CN105991499B

CN105991499B - Ofdm工频同步电力载波通信及物理层编码调制方法

Info

Publication number: CN105991499B
Application number: CN201510064430.4A
Authority: CN
Inventors: 张旭明
Original assignee: HI-TREND TECHNOLOGY (SHANGHAI) Co Ltd
Current assignee: HI-TREND TECHNOLOGY (SHANGHAI) Co Ltd
Priority date: 2015-02-06
Filing date: 2015-02-06
Publication date: 2019-09-13
Anticipated expiration: 2035-02-06
Also published as: CN105991499A

Abstract

本发明公开了一种OFDM工频同步电力载波通信及物理层编码调制方法，通信方法包括：在1/2个交流工频周期内发送P个OFDM符号，其中P为正整数；重复测量每个子载波和对应的OFDM符号的SNR；根据测得的SNR序列通过时域‑频域二维ToneMap产生比特加载表并发送，以达到信道自适应，并提高整个通信系统的可靠性和通信速率。本发明的优势在于：充分利用电力线噪声的周期稳态特性和噪声在时‑频域上的稀疏性，提高PLC信道的利用率(速率)，传输的可靠性(biterror rate)和系统的吞吐量(throughput)，编码效率高。本发明可以支持OFDM工频同步连续发送模式，也可以支持非连续发送模式。

Description

OFDM工频同步电力载波通信及物理层编码调制方法

技术领域

本发明涉及低频窄带电力线载波通信领域，尤其涉及一种OFDM工频同步电力载波通信及OFDM物理层编码调制方法。

背景技术

影响电力载波通信质量的因素很多，但最主要的是电力线上复杂的信道和噪声环境。在低压配电线路上的噪声(noise)、干扰(interference)以及接入阻抗(accessimpedance)通常呈现周期稳态(cyclostationary)的特性，所以信道的传输函数和信噪比(SNR)也呈现周期稳态的特性，其周期通常是与交流电工频(50Hz或60Hz)的半周期(过零点)一致。在电力线载波通信中，主要的噪声和干扰源是与工频同步的脉冲性噪声干扰(impulsive noise)(如：节能灯，开关电源，电磁炉等)，脉冲的占空比在10-50％左右，噪声的峰值多数出现在工频正、负峰值附近，脉冲性噪声干扰已经成为低频窄带电力载波通信中对通信成功率影响最主要的因素之一，其统计特性具有周期稳态的特性，且在时域和频域都呈现稀疏性(sparsity)，所以这种噪声的时域和频域的特征是可以通过信号处理的方法准确地估计出来并加以应用。另外，大量的测量和现场数据显示在工频过零点附近，电力载波信道的干扰比较低，接入阻抗也比较高(即负载较轻)，因此利用在过零点的附近进行通信，可以从一定程度上规避噪声干扰，从而提高数据传输的可靠性。

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)即正交频分复用技术，实际上OFDM是多载波调制(MCM，Multi Carrier Modulation)中的一种，OFDM是将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰(inter-channel interference,ICI)。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上可以看成平坦性衰落，由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。OFDM采用循环前缀技术(cyclic‐prefix,CP)可以消除码间串扰(inter-symbol interference,ISI)。OFDM可以根据信道的特性并通过比特加载(bit-loading)技术最优地对每一个子载波分配信号能量和调制方式，从而达到最优传输速率和最佳通信可靠性。

到目前为止，国际上已发布的低压低频窄带电力载波通信(OFDM)标准，如：ITUG.9902,G.9903(G3-PLC),以及G.9904(PRIME),都没有提及工频同步发送方式，而且在工频半周期内，OFDM符号数也不是刚好整数个。ITU G.9902和G.9903(G3-PLC)标准采用了重叠码与时-频域两维交织的鲁棒(Robust)模式来对抗周期性噪声和干扰，尽管这种鲁棒模式可以有效地对抗脉冲噪声，但因为它的设计目的是在最坏条件下的正常通信(以可靠性为重)，所以其编码效率非常低，更重要的是它们都没有充分利用电力线噪声的周期稳态特性(cyclostationarity)和噪声在时-频域上的稀疏性(sparsity/sparseness)。

中国专利CN103001668A涉及一种适用于低压电力线的高速载波通信技术，基于交流市电工频同步技术，分别利用三相交流市电各自电压过零前后共3.3ms传输载波信号，有效利用了这段时间噪声干扰较小，阻抗较稳定等优点，并可在三相交流市电上实现三相并行发送载波信号。该技术方案并非采用OFDM技术实现。

美国专利US2010/03161440A1“Transmitter and Method For Applying Multi-tone OFDM Based Communications within a Lower Frequency Range”公开了一种OFDM系统主要用在低频电力线载波通信中，其基本思想是与已发布的G3-PLC(ITU G.9903)相同，但没有提及工频同步传输问题。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提供一种OFDM工频同步电力载波通信及OFDM物理层编码调制方法，以解决现有技术中的不足。

本发明的目的是提供一种OFDM工频同步电力载波通信方法，其包括：在1/2个交流工频周期内发送P个OFDM符号，其中P为正整数；重复测量每个子载波和对应的OFDM符号的SNR；根据测得的SNR序列通过时域-频域二维ToneMap产生比特加载表并发送，以达到信道自适应，并提高整个通信系统的可靠性和通信速率。

本发明目的还在于提供一种OFDM工频同步电力载波通信方法，进一步包括：P值大小的取决因素包括工频噪声的离散性、子载波间隔、符号保护间隔、重叠滚降长度、OFDM符号长度和采样频率等。

本发明目的还在于提供一种OFDM工频同步电力载波通信方法，进一步包括：为了节省ToneMap的比特数，二维ToneMap在频域上，以子载波组为单位，每个子载波组加载相同的调制方式；或者，所有子载波加载相同的调制方式。

本发明目的还在于提供一种OFDM工频同步电力载波通信方法，进一步包括：为了节省ToneMap的比特数，二维ToneMap在时域上，以时隙组为单位。

本发明目的还在于提供一种OFDM工频同步电力载波通信方法，进一步包括：为了支持过零非连续发送，定义二维ToneMask用于在1/2个交流工频周期内屏蔽部分OFDM符号，其中二维ToneMask：频域上，包括需屏蔽的子载波组和OFDM符号帧相对于过零点起点位置；时域上，包括需屏蔽的OFDM符号时隙和OFDM符号帧相对于过零点起点位置。

本发明目的还在于提供一种OFDM工频同步电力载波通信方法，进一步包括：P值的取值对50Hz工频AC应用为12，对60Hz工频AC应用，P取值为10。

本发明的目的还在于提供一种OFDM物理层编码调制方法，进一步包括：PFH(PHYFrame Header)数据输入PFH编码部分，经过扰码、卷积码编码和超级ROBO交织后进入星座映射；载荷数据输入载荷编码部分，经过扰码、RS(Reed-Solomon)编码、卷积码编码和二维信道交织或ROBO交织后进入星座映射；星座映射经过导频后进入OFDM调制，经过IFFT和循环前缀加窗后经过前导进入模拟前端，模拟前端连接电力线；其中OFDM调制基于上述任意一项所述OFDM工频同步电力载波通信方法实现。

与已有技术相比，本发明的有益效果在于：

充分利用电力线噪声的周期稳态特性和噪声在时-频域上的稀疏性，提高PLC信道的利用率(速率)，传输的可靠性(bit error rate)和系统的吞吐量(throughput)，编码效率高。

附图说明

构成本发明的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1示出了本发明在50Hz工频条件下的OFDM符号以及在频域内对OFDM符号的加窗；

图2示出了本发明在60Hz工频条件下的OFDM符号以及在频域内对OFDM符号的加窗；

图3示出了本发明在50Hz工频条件下的OFDM符号部分被屏蔽；

图4示出了本发明在60Hz工频条件下的OFDM符号部分被屏蔽；

图5示出了基于本发明方法中的OFDM符号产生的OFDM帧结构；

图6示出了50Hz工频AC交流电的前导数据结构；

图7a、7b、7c、7d分别示出了具体实施例中的PLC噪音特性、预测噪音层级、二维ToneMap和最大数据速率(吞吐量)；

图8a、8b、8c分别示出了另一具体实施例中的PLC噪音特性、二维ToneMap和最大数据速率(吞吐量)；

图9示出了本发明OFDM物理层编码及调制过程.

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

鉴于电力载波信道的周期稳态特性，OFDM的比特加载(bit loading)技术可以扩展到时域和频域两维比特能量加载(bit and energy loading)方式，时域上只需覆盖周期稳态的一个周期(过零周期)，频域上覆盖到有效子载波范围。

本发明提供一种OFDM工频同步电力载波通信方法，在电力工频半周期内发送P个OFDM符号(symbol)，其中P为正整数，且由于每个OFDM符号在工频半周期内所处的位置不同，被噪声影响的程度和方式也不一定相同，但呈现周期稳态特性，所以可以在接收端在一个1/2交流工频周期内对每个子载波和对应的OFDM符号测量其SNR(信噪比)，并重复测量多次，然后根据测得的SNR序列产生一个时域-频域二维比特加载(bit loading)表并发送到发送端给发射机用，以达到信道自适应，并提高通信系统的可靠性和通信速率。至于在工频半周期内发送多少个OFDM符号取决于工频噪声的离散性、子载波间隔、符号间保护间隔等因素。工频半周期内OFDM符号的个数少的话，时域的符号分辨率就低，比特加载的效率或效果就比较低，需要有一定的OFDM符号数来充分利用周期稳态噪声的稀疏性。

本发明的优选实施例以世界范围内最常用的50Hz工频和60Hz工频为例。

本发明是将1/2AC周期分为P个OFDM符号时隙，提出在10ms 1/2工频周期(50Hz工频)中发送P＝12个OFDM符号(如图1)，每个OFDM符号长度为1ms，或在8.33ms(60Hz工频)中发送P＝10个OFDM符号(如图2)，每个OFDM符号长度为0.833ms，其中S_k,0表示自k个过零周期的第1个OFDM时隙，S_k,1表示自k个过零周期的第2个OFDM时隙，S_k+1,0表示自k+1个过零点的第1个OFDM时隙，以此类推。具体实施例中，部分OFDM符号调制的基本参数和频段可以如下：

FFT长度	N	256
			子载波间隔	F<sub>SC</sub>	1.35kHz
符号保护间隔	N<sub>GI</sub>	32
			重叠滚降长度	N<sub>RI</sub>	16
OFDM符号长度	N<sub>sym</sub>	288
			采样频率	F<sub>S</sub>	345.6kHz

频率方案(40子载波)

参数	子载波取值	频点
			F<sub>start</sub>	28	37.8kH
F<sub>end</sub>	67	90.45kHz

300-450kHz频率方案1(40子载波)

参数	子载波取值	频点
			F<sub>start</sub>	230	310.5kH
F<sub>end</sub>	269	363.15kHz

300-450kHz频率方案2(40子载波)

参数	子载波取值	频点
			F<sub>start</sub>	285	384.75kH
F<sub>end</sub>	324	437.4kHz

本发明提出的工频同步电力载波通信传输方法充分利用工频噪声的周期性和疏散性,其统计特性可以在接收端(Rx)通过测量后获得，并且把周期稳态特性通过ToneMap的形式发送到发送端(Tx)。ITUG.9902和G.9903(G3-PLC)都支持子载波ToneMap，本发明将把ToneMap的概念延伸到时-频域二维，以便应对PLC信道的周期性，具体地讲需要考虑以下几点：

支持频域ToneMap：如果为了省ToneMap的bits，可考虑以子载波组为单位，比如：5个子载波/组，每个组可加载相同的调制方式，如：0/BPSK/QPSK/8QAM/16QAM等。

支持时域ToneMap：可以理解的是，OFDM的符号时隙0,1,…,P-1，其中P为正整数，如果为了省ToneMap的bits，也可以考虑以时隙组为单位，如：2时隙/组。

每个符号时隙可以使用1bit来表示，每个OFDM符号时隙包括m个子载波并分为G个组，一个二维的ToneMap包括G*P个条目，每个条目又具有q种星座点选择，即0＝none，1＝BPSK,2＝QPSK,3＝16QAM，比如G＝5，P＝12，q＝4，那么ToneMap总的比特数＝G*P*q＝5*12*4＝240bits。

如需想进一步节省ToneMap的bits，可考虑所有子载波加载相同的调制方式，如：QPSK，这样ToneMap中的每一点只需一个比特表示是否载净荷，调制方式可单独表示。对于上述同样的实施例，ToneMap总的比特数＝5*12+2＝62bits。

为了支持过零非连续发送，可以定义二维ToneMask用于在一个工频半周期内来屏蔽部分OFDM符号，具体如下：如果希望每个工频过零周期只连续发送l个OFDM符号，然后关掉发射机并等下一个工频过零附近再发OFDM符号，从而实现工频过零非连续发送。作为一个例子，图3示意在50Hz工频下，每个过零周期仅连续发4个OFDM符号(约3.33ms)，然后等8个OFDM时隙后再发4个OFDM符号，图4示意在60Hz工频下，每个过零点发送3个OFDM符号(约2.49ms)，其中S_k,0表示k个过零点处的第1个OFDM符号，S_k,1表示k个过零点处的第2个OFDM符号，S_k+1,0表示k+1个过零点处的第1个OFDM符号，以此类推。

本发明提出的二维ToneMask需要包括：需屏蔽的子载波组(频域)(参考ITUG.9902or G.9903)，需屏蔽的OFDM符号时隙(0，1，p-1，时域)，以及OFDM符号帧相对于过零点起点位置(可精确到1/2符号间隔)。为支持可选的过零非连续传输模式，除了永久屏蔽子载波(Permanent Masked Subcarrier,PMS)外，还可采用永久屏蔽符号时隙(PermanentMasked Symbol Slot,PMSS)和与AC半周期有关的数据包起始时隙索引(Packet StartingSlot Index,PSSI)标记，PMSS具有12bit，每个bit表示代表的符号为有效或屏蔽(0能量)，比如，PMSS＝1111000000意味着前四位符号为有效其余符号为失效，如果PMSS＝111111111111则意味着所有的符号均为有效。PSSI默认为0但是能够作为配置参数，比如PSSI＝-2则意味着第1个符号传输时离开最近的AC过零点之前有2个符号(如图3)。

在上述OFDM符号形成的基础上，可以进一步理解OFDM物理帧的产生，其基本原理是：以IEEE 802.11a为例，HiperLAN/2和MagicWIND的物理帧也具有类似结构,数据经过编码、载波分配和调制之后,由快速Fourier逆变换(IFFT)转换成时域符号，加入循环前缀(CP)后构成OFDM符号，然后在时域上将这些OFDM符号串接起来,在起始处加入前导训练序列(前导数据)，构成完整的OFDM物理帧。而本发明中的OFDM帧的基本结构如图5所示，前导数据由12个SYNCP(P)与1.5个SYNCM(M)组成，SYNCM＝-SYNCP。图6则示出了前导数据结构，前导数据的产生过程：第一部分的最后几个符号(M)周期性地由添加符号P的前N_RI个样本符号进行扩展，扩展后的第一部分的N_RI个样本符号的第一和最后一个样本符号由升余弦函数进行加窗。总的前导训练序列长度＝12N+N_RI＝12*256+8＝3080＝11(N+N_RI)＝11OFDM符号。

OFDM符号的产生：物理头帧部(PFH)的符号周期性地由预先停止符号M的最后N_RI个样本符号进行扩展，且进一步由添加符号M的前N_RI个样本符号进行周期性的扩展；被扩展后的第二部分的前N_RI个样本符号和最后N_RI个样本符号用升余弦分别加窗；第一部分最后的N_RI个加窗样本符号和第二部分开端的N_RI个加窗样本符号相互重叠并叠加，第二部分最后的N_RI个加窗样本符号和物理头帧部(PFH)开端的N_RI个加窗样本符号相互重叠并叠加。

基于程序仿真本发明OFDM工频同步电力载波通信方法的结果，一实施例中，基本参数如下：

AC:50Hz

半个AC周期的OFDM符号数：12个OFDM符号

子载波间隔：1.35kHz

有效子载波仿真：45-84(61kHz～113kHz)

调制制式:ROBO，DBPSK，DQPSK，D8PSK

FEC:1/2CC+RS(from G3)

所有模式下的SNR阈值(BER<10^-3(FEC)):ROBO:-1.3dB，DBPSK:2.4dB，DQPDK:5.5dB，D8PSK:9.0dB。

上述实施例中的PLC噪音特性、预测噪音层级、二维ToneMap和最大数据速率(吞吐量)分别如图7a、7b、7c、7d所示。

图8a、8b和8c则示出了另一具体实施例(以地区划分实施)的PLC噪音特性、二维ToneMap和最大数据速率(吞吐量)。

最后参看图9，本发明OFDM物理层编码调制方法，包括：PFH数据输入PFH编码部分，经过扰码、卷积码编码和超级ROBO交织后进入星座映射；载荷数据输入载荷编码部分，经过扰码、RS编码、卷积码编码和二维信道交织或ROBO交织后进入星座映射；星座映射经过导频后进入OFDM调制，经过IFFT和循环前缀加窗后经过前导进入模拟前端，模拟前端连接电力线；其中OFDM调制基于上述OFDM工频同步电力载波通信方法实现，其他部分的编码方式主要基于现有编码技术进行，在此不做赘述。

从上述实施例可以看出，本发明的优势在于：

充分利用电力线噪声的周期稳态特性和噪声在时-频域上的稀疏性，提高PLC信道的利用率(速率)，传输的可靠性(bit error rate)和系统的吞吐量(throughput)，编码效率高。本发明可以支持OFDM工频同步连续发送模式，也可以支持非连续发送模式。

以上对本发明的具体实施例进行了详细描述，但本发明并不限制于以上描述的具体实施例，其只是作为范例。对于本领域技术人员而言，任何等同修改和替代也都在本发明的范畴之中。因此，在不脱离本发明的精神和范围下所作出的均等变换和修改，都应涵盖在本发明的范围内。

Claims

1.一种OFDM工频同步电力载波通信方法，其特征在于：

在1/2个交流工频周期内发送P个OFDM符号，其中P为正整数；

重复测量每个子载波和对应的OFDM符号的SNR；

根据测得的SNR序列通过时域-频域二维ToneMap产生比特加载表并发送；

物理帧的基本结构由前导训练序列，物理头帧和载荷数据帧三部分组成，所述物理头帧数据和所述载荷数据帧数据经过编码、载波分配和调制之后,由快速Fourier逆变换转换成时域符号，加入循环前缀后构成OFDM符号，然后在时域上将这些OFDM符号串接起来,在起始处加入前导训练序列，构成完整的OFDM物理帧；

前导训练序列由11个SYNCP与1个SYNCM组成，SYNCM的符号与SYNCP的符号相反；前导数据的产生过程是在前导训练序列的最后的符号SYNCM周期性地添加符号SYNCP的前重叠滚降长度N_RI个样本符号进行扩展，扩展后的前导训练序列的第一个重叠滚降长度N_RI个样本符号和最后的重叠滚降长度N_RI个样本符号由升余弦函数进行加窗；

物理头帧部的每一个符号周期性地预先由N_CP个样点的循环前缀扩展，且进一步由SYNCM的最后重叠滚降长度N_RI个样本符号进行扩展；被扩展后的物理头帧部的前重叠滚降长度N_RI个样本符号和最后N_RI个样本符号用升余弦分别加窗；前导训练序列最后的重叠滚降长度N_RI个加窗样本符号和物理头帧部开端的重叠滚降长度N_RI个加窗样本符号相互重叠并叠加，物理头帧部最后的重叠滚降长度N_RI个加窗样本符号和物理头帧部开端的重叠滚降长度N_RI个加窗样本符号相互重叠并叠加。

2.根据权利要求1所述OFDM工频同步电力载波通信方法，其特征在于：

P值大小的取决因素包括工频噪声的离散性、子载波间隔、符号保护间隔、重叠滚降长度、OFDM符号长度和采样频率。

3.根据权利要求2所述OFDM工频同步电力载波通信方法，其特征在于：

二维ToneMap在频域上，以子载波组为单位，每个子载波组加载相同的调制方式；或者，

所有子载波加载相同的调制方式。

4.根据权利要求2所述OFDM工频同步电力载波通信方法，其特征在于：

二维ToneMap在时域上，以时隙组为单位。

5.根据权利要求1所述OFDM工频同步电力载波通信方法，其特征在于：

定义二维ToneMask用于在1/2个交流工频周期内屏蔽部分OFDM符号，其中二维ToneMask：频域上，包括需屏蔽的子载波组和OFDM符号帧相对于过零点起点位置；时域上，包括需屏蔽的OFDM符号时隙和OFDM符号帧相对于过零点起点位置。

6.根据权利要求2所述OFDM工频同步电力载波通信方法，其特征在于：

P值的取值对50Hz工频AC应用为12，对60Hz工频AC应用，P取值为10。

7.根据权利要求2所述OFDM工频同步电力载波通信方法，其特征在于：每个符号时隙使用1bit来表示，每个OFDM符号时隙包括m个子载波并分为G个组，一个二维的ToneMap包括G*P个条目，每个条目又具有q种星座点选择。

8.根据权利要求5所述OFDM工频同步电力载波通信方法，其特征在于：50Hz工频下，每个过零周期仅连续发4个OFDM符号，然后等8个OFDM时隙后再发4个OFDM符号。

9.根据权利要求5所述OFDM工频同步电力载波通信方法，其特征在于：60Hz工频下，每个过零点发送3个OFDM符号。

10.一种OFDM物理层编码调制方法，其特征在于，PFH数据输入PFH编码部分，经过扰码、卷积码编码和超级ROBO交织后进入星座映射；载荷数据输入载荷编码部分，经过扰码、RS编码、卷积码编码和二维信道交织或ROBO交织后进入星座映射；星座映射经过导频后进入OFDM调制，经过IFFT和循环前缀加窗后经过前导进入模拟前端，模拟前端连接电力线；其中OFDM调制基于权利要求1至9中任意一项所述OFDM工频同步电力载波通信方法实现。