CN101652919A - 矩阵变换器空间矢量调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于交流－交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其可将输入和输出波形变换成正弦波，并减少在扇区间转移处的切换次数。定义其中多相交流输出的线电压被扩展到两相静止αβ坐标系上的矢量状态。其中输出电压指令值矢量Vo^*存在的扇区的简谐振荡矢量轴被定义为X轴和Y轴。每个轴中的大/中/小矢量、是相电压的中间电压的零矢量Z及在扇区中存在的一个旋转矢量R，设置为基矢量。由选择装置15确定由在这些矢量中的四个矢量的组合形成的切换选择模式，其满足预定条件。基于电源电压信息和输出电流信息由负荷运算装置14执行用于四个矢量的逆矩阵运算，确定四个矢量的负荷解，及由确定的负荷同时将输入和输出波形变换成正弦波。

Description

矩阵变换器空间矢量调制方法

技术领域

本发明涉及一种得到多相输出的交流-交流直接变换装置(矩阵变换器)，该多相输出从多相交流电源变换成任意电压或频率，并且具体地说，本发明涉及一种空间矢量调制方法，借助于该空间矢量调制方法，其长度·相位时时刻刻变化的空间矢量分别代表在输入/输出中，并且通过选择基矢量进行负荷运算。

背景技术

以前存在的这种交流-交流直接变换装置是如下变换装置：它迅速地切换具有自灭弧型半导体元件的双向开关，并且将单相或多相交流输入变换成任意电压或频率的电力，并且它被如图1所示构造。

图1表示三相/三相交流-交流直接变换装置的基本构造。三相交流电源1通过由电抗器和电容器形成的输入滤波部件2和由九个双向开关SW1～SW9形成的半导体功率变换部件3连接到任意负载4上。关于九个双向开关SW1～SW9，尽管其详细构造方式不受限制，如其中双向开关SW1～SW9由18个反向-阻断IGBT构造的情况和其中双向开关SW1～SW9由在普通IGBT等的半导体元件与二极管之间的组合构造的情况，但双向开关SW1～SW9由可双向交换功率的切换元件构造。

这里，如图1所示，在下面，电源三相表示成RST相，并且输出三相表示成UVW相。

交流-交流直接变换装置(由矩阵变换器代表)是直接将功率从交流变换到交流的装置，作为在通过PWM-控制电源电压而产生输出电压的电压-馈电功率变换器与电流-馈电功率变换器之间的组合的构造，该电流-馈电功率变换器将输出负载电流当作电流源通过PWM-控制而产生电源电流。为了由九个双向开关同时实现两种控制，两个在控制中都彼此链接(即，控制具有由输入和输出交换的三相瞬时有效功率要求彼此一致的约束条件)。

接下来，基于上文，将定义交流-交流直接变换装置的空间矢量。由于输出电压通过PWM从交流电源电压产生，并且输入电流也通过PWM从交流负载电流产生，所以不像普通直流-交流变换装置(逆变器)的空间矢量，交流-交流直接变换装置可产生的PWM-控制瞬时空间矢量时时刻刻在改变。输出侧电压的瞬时空间矢量的改变取决于电源电压的相位·数值，所述电源电压是由PWM斩波的源。输入侧电流的瞬时空间矢量取决于输出负载电流的相位·数值而改变。

对于交流-交流直接变换装置的切换模式，需要提供如下约束条件：(1)电源绝不能短路，(2)负载电流不能是断续电流。(1)用于防止由电源短路引起的过电流破坏，并且(2)用于防止由在感应负载的电感中存储的能量引起的过电压故障。当考虑到这些条件时，九个双向开关SW1～SW9的切换模式被限制为27(3³)种组合。

当将用于输入侧和输出侧的27(3³)种切换模式扩展到静止αβ坐标系上时，它们可如图2A、2B及表1所示的那样表示(图2A表示在输出负载电流相位15度处的输入侧电流的空间矢量，图2B表示在电源电压相位15度处的输出侧电压的空间矢量)。

[表1]

在表1中，空间矢量被分成如下六组：简谐振荡矢量S1，它是一组使相位角30度的方向是正轴的简谐矢量；使相位角150度的方向是正轴的简谐振荡矢量S2；使相位角270度的方向是正轴的简谐振荡矢量S3；旋转矢量R1，其长度是最大且恒定，并且它逆时针旋转；旋转矢量R2，其长度是恒定的，并且它顺时针旋转；以及零矢量Z，它被固定在六边形的中心零点处。这些基矢量中的每一个取决于输入电压的相位θ，即，这些基矢量中的每一个与输入电压的角速度ωi同步地改变。此外，矢量的长度(六边形的大小)与输入线电压的数值相对应。

如上所述，因为瞬时空间矢量时时刻刻在变化，所以矢量随每个相而改变。当将注意力集中在静止αβ坐标系中的瞬时空间矢量的变化方向上时，27种矢量可分类成18种简谐振荡矢量(对于三个轴中的每一个6种矢量，相位关系是恒定的)和6种旋转矢量(在顺时针方向上的3种矢量和在逆时针方向上的3种矢量，它们中的每个长度是恒定的)以及三种零矢量(它在原点处不可变)。

表1是其中以输出侧空间矢量为基准对27种模式进行分类的例子。已经通过非专利文献1等了解了空间矢量的这样的基本想法。

接下来，将简单地解释空间矢量的想法。例如，在输出侧空间矢量中，当将注意力集中在状态1上时：在表1中，UVW＝RSS的连接模式，输出的三相交流按U相→V相→W相的顺序具有每个120度的相位差。由于这里将输出侧空间矢量定义成使U相是α轴(图2中的S1轴)，所以V相是S2轴方向，W相是S3轴方向。

在状态1下：UVW＝RSS，与图2的例子相同，当电源电压相位θ是15度时，电源相电压的关系成为vr＞0＞vs＞vt的关系。因而，在状态1下，Vu^＊＝Vr、Vv^＊＝Vs、Vw^＊＝Vs。由于Vr是正电压并且Vs是负电压，所以当合成Vu^＊、Vv^＊及Vw^＊时，如图2中由vRSS所示，输出侧空间矢量在S1轴正方向上被输出。同样关于其它瞬时空间矢量，它们可同样被扩展。

现在，如图3所示，对于每30度相位划分输入侧空间矢量的域，如图3A所示，并且对于每60度相位划分输出侧空间矢量的域，如图3B所示，并给出了编号。在下面，这些叫做扇区。当从下面三相两相变换(αβ变换)和三角函数确定输入相位θ和输出相位φ时，可判别扇区。

[表达式1]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vi\α}\\ \mathrm{Vi\β}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\·\begin{array}{c}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vr}\\ \mathrm{Vs}\\ \mathrm{Vt}\end{array}\right]\end{array},$

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Ii\α}}^{*}\\ {\mathrm{Ii\β}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\·\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Ir}}^{*}\\ {\mathrm{Is}}^{*}\\ {\mathrm{It}}^{*}\end{array}\right],\·\·\·\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vo\α}}^{*}\\ \mathrm{Vo}{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\·\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vu}}^{*}\\ {\mathrm{Vv}}^{*}\\ {\mathrm{Vw}}^{*}\end{array}\right]$

[表达式2]

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{in}}={\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{Ii\β}}^{*}}{{\mathrm{Ii\α}}^{*}}\right)\underset{\mathrm{factor\; is}1}{\mathrm{when\; power}}{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{in}}={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Vi\β}}{\mathrm{Vi\α}}\right),{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{out}}={\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{Vo\β}}^{*}}{{\mathrm{Vo\α}}^{*}}\right)\·\·\·\left(2\right)$

这里，作为本发明的相关技术，已知在非专利文献2中描述的矩阵变换器的空间矢量调制方法、和在非专利文献3中描述的矩阵变换器的PWM控制方法等。

在以前存在的典型控制系统中(例如，非专利文献2)，有多种系统，在这些系统中，输入和输出波形可变换成正弦波，而不使用输出负载电流信息。由于对于矩阵变换器的PWM控制要求的信息只是三相交流电源电压的相位(或相位和数值)的信息，并且输出电流检测值的信息也不包括在运算中，所以控制可满足开环控制。

另一方面，当将注意力集中在一个控制周期内的切换次数上时，在以前存在的典型控制系统的情况下，它是四次或更多次(当在载波一个周期内计数时，它是八次或更多次)。

这里，一个控制周期是PWM周期。如果系统是五矢量调制系统，则该周期是五个空间矢量的脉冲信号(输出时间)的总时间。它是对于五个瞬时空间矢量的PWM要求的单位时间，即通过积分将五个瞬时空间矢量拟合到指令值上要求的单位时间(作为平均)，并且通常，指令值的更新也与这个单位时间同步。

然而，当将它应用于在非专利文献3中所描述的三角波载波比较系统上时，因为它与其中在三角波的波峰和波谷处更新的指令值的情况相对应，所以一般而言载波频率成为控制频率的1/2倍。

例如，载波5kHz→控制频率10kHz(一个控制周期＝100μs)。如果系统是五矢量系统，则一个控制周期由五个PWM脉冲构成，即，切换次数是四次。此外，在四-矢量调制系统的情况下，一个控制周期由四个PWM脉冲构成，即，切换次数是三次。

非专利文献1：Akio Ishiguro，Takeshi Furuhashi，MuneakiIshida，Shigeru Okuma，Yoshiki Uchikawa：“Output Voltage controlMethod of PWM-Controlled Cycloconverters with Space Vectors”，The Transactions of the Institute of Electrical Engineers of Japan，Vol·110，No.6，pp，655-663(1990)

非专利文献2：Yugo Tadano，Shota Urushibata，MasakatsuNomura，Tadashi Ashikaga：“A Study of Space Vector ModulationMethod for Three-Phase to Three-Phase Matrix Converter”，Heisei18 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers ofJapan，Industry Society，1-87(2006)

非专利文献3：Yusuke Andou，Takaharu Takeshita：“PWMControl of Three-Phase to Three-Phase Matrix Converter forReducing Number of Commutations”，Heisei 18 Annual Conferenceof the Institute of Electrical Engineers of Japan，Industry Society，1-04-4(2006)

发明内容

本发明解决的问题

在非专利文献1中描述的控制方法中，只有输出被控制且变换成正弦波，并且有输入波形包含高次谐波的问题。如果只有输出电压需要变换成正弦波，则这可通过选择三个空间矢量并控制它们来实现。然而，由于在该时刻的输入电流不被控制，所以波形包含高次谐波失真。

在非专利文献2中描述的矢量调制系统是这样一种方法，其中在根据控制的过程选择五个空间矢量之后，使用伪-逆矩阵进行负荷的运算，并且这种方法可将输入和输出波形变换成正弦波。在其中除输出外输入电流也同时变换成正弦波的情况下，由于进一步要求输入电流的α分量、β分量的两个自由度，所以使用五个空间矢量执行控制。

然而，因为五-矢量调制系统，在一个控制周期内的切换次数是四次，并且由于由这四次换相引起的切换损失，所以系统效率被降低。

在非专利文献3中，每三相进行负荷的运算，并且通过三角波载波比较系统产生PWM波形。这在输出线电压高次谐波的减少的情况下是有效的。然而，由于输出电压高次谐波的减少最重要，所以与常规系统相比增加了输入电流脉动。

另外，由于在负荷运算之后进行载波比较，并且确定PWM脉冲，所以按PWM脉冲的排列顺序没有自由度。并且在模式的变化处(在扇区间转移处，例如，当扇区从图3中的扇区1转移到扇区2时)，PWM脉冲不能排列成使得切换次数减少。不考虑在扇区间转移时切换次数的减少。

本发明是解决以上问题的一种发明，并且其目的是，提供一种交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，该方法能够将输入和输出波形变换成正弦波和减少在扇区间转移时的切换次数。

解决问题的手段

在解决以上问题的权利要求1中描述的本发明中，用于多相交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，该多相交流-交流直接变换装置通过直接交流/交流变换系统借助于空间矢量调制而PWM-控制双向开关，用于多相交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法包括：定义其中多相交流输出的线电压被扩展到两相静止αβ坐标系上的矢量状态；在扇区中定义相位-滞后简谐振荡矢量轴和相位-超前简谐振荡矢量轴，在该扇区中输出电压指令值矢量Vo^＊分别作为X轴和Y轴而存在；将在每个轴中的最大电压矢量X_L、Y_L、中间矢量X_M、Y_M、和最小矢量X_S、Y_S、作为电源的中间电压相位的零矢量Z、以及作为在扇区中存在的一个旋转矢量的旋转矢量R，设置为基矢量；确定由在八种矢量中的四个矢量的组合形成的切换选择模式，该切换选择模式满足用于减少输入电流和/或输出电压的高次谐波的预定条件；基于电源电压信息和输出电流信息，导出与用于这种选择模式的四个矢量的输入和输出相关联的负荷系数矩阵；计算其逆矩阵和确定所述四个矢量的负荷解；以及由所确定的负荷解同时将输入和输出波形变换成正弦波。

在权利要求2中描述的本发明中，预定条件具有如下条件中的至少一个或多个条件：输入波形和输出波形可同时变换成正弦波；不选择这样一种矢量，当向线电压矢量方向观看时该矢量与指令值的电压差最大；每一个相的切换过渡是可能的；在切换过渡时不发生在电源的最大电压相位与最小电压相位之间的直接换相；始终使用电源的中间电压相位的零矢量。

在权利要求3中描述的本发明中，在交流-交流直接变换装置的所有空间矢量中，输出侧空间矢量以表格形式列为电源相电压检测值的三相两相变换α分量Viα和电源相电压检测值的三相两相变换β分量Viβ的系数，输入侧空间矢量以表格形式列为输出负载电流检测值的三相两相变换α分量Ioα和输出负载电流检测值的三相两相变换β分量Ioβ的系数，并且通过使用表格确定所述四个矢量的负荷解。

在权利要求4中描述的本发明中，当确定负荷解时，预先进行对于四个矢量中的每一个选择模式是否存在逆矩阵的检查，并且将得到其负荷解的选择模式用作最终负荷。

在权利要求5中描述的本发明中，当确定负荷解时，针对其负荷相加值成为在负荷系数矩阵中消除的1的行进行运算。

在权利要求6中描述的本发明中，作为选择模式，基于输出电压指令值的数值，在低输出电压区域的情况下，使用包含零矢量的选择模式，以及在高输出电压区域的情况下，使用不包含零矢量的选择模式。

在权利要求7中描述的本发明中，对于选择模式以表格形式预先列出其逆矩阵存在的负荷系数矩阵的行列式，并且通过使用表格确定所述四个矢量的负荷解。

在权利要求8中描述的本发明中，根据在输出侧空间矢量的扇区中的旋转矢量相位的滞后或超前，固定选择模式。

在权利要求9中描述的本发明中，根据在简谐振荡矢量的中间电压矢量X_M和Y_M与输出电压指令值之间的连接的数值的比较，固定选择模式。

在权利要求10中描述的本发明中，作为选择模式，具有两个电平的选择模式优先于其它选择选择模式被使用。

在权利要求11中描述的本发明中，在电流检测值很小时的时间处或在初始运行启动时，基于电源电压信息和输出电流指令值，进行用于确定所述四个矢量的负荷解的运算。

本发明的效果

(1)根据在权利要求1～11中描述的本发明，可以使用电源电压信息和输出电流信息通过四个矢量将输入/输出波形变换为正弦波。由于通过四个矢量进行调制，所以在一个控制周期内的切换次数可从常规的四次减少到三次。作为切换次数减少的结果，由于可降低切换损失，所以可改进效率。

(2)根据在权利要求2中描述的本发明，由于提供五种条件，所以可减少高次谐波，并且也能以低噪声减小输出电流脉动。此外，当将注意力集中在PWM脉冲的输出峰值上时，由于通过输入电压的中间相位进行切换，所以按其中电压变化尽可能变小的顺序进行输出。因此，这在减小由电压变化引起的损失和实现低噪声方面是有效的。况且，也关于电动机负载等的中性点电压(共模电压)的转移范围，它在理论上可被抑制到最小。

(3)根据在权利要求5中描述的本发明，可减轻用于确定负荷解的运算负载。

(4)根据在权利要求6中描述的本发明，在低输出电压区域或高输出电压区域的情况下，可选择适当的选择模式，并且有可能减少输出电压高次谐波。

(5)根据在权利要求7中描述的本发明，由于可从负荷运算过程排除其中逆矩阵不存在的选择模式，所以可通过设置系统以容易地判别逆矩阵是否存在来减轻运算负载。

(6)根据在权利要求8和9中描述的本发明，有可能减少选择模式。借此，可减轻负荷运算过程。

(7)根据在权利要求10中描述的本发明，有可能进一步减少输出电压高次谐波。

(8)根据在权利要求11中描述的本发明，即使在其中电流检测值很小的情况下，或即使在初始运行启动时，由于使用电流指令进行负荷运算，所以也可防止运算误差。

附图说明

[图1]本发明应用于其上的交流-交流直接变换装置的基本构造图。

[图2]这些图指示空间矢量。图2A是输入侧空间矢量图，并且图2B是输出侧空间矢量图。

[图3]空间矢量的输入侧扇区和输出侧扇区的定义例子的解释图。

[图4]输出扇区“1”的空间矢量的相位图。

[图5]用于解释本发明的约束条件的解释图。

[图6]用于解释本发明的约束条件的解释图。

[图7]本发明的方法中的切换过渡图。

[图8]执行本发明的实施例1的系统的构造图。

[图9]用于解释本发明的效果的解释图。

[图10]用于解释在本发明实施例中的输出电压指令区域的解释图。

[图11]用于解释本发明的实施例6的解释图。

[图12]用于解释本发明的实施例7的解释图。

[图13]用于解释本发明的实施例8的解释图。

[图14]表示执行本发明的实施例10的系统的构造图。

附图标记的解释

1...三相交流电源、2...输入滤波部件、3...半导体电源变换部件、

4...负载、11...电压检测装置、12...电流检测装置、13a、13b...三相两相变换装置、14...负荷运算装置、15...选择装置、16...栅极信号产生部件、以及20...电流反馈控制装置

具体实施方式

在下面，将参照附图，借助于作为矩阵变换器的交流-交流直接变换装置解释本发明的实施例，该矩阵变换器PWM-控制双向开关。然而，本发明不限于如下实施例。

作为矩阵变换器的使用，一般地，矩阵变换器矢量-控制电动机负载。或者作为检测负载的过电流的装置，矩阵变换器一般具有负载电流检测的装置，如输出电流传感器等。因而，使用用于控制的负载电流信息也是可能的。

相应地，在本发明中，通过使用输出电流信息(例如，输出电流检测值)，将自由度减小一，并且由四个空间矢量进行调制。本发明然后将在一个控制周期内的切换次数从常规四次减少到三次。

在非专利文献3中所描述的载波比较系统的情况下，由于PWM脉冲可仅通过将电压指令值与三角波载波相比较而产生，所以控制相对变得简单。另一方面，尽管要求空间矢量调制系统从产生的负荷信息按任意顺序排列PWM脉冲，但有按其脉冲排列顺序的自由度。因而，关于模式变化的过渡状态(输入/输出扇区转移等；扇区是由以上表达式(2)代表的相位的域)，也有可能瞬时改变排列以减少切换次数。此外，尽管非专利文献3仅处理其中输出电压高次谐波的减少优先的情况，但本发明的空间矢量调制系统也可根据使用应用于控制的其它过程，如其中输入优先的情况和其中磁通量矢量的轨迹优先的情况。

(实施例1)

首先，在本实施例中，将解释如下情况的矢量选择和负荷运算的方法：其中使输出电压高次谐波最小化是最重要的(输出电压高次谐波的最小化优先)。

由于要求矩阵变换器同时控制输入和输出，所以如果输入和输出中的任一个的高次谐波减少的控制优于另一个，则另一个的脉动增加，并且发生这样的折衷关系(见非专利文献2)。在PWM-控制输入和输出两者的正弦波的主要前提下，由于不避免以上折衷关系，所以有根据使用于预先确定控制过程的需要。

在本实施例中，由于高次谐波的减少优先，所以提供如下约束条件。

(1)输入和输出都被变换为正弦波。

(2)为了减少线电压的变化，不选择这样一种矢量，当向线电压矢量方向观看时该矢量与指令值的电压差最大。

(3)每一个相设置换相。也就是说，防止两个相或更多个相同时切换，并且使切换次数最小化。

(4)防止输入最大电压相位

最小电压相位的换相。就是说，始终通过中间电压相位减少电压变化，并且降低切换损失。

(5)始终使用电源的中间电压相位的零矢量，降低共模电压。

在本发明中，以上(1)是控制过程的最重要的前提。并且通过使用输出电流检测值信息，这个自由度减少一，然后实现四矢量系统。相应地，使用四个空间矢量+输出电流信息通过提供正弦波到输入·输出的指令进行控制(条件表达式是以后提到的表达式(11))。

关于以上(2)，选择这样一种矢量：当向Vuv、Vvw和Vwu的线电压矢量方向(即向[30+60n]度的方向(0≤n≤5的整数))观看时电压变化变小。向线电压方向也观看到在该时刻的电压指令值的数值，并且不使用最远的矢量组。

例如，为了输出线电压高次谐波的减少超过常规系统(例如，虚拟间接型控制系统)或超过输入电流高次谐波的减少，如定义的图4所示，在60度相位差内的任意一个扇区考虑8种矢量。

由于在一个扇区中始终存在仅一个旋转矢量，所以它由R表示。关于零矢量，按照以上约束条件(5)，使用电源电压的中间电压相位的零矢量Z(如果Vr＞Vs＞Vt，则选择SSS的模式)。

尽管6种简谐振荡矢量存在于一个扇区中，但由于使用的矢量是两个轴，所以从相位关系看，滞后轴是X轴且超前轴是Y轴，并且判别瞬时电压的大/中/小的关系，这些瞬时电压中的每一个处于简谐运动。然后，在X轴中其绝对值最大的矢量定义为X_L，中间的定义为X_M，并且最小的定义为X_S。同样，对于Y轴，其绝对值最大的矢量定义为Y_L，中间的定义为Y_M，并且最小的定义为Y_S。

当电压指令值Vo^＊的输出电压为高(矢量为长)时，如图5中所示，进行控制，使得不选择当向线电压方向观看时最远的零矢量。另一方面，输出电压为低时，如图6所示，进行控制使得不选择处于远距离中的X_L、Y_L和R。

这里，在图3中定义的扇区中，作为例子，提出输入扇区“1”和输出扇区“1”的相位状态的情形(就是说，Vr＞Vs＞Vt，Vu^＊＞Vv^＊＞Vw^＊)。此时，在图2B、图5及图6中，输出扇区中的8种矢量是：X_L＝RTT、X_M＝RSS、X_S＝STT、Y_L＝RRT、Y_M＝RRS、Y_S＝SST、R＝RST、以及Z＝SSS。

当在考虑以上8种矢量的切换过渡时计及以上约束条件(3)和(4)时，可画出图7中所示的过渡图。在图7中，通过作为输入中间相的S相切换任何过渡，并且不会发生两个或更多个的同时切换。

当考虑其中通过按照图7的过渡图从27种切换模式中选择四个矢量而进行过渡的组合时，它们被限于表格2中所示的10个选择模式1～10(模式11～20是在其它输入和输出扇区状态下可能出现的过渡模式。在这个例子中，只有模式1～10可满足约束条件。)。

[表格2]

这里，表格2中的矢量号v1～v4是指四个矢量。当按v1→v2→v3→v4的顺序或其相反顺序进行过渡时，在满足以上约束条件的同时可进行过渡。矢量按v1→v2→v3→v4→v4→v3→v2→v1→v1→v2→......的这样一种顺序返回，然后执行切换。

如以上描述的那样，其中选择四个矢量并且执行过渡的组合限于10个模式，并且从这些组合中选择一个组合(选择模式)。在本实施例中，计算用于10个模式中的每一个的四个矢量的负荷(脉冲输出时间比)，并且采用消除方法，通过该消除方法排除其解是不适当的模式。

在下面，将解释本实施例中提出的负荷运算方法。首先，对于输入侧空间矢量和输出侧空间矢量中的每一个，矩阵变换器的所有27种切换模式被分解成静止αβ坐标系的α轴分量和β轴分量。这里作为代表，将解释表格1中的状态1：RSS。

在输出侧空间中，由于Vu^＊＝Vr、Vv^＊＝Vs、Vw^＊＝Vs，所以当运算这些矢量的三相三相变换时，导出如下表达式。

[表达式3]

${\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vo\α}\\ \mathrm{Vo\β}\end{array}\right]}_{\mathrm{RSS}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\·\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vu}}^{*}\\ {\mathrm{Vv}}^{*}\\ {\mathrm{Vw}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\·\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vr}\\ \mathrm{Vs}\\ \mathrm{Vs}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\sqrt{\frac{2}{3}}\·\mathrm{Vr}-\frac{2}{\sqrt{6}}\·\mathrm{Vs}\\ 0\end{array}\right]\·\·\·\left(3\right)$

另一方面，当使用两相三相变换表达式用Viα和Viβ的关系表达式代替Vr、Vs和Vt时，导出如下表达式。

[表达式4]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vr}\\ \mathrm{Vs}\\ \mathrm{Vs}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\·\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vi\α}\\ \mathrm{Vi\β}\end{array}\right]\·\·\·\left(4\right)$

[表达式5]

${\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vo\α}\\ \mathrm{Vo\β}\end{array}\right]}_{\mathrm{RSS}}=\left[\begin{array}{c}\sqrt{\frac{2}{3}}\·\mathrm{Vr}-\frac{2}{\sqrt{6}}\·\mathrm{Vs}\\ 0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vi\α}-\frac{1}{\sqrt{3}}\·\mathrm{Vi\β}\\ 0\end{array}\right]\·\·\·\left(5\right)$

也关于除以上矢量之外的瞬时空间矢量Voα和Voβ，这些矢量同样可作为Viα和Viβ的关系表达式被导出。这被如下概括，并且如表格3中所示的那样预先产生用于每27种切换模式的Viα和Viβ的系数表格。

[表格3]

27种切换模式的系数定义

[表达式6]

Voαn＝Kvaan·Viα+Kvabn·Viβ

                                .........................(6)

Voβn＝Kvban·Viα+Kvbbn·Viβ

这里，n是所选的四个矢量号1～4的识别号，并且Kvaan、Kvabn、Kvban及Kvbbn中的每一个是系数的表格。

关于Viα和Viβ，使用电源电压检测值。也就是说，例如，将电源电压检测值的静止αβ变换(三相两相变化)值Viα和Viβ代入表达式(5)中，该电源电压检测值的静止αβ变换值通过例如以后提到的图8中的电压检测装置检测。

在表格3中，Viα指示电源相电压检测值的三相两相变换α分量，viβ同样指示β分量。Ioα指示输出负载电流检测值的三相两相变换α分量，Ioβ同样指示β分量。Iiα^＊指示输入电流指令值的α分量，Iiβ^＊同样指示β分量。Voα^＊指示输出相电压指令值的α分量，Voβ^＊同样指示β分量。

此外，同样也在输入侧空间中，瞬时空间矢量可扩展为输出电流信息Ioα和Ioβ的系数表格。作为例子，将考虑表格1中的状态1的UVW＝RSS。U相连接到R相上，并且V相和W相连接到S相上。T相是断开状态，在该断开状态下，没有相连接到T相上。关于输入电流，Ir^＊＝Iu、Is^＊＝Iv+Iw＝-Iu，It^＊＝0。因此，

[表达式7]

${\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Ii\α}}^{*}\\ {\mathrm{Ii\β}}^{*}\end{array}\right]}_{\mathrm{RSS}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\·\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Ir}}^{*}\\ {\mathrm{Is}}^{*}\\ {\mathrm{It}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\·\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ -\mathrm{Iu}\\ 0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\sqrt{\frac{3}{2}}\·\mathrm{Iu}\\ -\frac{1}{\sqrt{2}}\·\mathrm{Iu}\end{array}\right]\·\·\·\left(7\right)$

[表达式8]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ \mathrm{Iv}\\ \mathrm{Iw}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\·\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{Io\α}\\ \mathrm{Io\β}\end{array}\right]\·\·\·\left(8\right)$

当将表达式(8)的Iu代入表达式(7)中时，导出如下表达式。

[表达式9]

${\left[\begin{array}{c}\mathrm{Ii}{\mathrm{\α}}^{*}\\ \mathrm{Ii}{\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]}_{\mathrm{RSS}}=\left[\begin{array}{c}\sqrt{\frac{3}{2}}\·\mathrm{Iu}\\ -\frac{1}{\sqrt{2}}\·\mathrm{Iu}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Io\α}\\ -\frac{1}{\sqrt{3}}\·\mathrm{Io\α}\end{array}\right]\·\·\·\left(9\right)$

同样，其它瞬时空间矢量也扩展为Ioα和Ioβ的系数表格。

[表达式10]

Iiαn＝Kiaan·Ioα+Kiabn·Ioβ

                                .........................(10)

Iiβn＝Kiban·Ioα+Kibbn·Ioβ

这里，n是所选的四个矢量号1～4的识别号，并且Kiaan、Kiabn、Kiban及Kibbn中的每一个是系数的表格。

关于Ioα和Ioβ，使用输出负载电流检测值。也就是说，使用由例如以后提到的图8中的电流检测装置检测的静止αβ变换值。

然后，通过使用以上瞬时空间矢量的系数表格(表格3)，计算四个矢量的负荷。因为输出电压指令和输入电流指令的关系表达式，也因为四个负荷的总和一定是1，所以建立如下表达式(11)。

[表达式11]

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Vo}{\mathrm{\α}}^{*}=\mathrm{Vo\α}1\·d1+\mathrm{Vo\α}2\·d2+\mathrm{Vo\α}3\·d3+\mathrm{Vo\α}4\·d4\\ \mathrm{Vo}{\mathrm{\β}}^{*}=\mathrm{Vo\β}1\·d1+\mathrm{Vo\β}2\·d2+\mathrm{Vo\β}3\·d3+\mathrm{Vo\β}4\·d4\\ \mathrm{Ii}{\mathrm{\α}}^{*}=\mathrm{Ii\α}1\·d1+\mathrm{Ii\α}2\·d2+\mathrm{Ii\α}3\·d3+\mathrm{Ii\α}4\·d4\\ \mathrm{Ii}{\mathrm{\β}}^{*}=\mathrm{Ii\β}1\·d1+\mathrm{Ii\β}2\·d2+\mathrm{Ii\β}3\·d3+\mathrm{Ii\β}4\·d4\\ d1+d2+d3+d4=1\end{array}\right.\·\·\·\left(11\right)$

这里，将负荷的系数代入表达式(6)和(10)中。

然而，由于矩阵变换器同时控制输入和输出，所以不建立表达式，除非三相瞬时有效功率的交换在输入侧与输出侧之间是一致的。也就是说，如果Vo^＊和Ii^＊的数值和相位被独立地控制，则不建立有效功率的关系，并且输入和输出的同时正弦波变换成为不可能。

因而，作为指令值，只使用输出电压指令。对于输入电流，其数值被设置成根据当时的负载被自动地确定。关于输入相位，当它与电源电压相位一致时，功率因数是1。另外，当执行控制使得输入相位与电源电压相位具有相位差时，也有可能调节输入侧的无功功率。因此，作为输入电流和电源电压及其相位差θ^＊的关系表达式，使用三角公式等导出表达式(12)的如下输入侧相位关系(θ^＊是输入电流相位相对于电源电压相位的指令值，也就是说，它是相位差指令值。电流超前方向为正。)。

[表达式12]

$\frac{{\mathrm{Ii\β}}^{*}}{\mathrm{Ii}{\mathrm{\α}}^{*}}=\frac{\mathrm{Vi\β}+\mathrm{Vi\α}\·{\tan \mathrm{\θ}}^{*}}{\mathrm{Vi\α}-\mathrm{Vi\β}\·\tan {\mathrm{\θ}}^{*}}\·\·\·\left(12\right)$

当将这个表达式(12)代入表达式(11)中并且消去Iiα^＊和Iiβ^＊时，涉及输入电流的表达式(表达式(11)中的第三和第四表达式)按如下排列。

[表达式13]

{(Kiaa1·Ioα+Kiab1·Ioβ)·(viβ+Viα·tanθ^*)-(Kiba1·Ioα+Kibb1·Ioβ)·(Viα-Viβ·tanθ^*)}·d1

+{(Kiaa2·Ioα+Kiab2·Ioβ)·(viβ+Viα·tanθ^*)-(Kiba2·Ioα+Kibb2·Ioβ)·(Viα-Viβ·tanθ^*)}·d2

+{(Kiaa3·Ioα+Kiab3·Ioβ)·(viβ+Viα·tanθ^*)-(Kiba3·Ioα+Kibb3·Ioβ)·(Viα-Viβ·tanθ^*)}·d3

+{(Kiaa4·Ioα+Kiab4·Ioβ)·(viβ+Viα·tanθ^*)-(Kibb4·Ioα+Kibb4·Ioβ)·(Viα-Viβ·tanθ^*)}·d4

＝0                                                                         ..................(13)

相应地，通过使用表达式(13)和表达式(11)中的第一、第二及第五表达式，导出涉及四个负荷的如下公式。

[表达式14]

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vo\α}}^{*}\\ {\mathrm{Vo\β}}^{*}\\ 0\\ 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{Vo\α}1& \mathrm{Vo\α}2& \mathrm{Vo\α}3& \mathrm{Vo\α}4\\ \mathrm{Vo\β}1& \mathrm{Vo\β}2& \mathrm{Vo\β}3& \mathrm{Vo\β}4\\ \mathrm{Kii}1& \mathrm{Kii}2& \mathrm{Kii}3& \mathrm{Kii}4\\ 1& 1& 1& 1\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}d1\\ d2\\ d3\\ d4\end{array}\right]\·\·\·\left(14\right)$

※Kiin＝(Kiaan·Ioα+Kiabn·Ioβ)·(Viβ+Viα·tanθ^*)-(Kiban·Ioα+Kibbn·Ioβ)·(Viα-Viβ·tanθ^*)

n是矢量号。

通过确定负荷系数矩阵的逆矩阵，可确定如下四个负荷。

[表达式15]

$\left[\begin{array}{c}d1\\ d2\\ d3\\ d4\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{Vo\α}1& \mathrm{Vo\α}2& \mathrm{Vo\α}3& \mathrm{Vo\α}4\\ \mathrm{Vo\β}1& \mathrm{Vo\β}2& \mathrm{Vo\β}3& \mathrm{Vo\β}4\\ \mathrm{Kii}1& \mathrm{Kii}2& \mathrm{Kii}3& \mathrm{Kii}4\\ 1& 1& 1& 1\end{array}\right]}^{-1}\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vo\α}}^{*}\\ {\mathrm{Vo\β}}^{*}\\ 0\\ 1\end{array}\right]\·\·\·\left(15\right)$

以这种方式，导出负荷运算表达式。在当前实施例中，在从表格2选择四个矢量的选择模式之后，由表达式(15)确定四个负荷，并且根据其输出时间比产生PWM脉冲。

图8是本实施例的基本控制框图(其它实施例也具有基本相同的构造)。

在图8中，与图1中的元件相同的元件由相同附图标记表示。借助于由诸如变压器之类的某一电压检测装置11检测的电源电压从三相交流电源1的三相电源电压接入电源电压。在图8中，尽管在输入滤波部件2的电源侧上检测电源电压，但检测位置在滤波器之前或之后是可能的。由诸如电流传感器之类的某一电流检测装置12检测输出负载电流。

接入的电源电压·负载电流值都分别通过三相两相变换装置13a和13b被三相两相变换，并且在负荷运算装置14中进行负荷运算时使用这些装置。从任意高阶控制系统接收输出电压指令值和输入相位指令值，并且在进行负荷运算时和在由选择装置15选择四个矢量时，这些值用于空间矢量的扇区判别和低电压·高电压区域等的判别。也关于以上电源电压检测值的相位，它用于选择四个矢量。

然后，尽管在选择四个矢量之后执行表达式(15)的负荷运算，但作为四个矢量的选择模式，如表格2中所示存在20种模式。在其中提供输出电压高次谐波减少的约束条件的情况下，尽管模式限于10种模式，但在表达式(15)中不必解出所有这些模式(有其中矩阵没有逆矩阵的情况)。由于没有逆矩阵意味着矢量的选择方式是错误的，所以模式被变化到其它矢量选择模式。在本实施例中，首先，进行用于10种选择模式中的每一种的负荷系数矩阵的逆矩阵是否存在的检查。得到其解的模式然后最终被用在栅极信号产生部件16中。

这里，在以上解释中，通过三相两相变换使用静止坐标系的α轴方向和β轴方向的关系表达式来执行运算。然而，也有可能由R、S、T、U、V、W的三相方向建造运算表达式。

在图9中表示通过本发明的模拟结果的代表性例子。波形从图的上侧起是电源相电压、输入电流、输出线电压、输出电流。图9A是其中输出电压指令是低的情况，图9B是其中输出电压指令是高的情况。实现输入/输出波形的正弦波变换，那么可得到良好结果。另外，由于线电压高次谐波的减少优先，所以在低输出电压指令的情况下不输出高-峰值线电压。相反，在高输出电压指令的情况下，由于不使用零矢量，所以输出高-峰值脉冲。以这种方式，由于输出接近指令值的脉冲电压，所以有可能减少高次谐波和降低损失。

(实施例2)

在实施例1中，作为负荷系数矩阵，使用像表达式(15)的4×4矩阵。这里，当将注意力集中在表达式(15)中第4行的“负荷相加值＝1”的公式上时，系数矩阵始终是1。由此，消去d4，并且按如下考虑运算表达式。

[表达式16]

$\left[\begin{array}{c}d1\\ d2\\ d3\end{array}\right]{\left[\begin{array}{ccc}\mathrm{Vo\α}1-\mathrm{Vo\α}4& \mathrm{Vo\α}2-\mathrm{Vo\α}4& \mathrm{Vo\α}3-\mathrm{Vo\α}4\\ \mathrm{Vo\β}1-\mathrm{Vo\β}4& \mathrm{Vo\β}2-\mathrm{Vo\β}4& \mathrm{Vo\β}3-\mathrm{Vo\β}4\\ \mathrm{Kii}1-\mathrm{Kii}4& \mathrm{Kii}2-\mathrm{Kii}4& \mathrm{Kii}3-\mathrm{Kii}4\end{array}\right]}^{-1}\·\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vo\α}}^{*}-\mathrm{Vo\α}4\\ \mathrm{Vo}{\mathrm{\β}}^{*}-\mathrm{Vo\β}4\\ -\mathrm{Kii}4\end{array}\right]\·\·\·\left(16\right)$

这里，按如下预先计算系数矩阵的元素。

[表达式17]

Voα1-Voα4＝(Kvaa1-Kvaa4)·Viα+(Kvab1-Kvbb4)·Viβ

Voα2-Voα4＝(Kvaa2-Kvaa4)·Viα+(Kvab2-Kvab4)·Viβ

Voα3-Voα4＝(Kvaa3-Kvaa4)·Viα+(Kvab3-Kvab4)·Viβ

Voβ1-Voβ4＝(Kvba1-Kvba4)·Viα+(Kvab1-Kvbb4)·Viβ

Voβ2-Voβ4＝(Kvba2-Kvba4)·Viα+(Kvbb2-Kvbb4)·Viβ

Voβ3-Voβ4＝(Kvba3-Kvba4)·Viα+(Kvbb3-Kvbb4)·Viβ

Kii1-Kii4＝((Kiaa1-Kiaa4)·Ioα+(Kiab1-Kiab4)·Ioβ)·(Viβ+Viα·tanθ^*)-((Kiba1-Kiba4)·Ioα+(Kibb1-Kibb4)·Ioβ)·(Viα-Viβ·tanθ^*)

Kii2-Kii4＝((Kiaa2-Kiaa4)·Ioα+(Kiab2-Kiab4)·Ioβ)·(Viβ+Viα·tanθ^*)-((Kiba2-Kiba4)·Ioα+(Kibb2-Kibb4)·Ioβ)·(Viα-Viβ·tanθ^*)

Kii3-Kii4＝((Kiaa3-Kiaa4)·Ioα+(Kiab3-Kiab4)·Ioβ)·(Viβ+Viα·tanθ^*)-((Kiba3-Kiba4)·Ioα+(Kibb3-Kibb4)·Ioβ)·(Viα-Viβ·tanθ^*)

                                                                .........................(17)

根据本实施例，有可能将来自实施例1的4×4逆矩阵的运算简化为3×3逆矩阵。

(实施例3)

在实施例1中，关于表格2中的四个矢量的20种选择模式，进行逆矩阵是否存在的检查。在本实施例中，关于输入·输出扇区状态和在其状态下不能够产生的模式，本实施例构造成使得不进行负荷系数矩阵的行列式的运算。借此，可减轻运算负载。

关于表格2中的20种选择模式，首先，如表格4中所示，将模式分成1～10和11～20两组。

[表格4]

这里，每组叫做扇区样式1(sm1)和扇区样式2(sm2)。尽管这两组是一对模式组，其中只有X与Y之间的关系被颠倒，但从输入和输出矢量状态，进行依据模式所属的那个组是否满足输出电压高次谐波减少的约束条件的确定。当概括它时，它成为表格5。

[表格5]

由于从输入和输出之间的扇区的关系可确定sm1和sm2，所以关于负荷运算矩阵的逆矩阵，没有规则地进行20个模式的运算的需要，它变为20个模式的一半，即10个模式。根据本实施例，逆矩阵的存在检查的运算负载被降低一半。

(实施例4)

在本实施例中，除实施例3之外，通过检查输出电压指令值的数值，执行低输出电压区域和高输出电压区域的分离。注意，表格4中的模式1、6、11及16包含零矢量Z，其它选择模式包含旋转矢量R。

在低电压区域的情况下，当选择包含零矢量的选择模式时，可减少线电压高次谐波，这在以上描述。在高电压区域的情况下，使用包含旋转矢量R的模式(不包含零矢量的选择模式)。作为其判别，检查当向线电压矢量方向观看时的电压指令值的数值，并且将最大简谐振荡矢量(X_L、Y_L、R)的线电压方向瞬时值的1/2当作为分界线。然后，在其中电压指令值的线电压方向瞬时值很大的情况下，高电压区域的选择模式优先。在其中线电压方向瞬时值为低的情况下，低电压区域的选择模式优先。使用例如X_L的数值由如下表达式(18)确定分界线。

[表达式18]

这里，φ是由X轴和电压指令值Vo^＊形成的角度。

根据本实施例，由于有可能从电压指令值的数值判别应该给予优先选择的四个矢量的选择模式，所以可减少电压高次谐波。

(实施例5)

在实施例1和2的方法中，根据输入和输出扇区状态唯一固定应用于一个扇区中的8种矢量[X_L、X_M、X_S、Y_L、Y_M、Y_S、R、Z]的27种切换模式。例如，当输入扇区是“1”并且输出扇区是“1”时，X_L＝RTT、X_M＝RSS、X_S＝STT、Y_L＝RRT、Y_M＝RRS、Y_S＝SST、R＝RST、以及Z＝SSS。

然后，从每个切换模式的系数表格选择四个矢量，并且将其代入负荷系数矩阵中。因为这个，如果四个矢量不固定，则不能进行负荷的数学运算。

因而，在本实施例中，关于表格2中的每个选择模式，预先准备运算表达式本身的表格，系数被代入到该运算表达式中。

将解释输入扇区“1”和输出扇区“1”的例子。这里，对于负荷运算，使用实施例2的样式。

表格6是在对于每个选择模式代入系数之后用于检查负荷系数矩阵的逆矩阵是否存在的表达式的表格。

[表格6]

当负荷系数矩阵是A时，如果其行列式|A|≠0，则逆矩阵存在，因而在表格中表示每个行列式。这里，由于在矩阵变换器的控制期间建立电源，所以通常，没有其中电源电压检测值Via和fVib同时为0的情况。因此，Via²+Vib²≠0，并且如表格6中的右侧所示，可简化逆矩阵的存在的判别式。同样，模式判别式本身表现为某种程度的模式。逆矩阵存在判别式的这样一种表格对于所有扇区被预先扩展，并且它按照输入和输出扇区从表格读出，然后被使用。根据本实施例，因为有可能相对简单地判别系数矩阵的逆矩阵是否存在，所以可减轻运算负载。

(实施例6)

在矩阵变换器中使用的四个矢量的选择模式可通过实施例3减少到10个模式。但是，为了进一步减轻负荷运算负载，可通过确定区域判别方法来减少选择模式出现的可能性。然而，在其中输出电压和输入电流在矩阵变换器中被同时变换成正弦波的情况下，因为它也取决于与矩阵变换器相连接的负载的状态，所以通过区域判别不容易唯一地固定四个矢量的选择模式。尽管也有可能用多个表达式代表判别式，但相反，可能增加运算负载。因而，在本实施例中，以相对简单的方式，建造将选择模式从10个模式减少到9个模式的方法。

首先，按照电源电压和输出电压指令，输入和输出的扇区判别是可能的，这在上面进行了解释。这里，将考虑在任意输出侧一个扇区中的10个模式的区域。现在，假定输出侧扇区的内部是图4的状态，当示出能够实现在表格2中定义的选择模式1～40的输出电压指令区域时，它成为图10。这里，图10A～10J与模式1～10相对应。为了选择这个选择模式，输出电压指令必须至少存在于图10A～10J中的黑色阴影区域中。

然而，这些区域是满足输出侧的条件的最少条件。因此，必须注意，即使输出电压指令存在于这个区域中，其选择模式也不一定满足输入电流侧的条件。因而，尽管在这些10个模式的区域中有彼此重叠的部分，但关于这些区域，要求选择满足输入条件的任意一个模式(在本实施例中，为了避免复杂性，省去其解释)。

当将注意力集中在图4和图10中的旋转矢量R的相位上时，如图11所示，关于滞后侧区域(2)，以这个旋转矢量相位R作为基准不选择模式7(图10G)。另一方面，关于超前侧区域(1)，不选择模式2(图10B)。由于从输入电源电压相位可检测在输出侧空间矢量的扇区中的旋转矢量相位，所以当以这个相位作为基准进行滞后或超前的判别时，有可能省去模式2或7的负荷运算过程。作为结果，可实现用于一个负荷运算的负载减少。

(实施例7)

与实施例6相同，作为用于判别区域的手段，如图12所示，本实施例新考虑在输出侧空间矢量的扇区中的简谐振荡矢量的中间电压相位X_M和Y_M之间的连接。从图10，在是这种连接的低电压侧的区域(1)的情况下，不选择模式9和10(图10I和10J)。另一方面，在是这种连接的高电压侧的区域(2)的情况下，不选择模式1和6(图10A和10F)。这里，有以这种连接作为分界线的一些判别方法。例如，如果比较X_M cos30°和输出电压指令Vo^＊的线电压方向的瞬时值Vo^＊cosγ(γ是与线电压方向的相位差)这两个数值时，其中当向线电压方向观看由输入电源电压固定的X_M瞬时值时得到X_M cos30°，并且可判别区域(1)和(2)。

如以上描述的那样，通过判别由在输出侧空间矢量的扇区中的简谐振荡矢量的中间电压相位X_M和Y_M之间的连接分离的区域，四个矢量的选择模式可从10个模式减少到8个模式。

(实施例8)

当组合以上实施例6和7时，如图13所示，四个区域的分离是可能的。选择模式按如下分离。

区域(1)：除模式7、9、10之外(1、2、3、4、5、6、8)

区域(2)：除模式2、9、10之外(1、3、4、5、6、7、8)

区域(3)：除模式1、6、7之外(2、3、4、5、8、9、10)

区域(4)：除模式1、2、6之外(3、4、5、7、8、9、10)

因而，当一次执行实施例6和7的判别过程时，四个矢量的选择模式的负荷运算过程可从10个模式减少到7个模式。

(实施例9)

当使用本发明的方法时，存在有其中依据负载条件或运算状态通过四个矢量的10种选择模式中的两个选择模式来同时满足负荷条件的情况。

这里，在其中四个负荷d1～d4满足如下条件的情况下，计算出的负荷是正确的。

d1+d2+d3+d4＝1

0≤dn≤1(n：1～4)

在其中同时满足负荷条件的两个或更多个方式存在的情况下，尽管当考虑可控制性时可使用样式中的任一个，但在本实施例中，执行如下过程：其中，优先于其它模式来选择表格2中的模式4、5、9及10。

以选择模式9作为例子将描述原因。由于选择模式9是X_L、R、Y_L、Y_M，所以使用两个简谐振荡矢量(大)X_L和Y_L、一个简谐振荡矢量(中)Y_M及一个旋转矢量R。当向输出线电压矢量方向观看这些矢量时，简谐振荡矢量(大)X_L和Y_L与旋转矢量R在数值上是相同的。因此，作为输出到线电压的脉冲的电压峰值，它限于“X_L、R、Y_L”和“Y_M”的两个电平。也关于模式4、5及10，情况同样如此。另一方面，至于其它选择模式，使用当向线电压方向观看时的三个电平的峰值。为了减少输出线电压高次谐波，期望使脉冲电压变化和脉冲频率最小化。因而，应该主动地使用模式4、5、9及10。

相应地，当模式4、5、9及10中的两-电平样式和其它模式的三-电平样式同时出现时，本实施例执行过程，使得最终反映两-电平样式的负荷运算结果。借此，输出电压高次谐波的进一步减少成为可能。

(实施例10)

本发明是使用电源电压检测值和输出电流检测值的信息通过四个矢量进行矢量调制的矢量调制系统。然而，对于输出电流检测值，在电流瞬时值原始很小的这样一种负载运行条件的情况下，或者在初始运行状态下，由于小电流检测值或多种误差等，有其中出现从选择模式中的任一个不能得到负荷运算的解的这样一种不稳定样式的情况。

因而，在本实施例中，电流控制运算(在电动机负载的矢量控制处)作为前提，并且电流指令值被用于矩阵变换器的负荷运算表达式(然而，它仅在其中反馈电流控制系统在适当稳定状态下并且实现良好跟随的情况下，才有效)。

在图14中表示其控制构造。在图14中，与在图8中的元件相同的元件由相同的附图标记表示。电流反馈控制装置20从三相两相变换装置13b接收输出电流检测值，并且也从高阶控制系统接收输出电流指令值，然后将输出电压指令输出到负荷运算装置14和选择装置15。另外，输出电压指令值被输入到负荷运算装置14。

在本实施例中，电流检测值被用于反馈电流控制系统，并且电流指令值被用于矩阵变换器的负荷运算。借此，在初始运行启动时或在电流检测误差不能被忽略的这样一种低输出电流处的运算中，有可能使运算稳定。

另外，例如，对于在运行启动时的几秒、或在输出电流是任意值或更小时，从输出电流检测值到电流指令值的变化是可能的。

(实施例11)

考虑到即使使用实施例10也不能得到合理运算结果的情况，控制被变化成按照故障自动保护甚至通过开环也能够进行运算的常规系统。例如，它们是使用非专利文献2的五个矢量的空间矢量调制系统或已经普通使用的虚拟间接型调制系统。由于这些系统不要求使用输出电流信息，所以可输出某一合理负荷。

因而，在初始运行启动时或在其中负荷运算误差易于发生的低电流时的运算中，使用开环型常规方法。在稳定操作条件下，使用本发明的四矢量系统(使用四个矢量的系统)的电流反馈空间矢量调制方法。关于变化条件，它根据电流检测值的数值通过任意电平进行判断。根据本实施例，即使当输出电流很小时，也可实现安全和稳定的运算。

Claims (11)

1.一种用于多相交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，所述多相交流-交流直接变换装置通过直接交流/交流变换系统借助于空间矢量调制而PWM-控制双向开关，用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法包括：

定义其中多相交流输出的线电压被扩展到两相静止αβ坐标系上的矢量状态；

在扇区中定义相位-滞后简谐振荡矢量轴和相位-超前简谐振荡矢量轴，在该扇区中输出电压指令值矢量Vo＊分别作为X轴和Y轴而存在；

将在每个轴中的最大电压矢量X_L、Y_L、中间矢量X_M、Y_M、和最小矢量X_S、Y_S、作为电源的中间电压相位的零矢量Z、以及作为在扇区中存在的一个旋转矢量的旋转矢量R，设置为基矢量；

确定由在八种矢量中的四个矢量的组合形成的切换选择模式，所述切换选择模式满足用于减少输入电流和/或输出电压的高次谐波的预定条件；

基于电源电压信息和输出电流信息，导出与用于这种选择模式的四个矢量的输入和输出相关联的负荷系数矩阵；

计算其逆矩阵，并且确定所述四个矢量的负荷解；以及

由所确定的负荷解同时将输入和输出波形变换成正弦波。

2.根据权利要求1所述的用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其中：

预定条件具有如下条件中的至少一个或多个条件：

输入波形和输出波形可同时变换成正弦波；

不选择这样一种矢量，当向线电压矢量方向观看时该矢量与指令值的电压差最大；

每一个相的切换过渡是可能的；

在切换过渡时不发生在电源的最大电压相位与最小电压相位之间的直接换相；

始终使用电源的中间电压相位的零矢量。

3.根据权利要求1或2所述的用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其中：

在交流-交流直接变换装置的所有空间矢量中，输出侧空间矢量以表格形式列为电源相电压检测值的三相两相变换α分量Viα和电源相电压检测值的三相两相变换β分量Viβ的系数，

输入侧空间矢量以表格形式列为输出负载电流检测值的三相两相变换α分量Ioα和输出负载电流检测值的三相两相变换β分量Ioβ的系数，以及

通过使用表格确定所述四个矢量的负荷解。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其中：

当确定负荷解时，预先进行对于四个矢量的每个选择模式是否存在逆矩阵的检查，以及

将可得到其负荷解的选择模式用作最终负荷。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其中：

当确定负荷解时，针对其负荷相加值成为在负荷系数矩阵中消除的1的行进行运算。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其中：

作为选择模式，基于输出电压指令值的数值，

在低输出电压区域的情况下，使用包含零矢量的选择模式，以及

在高输出电压区域的情况下，使用不包含零矢量的选择模式。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其中：

对于选择模式以表格形式预先列出其逆矩阵存在的负荷系数矩阵的行列式，并且

通过使用表格确定所述四个矢量的负荷解。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其中：

根据在输出侧空间矢量的扇区中的旋转矢量相位的滞后或超前，固定选择模式。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其中：

根据在简谐振荡矢量的中间电压矢量X_M和Y_M与输出电压指令值之间的连接的数值的比较，固定选择模式。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其中

作为选择模式，具有两个电平的选择模式优先于其它选择模式被使用。

11.根据权利要求1至10中任一项所述的用于交流-交流直接变换装置的空间矢量调制方法，其中：

在电流检测值很小时的时间处或在初始运行启动时，基于电源电压信息和输出电流指令值，进行用于确定所述四个矢量的负荷解的运算。

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