CN101729456A - 正交频分复用通信系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种移动通信技术领域的正交频分复用通信系统的信道估计方法，包括以下步骤：得到不同的信道类型及信噪比条件下的频域内插系数值、提取导频子载波处的接收值、估计各个导频子载波处的信道函数值、进行信道类型的抽样估计、进行信噪比的抽样估计、选择合适的频域LMMSE内插系数W、频域分段内插和时域线性内插。本发明对LMMSE方法进行了简化，根据信道具体情况选择不同的预存的内插系数，不需要矩阵求逆运算，实现简单；同时频域内插时采用分段内插，性能稳定，易于实现。

Description

正交频分复用通信系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及的是一种移动通信技术领域的方法，具体是一种正交频分复用通信系统的信道估计方法。

背景技术

新一代移动通信系统的目标是更高的数据率、更好的业务质量(QoS)、更高的频谱利用率、更高的安全性、更高的智能性、更高的灵活性；能支持非对称业务，并能支持多种业务。为了实现这一目标，需要克服很多技术挑战。无线移动通信系统面临的是十分恶劣的移动无线信道，由于多径传播，会引起信号在时间上的展宽并带来频率选择性衰落；移动终端或周围物体处于运动时，信道的时变特性会引起信号频谱的展宽。

近年来，正交频分复用技术以其在高速数据传输中具有的良好的抗多径衰落的特性以及较高的频谱利用率等优点得到了广泛的应用。在OFDM(正交频分复用)通信系统中，信号在带宽小于信道相干带宽的多个正交子载波上发射和传输，以克服多径衰落信道所带来的信号频率选择性衰落。同时可以通过使用保护间隔来解决ISI(符号间干扰)问题。目前OFDM技术已经被3GPP的LTE，LTE-Advanced标准所采用。

在OFDM通信系统的接收端，为了补偿各个子载波上的多径衰落，需要估计出各个子载波处的信道传输函数。系统性能在很大程度上依赖于对各个子载波的信道响应估计的准确性，所以信道估计技术是OFDM通信系统中的一项非常关键的技术。现有的OFDM通信系统中，大多采用基于导频的信道估计方法。基于导频的信道估计方法一般分为导频子载波处的信道估计以及数据子载波处的内插两部分执行。导频子载波处的信道估计有比较简单的LS估计，复杂一些的有MMSE(最小均方误差)估计。由于MMSE估计复杂度太高，而且需要知道信道的自相关信息，所以现有的技术一般均采用LS(最小二乘法)估计。数据子载波处的内插方法比较多。比较简单的有：拉格朗日内插(主用以线性内插居多)，DFT(离散傅里叶变换)内插以及低通滤波内插等；复杂一些的有：时频二维维纳内插、时频二维级联LMMSE(线性最小均方误差)内插等。

经对现有文献检索发现，中国专利申请号为：03118746.3，名称为：正交频分复用通信系统中的信道估计方法，该技术提出导频子载波处的信道估计，首先采用LS方法进行粗估计，然后采用LMMSE方法进行细估计，接着在数据子载波处采用低通滤波内插得到所有子载波处的信道函数值。但是该技术在采用LMMSE估计的时候，并没有对LMMSE估计方法进行简化，需要进行矩阵求逆运算，这在实际硬件操作中是很难实现的；而且在数据子载波处采用低通滤波内插，在信道多径分量比较多的时候，其性能很难得到保证，甚至还不如直接采用线性内插的性能稳定。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的上述不足，提出了一种正交频分复用通信系统的信道估计方法。本发明利用信道估计中的内插系数预存然后实时选择的技术，实现了OFDM信道估计中实现复杂度较高的问题。

本发明是通过以下技术方案实现的，包括以下步骤：

第一步，根据信道类型及信噪比，得到所有的频域内插系数值并进行存储。

所述的信道类型根据信道多径长度进行划分，包括：TU(典型城市)信道和RA(乡村)信道。

所述的信噪比是分段量化的信噪比。

所述的频域内插系数值是采用LMMSE内插方法得到的。

第二步，根据系统导频图案提取出导频子载波处的接收值。

第三步，按LS准则，得到各个导频子载波处的信道函数值。

第四步，根据导频子载波处的信道函数值进行信道类型的抽样估计。

所述的信道类型的抽样估计是：根据多径信道的多径长度判断信道类型，信道类型的更新周期结束后，重新进行信道类型的估计，并且对信道类型进行更新，否则，并不对信道类型进行估计，信道类型仍采用上一次估计的信道类型。

第五步，根据导频子载波处的信道函数值进行信噪比的抽样估计。

所述的信噪比的抽样估计是：信噪比的更新周期结束后，重新进行信噪比的估计，并且对信噪比进行更新，否则，并不对信噪比进行估计，信噪比仍采用上一次估计的信噪比值。

第六步，根据得到的信道类型及信噪比值从预存的频域内插系数中选择合适的频域LMMSE内插系数W。

第七步，根据选择的频域LMMSE内插系数W以及导频子载波处的信道函数值在导频符号处进行分段LMMSE内插。

所述的分段LMMSE内插是：首先将导频符号处整个频域的所有子载波分成若干段，然后在频域内对每段子载波按式

进行内插。

其中：

为所用到的导频子载波处的信道函数值，W为第六步所选择的频域LMMSE内插系数，为内插得到的信道函数值。

所述的

还包括所用到的导频子载波段外的若干个导频点处的信道函数值。

第八步，在非导频符号处根据得到的导频符号处的信道函数值进行时域内插，得到所有数据子载波上的信道函数值。

所述的时域内插是线性内插。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：对LMMSE方法进行了简化，根据信道具体情况选择不同的预存的内插系数，不需要矩阵求逆运算，实现简单；同时频域内插时采用分段内插，性能稳定，易于实现。

附图说明

图1为本发明方法流程图；

图2为实施例信道导频图案；

图3为实施例频域内插单元内插示意图；

图4为实施例时频插值性能比较示意图；

图5为实施例误码性能比较示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

实施例

本实施例参照3GPP LTE-R8版本的物理层下行传输参数进行信道估计，发送带宽设为3MHz，信道采用COST207 RA信道，设定接收信噪比为10dB，如图1所示，包括以下步骤：

第一步，在不同的信道类型及信噪比条件下，得到所有的频域内插系数值并进行存储。

所述的信道类型根据信道多径长度进行划分，包括：TU信道和RA信道，其中：信道多径长度小于3μs的信道为RA信道，信道多径长度大于3μs的信道为TU信道。

所述信噪比是分段量化的信噪比，分段区间为0dB～30dB，分段方式如表1所示。

表1

段名	该段区间(dB)	量化值(dB)
			第一段	0～2.5	0
第二段	2.5～7.5	5
			第三段	7.5～12.5	10
第四段	12.5～17.5	15
			第五段	17.5～22.5	20
第六段	22.5～27.5	25
			第七段	27.5～30	30

所述的频域内插系数值是采用下式得到的：

$W=F_{\mathrm{Cl}}{\stackrel{\‾}{R}}_{h_L{h}_L}{F}_{\mathrm{PL}}^{*}{(F_{\mathrm{PL}}{\stackrel{\‾}{R}}_{h_L{h}_L}{F}_{\mathrm{PL}}^{*}+I_{N_{P\_\mathrm{use}}}\frac{1}{\mathrm{snr}})}^{-1}$

其中，W即为频域LMMSE内插系数，

为由信道类型确定的归一化的信道冲击响应自相关，这里信道冲击响应自相关从基于指数衰减的多径信道模型中获得；snr的取值为表1中的量化值；

在发送带宽为3MHz时，TU信道类型下的为一个27×27的对角阵，为：diag(0.2215，0.1725，0.1343，0.1046，0.0815，0.0634，0.0494，0.0385，0.0300，0.0233，0.0182，0.0142，0.0110，0.0086，0.0067，0.0052，0.0041，0.0032，0.0025，0.0019，0.0015，0.0012，0.0009，0.0007，0.0005，0.0004，0.0003)；RA信道下的

为一个8×8的对角阵，为：diag(0.6323，0.2326，0.0856，0.0315，0.0116，0.0043，0.0016，0.0009)。

定义接收端FFT(快速傅里叶变换)点数(或者是接收端子载波数)为N(本例中为256)，N×N的DFT矩阵为F，则F_CL表示由矩阵F中的以集合C(集合C为数据子载波位置的集合，本例中为如图3所示的阴影部分)为行数，{1…N_L}为列数的元素组成的矩阵，F_PL表示由矩阵F中的以集合P(集合P为导频子载波位置的集合，本例中为图3所示的黑色小方块部分)为行数，

表示N_{P_use}×N_{P_use}(N_{P_use}表示所用到的导频子载波数，本例为7)的单位阵，上述的N_L在TU信道时取27，在RA信道时取8；

为依赖于调制信号星座图的常量(X_P(k)表示星座图中的星座点)，本例QPSK调制，β＝1。

本实施例在不同信道类型和信噪比下，得到的频域内插系数值如表2所示：

表2

第二步，根据图2所示的系统导频图案，提取出导频子载波处的接收值。

图2给出了LTE下行传输的一个资源块(RB)的导频图案，3MHz发送带宽的资源块数目为12(纵向排列)，所有资源块的导频图案均是相同的，其中标有R₀的小方块为导频子载波，其他的小方块为数据子载波，含有导频子载波的列为导频符号，不含导频子载波的列为非导频符号。

第三步，按LS准则，得到各个导频子载波处的信道函数值，计算公式为：

${\tilde{H}}_P\left(i\right)=\frac{Y_p\left(i\right)}{X_p\left(i\right)}$

其中：代表导频子载波i处的信道函数值，X_p(i)表示导频子载波i处在发端发射的导频值，Y_p(i)为导频子载波i处在接收端的接收值。

第四步，根据导频子载波处估计出的信道函数值进行信道类型的抽样估计。

所述的信道类型的抽样估计是：根据多径信道的多径长度判断信道类型，信道类型的更新周期结束后，重新进行信道类型的估计，并且对信道类型进行更新，否则，并不对信道类型进行估计，信道类型仍采用上一次估计的信道类型。

本实施例中信道类型更新周期为200ms，系统采样周期T_snp为0.26μs。

本实施例中估计得到的信道多径长度为2.6μs，小于信道类型区分阈值3μs，所以本实施例信道为RA信道。

第五步，根据导频子载波处估计出的信道函数值进行信噪比的抽样估计。

所述的信噪比的抽样估计是：信噪比的更新周期结束后，重新进行信噪比的估计，并且对信噪比进行更新，否则，并不对信噪比进行估计，信噪比仍采用上一次估计的信噪比值。

本实施例估计得到的信噪比为11.3dB，由表1量化为10dB。

第六步，频域内插系数选择单元根据得到的信道类型及信噪比从预存的内插系数中选择合适的频域LMMSE内插系数W。

本实施例中从第五步已经判断得到信道类型为RA信道，从第六步估计得到的实时信噪比量化值为10dB，进行频域LMMSE内插系数W的选择，选择时参考表2，选择的频域LMMSE内插系数W为W₁₀。

第七步，根据上一步得到的频域LMMSE内插系数W₁₀以及导频子载波处估计得到的信道函数值在导频符号处进行分段内插。

所述的分段内插是：首先将整个频域的所有子载波分成若干段，然后在频域内对每段子载波按式

进行内插，

其中：

为所用到的导频子载波处的信道函数值，W为所选择的频域LMMSE内插系数W₁₀，为内插得到的信道函数值。

所述的

还包括所用到的导频子载波段外的若干个导频点处的信道函数值。

本实施例中，3MHz的发送带宽在频域总长度是12个RB的长度，分段内插时共分12段，每一段的长度即为一个RB的长度(每个RB的长度为12)，每段共用到7个导频子载波，如图3所示，其中：阴影部分为待内插的数据子载波，而黑色部分为所用到的导频子载波。

第八步，在非导频符号处进行时域线性内插，得到所有数据子载波上的信道响应函数。

改变上述实施例中的信噪比设定值，可以得到不同信噪比条件下的仿真结果。当信噪比在0dB～30dB变化时，整个时频内插后的均方误差图如图4所示，其中：F-LMMSE-T-Linear表示本实施例所述的频域LMMSE内插且时域线性内插的内插方式，F-Linear-T-Linear表示频域线性内插且时域线性内插的内插方式，从图4中可以看出，本实施例所述的F-LMMSE-T-Linear内插方式的性能要优于F-Linear-T-Linear内插性能。

采用F-LMMSE-T-Linear和F-Linear-T-Linear两种方法得到的BER(误码率)性能比较如图5所示，由图5中可见，本实施例方法的性能更优。

本实施例的优点：相对于传统的非简化的基于LMMSE内插的信道估计方法，本实施例大大的简化了基于LMMSE内插的计算复杂度，非简化的LMMSE内插需要进行一次求逆运算，以及在整段频域内进行内插；而本实施例并不需要进行矩阵求逆运算，只需对频域滤波系数W作一个选择即可；同时本实施例并非对整段频域进行内插，而是将整段频域子载波分段，然后依次对其中的小段进行LMMSE内插，从而大大减少了内插过程中的乘法量，并且能够更加准确的估计信道频率特性。

Claims (8)

1.一种正交频分复用通信系统的信道估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

第一步，根据信道类型及信噪比，得到所有的频域内插系数值并进行存储；

第二步，根据系统导频图案提取出导频子载波处的接收值；

第三步，按最小二乘法准则，得到各个导频子载波处的信道函数值；

第四步，根据导频子载波处的信道函数值进行信道类型的抽样估计；

第五步，根据导频子载波处的信道函数值进行信噪比的抽样估计；

第六步，根据得到的信道类型及信噪比值从预存的频域内插系数中选择合适的频域LMMSE内插系数W；

第七步，根据选择的频域LMMSE内插系数W以及导频子载波处的信道函数值在导频符号处进行分段LMMSE内插；

第八步，在非导频符号处根据得到的导频符号处的信道函数值进行时域内插，得到所有数据子载波上的信道函数值。

2.根据权利要求1所述的正交频分复用通信系统的信道估计方法，其特征是，第一步中所述的信道类型根据信道多径长度进行划分，包括：典型城市信道和乡村信道。

3.根据权利要求1所述的正交频分复用通信系统的信道估计方法，其特征是，第一步中所述的信噪比是分段量化的信噪比。

4.根据权利要求1所述的正交频分复用通信系统的信道估计方法，其特征是，第一步中所述的频域内插系数值是采用LMMSE内插方法得到的。

5.根据权利要求1所述的正交频分复用通信系统的信道估计方法，其特征是，第四步中所述的信道类型的抽样估计是：根据多径信道的多径长度判断信道类型，信道类型的更新周期结束后，重新进行信道类型的估计，并且对信道类型进行更新；否则，并不对信道类型进行估计，信道类型仍采用上一次估计的信道类型。

6.根据权利要求1所述的正交频分复用通信系统的信道估计方法，其特征是，第五步中所述的信噪比的抽样估计是：信噪比的更新周期结束后，重新进行信噪比的估计，并且对信噪比进行更新；否则，并不对信噪比进行估计，信噪比仍采用上一次估计的信噪比值。

7.根据权利要求1所述的正交频分复用通信系统的信道估计方法，其特征是，第七步中所述的分段LMMSE内插是：首先将导频符号处整个频域的所有子载波分成若干段，然后在频域内对每段子载波按下式进行内插：

${\hat{H}}_C=W\·{\tilde{H}}_{P\_\mathrm{mse}},$

其中：

为所用到的导频子载波处的信道函数值，W为所选择的频域LMMSE内插系数，

为内插得到的信道函数值；

所述的还包括所用到的导频子载波段外的若干个导频点处的信道函数值。

8.根据权利要求1所述的正交频分复用通信系统的信道估计方法，其特征是，第八步中所述的时域内插是线性内插。

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