量w比较，该反馈变量r₁通过以取样频率f_A对闭环控制变量x取样而确定，该另外的反馈变量r₂通过在时间周期T_S期间平均该闭环控制变量x而确定。在该过程中所确定的各控制误差e₁、e₂被提供至分开的控制器31、32，该控制器31、32分别地由其形成相应的闭环控制输出变量m₁、m₂。最后，由该相应的闭环控制输出变量m₁、m₂形成的闭环控制输出变量来调整该闭环控制变量x，使得该闭环控制变量x跟随该引导变量w。

Description

闭环控制方法及具有多通道反馈的闭环控制器件

技术领域

本发明关于一种闭环控制方法，特别是一种用于例如为伺服电机的感性负载的闭环控制方法。该闭环控制方法的特征分别地在于控制变量的二信道或多信道评估，快速且准确的闭环控制可利用该控制变量而实施。该闭环控制优选地通过脉宽调制而实施，其同时包含高寄生信号抑制以及高带宽。本发明也关于相应的闭环控制装置，其分别地具有二信道反馈或多信道反馈。

背景技术

许多技术程序需要把控制变量维持在由指令变量所预先确定的设定值上。对此，则使用闭环控制系统，在该闭环控制系统中，连续地测量该控制变量，并将该控制变量与该指令变量比较，根据此比较，在对于该指令变量的均衡化而言，利用相应地设定操纵变量而改变该控制变量。导因在此的该一连串动作发生在闭环控制系统中。根据特别的应用而考虑不同的物量变量，例如压力、温度、发动机转速、速度、电压、电流强度等。其中，闭环控制系统的特征以及该一连串动作所需的组件，例如测量装置、比较装置、控制装置或执行器单元，可根据该应用而大为不同。除了少数的例外之外，现代化的闭环控制系统几乎是专门地通过电路技术而实施，特别是在相当复杂的闭环控制系统的案例中。那些闭环控制系统的范围包括从基础的仿真控制电路到数字控制器。除了利用电路技术的解决方案之外，也可以编程的形式而实施数字闭环控制算法，该编程在微处理器上或在现场可编程门数组(FPGA)中执行。由于数字信号处理以及其所连接的可修改性，数字控制器特别适合于相当复杂的闭环控制需求，在该需求中特别高的准确度以及可以以准确方式而再现的参数是必要的。

在连续控制器以及取样控制器之间有其它别的东西可以区分。仿真控制器是典型的连续控制器。由于仿真控制算法可对输入变量的改变作出反应而实际上没有时间的延迟，且由于其可提供相应的输出变量在其输出上，此类型控制器的输入以及输出变量典型地与连续信号一致。与此相反地，数字控制器是取样控制器，其传送功能利用连续执行的一系列算术运算而实施。由于在数字控制算法中所需的计算时间，时间的延迟发生在测量该输入变量以及输出该输出变量之间。该控制变量并非被连续地测量，而只是在该控制算法实施期间的特定取样时刻测量，典型地不再次测量以及计算该输入变量。因此，数字取样提供不连续的时间离散信号，其中只在时间的离散点提供该信号变量。两个随后的取样时刻之间的时间(周期时间T_A)确定了取样速率，或应该说是取样频率f_A。为了也可以测量该控制变量的较高频(higher-frequent)信号部分，需要高取样速率。数字控制器特有的取样速率上限主要由该计算算法所需的计算时间确定，因此其取决于分别所使用的微处理器、微控制器或FPGA的计算速度。

为了实施控制系统，需要对于相应的应用具有特异性的控制行为的控制器。因此，具有范围的简单控制组件，该简单控制组件的特有控制特性可分别利用基本传送函数来描述。通过结合那些控制组件的其中几个控制组件，可建构出更复杂的控制器，其控制行为可更适用于相应应用的需求。

例如，PI控制器是典型的控制器组合。此类型的控制器包含比例控制器以及积分控制器，该积分控制器与该比例控制器并联切换。鉴于该比例组件把输入值与固定因子相乘，该积分组件执行可被参数化的控制偏差的时间积分。相对于该积分控制器，其中相对快的比例控制器是积分控制器一种好的实现，该积分控制器特别地对较长持续的控制偏长有反应。由于该PI控制器结合了其两个组件的控制特性，其可相当快地对该控制变量或该指令变量中的改变作出反应，且其也可产生少量的平稳庄重地朝向零的静态控制偏差。在许多技术应用中想要此种的控制行为，这是这种控制器类型被广泛应用的原因之一。

现有的电气传动控制是PI控制器的应用中非常重要的领域。这种传动包含作为中央组件的电动机，该电动机如同能量转换器地作动，而把供应至其的电能转换成机械能。旋转电机在电机轴上以旋转动作的形式而提供该机械能，而直线电机提供作为转换的机械能至可移动的滑动架。其中，根据所供应的电能，特定的力矩或特定的作用力，分别发生在该电机轴或在该电机滑动架上，而分别地根据有效的反作用力而执行动作。为了控制此动作，该电装置包含电流控制装置，其形成传动控制的中央闭环控制系统。利用该电流控制装置，其优选地基于PI控制器，直接影响了流经该电机线圈以及因此由该电动机所运送的机械能。为了分配供应至该电动机的电能，使用执行器单元。利用此执行器单元，可根据该PI控制器的需求而分别设定作用于该电机轴或电机滑动架上的作用力。现代化电气传动的执行器单元使用功率半导体，例如功率晶体管，利用该功率晶体管，供应至该电机的电能可切换开与关。

位置控制传动以及特别是用于工业制造的伺服传动需要非常精确的电流控制，以可以精确地控制该力矩，或分别地控制该作用力以及由此产生的该伺服电机的动作。对于该传动的高度僵硬以及迭加的旋转速率控制环路的高度闭环增益，更需要快速且精确的电流控制。利用精确的电流控制，也可有效地使用前馈系统。没有必要以较慢的转速控制器来补偿潜在发生的电流或力矩误差。

由于对于该闭环控制系统对于该控制变量中变异的快速反应来说，确切地知道有效的实际值是必要的，该实际值快速以及准确的测量是闭环控制系统的极度重要的特性。原则上可通过不同的测量方法而测量该控制变量的该实际值，藉以该相应的测量方法在其准确度及快速性方面部分地有相当大的不同。除了控制变量的连续测量之外，其特别是仿真控制器的特征，也可不连续地利用取样方法来测量该控制变量。特别是对于数字控制器，其是常见的实施，以取样频率来对该控制变量取样，该取样频率由该控制器的工作周期预先确定。

然而，在对该控制变量取样时，为了避免潜在的测量误差，必须通过该测量信号的较高频部分而考虑取样原则。对此有几种可能性。例如可利用抗混迭低通滤波器而带限(band-limited)该控制变量。在此，该测量信号的高频部分被过滤掉。然而，由于与其相关的移相，此方法不适合于所有的应用。此外，该较高频部分可在适合的时间周期期间通过平均所测量的值而被抑制。特别地，在利用脉冲调制(例如脉宽调制(PWM))操作的控制方法中，该脉冲调制的切换周期可为适合的时间周期。然而，额外的停工时间连同该平均值的产生也导致了不想要的相移。最后，在使用脉冲调制以设定控制变量的闭环控制方法中，也可同步地与该脉冲调制一起对该控制变量取样。然而，此测量方法取决于该控制变量的特定无谐波时间点的存在与了解，该控制变量使其对扰乱非常敏感。

发明内容

基于本技术领域的情况，本发明的目的在于提供当前的控制，其结合了几个测量方法的优点，然而却没有包含这些各自的相应方法的缺点。此目的通过根据权利要求1所述的一种闭环控制方法、根据权利要求12所述的一种闭环控制装置以及根据权利要求26所述的一种闭环控制系统来解决。在从属权利要求中提供了本发明进一步有利的具体实施例。

根据本发明，提供了一种闭环控制方法，在该闭环控制方法中，通过以特定的取样频率对控制变量取样而确定第一反馈变量，该控制变量的实际值分别在时间点寄存，该时间点由该取样频率所预先确定，且该时间点被提供作为第一反馈变量。随后，通过比较该第一反馈变量与指令变量而确定第一控制偏差。然后，利用第一控制器而由该第一控制偏差产生第一相应控制器输出变量。此外，利用平均在时间周期期间的该控制变量而确定第二反馈变量，该控制变量的实际值是，例如，在整个取样周期间所测量，以及产生在此时间周期中所测量的该实际值的平均值，该平均值被提供作为该第二反馈变量。随后，通过比较该第二反馈变量以及该指令变量而确定第二控制偏差。由因此所产生的第二控制偏差而产生第二相应控制器输出变量。最后，由这两个相应的控制器输出变量产生控制器输出变量，该控制器输出变量用以设定该控制变量，使得该控制变量顺从指令变量。在此，有利处在于通过结合这两种测量方法，提供了该控制变量的该实际值的两个不同测量值，这两个不同的测量值在准确度及快速性的特性上彼此相当地不同。而取样提供了非常新的测量值，因此允许了快速的控制而没有任何额外的停工时间，并允许了高频扰乱的抑制，因此通过产生平均值而可以产生确切的测量值。通过提供都具有测量值作为分开的反馈变量的两个不同控制组件，每个相应的控制组件以及因此整个控制器的控制行为可被最佳化。

在本发明的有利具体实施例中，其提供了利用比例控制器而产生该第一相应控制器输出变量。此外，该第二相应控制器输出变量利用积分控制器而由该第二控制偏差产生。由于比例控制器用以作为第一控制器，此快速控制器类型被提供了利用取样所获得的最新的第一控制偏差。然而，该第二控制器被提供了该控制偏差的非常准确值。通过使用积分控制器，更可增加此控制器类型的准确度。通过最佳化这两种相应控制器而可使用两种控制器的优点。该结合的控制器因此包含了两种测量方法/控制器类型的优点，其中两种测量方法/相应控制器的缺点可被必要地补偿。

本发明的有利具体实施例提供了通过在时间周期期间(例如PWM切换周期)的控制变量实际值的积分而确定该第二反馈变量。该积分允许了平均值的特别快速产生，其更可以相当简单的方式来实施。

在本发明的另一有利具体实施例中，该控制变量利用以切换频率所计时的操纵变量而设定。在此，以双倍的切换频率来执行对该控制变量取样。此外，该控制变量的平均值在时间周期期间产生，其相应于由该操纵变量的该切换频率所预先确定的切换周期。两种方法都适合于最小化这种由于谐波而发生的测量误差，该谐波由于在该控制变量范围中的该操纵变量的计时所造成。如果对该控制变量取样在该操纵变量被计时的帮助下而与该时钟信号同步地执行，其是有利的。在此，其特别地可轻易地在无谐波的时间点执行该取样。而这允许了更准确的测量。

本发明的另一有利具体实施例提供了利用脉宽调制而执行对该操纵变量计时。该脉宽调制特别地适合用于设定该操纵变量，例如该电机电压。典型地用于脉宽调制的固定切换频率允许了使用上述步骤的该控制变量的特别准确的测量。由于脉宽调制总是以有限数量的切换状态而工作，该执行单元以及因此该相应的控制系统可使用脉宽调制器而以特别简单以及成本效益的方式实施。

在本发明的另一有利具体实施例中，提供了使用数字控制器控制该控制变量。此类型的控制器允许非常准确的控制，且由于其可修改性而可最佳地适用于相应的应用。如果利用差异积分调制器(delta-sigma modulator)而把仿真信号数字化，则分别来对该控制变量取样或积分的算法可在商业可得的可编程逻辑模块中以成本效益的方法实施。

本发明的有利具体实施例提供了负载的电流如同控制变量而被控制。由于控制准确度在许多电流控制的应用中是必要的特性，可利用本发明而以特别简单的方式实施适合的电流控制装置。这个案例是，例如，以用于电气传动的电流控制器。由于尤其是伺服电机需要极为精确的电流控制，可利用该创造性的闭环控制装置而以特别具成本效益的方式实施特别快速以及准确的伺服控制。

根据本发明的另一有利具体实施例，控制装置包含测量装置，当该控制变量的实际值在时间点被分别地确定以及当该实际值被提供作为第一反馈变量时，该测量装置通过对该控制变量取样而确定该第一反馈变量，该时间点由该取样频率所预先确定。此外，当该控制变量的实际值被确定且在时间周期期间被平均时，以及当被平均的实际值被提供作为第二反馈变量时，该测量装置通过平均该控制变量而确定该第二反馈变量。此外，该控制装置包含比较装置，该比较装置具有第一比较组件以及第二比较组件。两个比较组件中的每个经由分开的通道而接收分别的反馈变量，并通过比较该反馈变量与指令变量而由其产生分别的相应控制偏差。该控制装置更包含控制单元，该控制单元具有第一控制器以及第二控制器，该第一控制器产生来自于该第控制偏差的第一相应控制器输出变量，以及该第二控制器产生来自于该第二控制偏差的第二相应控制器输出变量。该控制装置的总和装置由这两个相应的控制器输出变量而产生共同控制器输出变量，该共同控制器输出变量使用执行器单元来设定该控制变量。

最后，本发明的另一有利具体实施例提供了该测量装置包含积分装置，用以通过在该时间周期期间的该控制变量的积分而产生该平均的实际值。可利用积分组件而以特别简单的方式实施产生该平均值。

附图说明

在下述中更细节地结合图式而解释了本发明。在图式中：

图1显示了控制环路的区块图，该控制环路利用PI控制器以及脉宽调制而用于负载的电流控制；

图2描绘了利用脉宽调制实施的电流控制的时间电压-/电流曲线；

图3描绘了利用抗混迭低通滤波器而进行的电流测量的时间电压-/电流曲线；

图4显示了通过在该切换频率的周期期间的积分而进行的电流测量的时间电压-/电流曲线；

图5显示了利用在特定无谐波时间点同步地对该电流取样进展的电流测量的时间电压-/电流曲线；

图6A显示了具有二信道电路反馈的新电流控制器的区块图；

图6B显示了具有三信道电路反馈的新电流控制器的区块图；

图7显示了用于伺服电机的新电流控制器的区块图；

图8显示了用于三相电机的电流控制器的区块图，在该三相电机中，两个不同的电流组分是彼此独立地被确定以及被控制的；以及

图9描绘了具有转速控制装置的闭环控制系统的块图，该转速控制装置被该电流控制装置迭加。

具体实施方式

在下述中，将连同电动机而更细节地解释本发明。然而，本发明也可应用于其它的控制器。

图1显示了典型电流控制装置的闭合连串的动作。其中，负载的电流i，特别是感性负载(例如电动机)的电流，作为该控制变量x而被控制。该闭环控制系统1包含多个彼此互相作用的组件，其形成了闭合控制环路。电流x_soll的设定值作为该电流控制装置1的指令变量w，该电流x_soll例如由上位的转速控制环路2所提供。形成该闭环控制系统1的输入区的比较组件20比较了该电流x_soll的设定值与流经该电机线圈的该电流x的电流x_ist的实际值。该电流x_ist的实际值利用测量装置10来确定，且经由反馈通道作为反馈变量r而可用于该比较组件20。该比较组件20所产生的控制偏差e可用于闭环控制装置30，该闭环控制装置30利用其传送功能而由该控制偏差e产生控制器输出变量m。该控制器输出变量m用以控制执行器单元50。通常，PI控制器用以作为电流控制器30，该PI控制器的控制行为适用于分别地应用。该PI控制器30包含比例控制器(具有比例作用系数K_P的比例组件)以及积分控制器(具有积分作用系数K_I＝K_P/T_n以及重设时间T_n的积分(I-)组件)，该积分控制器与该比例控制器并联作用。其中，这两个控制器中的每一个由适用于其输出的该输入变量e而产生区别的相应控制器输出变量。然后，加总这两个相应的控制器输出变量以形成共同控制器输出变量m，该共同控制器输出变量m被提供至执行器单元50中。为了把由该控制器输出变量m所预先确定的该电机电压值转换成脉宽调制执行信号，本案例中的该执行器单元50包含脉宽调制器。该执行信号用以控制执行器的功率开关，因此实现对用于该电机线圈的电压计时。该电机线圈L的积分效应使所产生的该电机电流x平顺。如图1的区块图所描绘的，不同的扰乱变量z可根据该控制路径而作用，且因此可负面地影响该控制变量电流x。

图2显示了在脉宽调制(PWM)期间电动机的原则电压及电流曲线。其中的电机电压或线圈电压单独地通过脉宽调制以离散时间形式来预先确定。此控制方法的特征在于相应PWM脉冲的宽度直接相关于该脉宽调制器的输入值的时间发展，以及该电压改变发生在时间间隔T_S的图样中，该时间间隔T_S由该脉宽调制的切换频率f_S所预先确定。由此所产生的该控制电压包含实际上为矩形的曲线，该矩形曲线只具有两个电压等级。为了最小化潜在的切换损失，该脉宽调制电压典型地包含非常陡峭的边缘。该控制电压的所想要的基础波导因于两个电压阶段之间的快速切换。通常，脉宽调制使用固定频率，例如4kHz、8kHz或16kHz。在本案例中，三角电压作为PWM载波信号。由于该电机线圈L的平顺效应，该线圈电流x只是非常缓慢地跟随着该线圈电压。锯齿电流曲线导因在此，该线圈电流以该脉宽调制的该切换频率T_S而在该平均值附近来回振荡。该线圈电流的该振荡动作如同该线圈电流x的谐波而动作，由于潜在的混迭效应，该振荡动作可能导致该取样测量的大量曲解。错误的测量最后会导致该电流控制电路1的更糟的控制行为，特别是关于准确度，以及也因此导致该上位的转速控制环路2的更糟的控制行为。

为了避免这些取样误差以及因此为了最佳化该控制环路的控制行为，必须考虑取样原则。这可利用不同的测量方法来达到。

该线圈电流的较高频部分可通过使用适合的抗混迭低通滤波器而消除。这导致过滤过的线圈电流x’曲线，该过滤过的线圈电流x’曲线示于图3。该曲线基本上相应于未过滤过的线圈电流x的平均值。然而，第一级抗混迭低通滤波器的使用造成高至90°的相移，大大地减低该控制环路的相位裕度，且也因此减低了最大可能闭环增益。这使得这种测量方法较不适合，特别是对工业用途方面。

产生平均值是另一种用于准确地测量该控制变量电流x的实际值x_ist的测量方法。在此方法中，其例如也使用于数字多用表中，在适合的时间周期期间寄存该测量值x，并由该寄存的测量值而产生平均值。可连续地以及利用快速取样而执行寄存该测量值。当使用脉宽调制时，PWM切换周期T_S特别考虑为适合的时间周期。这种在切换周期T_S期间产生平均值的情况描绘在图4中。由于该伺服电机的电流强度x的适时发展可利用连续函数来描述，该电流x_ist的实际值的平均值的确定可通过在PWM周期T_S的积分而执行：

$x_{\mathrm{int}}=\frac{1}{T_S}\underset{t_0}{\overset{t_0+T_S}{\∫}}\mathrm{xdt}$

如图4所示，以积分所产生的在该电流曲线之下的区域正比于在该PWM周期T_S中的该电流x_int的平均实际值。为了获得在该时间间隔T_S中该电流x_int的正平均实际值，以该积分时间T_S除以该区域积分。

产生遵守该PWM周期T_S的时间间隔期间的积分是有利的，该PWM周期T_S由该脉宽调制的该时钟信号所预先确定。然而，该积分没有强制地必须确切地在该时钟信号所预先确定的时间点t₁、t₂、t₃、t₄之间执行，但其也可以时移而执行。如图4所示，在理想的案例中，该电流信号的上与下偏转由于在完整PWM周期期间的积分而彼此抵消。从而所确定的该积分然后以非常好的近似值表现了该电流的分别平均实际值。然而，该平均值的产生发生在完整周期期间并非是强制需要的。例如，也可选择较长的时间周期(例如该PWM周期的倍数)作为积分周期。比PWM周期还短的时间周期通常也是可能的。然而，来自该确定平均值的偏差可能接着发生，该确定平均值来自该正平均值，因为在此案例中，由该谐波所诱导的该电流信号的偏转没有完全地彼此抵消。然而，如果需要的话，可利用相应的修改来考虑来自该实际平均值的潜在偏差。

由于由该较高频部分所诱导的该测量信号的变化典型地在平均值的产生期间彼此抵消，此测量方法特别地不被例如由切换过程或由EMC(电磁兼容性)所引起的扰乱而影响。因此，基本上适用于所有脉冲调制方法的积分测量非常适合工业用途的应用，特别是如果需要准确控制的情况。

然而，在产生平均值中也必须考虑额外的停工时间T_t＝T_S/2＝T_A。由于这里由该额外的停工时间T_t所造成的相移

也减少了该控制环路的相位裕度，并因此减少了最大可能闭环增益，这对在控制环路中的实际值测量是缺点。

然而，在特定时间点t₁、t₂、t₃、t₄对该控制变量x取样是测量该电流x_ist的实际值的特别快速的可能性。为了预防该测量不会被该控制变量x的较高频部分所歪曲，这种在其中该控制变量基本上相应于该平均值的时间点t₁、t₂、t₃、t₄优选地被选择来取样。然而，对此，需要这种无谐波的时间点t₁、t₂、t₃、t₄真的存在。此外，他们也必须是已知的。例如，这是电流控制方法中的案例，该电流控制方法使用计时电压(例如通过脉冲调制)来控制该电流。如图5所示，由于对该控制电压计时所导致的该电机电流x的振荡，在PWM切换周期T_S期间，在时间点t₁、t₂、t₃、t₄通常确切地发生了两个无谐波的时间点。在该PWM切换周期所预先确定的时间帧之内的位置可取决于对该控制电压计时相应采用的方法，其中该PWM切换周期是这些时间点的所在处。倘若所有的取样时刻与该PWM时钟信号是处于一种固定的时间关系，可用与该PWM时钟信号相关的取样频率f_A＝1/T_A而执行取样。当使用脉宽调制来控制该电机电流x时，该无谐波的时间点基本上遵守由该PWM时钟信号所预先确定的时间点t₁、t₂、t₃、t₄。因此，在这样一个案例中的该控制变量x可与该PWM时钟信号同步地取样，即，在该三角PWM载波信号包含稳定点时的分别的时间点取样。其中，该取样频率优选地是切换频率f_S的两倍：

f_A＝2·f_S

通常较高的取样速率是不合理的。在此，该脉宽调制必须更快地切换，然而，其在技术上分别是不想要或不可能的。由于闭环控制随后会以不必要慢的方式发生，较低的取样速率也不很合理。

控制变量x的取样测量基本上是十分快速的测量方法。因此其特别适用于快速的闭环控制，尤其是在没有额外的停工时间限制该控制环路的带宽时。因为这个理由，此测量方法常常应用在工业的用途。然而，高频的扰乱或不准确的取样可大大地影响测量的结果。此外，此方法需要适合的PWM方法或另外适合的脉冲调制方法用于该电机电流，其中该无谐波的时间点为已知或至少可被估计。

在下述中，将示出如何利用结合不同的测量方法以及分别利用其中所产生的该反馈变量的二信道或多信道反馈，来实施闭环控制，其结合了所使用的测量方法的优点而不具其缺点。对此，所结合的闭环控制器划分成其相应的控制器，该相应的控制器分别获得其自己的控制偏差作为输入变量，但产生共同控制器输出变量。

图6A显示了该创造性的电流控制环路1的部分区域的区块图，该电流控制环路1具有包含两个比较组件21、22的比较装置20、控制装置30、优选地包含PI控制器以及总和装置40。从而，该PI控制器划分成P-控制组件31以及并联切换的I-控制组件32，第一比较组件21被指派至该P-控制组件31，以及第二比较组件22被指派至该I-控制组件32。这两个比较组件21、22的每一个包含其自己的反馈通道，该相应的比较组件21、22经由该反馈信道接收来自测量装置10的反馈变量r₁、r₂。已利用不同的测量方法所确定的该电流的两个不同实际值作为反馈变量r₁、r₂。原则上，每个适合的测量方法可用于确定该电流的实际值。除了直接测量该控制电流之外，其也可由其它的特定参数推论出。优选地选择这两种测量方法，使得由他们所确定的实际值被最佳化用于相应类型的控制器。这两个比较组件21、22的每一个比较被指派至它的该反馈变量r₁、r₂与提供至共同输入的该指令变量w，并且由在此比较而输出控制偏差e₁、e₂至分别被指派至它的该控制组件31、32。利用他们相应的传送功能，这两个控制组件31、32分别由提供至他们的该控制偏差e₁、e₂产生相应的控制器输出变量m₁、m₂。接着，该相应控制器输出变量m₁、m₂被转交至共同的总和装置40，该总和装置40由他们产生控制器输出变量m。通常，该控制器输出变量m由这两个相应控制器输出变量m₁、m₂简单相加所产生。然而，为了由这两个控制器输出变量m₁、m₂产生结合的控制器输出变量，也可执行任何其它的运算，例如以不同的因子加权该相应的控制器输出变量m₁、m₂。该控制装置30的结合控制器输出变量m然后作为用于执行器单元50的输入变量，来设定该控制变量x。

图6A中所示的控制装置30原则上也可包含其它的控制组件。例如，可对这两个控制组件31、32并联提供第三控制组件33(例如分别具有微分作用系数K_D或速率时间T_V的微分(D-)组件。其中，该额外的控制组件33可使用已存在的控制偏差e₁、e₂中的一个作为输入变量。此外，也可能提供其自己的输入变量给该额外的控制组件33。例如，这可能利用额外的比较组件23来比较第三反馈变量r₃与该指令变量w而执行。其中，利用第三测量方法所确定的电流的实际值可作为进一步的反馈变量r₃。该第三控制组件33的输出变量可提供至该共同的总和装置40而作为第三相应控制器输出变量m₃，该总和装置由所有的三个相应控制器输出变量m₁、m₂、m₃而产生该控制器输出变量m。那种的控制装置30描绘在图6B中。

也可选择该第三反馈变量r₃等于零。在此案例中，只有该指令变量w被该控制组件33所微分。从此，产生了描绘于图6B中的该具体实施例的特别有利的案例。这里，该闭合控制环路1可对该指令变量w中的改变以特别快速的方式作出反应。

图7描绘了创造性的闭环控制装置1的区块图，该闭环控制装置1包含来自图6A的该控制装置30，其包含二通道反馈。优选地被配置成用以控制电动机电流的该闭环控制装置1更包含测量装置10，利用该测量装置10确定该控制变量电机电流的实际值。

对此，该测量装置10在该控制路径的适合点处对该电动机60的电流x取样。其中该测量装置10被配置来利用两个不同的测量方法而确定该电流x_ist的实际值，以及把分别作为反馈变量r₁、r₂的这两个测量的测量结果经由两个分开的反馈通道而转交至该比较装置20。对此，该测量装置10包含两个次单元，这两个次单元在此概要地被配置成取样装置11以及积分装置12。该取样装置11通过以预先确定的取样频率f_A对该控制变量x取样而确定该第一反馈变量r₁。在此，取样优选地与该脉宽调制同步地发生，利用该脉宽调制产生用以该电机电流x的功率输出级52的控制电压。其中，优选地选择PWM-切换频率f_S的两倍作为取样频率f_A。然而，该积分装置12通过产生该控制变量x的平均值而确定该第二反馈变量r₂。此经由PWM周期T_S以通过对该控制变量x积分而产生。

用于对该控制变量x取样以及积分的算法可如同结构上彼此分开的两个装置11、12以及如同该测量装置10的共同装置而实施。此外，在数字控制器1中，所有可用的仿真信号，例如该控制变量x，必须在他们可被进一步处理前被数字化。对此，该测量装置10包含适合的数字化仪13。优选地，利用积分差异(∑Δ)调制器而执行该仿真信号的数字化。在此案例中，分别用于对该测量变量x取样或积分的算法也可以成本效益的方式在商业可编程的半导体装置中实施，例如FPGA(现场可编程门数组)。

如上述已描述的，该比较装置20产生两个控制偏差e₁、e₂，其彼此独立来自于这两个反馈变量r₁、r₂，该控制装置30的两个控制组件31、32由该控制偏差e₁、e₂产生相应的控制器输出变量m₁、m₂。通过利用该总和装置40而结合该相应的控制器输出变量m₁、m₂，在该执行器单元50的输入提供该控制器输出变量m。该执行器单元50因此包含执行组件51以及执行器52。该执行组件51把由该控制器输出变量m所预先确定的值转换成用于该执行器52的作动变量y。在本案例中，利用脉宽调制器51，该数字可用的控制器输出变量m被转换成脉宽调制电压信号y，该执行器52由该脉宽调制电压信号y所控制。典型的执行器52包含功率开关，该功率开关只在两个特征点上操作(锁或切换经过)。该执行器52基于该脉宽调制作动变量y而对该电机电流x计时。

图7中所描绘的该控制装置直接控制流经所连接的电动机60的线圈的电流。在多相装置中，该电机电流由多个分别流经该电机的不同线圈的电流组分所组成。在三相电机的案例中，使用旋转电流或三相交流电，其在预定相中的三个电流组分i_a、i_b、i_c以及彼此间的振幅关系是分别分开设定的。由于所有的三个三相交流电组分i_a、i_b、i_c总结为零，每个电流组分可由其它两个电流组分确定。因此，足以测量以及控制这三个电流组分i_a、i_b、i_c中的只有两个电流组分i_a、i_b。这允许了容易的三相电流控制，该三相电流控制只具有两个彼此独立的控制环路。

可通过使用适合的协调系统而进一步最佳化该闭环控制。根据该应用(同步电机、异步电机等)，考虑定子固定帧、场定向协调系统或转子协调系统。例如，存在于原本固定的定子固定帧中的该电流组分i_a、i_b、i_c可通过简单的转换，如同矩形α/β-协调系统的相应电流组分i_α以及i_β而描绘。利用协调旋转器，也可能在场定向d/q-协调系统中控制，在该场定向d/q-协调系统中，两个电流组分i_d、i_q被配置成两个容易控制的直流电。由于该流量产生(flow-generating)电流组分i_d对力矩的产生没有贡献，为了以关于损失的最佳方式而操作该装置，该相应控制环路的输入变量可被预先确定成等于零。在此案例中，迭加的速度控制器w只应用在负责该力矩产生电流组分i_d的该控制环路的输入。

图8显示了用于三相电机60的相应电流控制装置1。在本范例中的该控制装置1包含两个控制环路，其彼此独立以用于该矩形定子固定帧的两个电流组分i_α、i_β。其中每个电流组分i_α、i_β指派了相应的测量装置10’、10”以及相应的控制装置30’、30”。这两个测量装置10’、10”的每一个优选地利用不同的测量方法，例如取样测量以及平均值测量，而确定指派至它的该电流组分i_α、i_β。其中所确定的该电流i_ist的实际值被提供至分别的比较装置20’、20”。在图8中，例如提供给每个测量装置10’、10”两个反馈通道。在该相关的控制装置30’、30”中，多个相应的控制器基于比较装置20’、20”的输出变量而产生相应数量的相应控制器输出变量，随后利用总和装置40’、40”而将该相应的控制器输出变量结合至该相应控制环路的控制器输出变量。最后，利用这两个控制环路的该控制器输出变量，控制执行器单元50设定该相应的三相电压组分u_a、u_b、u_c。因此，在此范例中，可用于该矩形α/β-协调系统的该控制器输出变量必定被转换，使得该执行器单元50设定这三个三相电压组分u_a、u_b、u_c。为了增加该闭环控制的准确度，也可直接测量该三相电流的所有三个电流组分i_a、i_b、i_c。在此案例中，该闭环控制装置1优选地包含三个测量装置、每个测量装置分别用于相(此处未描绘)。在此案例中，控制也可发生在双轴协调系统中。

在旋转装置中时常需要控制，利用该控制，该转速可维持在预先确定的值。例如可利用已知为串级控制的控制方法而可实施以此方法的转速控制，在该串级控制中，电流控制环路隶属于转速控制环路。从而，首先利用快速内部控制环路控制该从属的可变电机电流，该快速内部控制环路的指令变量由外部较慢的控制环路(转速控制环路)所产生。通过以此方式交织这两个控制环路，整个控制路径再细分成较小的部分控制路径，该较小的部分控制路径比整个控制控制路径被更清楚地表示，以及更好地被控制。从而，常可达到更高的控制准确度。

图9描绘了这种用于伺服电机的转速控制系统3的区块图，该伺服电机具有如图7中所示的该创造性的电流控制装置1以及迭加的转速控制装置2。有鉴于该内部电流控制环路1利用其测量装置10而测量作为控制变量x的该电机电流，该迭加的转速控制环路2利用相应的测量装置70而对在该装置链中的该电动机60的转速取样。该转速控制器2的比较装置80由该转速的实际值与该转速设定值的比较而产生转速控制偏差，该转速的实际值利用该测量装置70所确定，该转速的该设定值由指令变量u所预先确定。基于此控制偏差，该转速控制环路的PI控制器90产生相应的控制器输出控制，该相应的控制器输出控制作为指令变量w而提供至该电流控制环路1。假使额外地提供前馈系统，该电流控制环路1的该指令变量w也可通过结合该转速控制环路2的该控制器输出变量与前馈变量而产生。

图9中所显示的转速控制环路2也可配置成上位控制装置的内部控制环路。特别是，定位控制装置，例如伺服传动，包含比该转速控制器3上位的另一定位控制环路(此处未示)，该定位控制器的输出变量产生该转速控制器3的该指令变量u。

Claims (26)

1.一种闭环控制方法，该方法包括下述步骤：

通过以取样速率(f_A)对控制变量(x)取样而确定第一反馈变量(r₁)，分别在时间点(t₁，t₂，t₃，t₄)寄存所述控制变量(x)的实际值(x_ist)，所述时间点(t₁，t₂，t₃，t₄)由所述取样速率(f_A)确定，以及提供所述实际值(x_ist)作为所述第一反馈变量(r₁)；

通过比较所述第一反馈变量(r₁)与指令变量(w)而确定第一控制偏差(e₁)；

利用第一控制器(31)由所述第一控制偏差(e₁)产生第一相应的控制器输出变量(m₁)；

通过平均所述控制变量(x)而确定第二反馈变量(r₂)，在时间周期(T_S)期间寄存所述控制变量(x)的所述实际值(x_ist)，从而，由所述实际值产生平均值，从而提供所述平均后的实际值(x_int)作为所述第二反馈变量(r₂)；

通过比较所述第二反馈变量(r₂)与所述指令变量(w)而确定第二控制偏差(e₂)；

利用第二控制器(32)由所述第二控制偏差(e₂)产生第二相应的控制器输出变量(m₂)；以及

由所述第一相应的控制器输出变量(m₁)和所述第二相应的控制器输出变量(m₂)产生控制器输出变量(m)；

使用所述控制器输出变量(m)设定所述控制变量(x)，使得所述控制变量(x)跟随所述指令变量(w)。

2.根据权利要求1所述的闭环控制方法，

其中所述第一相应控制器输出变量(m₁)利用比例控制器(31)由所述第一控制偏差(e₁)产生；及/或

其中所述第二相应控制器输出变量(m₂)利用积分控制器(32)由所述第二控制偏差(e₂)产生。

3.根据权利要求1或2所述的闭环控制方法，

其中所述控制器输出变量(m)通过加总所述第一相应的控制器输出变量(m₁)和所述第二相应控制器输出变量(m₂)而产生。

4.根据前述权利要求其中之一所述的闭环控制方法，其中所述第二反馈变量(r₂)通过在所述时间周期(T_S)期间的所述控制变量(x)的所述实际值(x_ist)的积分而确定。

5.根据前述权利要求其中之一所述的闭环控制方法，其中以切换频率(fS)计时的作动变量(y)由用以设定所述控制变量(x)的所述控制器输出变量(m)所产生；

其中对所述控制变量(x)取样时是以双倍的所述切换频率(f_S)来执行的；及/或

其中所述控制变量(x)的所述平均值(x_int)在时间周期期间产生，所述时间周期相应于切换周期(T_S)或所述切换周期(T_S)的整数倍，所述切换周期(T_S)由所述作动变量(y)的所述切换频率(f_S)预先确定。

6.根据权利要求5所述的闭环控制方法，

其中对所述控制变量(x)取样是与时钟信号同步地发生的，所述作动变量(y)利用所述时钟信号计时。

7.根据前述权利要求其中之一所述的闭环控制方法，其中所述取样在所述控制变量(x)的无谐波时间点发生。

8.根据前述权利要求5至7其中之一所述的闭环控制方法，其中利用脉宽调制执行对所述作动变量(y)的计时。

9.根据前述权利要求其中之一所述的闭环控制方法，其中所述控制变量(x)利用数字控制器控制；

其中利用差异积分调制器数字化仿真信号。

10.根据前述权利要求其中之一所述的闭环控制方法，其中负载(60)的电流被控制以作为控制变量(x)。

11.根据权利要求10所述的闭环控制方法，

其中电动机(60)的电流被控制而作为控制变量(x)；以及

其中所述指令变量(w)由上位的转速控制环路(2)或由上位的转速控制环路(2)以及前馈系统提供。

12.一种闭环控制装置，包含：

测量装置(10)；

其中所述测量装置(10)被配置来通过对控制变量(x)取样而确定第一反馈变量(r₁)，每次在时间点(t₁，t₂，t₃，t₄)寄存所述控制变量(x)的实际值(x_ist)，所述时间点(t₁，t₂，t₃，t₄)由所述取样频率(f_A)确定，以及接着提供所述控制变量(x)的所述实际值(x_ist)作为所述第一反馈变量(r₁)；

其中所述测量装置(10)还被配置来通过平均所述控制变量(x)、在时间周期(T_S)期间确定以及平均的所述控制变量(x)的所述实际值(x_ist)、以及提供作为第二反馈变量(r₂)的平均过的所述实际值(x_int)来确定所述第二反馈变量(r₂)；

比较装置(20)，所述比较装置(20)具有第一比较组件(21)以及第二比较组件(22)；

其中所述第一比较组件(21)被配置来利用比较所述第一反馈变量(r₂)与指令变量(w)而产生第一控制偏差(e₁)；以及

其中所述第二比较组件(22)被配置来利用比较所述第二反馈变量(r₂₎与所述指令变量(w)而产生第二控制偏差(e₂)；

所述闭环控制装置(30)具有第一控制器(31)以及第二控制器(32)；

其中所述第一控制器(31)被配置来由所述第一控制偏差(e₁)产生第一相应控制器输出变量(m₁)；以及

其中所述第二控制器(32)被配置来由所述第二控制偏差(e₂)产生第二相应控制器输出变量(m₂)；

总和装置(40)；

其中所述总和装置(40)被配置来由所述第一相应的控制器输出变量(m₁)和所述第二相应的控制器输出变量(m₂)产生控制器输出变量(m)；以及

执行器单元(50)，用以利用所述控制器输出变量(m)以所述控制变量(x)跟随所述指令变量(w)的方式来设定所述控制变量(x)。

13.根据权利要求12所述的闭环控制装置，

其中所述第一控制器(31)是比例控制器及/或所述第二控制器(32)是积分控制器。

14.根据权利要求12或13所述的闭环控制装置，

其中所述测量装置(10)包含积分装置以在所述时间周期(T_S)期间利用所述控制变量(x)的积分而产生平均过的所述实际值(x_ist)。

15.根据权利要求12至14其中之一所述的闭环控制装置，其中所述执行器单元(50)被配置来由所述控制器输出变量(m)产生作动变量(y)以设定所述控制变量(x)，所述作动变量(y)以切换频率(f_S)计时；

其中所述测量装置(10)被配置来以双倍的所述切换频率(f_S)对所述控制变量(x)取样；及/或

其中所述测量装置(10)被配置来在时间周期期间产生所述控制变量(x)的所述平均变量(x_int)，所述时间周期相应于切换周期(T_S)或所述切换周期(T_S)的整数倍，所述切换周期(T_S)由所述作动变量(y)的所述切换频率(f_S)预先确定。

16.根据权利要求15所述的闭环控制装置，

其中所述测量装置(10)被配置来同步于时钟信号而对所述控制变量(x)取样，所述时钟信号供应给所述执行器单元(50)来对所述作动变量(y)计时。

17.根据权利要求16所述的闭环控制装置，

其中所述测量装置(10)被配置来执行每次在所述时间点的所述控制变量(x)的取样，所述时间点是没有谐波的。

18.根据前述权利要求15至17其中之一所述的闭环控制装置，其中所述执行器单元(50)包含脉宽调制器(51)以对所述作动变量(y)计时。

19.根据权利要求12至18其中之一所述的闭环控制装置，其中所述控制装置(30)被配置为数字控制器。

20.根据权利要求19所述的闭环控制装置，

其中所述测量装置(10)包含差异积分调制器(13)用以数字化仿真信号；以及

其中根据可编程半导体装置中的算法实施所述积分装置(12)及/或所述测量装置(10)的取样装置(11)。

21.根据权利要求12至20其中之一所述的闭环控制装置，其中所述闭环控制装置(1)被配置为负载(60)的电流控制器。

22.根据权利要求21所述的闭环控制装置，

其中所述电流控制装置(1)是上位转速控制环路(2)的一部分，所述上位转速控制环路(2)的所述作动变量独自或与前馈系统结合而产生所述电流控制器(1)的所述指令变量(w)。

23.根据权利要求21或22所述的闭环控制装置，其中所述闭环控制装置(1)被配置为用于伺服电机(60)的电流控制装置。

24.根据权利要求21至23其中之一所述的闭环控制装置，其中所述闭环控制装置(1)被配置来控制定子固定帧中的三相电机(60)的电流；以及

其中，依照所应用的定子固定帧，提供两个或三个测量装置(10’、10”)以及两个或三个控制装置(20’、20”)，以彼此独立地寄存以及控制所述相应的定子固定帧的相应电流组分(i_a、i_b、i_c、i_α、i_β)。

25.根据权利要求21至23其中之一所述的闭环控制装置，其中所述闭环控制装置(1)被配置来控制在磁场定向协调系统中的三相电机(60)的电流；以及

其中，为所述磁场定向协调系统的每个电流组分(i_q、i_d)提供相应的控制装置(20’、20”)；以及

其中提供两个或三个测量装置(10’、10”)，以彼此独立地分别寄存所述磁场定向协调系统的所述两个电流组分(i_q、i_d)或所述三相电机(60)的所有三个电流组分(i_a、i_b、i_c)。

26.一种闭环控制系统(3)，其包含电动机(60)以及转速控制环路(2)，其中所述转速控制环路(2)包含根据权利要求12至25其中之一所述的闭环控制装置(1)，所述转速控制环路(2)作为用于所述电动机(60)的电流控制装置。

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