CN101714329B - 有机发光二极管显示器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种有机发光二极管显示器。所述有机发光二极管显示器包括：显示板，所述显示板包括多个数据线对、与所述多个数据线对相交叉的多个选通线组、以及各具有两个驱动薄膜晶体管和一有机发光二极管的多个像素；定时控制器，所述定时控制器生成非交叠信号；以及采样和保持块，所述采样和保持块利用非交叠信号去除毗连生成的第一保持时钟之间的交叠时段以生成彼此不相交叠的第二保持时钟，响应于第二保持时钟将所述像素的驱动薄膜晶体管的采样阈值电压提供给输出节点，并且响应于非交叠信号来在交叠时段中对输出节点放电。

Description

有机发光二极管显示器
技术领域
本发明的实施方式涉及一种能够通过准确提取驱动薄膜晶体管(TFT)的阈值电压来提高显示质量的有机发光二极管(OLED)显示器。
背景技术
近来已经开发出其重量和尺寸均小于阴极射线管的各种平板显示器。平板显示器的示例包括：液晶显示器(LCD)、场发射显示器(FED)、等离子显示板(PDP)以及电致发光器件。
因为PDP具有简单的结构，并且可通过简单的工艺制造，所以PDP被认为是在具有诸如重量轻和外形薄的特点的同时提供大尺寸屏幕的显示设备。然而，PDP具有诸如发光效率低、亮度低以及功耗高的缺点。使用TFT作为开关元件的薄膜晶体管(TFT)LCD是应用最为广泛的平板显示器。但是，由于TFT LCD不是一种自发射显示器，因此TFT LCD具有较窄的视角和较低的响应速度。依据发射层的材料，电致发光器件分为无机发光二极管显示器和有机发光二极管(OLED)显示器。由于OLED显示器是自发射显示器，因此OLED显示器具有诸如响应速度快、发光效率高、亮度高以及视角宽的特点。
如图1所示，OLED显示器包括有机发光二极管。有机发光二极管包括阳极与阴极之间的有机化合物层。有机化合物层包括：空穴注入层HIL、空穴传输层HTL、发射层EML、电子传输层ETL以及电子注入层EIL。
当对阳极与阴极施加驱动电压时，穿过空穴传输层HTL的空穴和穿过电子传输层ETL的电子移动到发射层EML，并且形成激子。因此，发射层EML生成可见光。
在OLED显示器中，各包括上述有机发光二极管的像素以矩阵形式排列，并且由扫描脉冲选择的像素的亮度受视频数据的灰度级控制。在OLED显示器中，像素是通过选择性地导通用作有源元件的TFT来选择的，并且因存储电容器的充电电压而保持在发光状态。
图2是相关技术OLED显示器中的像素的等效电路图。
如图2所示，相关技术有源矩阵型OLED显示器的各像素包括：有机发光二极管OLED、数据线DL、与所述数据线DL相交叉的选通线GL、开关TFT SW、驱动TFT DR以及存储电容器Cst。开关TFT SW和驱动TFT DR中的每一个可被实施为N型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
当响应于从选通线GL接收到的扫描脉冲而导通开关TFT SW时，接通了开关TFT SW的源极与漏极之间的电流通路。在开关TFT SW的导通时间内，将从数据线DL接收到的数据电压施加于驱动TFT DR的栅极和存储电容器Cst。
驱动TFT DR根据该驱动TFT DR的栅极与源极之间的电压差来控制在有机发光二极管OLED中流动的电流。
存储电容器Cst存储施加在该存储电容器Cst一侧的电极上的数据电压，由此使得施加在驱动TFT DR的栅极上的数据电压在1帧时段期间保持不变。
有机发光二极管OLED具有如图1中所示的结构。有机发光二极管OLED连接在驱动TFT DR的源极与高电位驱动电压源VDD之间。
图2所示的像素的亮度与在该有机发光二极管OLED中流动的电流成正比，如下述等式1中所示。在有机发光二极管OLED中流动的电流可通过驱动TFT DR的栅极与源极之间的电压差和驱动TFT DR的阈值电压来确定。
[等式1]
Ioled = k 2 ( Vgs - Vth ) 2
在上述等式1中，Ioled表示有机发光二极管OLED的驱动电流，k是由驱动TFT DR的迁移率和寄生电容决定的常量，Vgs是驱动TFT DR的栅电压Vg与源电压Vs之间的电压差，并且Vth是驱动TFT DR的阈值电压。
如上述等式1所示，所述有机发光二极管OLED的驱动电流Ioled受到驱动TFT DR的阈值电压Vth的很大影响。
在OLED显示器中，像素亮度的不均匀性通常是由包括阈值电压的驱动TFT的电特性之间的差异所引起的。驱动TFT的电特性之间的差异是由显示板的背板所引起的。在使用低温多晶硅(LTPS)背板的显示板中，驱动TFT的电特性之间的差异是由准分子激光退火(ELA)工艺所引起的。另一方面，在使用非晶硅(a-Si)背板的显示板中，驱动TFT的电特性之间的差异并非由工艺引起，而是由驱动TFT的劣化水平之间的差异所引起的。劣化水平之间的差异是因驱动TFT的栅极的栅偏压应力之间的差异而引起，并且栅偏压应力之间的差异造成了驱动TFT的阈值电压的差异。
当对像素施加相同的数据时，在像素的有机发光二极管中流动的电流之间，存在因驱动TFT的电特性之间的差异而导致的差异。因此，提出了一种方法，所述方法包括以下步骤：提取驱动TFT的阈值电压，将提取到的阈值电压存储在存储器中，并且将所存储的阈值电压反映在显示数据中。如图3所示，在相关技术的方法中，使用采样和保持块1、模数转换器(ADC)2以及存储器3来提取驱动TFT的阈值电压。响应于采样时钟SC，对在同一水平线上的像素的阈值电压Vth1至Vthk同时采样，之后响应于保持时钟HC1至HCk，顺次提取这些阈值电压Vth1至Vthk。经由采样和保持块1的公共输出节点cno，将所提取的阈值电压Vth1至Vthk输入到ADC2中，并且将其转换为数字值D1～Dk。之后，将该数字值D1～Dk存储在存储器3中。采样和保持块1包括：响应于采样时钟SC而同时操作的多个采样开关，和响应于保持时钟HC1至HCk而各自操作的多个保持开关。
如图4所示，每次当保持时钟HC1至HCk的逻辑电平发生变化时，由于在开关和线路中存在的诸如寄生电容的影响，保持时钟HC1至HCk的逻辑电平并不像由‘a’所表示的那样突变(critically change)，而是像‘b’所表示的那样渐变。因此，在用于提取所述阈值电压的相关技术方法中，当保持开关被接通或断开时，相邻像素的阈值电压在所述相邻像素的阈值电压彼此部分交叠的状态下被提取。也就是说，产生了阈值电压的交叠时段OVP。因为在交叠时段OVP中，相邻像素的阈值电压相混合，所以几乎不能准确地提取阈值电压。
此外，由于在开关和线路中存在的寄生电容，在采样和保持块1的公共输出节点cno处相继输出的阈值电压之间会发生干扰。因为在先输出的阈值电压的电荷分量残留在开关或线路中并起到寄生电容的作用，所以在先输出的阈值电压影响当前输出的阈值电压。由于提取阈值电压的相关技术方法不执行能够对残留电荷分量进行放电的操作，因此几乎不能准确提取阈值电压。
因此，在提取阈值电压的相关技术方法中，限制了对显示质量的改进。
发明内容
本发明的实施方式提供了一种有机发光二极管(OLED)显示器，该有机发光二极管显示器能够准确地提取驱动薄膜晶体管(TFT)的阈值电压。
本发明的实施方式还提供了一种OLED显示器，该OLED显示器能够通过准确地提取驱动TFT的阈值电压并且将所提取到的阈值电压反映在显示数据中来提高显示质量。
在一个方面中，存在一种有机发光二极管(OLED)显示器，所述OLED显示器包括：显示板，所述显示板包括多个数据线对，与所述多个数据线对相交叉的多个选通线组，以及各具有两个驱动薄膜晶体管和一有机发光二极管的多个像素；定时控制器，所述定时控制器生成非交叠信号；以及采样和保持块，所述采样和保持模块利用该非交叠信号去除毗连生成的第一保持时钟之间的交叠时段，以生成彼此不相交叠的第二保持时钟，响应于该第二保持时钟将像素的驱动薄膜晶体管的采样阈值电压施加于输出节点，并且响应于所述非交叠信号在交叠时段中对输出节点进行放电。
所述OLED显示器还包括：模数转换器(ADC)，所述模数转换器将通过所述输出节点输入的驱动薄膜晶体管的阈值电压转换成数字阈值电压；以及存储器，所述存储器存储所述数字阈值电压和所述数字阈值电压的位置信息，其中所述定时控制器基于存储在所述存储器中的信息，利用与从外部接收的显示数据的位置信息相对应的数字阈值电压来控制显示数据。
所述采样和保持块包括：采样开关阵列，所述采样开关阵列包括响应于采样时钟而接通的多个采样开关，所述采样开关阵列利用所述采样开关对驱动薄膜晶体管的阈值电压进行采样；移位寄存器阵列，所述移位寄存器阵列包括多个级联级，所述移位寄存器阵列利用所述多个级联级生成第一保持时钟；防交叠单元，所述防交叠单元对所述非交叠信号和所述第一保持时钟执行“与”(AND)操作，以生成第二保持时钟；保持开关阵列，所述保持开关阵列包括响应于所述第二保持时钟而接通的多个保持开关，所述保持开关阵列利用所述保持开关将驱动薄膜晶体管的采样阈值电压顺序输出到所述输出节点；以及放电单元，所述放电单元响应于所述非交叠信号在所述交叠时段中对残留在所述输出节点的电荷进行放电。
所述防交叠单元包括各自连接在所述移位寄存器阵列与所述保持开关阵列之间的多个“与”元件。
所述放电单元包括：反相单元，所述反相单元反转所述非交叠信号的相位；以及放电开关，所述放电开关连接在所述公共输出节点与地电平电压源之间，并且受所述反相单元的输出控制。
所述非交叠信号具有与所述第一保持时钟在非交叠时段中的电平不同的第一逻辑电平，并且具有与所述第一保持时钟在非交叠时段中的所述电平相同的第二逻辑电平。
所述放电开关响应于所述非交叠信号的所述第一逻辑电平而导通。
每个像素包括一数据线对和一选通线组。
每个选通线组包括四条选通线。
每个像素还包括四个开关薄膜晶体管。
两个驱动薄膜晶体管并联连接在有机发光二极管的阴极与低电位驱动电压源之间。
所述采样开关阵列在1帧时段期间对1条水平线上的一个驱动薄膜晶体管的阈值电压进行同时采样，并且在包括n帧时段的第一时段期间顺序执行采样操作，其中n是垂直分辨率，其中所述采样开关阵列在1帧时段期间对1条水平线上的另一驱动薄膜晶体管的阈值电压进行同时采样，并且在所述第一时段后的包括n帧时段的第二时段期间顺序执行采样操作。
多个数据线对中的每对包括用于驱动所述一个驱动薄膜晶体管的第一数据线和用于驱动所述另一驱动薄膜晶体管的第二数据线，其中所述采样开关阵列的采样开关交替连接到所述第一数据线和所述第二数据线，各达n帧时段。
附图说明
附图被包含以提供对本发明的进一步理解，并且并入本说明书且构成本说明书的一部分，附图例示了本发明的实施方式，并且与文字描述一起用于解释本发明的原理。在附图中：
图1是用于解释通常的有机发光二极管(OLED)显示器的发光原理的图；
图2是相关技术OLED显示器中的像素的等效电路图；
图3是例示了用于提取相关技术驱动薄膜晶体管(TFT)的阈值电压的方法的框图；
图4是例示了用于提取相关技术驱动TFT阈值电压的控制信号的波形和依据该波形的模数转换器(ADC)的输出的图；
图5是例示了根据本发明的实施方式的OLED显示器的框图；
图6是像素的等效电路图；
图7是施加于像素上的控制信号、数据电压，以及驱动电压的定时图；
图8是例示了采样和保持块的框图；
图9是例示了所述采样和保持块的电路图；以及
图10是例示了用于提取驱动TFT阈值电压的控制信号的波形和依据该波形的模数转换器(ADC)的输出的图。
具体实施方式
现在将对本发明的具体实施方式做出详细介绍，其示例在附图中例示出。
图5是例示了根据本发明的实施方式的有机发光二极管(OLED)显示器的框图。
如图5所示，根据本发明的实施方式的OLED显示器包括：显示板10、定时控制器11、包括采样和保持块121的数据驱动器12、选通驱动器13、模数转换器(ADC)14，以及存储器16。
显示板10包括：多个数据线对14a和14b、与多个数据线对14a和14b交叉的多个选通线组15a至15d，以及以矩阵形式排列在多个数据线对14a和14b与多个选通线组15a至15d的各交叉点处的像素P。各像素P接收高电位驱动电压Vdd和低电位驱动电压Vss，并且连接到数据线对14a和14b以及选通线组15a至15d。各数据线对包括第一数据线14a和第二数据线14b。第一数据线14a和第二数据线14b分别在驱动薄膜晶体管(TFT)的阈值电压的提取路径和显示数据的写入路径中使用。第一数据线14a和第二数据线14b的功能每预定时间段彼此对换。更具体来说，在第一至第n帧时段期间(其中，n是垂直分辨率)，第一数据线14a被用于驱动TFT的阈值电压的提取路径，而在第(n+1)至第2n帧时段期间，第一数据线14a被用于显示数据的写入路径。另一方面，在第一至第n帧时段期间，第二数据线14b被用于显示数据的写入路径，而在第(n+1)至第2n帧时段期间，第二数据线14b被用于驱动TFT的阈值电压的提取路径。选通线组15a至15d包括：第一扫描线15a、第二扫描线15b、第一感测线15c，以及第二感测线15d。高电位驱动电压Vdd由高电位驱动电压源VDD生成，并且具有一致的电位电平(即DC电平)。低电位驱动电压Vss由低电位驱动电压源VSS生成，并且低电位驱动电压Vss的电位水平在高电位驱动电压Vdd与地电平电压之间周期性变化，从而感测驱动TFT的阈值电压。
定时控制器11基于存储在存储器16中的信息，诸如数字阈值电压D1至Dk和与每个数字阈值电压D1至Dk有关的位置信息，对从外部接收到的显示数据RGB的灰度级进行控制，之后依照显示板10的分辨率，对所控制的显示数据RGB进行重新排列，以将经重新排列的显示数据RGB提供给数据驱动器12。定时控制器11利用与从外部接收到的显示数据RGB的位置信息相对应的阈值电压，对所述显示数据RGB的灰度级进行控制。在此情况下，当阈值电压增加时，控制显示数据RGB的灰度级以使其增加。
定时控制器11生成：用于控制数据驱动器12中的数据写入定时的数据写入控制信号DDC，用于控制数据驱动器12中的阈值电压提取定时的阈值电压提取控制信号，以及用于基于定时信号(诸如水平同步信号Hsync和垂直同步信号Vsync、数据使能信号DE、点时钟DCLK)来控制选通驱动器13的操作定时的选通控制信号GDC。数据写入控制信号DDC包括源采样时钟SSC和源输出使能信号SOE等，所述源采样时钟SSC基于上升沿或下降沿指示数据驱动器12内部的显示数据的锁存操作，所述源输出使能信号SOE指示数据驱动器12的输出。阈值电压提取控制信号包括：采样时钟SC，其用于对阈值电压进行采样；保持起始脉冲HSP，其指示阈值电压的保持起始时间点；移位寄存器时钟SRC，其用于对保持起始脉冲HSP进行顺序移位；以及非交叠信号NOS，其用于防止水平相邻像素的驱动TFT的阈值电压彼此交叠并以交叠状态被提取。选通控制信号GDC包括：选通起始脉冲GSP、选通移位时钟GSC、选通输出使能信号GOE等。选通起始脉冲GSP指示了在显示一个画面期间的一帧时段内的扫描起始水平线。选通移位时钟GSC被输入到选通驱动器13的移位寄存器以对选通起始脉冲GSP进行顺序移位，并且选通移位时钟GSC具有与TFT的导通时段相对应的脉冲宽度。选通输出使能信号GOE指示选通驱动器13的输出。
数据驱动器12在定时控制器11的控制下将显示数据RGB转换为模拟数据电压(此后称为数据电压)，以将该数据电压提供给数据线对14a和14b。包括采样和保持块121的数据驱动器12将从像素P提取的模拟阈值电压Vth1至Vthk提供给ADC14。如图8中所示，采样和保持块121包括：防交叠单元1213，其防止水平相邻像素的驱动TFT的阈值电压彼此交叠并以交叠的状态被提取；以及放电单元1215，其防止通过公共输出节点cno顺次输出的阈值电压的干扰。稍后将参照图8至10对采样和保持块121进行详细描述。
选通驱动器13在定时控制器11的控制下生成第一和第二扫描信号SCAN1和SCAN2以及第一和第二感测信号SEN1和SEN2。如图6所示，将第1扫描信号SCAN1提供给第一扫描线15a，而将第2扫描信号SCAN2提供给第二扫描线15b。将第一感测信号SEN1提供给第一感测线15c，而将第二感测信号SEN2提供给第二感测线15d。
ADC14将从采样和保持块121接收到的模拟阈值电压Vth1至Vthk转换为数字阈值电压D1至Dk，之后将所述数字阈值电压D1至Dk提供给存储器16。
存储器16以查找表的形式存储来自ADC14的数字阈值电压D1至Dk，以及关于各数字阈值电压D1至Dk的位置信息。存储器16可安装在定时控制器11内部。
图6是图5的像素P的等效电路图。图7是施加于像素P的控制信号、数据电压以及驱动电压的定时图。
如图6所示，像素P包括：有机发光二极管OLED、第一驱动器DP(L)，以及第二驱动器DP(R)。
有机发光二极管OLED连接在高电位驱动电压源VDD与公共节点nc之间。由有机发光二极管OLED发射的光的量受在高电位驱动电压源VDD与低电位驱动电压源VSS之间流动的电流量的控制，所述电流量由第一驱动器DP(L)或第二驱动器DP(R)确定。因此有机发光二极管OLED表示基于当前电流量的灰度级。
第一驱动器DP(L)包括：第一驱动TFT DT1、第一和第二开关TFTST1和ST2，以及第一存储电容器SC1。第一驱动TFT DT1连接在公共节点nc与低电位驱动电压VSS之间，并且利用第一驱动TFT DT1的栅极与源极之间的电压差来控制有机发光二极管OLED中流动的电流量。第一开关TFT ST1连接在第一数据线14a与第一节点n1之间，并且响应于来自第一扫描线15a的第一扫描信号SCAN1，接通第一数据线14a与第一节点n1之间的电流通路。第二开关TFT ST2连接在第一数据线14a与公共节点nc之间，并且响应于来自于第一感测线15c的第一感测信号SEN1，接通第一数据线14a与公共节点nc之间的电流通路。第一存储电容器SC1连接在第一节点n1与低电位驱动电压源VSS之间。
第一驱动器DP(L)每预定时间段(例如，每n帧时段的扫描时段的总和，其中n是垂直分辨率)交替执行阈值电压感测操作和显示数据写入操作。更具体来说，对于所述阈值电压感测操作，第一驱动器DP(L)在第一帧至第n帧期间(其中n是垂直分辨率)的一帧时段期间执行第一驱动TFT DT1的阈值电压感测操作，而在其它帧时段期间执行负(negative)数据写入操作，以降低第一驱动TFT DT1的栅偏压应力。负数据写入操作包括，比如将负数据ND写入到第一驱动器DP(L)/第二驱动器DP(R)。对于显示数据写入操作，在第(n+1)帧至第2n帧时段期间，第一驱动器DP(L)执行显示数据写操作以允许有机发光二极管OLED发光。
第二驱动器DP(R)包括：第二驱动TFT DT2、第三和第四开关TFTST3和ST4，以及第二存储电容器SC2。第二驱动TFT DT2连接在公共节点nc与低电位驱动电压源VSS之间，并且利用第二驱动TFT DT2的栅极与源极之间的电压差来控制发光二极管OLED中流动的电流量。第三开关TFT ST3连接在第二数据线14b与第二节点n2之间，并且响应于来自第二扫描线15b的第二扫描信号SCAN2，接通第二数据线14b与第二节点n2之间的电流通路。第四开关TFT ST4连接在第二数据线14b与公共节点nc之间，并且响应于来自第二感测线15d的第二感测信号SEN2，接通第二数据线14b与公共节点nc之间的电流通路。第二存储电容器SC2连接在第二节点n2与低电位驱动电压源VSS之间。
第二驱动器DP(R)每预定时间段(例如，每n帧时段的扫描时段的总和，其中n是垂直分辨率)交替执行阈值电压感测操作和显示数据写入操作。在相同的帧时段期间，第二驱动器DP(R)的操作与第一驱动器DP(L)的操作是相反的。更具体来说，在第一驱动器DP(L)执行阈值电压感测操作的第一至第n帧时段期间，第二驱动器DP(R)执行允许有机发光二极管OLED发光的显示数据写入操作。在第一驱动器DP(L)执行显示数据写入操作的第(n+1)至第2n帧时段期间，第二驱动器DP(R)在第(n+1)至第2n帧时段的一帧时段期间执行第二驱动TFTDT2的阈值电压感测操作，并在其它帧时段期间执行负数据写入操作以降低第二驱动TFT DT2的栅偏压应力。
下面参照图7的定时图对图6中所示的像素P的操作进行描述。在图7中，P1至P4指示了通过对第一至第n帧时段(其中n是垂直分辨率)的一帧时段进行划分而获得的时段。更具体来说，P1指示用于对第一驱动器DP(L)的各节点处的电压进行初始化的时段，P2指示用于感测第一驱动TFT DT1的阈值电压的时段，P3指示用于将负数据ND写入到第一驱动器DP(L)并且利用显示数据DATA对第二驱动器DP(R)进行编程的时段，而P4指示使用第二驱动器DP(R)使得有机发光二极管OLED发光的时段。P5至P8指示通过对第(n+1)至第2n帧时段的一帧时段进行划分而获得的时段。更具体来说，P5指示用于对第二驱动器DP(R)的各节点处的电压进行初始化的时段，P6指示用于感测第二驱动TFT DT2的阈值电压的时段，P7指示用于将负数据ND写入到第二驱动器DP(R)并且利用显示数据DATA对第一驱动器DP(L)进行编程的时段，而P8指示使用第一驱动器DP(L)使得有机发光二极管OLED发光的时段。
在时段P1期间，由低电位驱动电压源VSS生成与高电位驱动电压Vdd具有相同电平的低电位驱动电压Vss，并且将与高电位驱动电压Vdd和第一驱动TFT DT1的最大阈值电压的总和相对应的第一数据电压DATA1提供给第一数据线14a。例如，假设高电位驱动电压Vdd为18V，并且第一驱动TFT DT1的最大阈值电压为7V，则将25V的第一数据电压DATA1提供给第一数据线14a。在时段P1期间，生成了高逻辑电平的第一扫描信号SCAN1和高逻辑电平的第一感测信号SEN1，并由此导通第一和第二开关TFT ST1和ST2。因此，通过公共节点nc与第一节点n1的连接，将第一驱动TFT DT1二极管式连接。在时段P1期间，生成了低逻辑电平的第二扫描信号SCAN2和低逻辑电平的第二感测信号SEN2，并由此截止第三和第四开关TFT ST3和ST4。
在时段P2期间，通过对数据驱动器12的内部开关进行操作，数据驱动器12允许第一数据线14a被浮置。在时段P2期间，第一扫描信号SCAN1和第一感测信号SEN1保持在高逻辑电平，由此使得第一和第二开关TFT ST1和ST2持续保持在导通状态。低电位驱动电压Vss的电平保持在高电位驱动电压Vdd的电平。因此，第一节点n1的电压从与高电位驱动电压Vdd和第一驱动TFT DT1的最大阈值电压的总和相对应的电压电平，降至与高电位驱动电压Vdd和第一驱动TFT DT1的实际阈值电压的总和相对应的电压电平。第一驱动TFT DT1的最大阈值电压大于第一驱动TFT DT1的实际阈值电压。第一节点n1与低电位驱动电压源VSS之间的电压差是第一驱动TFT DT1的实际阈值电压，并且将第一驱动TFT DT1的实际阈值电压存储在第一存储电容器SC1中。随后，通过对数据驱动器12的内部开关进行操作，数据驱动器12将第一数据线14a连接到采样和保持块121。因此，存储在第一存储电容器SC1中的第一驱动TFT DT1的实际阈值电压经由第一数据线14a被传送到采样和保持块121。在时段P2期间，第二扫描信号SCAN2和第二感测信号SEN2保持在低逻辑电平，由此第三和第四开关TFT ST3和ST4持续保持在截止状态。
在时段P3期间，数据驱动器12通过操作数据驱动器12的内部开关，将与负数据ND具有相同电平的第一数据电压DATA1提供给第一数据线14a，并且将设置电平(programming level)的第二数据电压DATA2提供给第二数据线14b。低电位驱动电压Vss的电平保持在高电位驱动电压Vdd的电平。在时段P3期间，第一扫描信号SCAN1保持在高逻辑电平，由此第一开关TFT ST1持续保持在导通状态。另一方面，第一感测信号SEN1的电平被反转为低逻辑电平，由此截止第二开关TFT ST2。因此，将与负数据ND具有相同电平的第一数据电压DATA1提供给第一节点n1。在时段P3期间，第二扫描信号SCAN2的电平被反转为高逻辑电平，由此导通第三开关TFT ST3。另一方面，第二感测信号SEN2保持在低逻辑电平，由此第四开关TFT ST4持续保持在截止状态。因此，第二节点n2被设置为与显示数据DATA相对应的第二数据电压DATA2。
在时段P4期间，低电位驱动电压Vss的电平被降低为地电平，因此在高电位驱动电压源VDD与低电位驱动电压源VSS之间形成了电流通路。在时段P4期间，第一和第二扫描信号SCAN1和SCAN2的电平被反转为低逻辑电平，由此截止第一和第三开关TFT ST1和ST3。另一方面，第一和第二感测信号SEN1和SEN2保持在低逻辑电平，由此第二和第四开关TFT ST2和ST4持续保持在截止状态。从而，第一节点n1的电压从负数据ND的电平降低了低电位驱动电压Vss的改变量，由此减小了第一驱动TFT DT1的栅偏压应力。第二节点n2的电压从显示数据DATA的电平降低了低电位驱动电压Vss的改变量。第二节点n2与低电位驱动电压源VSS之间的电压差存储在第二存储电容器SC2中，并且通过所存储的电压差确定在有机发光二极管OLED中流动的电流量。有机发光二极管OLED根据所确定的电流量来发光，以表示灰阶(gray scale)。
在时段P5期间，由低电位驱动电压源VSS生成了与高电位驱动电压Vdd具有相同电平的低电位驱动电压Vss，并且将与高电位驱动电压Vdd和第二驱动TFT DT2的最大阈值电压之和相对应的第二数据电压DATA2提供给第二数据线14b。例如，假设高电位驱动电压Vdd为18V，并且第二驱动器TFT DT2的最大阈值电压为7V，则将25V的第二数据电压DATA2提供给第二数据线14b。在时段P5期间，生成了高逻辑电平的第二扫描信号SCAN2和高逻辑电平的第二感测信号SEN2，由此导通第三和第四开关TFT ST3和ST4。因此，通过连接公共节点nc与第二节点n2，将第二驱动TFT DT2二极管式连接。在时段P5期间，生成了低逻辑电平的第一扫描信号SCAN1和低逻辑电平的第一感测信号SEN1，由此截止第一和第二开关TFT ST1和ST2。
在时段P6期间，通过操作数据驱动器12的内部开关，数据驱动器12允许第二数据线14b被浮置。在时段P6期间，第二扫描信号SCAN2和第二感测信号SEN2保持在高逻辑电平，由此第三和第四开关TFT ST3和ST4持续保持在导通状态。低电位驱动电压Vss的电平保持在高电位驱动电压Vdd的电平。因此，第二节点n2的电压从与高电位驱动电压Vdd和第二驱动TFT DT2的最大阈值电压的总和相对应的电压电平，降至与高电位驱动电压Vdd和第二驱动TFT DT2的实际阈值电压的总和相对应的电压电平。第二驱动TFT DT2的最大阈值电压大于第二驱动TFTDT2的实际阈值电压。第二节点n2与低电位驱动电压源VSS之间的电压差是第二驱动TFT DT2的实际阈值电压，并且将第二驱动TFT DT2的实际阈值电压存储于第二存储电容器SC2中。随后，通过对数据驱动器12的内部开关进行操作，数据驱动器12将第二数据线14b连接到采样和保持块121。因此，存储在第二存储电容器SC2中的第二驱动TFT DT2的实际阈值电压经由第二数据线14b被传送到采样和保持块121。在时段P6期间，第一扫描信号SCAN1和第一感测信号SEN1保持在低逻辑电平，由此第一和第二开关TFT ST1和ST2持续保持在截止状态。
在时段P7期间，通过操作数据驱动器12的内部开关，数据驱动器12将与负数据ND具有相同电平的第二数据电压DATA2提供给第二数据线14b，并且将设置电平的第一数据电压DATA1提供给第一数据线14a。低电位驱动电压Vss的电平保持在高电位驱动电压Vdd的电平。在时段P7期间，第二扫描信号SCAN2保持在高逻辑电平，由此第三开关TFTST3持续保持在导通状态。另一方面，第二感测信号SEN2的电平被反转为低逻辑电平，由此截止第四开关TFT ST4。因此，与负数据ND具有相同电平的第二数据电压DATA2被提供给第二节点n2。在时段P7期间，第一扫描信号SCAN1的电平被反转为高逻辑电平，由此导通第一开关TFT ST1。另一方面，第一感测信号SEN1保持在低逻辑电平，由此第二开关TFT ST2持续保持在截止状态。因此，第一节点n1被设置为与显示数据DATA相对应的第一数据电压DATA1。
在时段P8期间，低电位驱动电压Vss的电平被降至地电平，因此形成高电位驱动电压源VDD与低电位驱动电压源VSS之间的电流通路。在时段P8期间，第一和第二扫描信号SCAN1和SCAN2的电平被反转为低逻辑电平，由此截止第一和第三开关TFT ST1和ST3。另一方面，第一和第二感测信号SEN1和SEN2保持在低逻辑电平，由此第二和第四开关TFT ST2和ST4持续保持在截止状态。因此，第二节点n2的电压从负数据ND的电平降低了低电位驱动电压Vss的改变量，由此减小了第二驱动TFT DT2的栅偏压应力。第一节点n1的电压从显示数据DATA的电平降低了低电位驱动电压Vss的改变量。第一节点n1与低电位驱动电压源VSS之间的电压差存储在第一存储电容器SC1中，并且通过所存储的电压差确定在有机发光二极管OLED中流动的电流量。有机发光二极管OLED基于所确定的电流量发光，以表示灰阶。
图8和图9分别是例示了采样和保持块121的框图和电路图。图10是例示了用于提取驱动TFT阈值电压的控制信号的波形以及依据该波形的ADC的输出的图。
如图8和图9所示，采样和保持块121包括：采样开关阵列1211、保持开关阵列1212、防交叠单元1213、移位寄存器阵列1214，以及放电单元1215。
采样开关阵列1211包括多个采样开关SSW1至SSWk，这些采样开关响应于来自定时控制器11的采样时钟SC而被接通。采样开关阵列1211通过接通的采样开关SSW1至SSWk，在1帧时段期间对在1条水平线上的第一驱动TFT的阈值电压Vth1至Vthk同时采样。也就是说，采样开关阵列1211每一帧时段执行1条水平线上的采样操作。因此，对显示板10的第一驱动TFT的全部阈值电压的采样需要n帧时段(其中n是垂直分辨率)。采样开关阵列1211在n帧时段期间，顺序地执行采样操作。采样开关阵列1211通过接通的采样开关SSW1至SSWk，在一帧时段期间对在1条水平线上的第二驱动TFT的阈值电压Vth1至Vthk同时采样。采样开关阵列1211在所述n帧时段之后的n帧时段期间，顺序地执行采样操作。为了对第一和第二驱动TFT中的每一个的阈值电压Vth1至Vthk进行采样，多个采样开关SSW1至SSWk被交替地连接到k个第一数据线14a和k个第二数据线14b，各达n个帧时段。
保持开关阵列1212包括多个保持开关HSW1至HSWk，这些保持开关响应于第二保持时钟HC1′至HCk′中的各保持时钟而被接通。保持开关阵列1212利用接通的保持开关HSW1至HSWk，将所采样的阈值电压Vth1至Vthk顺次输出到公共输出节点cno。
移位寄存器阵列1214包括多个级联级S1至Sk。移位寄存器阵列1214响应于来自定时控制器11的移位寄存器时钟SRC，将保持起始脉冲HSP从第一级S1顺次移位到第k级Sk，以生成第一保持时钟HC1至HCk。如图10中所示，由于诸如存在于开关和线路中的寄生电容的影响，每次当第一保持时钟HC1至HCk的逻辑电平改变时，第一保持时钟HC1至HCk的逻辑电平并不像‘a’所表示的那样突变，而是像‘b’所表示的那样渐变。因此，第一保持时钟HC1至HCk彼此部分交叠。
防交叠单元1213包括分别连接到多个级S1至Sk的输出端子的多个“与”元件A/G1至A/Gk。防交叠单元1213对来自定时控制器11的非交叠信号NOS和第一保持时钟HC1至HCk执行“与”操作，以生成彼此不相交叠的第二保持时钟HC1′至HCk′。在相邻的第一保持时钟的交叠时段中生成与第一保持时钟的电平相反的低逻辑电平的非交叠信号NOS的同时，在相邻的第一保持时钟的非交叠时段中生成与第一保持时钟相同的高逻辑电平的非交叠信号NOS。因此，由于保持开关HSW1至HSWk响应于彼此不相交叠的第二保持时钟HC1′至HCk′进行操作，如图10中所示，能够在相邻像素的阈值电压之间无部分交叠的情况下，准确地提取阈值电压Vth1至Vthk。
放电单元1215包括：相位反转单元INV，其用于反转来自定时控制器11的非交叠信号NOS的相位；以及放电开关T，其连接在公共输出节点cno与地电平电压源GND之间，并且受相位反转单元INV的输出信号控制。相位反转单元INV可包括“与”门和反相器，或可包括“与非”门。在其中生成低逻辑电平的非交叠信号NOS的交叠时段中接通放电开关T，由此对残留在公共输出节点cno中的电荷分量放电。因此消除了顺次输出的阈值电压之间的干扰。结果，能够更准确地提取阈值电压Vth1至Vthk。
如上所述，由于根据本发明的实施方式的OLED显示器包括在采样和保持块之中的防交叠单元和放电单元，因此能够在顺次输出的阈值电压之间不存在干扰的情况下，准确地提取阈值电压。
此外，由于根据本发明的实施方式的OLED显示器准确地提取了驱动TFT的阈值电压，并且将所提取的阈值电压反应在显示数据中，因此能够显著地改进显示质量。
本说明书中，对“一个实施方式”、“一实施方式”、“示例实施方式”等的任何提及都表示结合所述实施方式描述的具体特性、结构，或特征被包括在本发明的至少一个实施方式中。这种短语在本说明书中的各位置出现并不必然都指示相同的实施方式。此外，当结合任意实施方式描述具体特性、结构或特征时，应该认为其落入了下述范围内：即本领域技术人员能够结合其它实施方式实现这种特性、结构或特征。
尽管已经参照多个示例性实施方式描述了实施方式，但应当理解，本领域技术人员仍然能够设计出落入本公开的原理范围内的大量其它修改和实施方式。更具体来说，在本公开、附图以及所附权利要求的范围内，能够对主体组合结构的组成部分和/或结构进行各种变形和修改。除了组成部分和/或结构上的变形和修改之外，其它另选应用对于本领域技术人员来说也是明显的。
本申请要求享有于2008年10月7日提交的韩国专利申请No.10-2008-098317的优先权，为了所有目的，如在此进行充分阐述一样，通过引用将其全部内容并入本文。

Claims (13)

1.一种有机发光二极管显示器，其包括：
显示板，所述显示板包括：多个数据线对、与所述多个数据线对相交叉的多个选通线组，以及各具有两个驱动薄膜晶体管和一有机发光二极管的多个像素；
定时控制器，所述定时控制器生成非交叠信号；以及
采样和保持块，所述采样和保持块利用所述非交叠信号去除毗连生成的第一保持时钟之间的交叠时段，以生成彼此不相交叠的第二保持时钟；响应于所述第二保持时钟，将所述像素的所述驱动薄膜晶体管的采样阈值电压提供给输出节点；并且响应于所述非交叠信号在所述交叠时段中对所述输出节点放电。
2.权利要求1所述的有机发光二极管显示器，其进一步包括：
模数转换器，所述模数转换器将通过所述输出节点输入的所述驱动薄膜晶体管的阈值电压转换为数字阈值电压；以及
存储器，所述存储器存储所述数字阈值电压和所述数字阈值电压的位置信息，
其中，所述定时控制器基于所述存储器中存储的信息，使用与从外部接收的显示数据的位置信息相对应的所述数字阈值电压来控制所述显示数据。
3.权利要求1所述的有机发光二极管显示器，其中，所述采样和保持块包括：
采样开关阵列，所述采样开关阵列包括多个响应于采样时钟而接通的采样开关，所述采样开关阵列利用所述采样开关对所述驱动薄膜晶体管的阈值电压进行采样；
移位寄存器阵列，所述移位寄存器阵列包括多个级联级，所述移位寄存器阵列利用所述多个级联级生成所述第一保持时钟；
防交叠单元，所述防交叠单元对所述非交叠信号和所述第一保持时钟执行“与”操作，以生成所述第二保持时钟；
保持开关阵列，所述保持开关阵列包括多个响应于所述第二保持时钟而接通的保持开关，所述保持开关阵列利用所述保持开关将所述驱动薄膜晶体管的采样阈值电压顺序输出到所述输出节点；以及
放电单元，所述放电单元响应于所述非交叠信号，对在所述交叠时段内残留在所述输出节点处的电荷进行放电。
4.权利要求3所述的有机发光二极管显示器，其中，所述防交叠单元包括各自连接在所述移位寄存器阵列与所述保持开关阵列之间的多个“与”元件。
5.权利要求3所述的有机发光二极管显示器，其中，所述放电单元包括：
反相单元，所述反相单元反转所述非交叠信号的相位；以及
放电开关，所述放电开关连接在所述输出节点与地电平电压源之间，并且受所述反相单元的输出控制。
6.权利要求5所述的有机发光二极管显示器，其中，所述非交叠信号具有与所述第一保持时钟在非交叠时段中的电平不同的第一逻辑电平，并且具有与所述第一保持时钟在所述非交叠时段中的电平相同的第二逻辑电平。
7.权利要求6所述的有机发光二极管显示器，其中，所述放电开关响应于所述非交叠信号的所述第一逻辑电平而被导通。
8.权利要求1所述的有机发光二极管显示器，其中，每个像素包括一数据线对和一选通线组。
9.权利要求1所述的有机发光二极管显示器，其中，每个选通线组包括四条选通线。
10.权利要求1所述的有机发光二极管显示器，其中，每个像素还包括四个开关薄膜晶体管。
11.权利要求3所述的有机发光二极管显示器，其中，两个驱动薄膜晶体管并联连接在所述有机发光二极管的阴极与低电位驱动电压源之间。
12.权利要求11所述的有机发光二极管显示器，其中，所述采样开关阵列在1帧时段期间对1条水平线上的多个第一驱动薄膜晶体管的阈值电压同时采样，并且在包括n帧时段的第一时段期间顺序执行采样操作，其中n是垂直分辨率，
其中，所述采样开关阵列在1帧时段期间对1条水平线上的多个第二驱动薄膜晶体管的阈值电压同时采样，并且在所述第一时段之后的包括n帧时段的第二时段期间顺序执行采样操作。
13.权利要求12所述的有机发光二极管显示器，其中，所述多个数据线对中的每对包括用于驱动所述第一驱动薄膜晶体管的第一数据线和用于驱动所述第二驱动薄膜晶体管的第二数据线，
其中，所述采样开关阵列的所述采样开关交替连接到所述第一数据线和所述第二数据线，各达n帧时段。
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