CN101694970A

CN101694970A - 谐振式功率转换器的切换电路

Info

Publication number: CN101694970A
Application number: CN200910207739A
Authority: CN
Inventors: 杨大勇
Original assignee: System General Corp Taiwan
Current assignee: Fairchild Taiwan Corp
Priority date: 2009-01-16
Filing date: 2009-10-22
Publication date: 2010-04-14
Anticipated expiration: 2029-10-22
Also published as: TWI398087B; TW201029304A; US20100182804A1; US8605462B2; CN101694970B

Abstract

本发明提供一种谐振式功率转换器的切换电路，用于在谐振式功率转换器的初级侧调节输出电压与最大输出电流。此切换电路包括一对切换装置及一控制器。控制器耦接一变压器，以对变压器的电压信号进行取样，并产生多个切换信号来控制切换装置。上述多个切换信号的切换频率根据输出电压的减少而增加。上述多个切换信号的切换频率的增加减少了传送至谐振式功率转换器的输出端的功率，而调节了输出电流。

Description

谐振式功率转换器的切换电路

技术领域

本发明涉及一种功率转换器，特别是涉及一种切换电路，适用于初级侧调节的谐振式功率转换器。

背景技术

近来，大多的现有技术是着重于反驰式切换技术的研发，例如美国专利编号7,362,592”Switching Control Circuit for Primary-side Controlled PowerConverters”以及美国专利编号7,352,595“Primary-side Controlled SwitchingRegulator”。

在谐振式切换功率转换器中，其固有的柔性切换特性在减少电磁干扰(Electro-magnetic Interference，EMI)上大有帮助。然而，在传统技术中，仍需要次级侧回授电路来提供谐振式功率转换器的输出电压的相关信息。次级侧回授电路的组件数量支配着谐振式功率转换器的主要成本并且与转换效率息息相关。

因此，需要提供一种初级侧调节的谐振式功率转换器，其具有较低成本与及较高的功率转换效率。

发明内容

本发明提供一种切换电路，用于一谐振式功率转换器。此切换电路包括一对切换装置及一控制器。控制器产生多个切换信号来控制上述多个切换装置以切换变压器。在上述多个切换信号的导通时间的期间内，变压器的电压信号被取样以产生电压回授信号与电流控制信号。电压回授信号与电流控制信号控制上述多个切换信号的切换频率。

控制器包括一取样电路、一均衡电路、以及一振荡器。取样电路耦接变压器，其藉由对来自变压器的辅助线圈的电压信号进行取样，以产生电压回授信号。均衡电路耦接取样电路，其根据电压回授信号来产生电流控制信号。振荡器产生振荡信号。此振荡信号根据电压回授信号与电流控制信号来产生，以决定上述多个切换信号的切换频率。

取样电路包括一延迟电路，用以在一延迟时间之后根据上述多个切换信号之一的致能而产生取样信号，以对电压信号进行取样。延迟时间与上述多个切换信号的切换频率相关联。

本发明的一目的是减少谐振式功率转换器的电磁干扰。

本发明的另一目的是降低谐振式功率转换器的成本。

本发明的又一目的是提高谐振式功率转换器的功率转换效率。

附图说明

图1示出了根据本发明实施例的谐振式功率转换器；

图2示出了根据本发明实施例的控制器；

图3绘根据本发明实施例的控制器中的取样电路；

图4A示出了根据本发明实施例的取样电路中的第一延迟电路；

图4B示出了根据本发明实施例的取样电路中的第二延迟电路；

图5示出了根据本发明实施例的控制器中的均衡电路；

图6示出了根据本发明实施例的控制器中的电压转电流转换器；

图7示出了根据本发明实施例的控制器中的振荡器；以及

图8示出了根据本发明实施例，切换信号的切换频率与谐振式功率转换器的增益的关系示意图。

附图符号说明

图1：

10、20～切换装置； 30～变压器；

40～电容器； 51、52～电阻器；

60、65～整流器； 70～电容器；

100～控制器； D_H、D_L～切换信号；

I_O～输出电流； Lm、Lr～电感器；

N_A～辅助线圈； N_P～初级侧线圈；

N_S1～第一次级侧线圈；

N_S2～第二次级侧线圈；

OUTH、OUTL～驱动；端

V_IN～输入电压； V_S～电压信号；

VS～感测端； V_O～输出电压；

图2：

110～误差放大器；

120、125～运算放大器； 129～电阻器；

127～电流源； 135～触发器

141、142～与门； 145、146～缓冲器；

150～取样电路(S/H)；

200～均衡电路(EQ)；

250～电压转电流转换器(V-I)；

I_FB频率控制电流； I_P～电流信号；

I_F(MIN)～电流源127的电流；PLS～振荡信号；

V_CC供应电压； V_H～电压回授信号；

V_I～电流控制信号； V_M～频率控制信号；

V_REF参考信号； V_V～放大信号；

图3

151～反相器；

156～第一延迟电路； 157～第二延迟电路；

161、165～开关； 163、167～电容器；

S₁～第一取样信号； S₂～第二取样信号；

图4A：

172、182、186～反相器； 173、183～晶体管；

175、185～电容器； 179、189～与门；

181～电流源； IN～输入端；

OUT～输出端；

图4B：

171～电流源 172、182、186～反相器；

173、183～晶体管； 175、185～电容器；

179、189～与门； 181～电流源；

IN～输入端； OUT～输出端；

图5：

210～运算放大器；

215、216、218、219～电阻器；

图6：

251～运算放大器； 252～电阻器；

253、256、257、258、259～晶体管

263、264、267、268、269～晶体管

260～电流源；

I₂₅₃、I₂₅₉、I₂₆₃～电流；

I_F(MIN)～电流源260的电流；

图7：

310、311、312、314、315～晶体管；

320～电容器； 325、326～开关；

351、352～比较器； 353、354～与非门；

356～反相器； V_U～上临界值；

V_L～下临界值； I₃₁₂～放电电流；

I₃₁₅～充电电流。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并结合附图详细说明如下。

图1示出了根据本发明实施例的谐振式功率转换器。谐振式功率转换器包括切换电路、电阻器51与52、整流器60与65、电容器40与70、以及变压器30，变压器30包括初级侧线圈N_P、辅助线圈N_A、第一次级侧线圈N_S1、以及第二次级侧线圈N_S2。切换电路包括控制器100以及一对切换装置10与20。在此实施例中，切换装置10及20为晶体管，其串联于输入电压V_IN与接地参考点之间。控制器100具有一对驱动端OUTH及OUTL，分别产生切换信号D_H及D_L来控制切换装置10及20。电容器40、电感器Lr，以及变压器30的初级侧线圈N_P串联于接地参考点与切换装置10及20的共接点之间。另一电感器Lm与变压器30的初级侧线圈N_P并联。电阻器51及52串联以形成分压器。分压器与变压器30的辅助线圈N_A并联。在电阻器51及52的共接点上产生电压信号V_S，其中，电阻器51及52的共接点耦接控制器100的感测端VS。电压信号V_S是由跨于变压器30的辅助线圈N_A上的电压衰减而得。此外，电压信号V_S与谐振式功率转换器的输出电压V_O相关联。第一次级侧线圈N_S1的第一端耦接整流器60的阳极。第一次级侧线圈N_S1的第二端耦接第二次级侧线圈N_S2的第一端。第二次级侧线圈N_S2的第二端耦接整流器65的阳极。电容器70耦接于整流器60的阴极与第一次级侧线圈N_S1的第二端之间，以产生输出电压V_O。整流器65的阴极耦接整流器60的阴极。控制器100控制切换装置10及20以切换变压器30，用来调节谐振式功率转换器的输出电流I_O的最大值以及输出电压V_O。电感器Lr及Lm耦接电容器40以形成谐振槽。

图2示出了根据本发明实施例的控制器100。控制器100包括取样电路(S/H)150、均衡电路(EQ)200、误差放大器110、缓冲电路、电压转电流转换器(V-I)250、振荡器(OSC)300、以及驱动电路。取样电路150耦接变压器30的辅助线圈N_A，以在切换信号D_H的导通时间的期间中对电压信号V_S取样来产生电压回授信号V_H。误差放大器110放大电压回授信号V_H与参考信号V_REF间的差值以产生放大信号V_V，以形成了用于输出电压调节的电压回授回路。均衡电路200耦接取样电路150，以根据电压回授信号V_H来产生电流控制信号V_I。由于电压信号V_S与功率转换器的输出电压V_O相关联，因此电压回授信号V_H也将与输出电压V_O相关联。缓冲电路包括运算放大器120、运算放大器125、电阻器129、以及电流源127。运算放大器120的正端接收放大信号V_V。运算放大器120的负端耦接其输出端。电流源127耦接于供应电压V_CC与运算放大器120的输出端之间。运算放大器125的正端接收电流控制信号V_I。运算放大器125的负端耦接其输出端以及运算放大器120的输出端。运算放大器120及150的输出端为开漏极(OPEN-DRAIN)型态。电阻器129耦接于运算放大器125的输出端与接地参考端之间。缓冲电路接收放大信号V_V与电流控制信号V_I，以产生频率控制信号V_M。电流源127与电阻器129决定了频率控制信号V_M的最大值，其决定了切换信号D_H与D_L的最小切换频率。电压转电流转换电路250接收频率控制信号V_M以产生频率控制电流I_FB与电流信号I_P。振荡器300接收频率控制电流I_FB以产生振荡信号PLS。振荡信号PLS与电流信号I_P还供应至取样电路150。驱动电路包括触发器135、与门141与142、以及缓冲器145与146。振荡信号PLS被供应至触发器135的频率输入端、与门141的第一输入端、以及与门142的第一输入端。触发器135的输出端耦接与门141的第二输入端。触发器135的反相输出端耦接与门142的第二输入端。与门141的输出端通过缓冲器145而产生切换信号D_H。与门142的输出端通过缓冲器146而产生切换信号D_L。由均衡电路200所产生的电流控制信号V_I通过运算放大器125来限制频率控制信号V_M的最大值。频率控制信号V_M根据电压回授信号V_H及电流控制信号V_I而产生，以控制切换信号D_H及D_L的切换频率。

图3示出了根据本发明实施例的取样电路150。取样电路150包括第一延迟电路156、第二延迟电路157、反相器151、开关161与165、以及电容器163与167。第一延迟电路156接收振荡信号PLS与电流信号I_P，以产生第一取样信号S₁。反相器151的输入端接收振荡信号PLS。反相器151的输出端耦接第二延迟电路157的输入端。第二延迟电路157的输出端产生第二取样信号S₂。开关161的第一端接收电压信号V_S。开关161的第二端耦接开关165的第一端。电容器163耦接于开关161的第二端与接地参考点之间。电容器167耦接于开关165的第二端与接地参考点之间。开关161受控于第一取样信号S₁。开关165受控于第二取样信号S₂。在振荡信号PLS由低逻辑电平提升至高逻辑电平的情况下，第一取样信号S₁将在第一延迟时间后根据切换信号D_H的致能而被产生来导通开关161。当开关161导通时，电压信号V_S将被保持并跨于电容器163上。在振荡信号PLS由高逻辑电平降至低逻辑电平的时候，第二延迟电路157将在第二延迟时间后产生第二取样信号S₂。一旦开关165被第二取样信号S₂导通时，将产生跨于电容器167上的电压回授信号V_H。

图4A示出了根据本发明实施例的取样电路150中的第一延迟电路156。第一延迟电路156包括反相器172、182、与186、晶体管173与183、电容器175与185、与门179与189、以及电流源181。第一延迟电路156的输入端IN耦接反相器172的输入端以及与门179的第一输入端。反相器172的输出端耦接晶体管173的栅极。晶体管173的漏极耦接与门179的第二输入端。晶体管173的源极耦接接地参考点。电容器175耦接于晶体管173的漏极与接地参考点之间。电流信号I_P被供应至晶体管173的漏极。与门179的输出端耦接与门189的第一输入端以及反相器182的输入端。反相器182的输出端耦接晶体管183的栅极。晶体管183的漏极耦接反相器186的输入端。晶体管183的源极耦接接地参考点。电容器185耦接于晶体管183的漏极与接地参考点之间。电流源181耦接于供应电压V_CC与晶体管183的漏极之间。反相器186的输出端耦接与门189的第二输入端。与门189的输出端耦接第一延迟电路156的输出端OUT。第一延迟时间是由电流信号I_P的电流值与电容器175的电容值来决定，即是，第一延迟时间是可变的且与电流信号I_P相关联。由于电流信号I_P与切换信号D_H及D_L的切换频率相关联(电流信号I_P与切换信号D_H及D_L的切换频率间的关联待后述图6来说明)，第一延迟时间因此与切换信号D_H及D_L的切换频率相关联。

图4B示出了根据本发明实施例的取样电路150中的第二延迟电路157。第二延迟电路157与第一延迟电路156之间的差异仅在于：电流源171取代电流信号I_P来对第二延迟电路157的电容器175充电。第二延迟时间为固定值，其是由电流源171的电流值与电容器175的电容值来决定。

图5示出了根据本发明实施例的均衡电路200。均衡电路200包括运算放大器210以及电阻器215、216、218、与219。运算放大器210的正端接收电压回授信号V_H。电阻器215耦接于运算放大器210的负端与接地参考点之间。电阻器216耦接于运算放大器的负端与输出端之间。电阻器218及219串联于运算放大器210的输出端与接地参考点之间。电流控制信号V_I则于电阻器218与219的共接点上取得。

在运算放大器210的输出端上的输出电压V₂₁₀与电流控制信号V_I可以下式来表示：

V_{210} = V_{H} \times (1 + \frac{R_{216}}{R_{215}}) . . . . . . . . (1)

V_{I} = V_{210} \times (\frac{R_{219}}{R_{218} + R_{219}}) = [V_{H} \times (1 + \frac{R_{216}}{R_{215}})] \times (\frac{R_{219}}{R_{218} + R_{219}}) . . . . . (2)

如式(2)所示，电流控制信号V_I与电压回授信号V_H成比例。此外，由于前述的电压回授信号V_H与功率转换器的输出电压V_O间的关联，电流控制信号V_I亦与输出电压V_O成比例。

图6示出了根据本发明实施例的控制器100中的电压转电流转换器250。电压转电流转换器250包括电压转电流电路、第一电流镜电路、第二电流镜电路、以及电流源260。电压转电流电路包括运算放大器251、晶体管253、以及电阻器252。频率控制信号V_M被供应至运算放大器251的正端。运算放大器251的负端耦接晶体管253的源极。电阻器252耦接于晶体管253的源极与接地参考点之间。晶体管256、257、258、以及259形成第一电流镜电路。晶体管263、264、267、268、以及269形成第二电流镜电路。第一电流镜电路的输入端为晶体管256的漏极。第一电流镜电路的输入端耦接晶体管253以接收流经晶体管253的电流I₂₅₃。晶体管259的漏极为第一电流镜电路的输出端。第一电流镜电路的输出端耦接第二电流镜电路的输入端，其中，第二电流镜电路的输入端为晶体管263的漏极。第二电流镜电路的第一输出端在晶体管268的漏极产生频率控制电流I_FB。第二电流镜电路的第二输出端在晶体管269的漏极上产生电流信号I_P。电流源260耦接于供应电压V_CC与第一电流镜电路的输出端之间。第一电流镜电路根据频率控制信号V_M以在晶体管259的漏极上产生电流I₂₅₉。由于频率控制信号V_M是受限制于电流控制信号V_I，因此电流I259受限制于电流控制信号V_I。电流源260的电流I_F(MAX)可以下式表示：

I_F(MAX)＝I₂₅₉+I₂₆₃.........................................(3)

其中，I₂₆₃是提供至第二电流镜电路的输入端的电流。频率控制电流I_FB及电流信号I_P是根据电流I₂₆₃而产生。由于电流I_F(MAX)为固定值，参阅子(2)，频率控制电流I_FB及电流信号I_P将反比于频率控制信号V_M。电流I_F(MAX)因此限制了频率控制电流I_FB的最大值。此外，电流I_F(MAX)也决定了切换信号D_H及D_L的最大切换频率。

此外，如上所述，图2的电流源127与电阻器129决定了频率控制信号V_M的最大值。由于频率控制电流I_FB及电流信号I_P反比于频率控制信号V_M，藉此决定了频率控制电流I_FB的最小值。因此，切换信号D_H及D_L的最小切换频率是根据频率控制电流I_FB的最小值来决定。

图7示出了根据本发明实施例的控制器100中的振荡器300。振荡器300包括第三电流镜电路、电容器320、开关325与326、以及周期电路。第三电流镜电路是由晶体管310、311、312、314、及315所组成。频率控制电流I_FB被供应至第三电流镜电路的输入端，其中，第三电流镜电路的输入端为晶体管310的漏极。第三电流镜电路的第一输出端为晶体管315的漏极。第三电流镜电路的第一输出端供应充电电流I₃₁₅至开关325的第一端，以当开关325导通时用来对电容器320充电。开关325的第二端耦接开关326的第一端。电容器320耦接开关325与326的共接点。第三电流镜电路的第二输出端为晶体管312的漏极。第三电流镜电路的第二输出端耦接开关326的第二端，在开关326导通时产生放电电流I₃₁₂对电容器320进行放电。周期电路包括比较器351与352、与非门353与354、以及反相器356。比较器351的负端以及比较器352的正端耦接于开关325与326的共接点。比较器351的正端接收上临界值V_U，而比较器352的负端耦接下临界值V_L。比较器351的输出端耦接与非门353的第一输入端。比较器352的输出端耦接与非门354的第一输入端。与非门353的输出端耦接与非门354的第二输入端与以及反相器356的输入端。与非门353的输出端也耦接开关326的控制端。与非门354的输出端耦接与非门353的第二输入端。反相器356的输出端产生振荡信号PLS且耦接开关325的控制端。振荡器300用来产生振荡信号PLS，以决定切换信号D_H及D_L的切换频率。振荡器300根据频率控制电流I_FB来产生振荡信号PLS。由于频率控制电流I_FB是根据电压回授信号V_H与电流控制信号V_I而产生，因此，振荡信号将根据电压回授信号V_H与电流控制信号V_I而产生。

图8示出了根据本发明实施例，切换信号D_H及D_L的切换频率与谐振式功率转换器的增益的关系示意图。如图8所示，当切换信号D_H及D_L在谐振槽的谐振频率f₀上切换时，最大功率被传送至变压器30的次级侧线圈N_S1及N_S2。谐振频率f₀可以下式来表示：

f_{0} = \frac{1}{2 n \sqrt{L_{T} \times C_{40}}} . . . . . . (4)

其中，L_T为电感器Lr及Lm的等效电感值，而C₄₀为电容器40的电容值。

在图8中，频率f_MIN是切换信号D_H及D_L的最小切换频率。频率f_MIN是由电流源127的电流I_F(MIN)所决定。f_MAX是切换信号D_H及D_L的最大切换频率。频率f_MAX是由电流源260的电流I_F(MAX)所决定。

如图8所示，在频率f_MIN至频率f_MAX的区间中，切换信号D_H及D_L的切换频率根据输出电压V_O的减少而增加。切换信号D_H及D_L的切换频率的增加将减少传送至谐振式功率转换器的输出端的功率，因而调节了输出电流I_O。

本发明虽以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明的范围，本领域的技术人员在不脱离本发明的精神和范围的前提下可做若干的更动与润饰，因此本发明的保护范围以本发明的权利要求为准。

Claims

1.一种切换电路，用于一谐振式功率转换器，包括：

一对切换装置，受控于一对切换信号以切换一变压器；以及

一控制器，耦接该变压器，用以产生所述切换信号以控制所述切换装置，其中，所述切换信号调节该谐振式功率转换器的一输出电压与一最大输出电流；

其中，在所述切换信号的导通时间的期间内，该变压器的一电压信号被取样以产生一电压回授信号以及一电流控制信号；以及

其中，该电压回授信号与该电流控制信号控制所述切换信号的切换频率。

2.如权利要求1所述的切换电路，其中，该控制器包括：

一取样电路，耦接该变压器，藉由对来自该变压器的一辅助线圈的该电压信号进行取样，以产生该电压回授信号；

一均衡电路，耦接该取样电路，用以根据该电压回授信号来产生该电流控制信号；以及

一振荡器，用以产生一振荡信号，以决定所述切换信号的切换频率，其中，该振荡器是根据该电压回授信号与该电流控制信号所产生。

3.如权利要求2所述的切换电路，其中，该取样电路包括一延迟电路，用以在一延迟时间之后根据所述切换信号之一的致能而产生一取样信号，以对该变压器的该电压信号进行取样，其中，该延迟时间与所述切换信号的切换频率相关联。

4.一种切换电路，用于一谐振式功率转换器，包括：

一对切换装置，受控于一对切换信号以切换一变压器，以调节该谐振式功率转换器的一输出电压；以及

一控制器，耦接该变压器，用以产生所述切换信号以控制所述切换装置，其中，藉由在所述切换信号之一的导通时间的期间内对该变压器的一电压信号进行取样来产生一电压回授信号；

其中，该电压回授信号还耦接一误差放大器，以产生一频率控制信号来决定所述切换信号的切换频率。

5.如权利要求4所述的切换电路，其中，该控制器包括：

一取样电路，耦接该变压器，藉由对来自该变压器的一辅助线圈的该电压信号进行取样，以产生该电压回授信号；以及

一振荡器，用以根据该频率控制信号来产生一振荡信号，其中，该振荡器决定所述切换信号的切换频率。

6.如权利要求5所述的切换电路，其中，该取样电路包括一延迟电路，用以在一延迟时间之后根据所述切换信号之一的致能而产生一取样信号，以对该变压器的该电压信号进行取样，其中，该延迟时间与所述切换信号的切换频率相关联。