CN101668376B - 反激式升压电路及使用反激式升压电路的频闪设备 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了反激式升压电路及使用反激式升压电路的频闪设备。一种反激式升压电路包括被设置到反激式升压电路的变压器的次级绕组并被配置来检测输出电压的输出电压检测端子。在升压操作开始之前，电流经由输出电压检测端子被提供给变压器的次级侧以检测在输出电压检测端子处生成的电压，从而通过判断是否存在变压器的次级绕组的接地端子或输出电压检测端子的浮动来检测未连线状态。

Description

反激式升压电路及使用反激式升压电路的频闪设备
技术领域
本发明涉及利用变压器使输入电压升高并且对升高后的电压充电并输出到负载设备的反激式升压电路(flyback boost circuit)，以及使用反激式升压电路的频闪设备(strobe device)。本发明具体涉及变压器次级侧上的输出电压检测端子或者变压器次级绕组的接地端子的连线状态的检测。
背景技术
图6图示出了相关技术示例中的反激式升压电路300的电路配置。当从逻辑电路320输出的时钟信号被提供给N沟道FET 322的栅极时，N沟道FET 322重复导通-截止(ON-OFF)操作。当N沟道FET 322导通时，电流流经变压器341的初级侧。在此时间段期间，电流不流过变压器341的次级侧。因此，在变压器341的次级侧上累积了能量。当N沟道FET322截止时，累积在变压器341的次级侧上的能量被放电，并且次级电流流过。因此，电荷经由二极管342被累积在负载电容343中。
变压器341的次级侧上的端子被设置有输出电压检测端子T4。在每次升压操作期间由输出电压检测端子T4检测到的充电电压经由充电检测端子连线350被提供给运算放大器321。运算放大器321将从基准电源330输出的基准电压E3与经由充电检测端子连线350提供来的充电电压相比较。如果充电电压超过基准电压E3，则时钟信号从逻辑电路320的输出被停止，以停止升压操作。即，反激式升压电路300通过检测变压器341的充电电压来控制时钟信号，以由此防止在负载电容343中累积的充电电压(电荷)超过预定值。
如上所述，图6所示的相关技术的反激式升压电路300通过确认输出电压检测端子T4的电压上升到了目标电压来检测充电电压增加到了预定电压，并且控制充电电压不超过预定值。
此外，作为另一个相关技术的示例，在根据日本未实审专利申请公报No.2003-59689的电容器充电设备中，公开了一种技术，该技术在变压器的输出侧提供了充电检测端子，以检测变压器的次级电流并控制充电操作期间的振荡模式，由此减少充电时间期间的时间消耗。然而，上述相关技术的示例未公开通过确定输出电压检测端子T4的连接(或者描述为连线)故障或者变压器次级绕组的接地端子的连线状态来对检测操作的异常进行检测的技术。
因此，在上述反激式升压电路300和电容器充电设备中，在一些情况中，因安装故障等而会出现输出电压检测端子T4的连线故障或者变压器341的次级绕组的接地端子的未连线状态或连线故障。在此情况下，输入电压被过度地升压，并且充电电压超过设定值。结果，导致了诸如负载设备恶化等的不利情况。
发明内容
鉴于上述不利情况，希望在本发明中，反激式升压电路的变压器的输出端或者次级绕组的一部分设置有用于检测输出电压的输出电压检测端子，并且在开始升压操作之前电流经由输出电压检测端子被提供给变压器，以检测由变压器的次级绕组的接地端子或者输出电压检测端子的连接端子的电阻成分所生成的电压，由此通过判断是否存在变压器次级绕组的接地端子或输出电压检测端子的端子浮动来检测未连线状态。利用这种配置，防止了输出电压增加到异常高的电压，从而防止负载设备被损坏。
根据本发明一个实施例的反激式升压电路包括被设置到反激式升压电路的变压器的次级绕组并被配置来检测输出电压的输出电压检测端子。在升压操作开始之前，电流经由输出电压检测端子被提供给变压器的次级侧以检测在输出电压检测端子处生成的电压，从而通过判断是否存在变压器的次级绕组的接地端子或输出电压检测端子的浮动来检测未连线状态。
根据本发明的实施例的反激式升压电路可以包括：晶体管，所述晶体管连接到变压器的初级侧，并且被配置来通过执行切换操作生成初级电流；二极管，所述二极管连接到变压器的次级侧上的输出端子；负载电容，所述负载电容利用从二极管输出的电压充电；第一开关，所述第一开关被配置为接通和断开向设置到变压器的次级绕组的一部分的输出电压检测端子提供电流的电流源；基准电源，所述基准电源被配置为生成将与输出电压检测端子的电压相比较的基准电压；以及控制单元，所述控制单元被配置为基于输出电压检测端子的电压与基准电压之间的比较结果来控制晶体管的切换操作。
根据本发明一个实施例的频闪设备利用反激式升压电路升高电压并将升高后的电压提供给放电管以驱动放电管发光。所述反激式升压电路包括被设置到该反激式升压电路的变压器的次级绕组并被配置来检测输出电压的输出电压检测端子。在升压操作开始之前，电流经由输出电压检测端子被提供给变压器的次级绕组的一部分以检测在输出电压检测端子处生成的电压，从而通过判断是否存在变压器的次级绕组的接地端子或输出电压检测端子的端子浮动来检测未连线状态。
根据本发明的实施例，在开始升压操作之前，电流经由设置到变压器的次级侧的输出电压检测端子被提供给升压变压器的次级绕组或其一部分。由此，检测在输出电压检测端子处检测到的电压是否等于或低于基准电压。如果从检测结果发现在输出电压检测端子处生成的电压高于基准电压，则升压操作被停止。如果所生成电压等于或低于基准电压，则开始升压操作。
本发明的实施例检测是否存在变压器的接地端子或者输出电压检测端子的连接端子的端子浮动，并且在检测到输出电压检测端子的故障后立即停止升压操作。由此，可以防止问题，从而防止连接到变压器输出端的负载设备的恶化。
附图说明
图1是图示出反激式升压电路的电路配置的示图；
图2是用于说明反激式升压电路的操作的流程图；
图3是用于说明反激式升压电路的操作的时序图；
图4是图示出反激式升压电路的操作的特性图；
图5是用于驱动频闪设备的主要部分的电路图；以及
图6是相关技术的反激式升压电路的电路配置示图。
具体实施方式
下面描述实现本发明的实施例。将以如下顺序进行描述：1.第一实施例(反激式升压电路)以及2.第二实施例(频闪设备)。
1.第一实施例
反激式升压电路的配置：图1图示出了作为第一实施例的反激式升压电路100的电路配置。电池VBAT 40的正极端子连接到升压变压器41的初级侧上的端子T1。电池VBAT 40的负极端子连接到基准电位，例如地(GND)。变压器41的初级侧上的端子T2连接到N沟道FET(场效应晶体管)22的漏极。N沟道FET 22的栅极连接到逻辑电路20的第四端子(输出端子)，并且N沟道FET 22的源极连接到地。
图1图示出了N沟道FET 22构成升压开关晶体管的一个示例。或者，NPN双极型晶体管等也可以构成升压开关晶体管。因此，很明显，升压开关晶体管不限于上面的设备。
变压器41的次级侧上的输出端子T3连接到二极管42的阳极。输出电压检测端子T4被设置为用于检测输出电压的端子。输出电压检测端子T4经由开关SW46的一个端子d和充电检测端子连线(或者输出电压检测端子连线)50被连接到运算放大器21的反向输入端子(-)。变压器41的次级绕组的接地端子T5连接到地。输出电压检测端子T4被设置到变压器次级绕组的一部分的配置是指输出电压检测端子T4被形成在变压器41的次级绕组的输出端子T3和接地端子T5之间。即，输出电压检测端子T4是根据变压器41的次级绕组的匝数比(turn ratio)的提取端子，被设置以得到将输出电压以预定比分压而产生的电压。
二极管42的阴极连接到负载电容43的一个端子。负载电容43的另一端子连接到地。
例如，将硅扩散结型高速整流二极管用作二极管42。例如，当二极管42的平均正向电流IFM为0.5[A]时，峰值正向电压VFM大约为2.2[V]。在下面的描述中，假设在二极管42的操作期间的峰值正向电压VFM为2.2[V]。
此外，变压器41的次级侧上的输出电压检测端子T4连接到开关SW46的一个端子。开关SW46的另一端子连接到电流源47的一个端子。电流源47的另一端子连接到地。此外，开关SW46的控制端子连接到控制电路35的第一端子。
控制电路35的第三端子连接到逻辑电路20的第三端子。此外，控制电路35的第二端子连接到基准电压生成电路30的信号切换开关SW31的控制端子。
基准电压生成电路30被配置为包括开关SW31以及分别用于生成基准电压E1和E2的基准电源32和33。用于生成基准电压E1的基准电源32的正极端子连接到开关SW31的端子a，并且基准电源32的负极端子连接到地。此外，用于生成基准电压E2的基准电源33的正极端子连接到开关SW31的端子b，并且基准电源33的负极端子连接到地。此外，开关SW31的端子c连接到运算放大器21的非反向输入端子(+)。
基准电压E1是升压操作开始之前的比较电压，而基准电压E2是升压操作中的基准电压。如果将输出电压的最大值设为例如300[V]，则输出电压以匝数比被分压为例如30.0[V]。
逻辑电路20的第一端子接收开始信号的输入，并且逻辑电路20的第二端子连接到运算放大器21的输出端子。
根据开始信号，逻辑电路20开始操作。此外，控制电路35向基准电压生成电路30中的开关SW31的控制端子输出用于切换开关的控制信号。
运算放大器21将从变压器41的输出电压检测端子T4提供来的检测电压与从基准电压生成电路30提供来的基准电压E1或E2相比较，并根据比较结果输出控制信号。
如果从比较结果发现从输出电压检测端子T4提供来的并经由充电检测端子连线50获得的检测电压高于基准电压E1，则确定输出电压检测端子T4或者接地端子T5是浮动的(floating)。然后，运算放大器21向逻辑电路20的第二端子输出“H”电平的电压。
同时，如果经由充电检测端子连线50获得的检测电压等于或低于基准电压E1，确定输出电压检测端子T4或者接地端子T5的连线(连接)状态正常，因此不存在端子浮动。根据确定结果，运算放大器21向逻辑电路20的第二端子输出“L”电平的电压。
下文中，也将连线状态称为连接状态，并且术语“端子浮动”指因较弱的连线或连接状态而生成了电阻成分(resistance component)的状态。
基准电压E2在升压操作期间被提供给运算放大器21的非反向输入端子(+)，以与在输出电压检测端子T4处检测到的检测电压相比较。如果从比较结果发现检测电压等于或低于基准电压E2，则从运算放大器21的输出端子输出“L”电平的电压。如果检测电压高于基准电压E2，则从运算放大器21的输出端子输出“H”电平的电压。
根据来自控制电路35的控制信号，基准电压生成电路30切换开关SW31以将端子c连接到端子a和b中的任一个并且输出基准电压E1或E2。在升压操作开始之前，基准电压生成电路30首先输出基准电压E1以检测是否存在输出电压检测端子T4或接地端子T5的端子浮动。然后，如果确定不存在接地端子T5的端子浮动，则开关SW31被切换为从基准电压生成电路30输出基准电压E2。
在升压操作开始之前，控制电路35向基准电压生成电路30输出控制信号以控制开关SW31连接端子a和c并输出基准电压E1。此外，同时，控制电路35向开关SW46提供控制信号以连接端子d和e并将来自电流源47的电流I提供给变压器41的输出电压检测端子T4。
此外，表明输出电压检测端子T4的电压等于或低于预定值的控制信号从逻辑电路20的第三端子被提供给控制电路35的第三端子。然后，用于断开开关SW46的控制信号从控制电路35的第一端子输出，以切断端子d和e之间的连接。从而，停止向变压器41的输出电压检测端子T4提供电流I。此外，用于从基准电压E1切换到基准电压E2的控制信号从控制电路35的第二端子输出到基准电压生成电路30的开关SW31。
变压器41的配置和基本操作的描述：接下来，将描述变压器41的配置和基本操作。
根据下面的公式来计算变压器41的初级次级绕组比NP(S+F)。当将N沟道FET 22的漏极电压表示为Vdn时，比NP(S+F)由下面的公式来表示以使得不超过切换端子操作条件。
公式1
NP(S+F)＞＝(Vcap+VFM)/Vdn    (1)
这里，VFM表示二极管42的峰值正向电压，并且Vcap表示在主要(负载)电容43中累积的满充电电压。此外，NP(S+F)表示初级次级绕组比。
在Vcap为300[V]，，VFM为2.2[V]并且Vdn为30[V]的具体示例中，NP(S+F)表示为NP(S+F)≈10。即，变压器41的初级次级绕组比为1∶10。
接下来，将描述次级绕组比NSF。用下面的公式来表示作为用于确定负载电容43中所充的满充电电压的参数的次级绕组比NSF。
公式2
NSF＝(VCAP+VFM)/VT4                            (2)
这里，VFM和VCAP表示与公式(1)中的值相同的值，并且VT4表示变压器41的输出电压检测端子T4处的满充电电压。
在VCAP为300[V]，VFM为2.2[V]并且VT4为30[V]的具体示例中，NSF表示为NSF≈10。如果将图1中的变压器41的次级侧的输出端子T3与输出电压检测端子T4的匝数比表示为n∶1，则获得等式n＝9。
接下来，描述变压器41初级侧的电感值。当将初级侧的电感表示为时Lp，值Lp由下面的公式表示。
公式3
Lp＝＞(VT4*Tfil)*NSF/(IP*NP(S+F))                    (3)
这里，星号表示乘算符，并且VT4、NSF和NP(S+F)表示与公式(1)和(2)中的值相同的值。此外，Tfil表示包括在逻辑电路20中的未图示出的滤波器的滤波处理时间。
反激式升压电路的操作的描述：将参考图2的流程图描述图1所示的反激式升压电路100的操作。
在步骤ST12，反激式升压电路100被设为待机状态(禁用)。在此处理中，由未示出的开关来防止电池VBAT 40向变压器41的初级侧上的端子T1提供电压。此外，也未向逻辑电路20供电。
在步骤ST13，系统被激活(使能)。然后，电压从上述电池VBAT 40被提供给变压器41的初级侧上的端子T1。同时，向逻辑电路20、运算放大器21、控制电路35以及其它电路提供电压，并且各个电路开始操作。
在步骤ST14，开始信号被提供给逻辑电路20。然后，控制信号从控制电路35被提供给基准电压生成电路30以切换开关SW31并连接端子c和a。结果，基准电压E1(被设为高于2.2[V])从基准电压生成电路30输出并被提供给运算放大器21的非反向输入端子(+)。基准电压E1的值不限于高于2.2[V]的值。因此，能够满足如果基准电压E1依赖于上述二极管42的峰值正向电压，则基准电压E1根据二极管类型而变化。
此外，同时，控制信号从控制电路35被提供给开关SW46的控制端子f以连接端子d和e。结果，电流I从电流源47经由充电检测端子连线50被提供给变压器41的次级侧的输出电压检测端子T4。由此，在预定时间内电流从输出电压检测端子T4经由接地端子T5流到地。此外，同时，取决于初始操作中在负载电容43中累积的电压的状况，在预定时间内电流I还经由输出电压检测端子T4、输出端子T3以及二极管42流到负载电容43。在本实施例中，负载电容43的初始电压(VCAP)为0至300[V]。
为了更容易理解，下面将在省略当将电流I提供给输出电压检测端子T4时所生成的电压VLS和电压VLF的情况下进行描述，电压VLS是在变压器41的次级绕组的输出端子T3与输出电压检测端子T4之间的绕组中生成的，而电压VLF是在端子T4与T5之间的绕组中生成的。
连接故障包括输出电压检测端子T4的连接故障(RT4)和接地端子T5的连接故障(RT5)。在极端的情况下，连接完全失败，即出现了断开(开路)。上述电阻成分RT4是在输出电压检测端子T4与次级绕组的连接点处生成的电阻。电阻成分RT5是在接地端子T5与地的连接点处生成的电阻。
如果由于输出电压检测端子T4的连线故障或者接地端子T5的连线故障而相对于地出现了浮动(生成了电阻成分)，并且如果电流I被提供给输出电压检测端子T4，则伴随着端子连接故障因电阻成分(RT4、RT5)而生成了电压。取决于连接状态而变化的上述电阻成分RT4和RT5的每个的范围从0至∞[Ω]，并且在开路(断开)状态中取∞[Ω]的值。结果，在输出电压检测端子T4和接地端子T5的每个处检测到的电压理论上的范围从0[V]到(RT4+RT5)*I47[V]。
将首先描述当负载电容43中累积的电压(VCAP)为0[V]时所执行的操作。
在输出电压检测端子T4中，生成电压(RT4+RT5)*I[V]。当所生成的电压等于或低于VFM(2.2[V]+VCAP(0[V]))时，使得二极管42进入非电导通状态。然后，在输出电压检测端子T4处检测到的电压被提供给运算放大器21的反向输入端子(-)。如果在输出电压检测端子T4处检测到的电压等于或低于基准电压E1，则确定不存在断开。因此，过程前进到步骤ST15和ST16以开始充电操作。
同时，如果输出电压检测端子T4或接地端子T5处于较弱的连线状态，则增加了电阻值(RT4+RT5)。如果在输出电压检测端子T4处检测到的电压(RT4+RT5)*I[V]超过了电压VFM(2.2[V]+VCAP(0[V]))，则使得二极管42进入电导通状态。此外，在输出电压检测端子T4处生成的电压被提供给运算放大器21的反向输入端子(-)。
如果提供给运算放大器21的反向输入端子(-)的电压高于基准电压E1，则逻辑电路20被控制，从而，基于输出电压检测端子T4或接地端子T5已断开连接的假设而停止开始下一充电操作的操作。
接下来，将描述当负载电容43的电压(VCAP)的范围例如从0[V]到300[V]时所执行的操作。类似于上述示例，将描述电阻成分(RT4+RT5)因输出电压检测端子T4或接地端子T5的良好连线状态而较小的情况。从VFM(2.2[V])+VCAP(0[V])到VFM(2.2[V])+VCAP(300[V])的电压中的每个电压都等于或低于电压(RT4+RT5)*I[V]。因此，使得二极管42进入非电导通状态。
同时，如果例如接地端子T5处于较弱的连线状态并且由此断开了连接，则获得与上述比较结果相反的比较结果，并且使得二极管42进入电导通状态。
因此，如果运算放大器21的反向输入端子(-)处的电压高于提供给非反向输入端子(+)的基准电压E1，则“L”电平的电压从运算放大器21的输出端子被输出到逻辑电路20。即，在此情况下，确定存在输出电压检测端子T4或接地端子T5的端子浮动或者断开连接。因此，过程前进到步骤ST12，以停止开始反激式升压电路100的升压操作的操作。
到此为止在省略了在变压器41的次级侧的各个端子之间(T3与T4之间以及T4和T5之间)生成的电压VLS和VLF的情况下进行了描述。然而，为了精确，应当将这些电压考虑在内。在此情况下，即使电压VCAP处于最低电平(0[V])，也应将基准电压E1设置得高于二极管42的峰值正向电压VFM(2.2[V])。
接下来，将描述当变压器41的次级绕组的输出电压检测端子T4进行了连线并且接地端子T5正常连线到地时所执行的操作。
如果输出电压检测端子T4的连线正常，并且如果变压器41的端子T5与地之间的连线正常，则可以忽略电阻值(RT4+RT5)。因此，即使电流被提供给输出电压检测端子T4，也不会生成电压，或者生成预定值或更低的电压。
此外，例如，如果负载电容43的初始电压(VCAP)的范围是如上所述的从0[V]到300[V]，则将从VFM(2.2[V])+VCAP(0[V])到VFM(2.2[V])+VCAP(300[V])电压中的每个电压与电压(RT4+RT5)*I[V]相比较。
在此情况下，在输出电压检测端子T4处检测到的电压为(RT4+RT5)*I[V]，其等于或低于二极管42的从VFM(2.2[V])+VCAP(0[V])到VFM(2.2[V])+VCAP(300[V])的输出电压。因此，二极管42截止，并且在预定时间内电流I从输出电压检测端子T4经由接地端子T5流向地。
结果，在输出电压检测端子T4处检测到的电压被输入运算放大器21的反向输入端子(-)。输入电压等于或低于基准电压E1。然后，“H”电平的电压从运算放大器21的输出端子输出到逻辑电路20。即，在此情况下，确定充电检测端子连线50与输出电压检测端子T4被正常连线，并且过程前进到步骤ST15。
在步骤ST15，控制电路35向开关SW46提供控制信号以切断端子d与e之间的连接。控制电路35还向基准电压生成电路30的开关SW31提供控制信号以连接端子c和b。结果，例如30.0[V]的基准电压E2从基准电压生成电路30的输出端子输出并被提供到运算放大器21的非反向输入端子(+)。在图2的流程图中，从基准电压E1向基准电压E2的切换在图中简单地描述为“切换Vref”。
在步骤ST16，逻辑电路20向N沟道FET 22的栅极提供时钟信号。N沟道FET 22在时钟信号的“H”电平时段期间执行导通操作。由此，切换电流从电池VBAT 40流向变压器41的初级侧上的端子T1和T2，然后经由N沟道FET 22的漏极和源极流向地。
如果时钟信号的“L”电平电压从逻辑电路20被提供给N沟道FET22的栅极，则N沟道FET 22的操作截止，并且切换操作被停止。
在N沟道FET 22的截止时段期间，变压器41中累积的能量被放电，并且次级电流经由输出端子T3和接地端子T5流向地。由此，电荷被累积在负载电容43中。
此外，在此处理中，在输出电压检测端子T4处检测到的检测电压经由连接到输出电压检测端子T4的充电检测端子连线50被提供给运算放大器21的反向输入端子(-)。
提供给反向输入端子(-)的检测电压被与基准电压E2相比较。如果检测电压等于或低于基准电压E2，则“H”电平的电压从运算放大器21输出并被提供给逻辑电路20。然后，逻辑电路20向N沟道FET 22的栅极输出时钟信号。
在步骤ST17，基于在运算放大器21处执行的比较的结果，检测在输出电压检测端子T4处检测到的检测电压是高于基准电压E2，，还是等于或低于基准电压E2。如果检测电压等于或者低于基准电压E2，过程前进到步骤ST16以重复充电操作。
同时，如果由于重复的充电操作而使在输出电压检测端子T4处检测到的电压超过了30.0[V]的基准电压E2，则确定负载电容43已被充有满充电电压，该满充电电压是预定电压(在图2的步骤ST17中描述为“检测到满充电？”)。然后，过程前进到步骤ST12以停止(禁止)充电操作。此后，重复类似操作。
对反激式升压电路的充电操作的描述：接下来，将参考图示出了反激式升压电路100的操作时序图的图1和图3详细描述充电操作。
在时刻t1时，向反激式升压电路100的各个电路供电。在时刻t2时，使提供给逻辑电路20、基准电压生成电路30、控制电路35等的电压稳定。
在时刻t2与t3之间的时段期间，执行检测操作以检测是否存在次级绕组的接地端子T5或输出电压检测端子T4的浮动(参见图3中的(a))。
如果检测到端子浮动，则作为开始信号的V(CHARGE_ON)信号维持“L”电平(参见图3中的(b))。如果未检测到端子浮动，则确定变压器41的输出电压检测端子T4的连接(连线)或接地端子T5的连接(连线)是正常的，由此可以正常地测量在负载电容43中所充的电压。然后，开始N沟道FET 22的切换操作。
对上述变压器41的次级绕组的输出电压检测端子T4或接地端子T5的端子浮动的检测是基于运算放大器21对在输出电压检测端子T4处检测到的检测电压与在基准电压生成电路30处生成的基准电压E1之间的比较来执行的。已经详细描述了检测输出电压检测端子T4的端子浮动的操作。因此，将省略对其的描述。
作为检测变压器41的次级绕组的输出电压检测端子T4或接地端子T5的端子浮动的操作的结果，未检测到端子浮动，并且确定将执行正常检测操作。因此，控制信号从控制电路35提供给基准电压生成电路30以切换开关SW31，并基准电压E2从基准电压生成电路30输出。
在开始升压操作的时刻t3，用作开始信号的V(CHARGE_ON)信号上升至“H”电平，并且“H”电平的电压被提供给逻辑电路20。逻辑电路20执行诸如逻辑操作和延迟操作之类的处理。
在时刻t4与t5之间的时段期间，时钟信号处于“H”电平，并且时钟信号的“H”电平电压从逻辑电路20被提供到N沟道FET 22的栅极。然后，N沟道FET 22导通，并且初级电流从电池VBAT 40经由变压器41的初级侧的端子T1和T2并且随后经由N沟道FET 22的漏极和源极流向基准电位，例如地。初级电流对应于具有三角形波形的峰值电流Ipeak，其在时刻t4与t5之间的时段期间随着时间增大(参见图3的(c))。
因此，在变压器41的次级绕组的输出端子T3与接地端子T5之间生成感应电压。然而，由于二极管42的极性，电流被阻止。因此，没有感应电流从变压器41流出，并且能量在变压器41中被累积。变压器41对能量的累积是在时刻t4与t5之间的时段期间执行的。
在时刻t5，从逻辑电路20输出的时钟信号降为“L”电平。然后，“L”电平的电压被提供给N沟道FET 22的栅极，从而N沟道FET 22截止。结果，从变压器41经由N沟道FET 22流向地的初级电流被切断。
N沟道FET 22在时刻t5与t6之间的时段期间为OFF状态。因此，累积在变压器41的初级侧上的能量被放电。因此，次级电流流向变压器41的次级侧，并且电荷(或电流)经由二极管42被累积在负载电容43中(参见图3的(d))。
在时刻t6，在变压器41的次级侧的输出电压检测端子T4处检测到的检测电压经由充电检测端子连线50被提供给运算放大器21的反向输入端子(-)，并且与基准电压E2相比较，基准电压E2例如为30.0[V]。在时刻t6，在输出电压检测端子T4处检测到的检测电压等于或低于基准电压。因此，“H”电平的电压从运算放大器21输出到逻辑电路20，并且时钟信号继续从逻辑电路20输出(参见图3的(e))。
在图3中，(f)示出了当次级电流在时刻t5与t6之间的时段期间流经变压器41并且得到的电荷被累积在负载电容43中时所获得的电压波形图。
此后，类似地，N沟道FET 22根据时钟信号的“H”电平电压以及“L”电平电压重复ON-OFF操作。
在时刻t7与t8之间的时段期间，N沟道FET 22处于ON状态。因此，初级电流流经变压器41，并且能量被累积。在时刻t8与t9之间的时段期间，N沟道FET 22处于OFF状态。因此，次级电流流经变压器41的次级侧，并且电荷进而被充在负载电容43中。结果，电荷被加到时刻t6时的充电电压上，从而电压被升高。
在时刻t9，升高后的充电电压经由输出电压检测端子T4和充电检测端子连线50被提供到运算放大器21的反向输入端子(-)，并与基准电压E2相比较。
在时刻t9，在输出电压检测端子T4处检测到的电压低于基准电压E2。因此，升压操作继续。
此后，重复类似的操作。当在时刻t12与t14之间的时段中在输出电压检测端子T4处检测到的电压超过基准电压E2时，“L”电平的电压从运算放大器21输出并被提供给逻辑电路20。然后，逻辑电路20停止生成或输出提供给N沟道FET 22的栅极的时钟信号。
在时刻t15，作为从控制电路35输出的开始信号的V(CHARGE_ON)信号从“H”电平转变为“L”电平。结果，形成后续的升压操作的操作序列被停止。
图4图示出了在变压器41的次级侧的输出电压检测端子T4处检测到的电压以及累积在负载电容43中的电压随着时间的电压波形。
图4图示出了输出电压的一个示例，其中，变压器41的次级侧上的输出电压检测端子T4与接地端子T5之间的绕组表示为1，并且输出端子T3与输出电压检测端子T4之间的匝数比表示为n。即，相对于在输出端子T3处生成的电压检测到1/(n+1)的电压，作为在输出电压检测端子T4处检测到的电压。如果值n例如为9，则从输出电压检测端子T4输出的电压是输出电压的十分之一。
在图4中，输出电压表示负载电容43的充电电压。负载电容43的充电电压(满充电电压)的最大值大约为300[V]，例如供照相闪光灯(photoflash)使用。充电电压在预定时刻起随着时间增大。由此，电压被升高。此外，在输出电压检测端子T4处检测到的电压的波形示出了根据时钟信号在N沟道FET 22的截止之后在紧在ON操作开始之前检测到的电压。电压的最大值大约为30.0[V]。
在反激式升压电路中，当在变压器41的次级侧上或者输出端子处检测到电压时，如果在输出电压检测端子T4中或者在接地端子T5与地之间发生连线故障，则反激式升压电路变得不能控制电压。在最坏的情况下，连接到变压器41的次级侧上的输出端子的设备被施加高电压，从而产生可靠性问题。
同时，根据本发明的实施例，如上所述，在升压操作开始之前检测端子浮动存在与否，以由此来防止在检测到输出电压检测端子T4的连线故障或接地端子T5的端子浮动时执行升压操作。因此，可以防止生成不可控制的高电压。
从上面的描述显而易见，根据本发明的技术思想不限于反激式升压电路，而是可以应用于单独设置了用于检测输出电压的输出电压检测端子的所有电源电路。因此，可以防止由于用于检测输出电压的输出电压检测端子T4的连线故障或接地端子T5的端子浮动(连线故障)而引起在电源电路之后的级中出现的诸如损坏以及发热之类的可靠性问题。
2.第二实施例
频闪设备的主要部分的配置：图5图示出了作为第二实施例的使用反激式升压电路的频闪设备200的主要部分的配置。
图5中虚线包围的反激式升压电路210在电路配置上与图1所示的反激式升压电路100相同。因此，在此省略对反激式升压电路210的配置和操作的描述。
反激式升压电路210的输出端子Tout连接到放电管，例如氙气管244的一个端子K1。氙气管244的另一端子K2连接到开关晶体管SWTr245的集电极。开关晶体管SWTr245的控制端子被提供用于控制氙气管244的光发射的控制信号，并且开关晶体管SWTr245的射极连接到作为基准电位的地。此外，氙气管244的控制端子K3经由未示出的变压器连接到开关晶体管SWTr245的集电极。
例如将IGBT(绝缘栅双极晶体管)用作开关晶体管SWTr245。绝缘栅双极晶体管是包括具有MOS(金属氧化物半导体)结构的输入部分以及具有双极结构的输出部分的功率晶体管。该晶体管是适合于高电流的高电压半导体，其利用小的驱动功率来控制高功率。
频闪设备的操作的描述：由图5中的虚线包围的反激式升压电路210执行与图1所示的操作类似的操作。因此，将省略对该操作的描述。
当向各个电路提供电源电压之后，并且在向逻辑电路20提供V(CHARGE_ON)信号作为开始升压操作的开始信号之前，确定变压器41的次级绕组的用于检测变压器41的一部分输出电压的输出电压检测端子T4、充电检测端子连线50以及接地端子T5的连接(连线)状态。如果输出电压检测端子T4的连线状态或者接地端子T5与地的连线状态不充分并且从而使端子浮动或断开连接，则运算放大器21的反向输入端子(-)处的电压超过基准电压E1。结果，开始后续升压操作的操作被停止。
同时，如果运算放大器21的反向输入端子(-)处的电压等于或低于基准电压E1，则确定输出电压检测端子T4的连线或者接地端子T5与地之间的连线是正常的，从而可以测量变压器41的输出电压。然后，根据N沟道FET 22的切换操作开始后续升压操作。
如果确定不存在端子浮动，则反激式升压电路210重复升压操作。然后，如果输出端子处的电压Tout超过大约300[V]，则通过闪亮信号(flash-on signal)和另外的控制信号来生成用于控制开关晶体管SWTr245的栅极G的栅极控制信号。栅极控制信号被输入开关晶体管SWTr245的栅极G，并且ON操作被执行。因此，氙气管244的端子K2和K3被驱动以发光。由此，执行了闪光操作。
如上所述，频闪设备200的反激式升压电路210被设置有用于确定变压器41的次级绕组的接地端子T5的连线状态以及用于检测变压器41的输出电压的输出电压检测端子T4的连线状态的装置。结果，能够精确地测量变压器41次级侧上的负载电容43中累积的充电电压，从而防止充电电压超过预定电压。因此，不会向连接到变压器41输出侧的设备施加高于预定值的高电压。因此，能够防止损坏设备或使设备恶化，从而提高了设备的可靠性。
在本发明的实施例中，变压器对应于变压器41。连接到变压器初级侧的并被配置来通过执行切换操作生成初级电流的晶体管对应于N沟道FET22。连接到变压器的次级侧上的输出端子的二极管对应于二极管42。利用从二极管输出的电压充电的负载电容对应于负载电容43。被配置来接通和断开向设置到变压器次级绕组的一部分的输出电压检测端子提供电流的电流源的第一开关对应于开关SW46。被配置来生成将与输出电压检测端子的电压相比较的基准电压的基准电源对应于基准电压生成电路30。被配置为基于输出电压检测端子的电压与基准电压之间的比较结果控制晶体管的切换操作的控制单元对应于逻辑电路20。
本申请包含与2008年9月5日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2008-228320以及2009年3月3日向日本专利局提交的日本优先权专利申请JP 2009-049569中公开的主题有关的主题，这些申请的全部内容通过引用结合于此。
本领域的技术人员应当明白，可以根据设计要求和其它因素进行各种修改、组合、子组合和变更，只要它们在所附权利要求或其等同物的范围之内。

Claims (10)

1.一种反激式升压电路，包括：
输出电压检测端子，所述输出电压检测端子被设置到所述反激式升压电路的变压器的次级绕组并被配置来检测输出电压，
晶体管，所述晶体管连接到所述变压器的初级侧，并且被配置来通过执行切换操作生成初级电流；
二极管，所述二极管连接到所述变压器的次级侧上的输出端子；
负载电容，所述负载电容利用从所述二极管输出的电压充电；
第一开关，所述第一开关被配置为接通和断开向所述输出电压检测端子提供电流的电流源；
基准电源，所述基准电源被配置为生成将与所述输出电压检测端子的电压相比较的基准电压；以及
控制单元，所述控制单元被配置为基于所述输出电压检测端子的电压与所述基准电压之间的比较结果来控制所述晶体管的切换操作，
其中，在升压操作开始之前，电流经由所述输出电压检测端子被提供给所述变压器的次级侧以检测在所述输出电压检测端子处生成的电压，从而通过将所生成的电压与基准电压进行比较以判断是否存在所述变压器的次级绕组的接地端子或所述输出电压检测端子的端子浮动来检测连线故障，并且
其中，在所述输出电压检测端子的电压超过所述基准电压时，所述控制单元确定所述变压器的次级绕组的所述接地端子或者所述输出电压检测端子中的端子处于浮动状态，从而停止所述晶体管的切换操作。
2.根据权利要求1所述的反激式升压电路，
其中，所述输出电压检测端子被设置到所述变压器的次级绕组的一部分，并且检测与所述变压器的次级侧上的输出电压成比例的电压。
3.根据权利要求1所述的反激式升压电路，
其中，所述基准电源生成多个基准电压。
4.根据权利要求3所述的反激式升压电路，
其中，所述基准电源包括第二开关，所述第二开关被配置来切换生成多个基准电压的所述基准电源。
5.根据权利要求1所述的反激式升压电路，
其中，在所述晶体管开始切换操作之前，使所述第一开关进入电导通状态以从所述电流源向所述输出电压检测端子提供电流。
6.根据权利要求4所述的反激式升压电路，
其中，所述第二开关在所述第一开关处于断开状态时获取第一电压，并且在所述第一开关处于接通状态时获取第二电压。
7.根据权利要求6所述的反激式升压电路，
其中，所述第一电压高于所述二极管的峰值正向电压。
8.一种频闪设备，所述频闪设备利用反激式升压电路升高电压并将升高后的电压提供给放电管以驱动所述放电管发光，
其中，所述反激式升压电路包括
输出电压检测端子，所述输出电压检测端子被设置到所述反激式升压电路的变压器的次级绕组并且被配置来检测输出电压，
晶体管，所述晶体管连接到所述变压器的初级绕组的端子，并且被配置来通过执行切换操作生成初级电流；
二极管，所述二极管连接到所述变压器的次级侧上的输出端子；
负载电容，所述负载电容利用从所述二极管输出的电压充电；
第一开关，所述第一开关被配置为接通和断开向所述输出电压检测端子提供电流的电流源；
基准电源，所述基准电源被配置为生成将与所述输出电压检测端子的电压相比较的基准电压；以及
控制单元，所述控制单元被配置为基于所述输出电压检测端子的电压与所述基准电压之间的比较结果来控制所述晶体管的切换操作，
其中，在升压操作开始之前，电流经由所述输出电压检测端子被提供给所述变压器的次级绕组的一部分以检测在所述输出电压检测端子处生成的电压，从而通过将所生成的电压与基准电压进行比较以判断是否存在所述变压器的次级绕组的接地端子或所述输出电压检测端子的端子浮动来检测连线故障，并且
其中，在所述输出电压检测端子的电压超过所述基准电压时，所述控制单元确定所述变压器的次级绕组的所述接地端子或者所述输出电压检测端子中的端子处于浮动状态，从而停止所述晶体管的切换操作。
9.根据权利要求8所述的频闪设备，
其中，所述输出电压检测端子被设置到所述变压器的次级绕组的一部分，并且检测与所述变压器的次级侧上的输出电压成比例的电压。
10.根据权利要求8所述的频闪设备，
其中，所述基准电压高于所述二极管的峰值正向电压。
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