CN101647185B - 电源供给电路及其脉冲振幅调制控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电源供给电路，使用开关元件进行脉冲振幅调制控制(PAM控制)，防止了平滑电路内的电容的脉动电压的增大，获得电容的小型化及降低成本。该电源供给电路包括用于整流交流电力的二极管(D1～D4)的桥式电路(12)、具有相互串联的两个电容(C1、C2)且连接于桥式电路(12)输出侧的平滑电路(13)、以及在所规定的时刻开关开关元件(S)的脉冲振幅调制控制部(15)。脉冲振幅调制控制部(15)包括基于所述两个电容(C1、C2)的电压差的变化检测脉冲振幅调制波形的相位偏差的相位差检测部(15d)和补正脉冲振幅调制波形的相位使得输入电流接近正弦波的相位补正部(15e)。

Description

电源供给电路及其脉冲振幅调制控制方法

技术领域

本发明涉及一种将交流电力转变为直流电力的电源供给电路，特别是涉及防止电容器的脉动电压增大的。 

背景技术

迄今为止，交流电力由整流电路转变为直流电力的电源装置(电源供给电路)已为所知。这种电源装置中，因为电路内部具有多个电容或电抗线圈，所以就容易发生高次谐波，由此就产生了导致电源效率降低的问题。为此，如专利文献1所揭示的，那样，由所谓的脉冲振幅调制(PAM＝Pulse Amplitude Modulation)控制进行高次谐波抑制的电源装置已为所知。 

具体地讲，所述专利文献1所揭示的电源装置包括：将二极管连接成桥式的整流电路和具有多个电容的平滑电路。更详细地说，这个平滑电路是由串联的两个电容和与该两个电容并联的一个平滑电容构成，与整流电路之间进行倍压整流。还有，这个电源装置，设置在桥式整流电路的输出端子和电源之间，包括在通状态的情况下短接整流电路的输出电力的开关元件。 

还有，所述电源装置，在整流电路中，为使输入电流的波形接近输入电压的波形(正弦波)，基于输入电压的零交叉点由所规定的时刻开关所述开关元件。具体地讲，所述电源装置，构成为由这个开关动作控制脉冲振幅调制控制的输出波形的接通循环(On Duty)，由此，输入电流的波形接近正弦波。通过这样的脉冲振幅调制控制，抑制了在电源装置产生的高次谐波电流。专利文献1：日本公开专利公报特开2001-145358号公报-发明所要解决的技术问题- 

然而，以上所述的专利文献1中，脉冲振幅调制控制的输出波形中控制了接通循环，但是还可以考虑通过使脉冲振幅调制控制的 输出波形的通-断(ON-OFF)幅度一定控制其相位，使输入电流的波形接近正弦波。这种情况下，用于所述脉冲振幅调制控制的脉冲信号，基于输入电压的零交叉点决定输出时刻使得输入电流的波形接近正弦波。 

然而，例如若输入电压的波形由于干扰变形，则输出用于脉冲振幅调制控制的脉冲信号的时刻，就会出现偏移以上所述的能够使输入电流的波形接近正弦波的所希望的时刻的情况。 

这样的话，所述开关元件的开关时刻，就会偏移预定的输入电压的时刻，所以所述平滑电路中串联的电容的充电量偏向一侧，该电容内的脉动电压就有可能增大。这样，若电容内的脉动电压增大，为了使该脉动电压不超过电容的电涌(surge)耐压，则有必要增大该电容的容量或提高耐压性。 

发明内容

本发明，是鉴于以上各点而发明的，其目的在于：在进行使用短接整流电路的输出电力的开关元件的脉冲振幅调制控制(PAM控制)的电源供给电路中，防止平滑电路内的电容的脉动电压的增大以获得电容的小型化及降低成本。-为解决现有问题的技术方案- 

为了达到所述目的，本发明所涉及的电源供给电路10中，基于连接在整流电路12输出侧的平滑电路13内的相互串联的两个电容C1、C2的充电量，改变向短接该整流电路12的输出电力的开关元件S输出脉冲信号的时刻。 

具体地讲，第一方面的发明，是以包括：连接于交流电源20整流交流电力的整流电路12，具有相互串联的两个电容C1、C2且连接于所述整流电路12的输出侧的平滑电路13，在通状态下连接所述两个电容C1、C2的中点与所述交流电源20短接所述整流电路12的输出电力的开关元件S，以所述整流电路12的输入电压的零交叉点为基准在所规定时刻输出用以开关所述开关元件S的脉冲信号的脉冲振幅调制控制部15的电源供给电路为对象的。 

并且，所述脉冲振幅调制控制部15包括相位差检测部15d和 相位补正部15e，该相位差检测部15d基于所述两个电容C1、C2的充电量检测所述脉冲信号的输出相位与使所述整流电路12的输入电流的波形成为正弦波的脉冲信号的相位的偏差，该相位补正部15e补正所述脉冲信号的输出相位以消除由所述相位差检测部15d检测到的相位偏差。 

根据这个构成，由脉冲振幅调制控制部15，基于位于整流电路12输出侧的平滑电路13内串联的两个电容C1、C2的充电量能够改变开关元件S的开关时刻。在此，向所述两个电容C1、C2的充电量，随所述开关元件S的开关时刻而改变。为此，如所述的构成，通过基于这些电容C1、C2的充电量控制开关元件S的开关时刻，就可以防止电容C1、C2的充电量偏向一侧。 

即，用以开关所述开关元件S的脉冲信号的输出时刻，即便是从以输入电压的零交叉点为基准并使输入电流的波形成为正弦波的所希望的时刻偏移的情况，因为由所述构成能够改变时刻使得在所述所希望的时刻从输入电压的零交叉点输出脉冲信号，所以就可以抑制所述电容C1、C2的充电量偏向一侧。 

因此，可以由如上所述的脉冲信号的输出时刻的偏移防止所述电容的脉动电压增大，也就不需要增大该电容的容量或提高耐压性，所以能够获得该电容的小型化及降低成本。 

在所述构成中，所述相位差检测部15d构成为：基于所述两个电容C1、C2的电压差，检测所述脉冲信号的输出相位与使所述整流电路12的输入电流的波形成为正弦波的脉冲信号的相位的偏差(第二方面的发明)。 

由此，只要求出平滑电路13内的两个电容C1、C2的电压差，就可以由这个电压差改变向开关元件S的脉冲信号的输出时刻，所以可以由简单的构成及计算就可以防止电容C1、C2充电量偏向一侧。 

还有，所述相位差检测部15d构成为：比较所述输入电压一周期内所述开关元件S在一定期间以上处于断状态(OFF状态)时的所述两个电容C1、C2的电压差，基于该电压差的变化，检测所述脉 冲信号的输出相位与使所述整流电路12的输入电流的波形成为正弦波的脉冲信号的相位的偏差(第三方面的发明)。 

在此，所述一定期间，是对输入电压的波形不进行脉冲振幅调制控制(PAM控制)的期间，意味着向电容C1、C2充电的期间。 

由此，可以由所述开关元件S在一定期间以上的为断状态时的两个电容C1、C2的电压差，即该两个电容C1、C2的电压差的变化基本没有的水平部分求得该电压差的变化，所以能够由更简单的构成及计算检测脉冲信号的输出相位偏向一侧。 

还有，所述相位差检测部15d构成为基于所述两个电容C1、C2中的一个电容的电压变化，检测所述脉冲信号的输出相位与使所述整流电路12的输入电流的波形成为正弦波的脉冲信号的相位的偏差(第四方面的发明)。 

这样，因为只要检测一个电容的电压变化，就能在适当的时刻检测平滑电路13内的电容C1、C2的充电量的偏差并修正所述脉冲信号的输出相位，所以能够简化检测相位偏移的构成。 

还有，所述相位补正部15e构成为对应于所述两个电容C1、C2的充电量分阶段补正所述脉冲信号的输出相位(第五方面的发明)。 

通过这样做，对应于电容C1、C2的充电量能够将脉冲信号的输出时刻修正为更精确且适当的时刻。因此，就可以更确实地防止电容C1、C2的充电量偏向一侧。 

还有，所述脉冲振幅调制控制部15还包括：检测所述整流电路12的输入电压向着所述零交叉点上升了所规定值以上的零交叉检测部15a、以及在由所述零交叉检测部15a进行所述检测时对所述开关元件S输出通脉冲的脉冲振幅调制波形输出部15b(PAM波形输出部15b)(第六方面的发明)。 

这样，在通过由零交叉检测部15a检测输入电压上升到所规定值以上从而检测零交叉点信号的下降，当检测到该零交叉点信号的下降时就维持此时的开关状态的构成中，由脉冲振幅调制波形输出部15b能够在所述零交叉点信号下降时使得开关元件S必定成为通 状态(ON状态)，从而到输出下一个断脉冲为止能够向电容C1、C2充电。即所述构成，在检测到所述零交叉点信号的下降时若开关元件S为断状态，则到输出下一个通脉冲为止得较长的时间内成为不向电容C1、C2充电的状态，但是如上所述，由于在检测到零交叉点信号下降的时刻输出通脉冲，因而在这个检测后到最初的断脉冲被输出为止，确实能够向电容C1、C2进行充电。 

特别是，在使用所述那样的开关元件S的倍压整流电路中，若因为所述那样开关元件S成为断状态而出现电容C1、C2没被充电的期间，串联的两个电容C1、C2中的一个电容C2的电压降低，该电容C2就会被过剩地充电，但是通过在如上所述的检测到零交叉点信号下降的时刻强制使开关元件S成为通状态以确保向电容C1、C2的充电期间，就可以防止由于向所述一个电容C2的过剩充电而引起的在该电容C2上产生过电压。 

第七方面的发明，是在具有所述那样的构成的电源供给电路中进行脉冲振幅调制控制方法(PAM控制方法)。具体地讲，是以包括：连接于交流电源20整流交流电力的整流电路12、连接于所述整流电路12输出侧且具有相互串联的两个电容C1、C2的平滑电路13、在通状态下连接所述两个电容C1、C2的中点与所述交流电源20短接所述整流电路12的输出电力的开关元件S、以及以所述整流电路12的输入电压的零交叉点为基准在所规定时刻输出用以开关所述开关元件S的脉冲信号的脉冲振幅调制控制部15的电源供给电路的脉冲振幅调制控制方法为对象的。 

并且，所述脉冲振幅调制控制部15，检测所述两个电容C1、C2的电压差，对应于所述两个电容C1、C2的电压差分阶段补正所述脉冲信号的输出相位，使得所述脉冲信号的输出相位成为使所述整流电路12的输入电流的波形成为正弦波的所规定相位。 

由于以上的方法，从构成平滑电路13的两个电容C1、C2的电压差，即该电容C1、C2的充电量的差，能够把握向开关元件S的脉冲信号的输出时刻的偏移，还能够对应于这个偏移改变该脉冲信号的输出时刻。因此，就可以抑制所述电容C1、C2的充电量偏 向一侧，也就可以防止脉动电压的增大。 

而且，如上所述，通过使用所述两个电容C1、C2的电压差，用简单的构成及计算就能够把握电容的充电量的差。-发明的效果- 

根据所述第一方面的发明所涉及的电源供给电路10，因为在所规定时刻向开关元件S输出脉冲信号的脉冲振幅调制控制部15包括基于平滑电路13的两个电容C1、C2的充电量检测所述脉冲信号的输出相位的偏向一侧的相位差检测部15d和补正所述脉冲信号的输出相位以消除所述相位偏向一侧的相位补正部15e，所以即便是输入电压的波形变形的情况下，也能够对应它改变开关元件S的脉冲信号的输出时刻，所以就可以防止在所述两个电容C1、C2上产生充电量偏向一侧。由此，也就可以防止电容C1、C2的脉动电压的增大，不再需要增大该电容C1、C2的容量或提高其耐压性等的对策，能够获得该电容C1、C2的小型化及降低成本。 

还有，根据第二方面的发明，因为所述相位差检测部15d构成为基于所述两个电容C1、C2的电压差检测所述脉冲信号的输出相位的偏移，所以用求两个电容C1、C2的电压差的简单构成及计算，就能够检测该脉冲信号的输出相位。 

还有，根据第三方面的发明，因为所述相位差检测部15d构成为基于所述开关元件S在一定期间以上处于断状态时的所述两个电容C1、C2的电压差的变化，检测所述脉冲信号的输出相位的偏差，所以就能够通过所述电压差的水平部分(基本不随时间变化的部分)之间的简单计算高精度地检测该脉冲信号的输出相位的偏向一侧。 

还有，根据第四方面的发明，因为所述相位差检测部15d构成为基于所述两个电容C1、C2中的一个电容的电压变化检测所述脉冲信号的输出相位的偏差，所以不再需要检测双方电容C1、C2的电压，从而能够简化用以检测该脉冲信号的输出相位的偏向一侧。 

还有，根据第五方面的发明，因为所述相位补正部15e构成为对应于所述两个电容C1、C2的充电量分阶段补正所述脉冲信号的 输出相位，所以能够对应于该电容C1、C2的充电量高精度地补正脉冲信号的输出相位，也就进一步确实地可以防止该电容C1、C2的脉动电压的增大。 

还有，根据第六方面的发明，因为所述脉冲振幅调制控制部15包括检测输入电压上升了所规定值以上的零交叉检测部15a、以及在所述检测时对所述开关元件S输出通脉冲的脉冲振幅调制波形输出部15b，所以就可以确保零交叉点信号下降时以后向电容C1、C2的充电期间，就可以防止在串联的两个电容C1、C2中的一个电容C2上过剩地充电以致在该电容C2上产生过电压。因此，不再需要考虑过电压而选用浪涌耐压大的电容C1、C2，获得了电容C1、C2的小型化及降低成本。 

根据所述第七方面的发明所涉及的电源供给电路的脉冲振幅调制控制方法，因为是检测平滑电路13的两个电容C1、C2的电压差，对应于所述电压差阶段性地补正该脉冲信号的输出相位，使得向开关元件S的脉冲信号的输出时刻成为使输入电流成为正弦波那样的所规定的时刻，所以就可以对应于电容C1、C2的充电量高精度地补正所述脉冲信号的输出时刻。由此，就可以防止所述电容C1、C2的充电量偏向一侧，也就可以防止该电容C1、C2的脉动电压的增大。因此，不再需要增大该电容C1、C2的容量或提高其耐压性等的对策，能够获得该电容C1、C2的小型化及降低成本。而且，如上所述，通过由电容C1、C2的电压差判别电容C1、C2的充电量偏向一侧，从而能够用简单的构成及计算判别所述脉冲信号的输出相位的偏移。 

附图说明

图1，是表示实施方式所涉及的电源供给电路整体构成的线路系统图。图2，是表示输入电压和零交叉信号的关系的波形图。图3，是表示脉冲振幅调制波形的输出状态的波形图。图4，是为说明脉冲振幅调制波形的输出时刻的波形图。图5，是表示相位偏差情况下的脉冲振幅调制波形的输出状态 的波形图。图6，是为说明相位偏差情况下的脉冲振幅调制波形的输出时刻的波形图。图7，是表示相位偏差情况下脉冲振幅调制波形与输入电压的关系的波形图。图8，是表示相位偏差情况下脉冲振幅调制电流与上下电容电压的关系的波形图。图9，是表示进行了相位控制的情况下脉冲振幅调制电流与上下电容电压的关系的波形图。图10，是表示对上下电容的电压差的变化量的相位补正量的图。图11，是表示对应上下电容的电压差的变化量进行的相位补正控制的流程图。图12，是表示输入电压的波形变形情况下脉冲振幅调制波形的输出状态与脉冲振幅调制电流的关系的波形图。图13，是表示零交叉点输出通脉冲的情况下的脉冲振幅调制波形的输出状态和脉冲振幅调制电流的关系的波形图。-符号说明- 

10电源供给电路12      桥式电路(整流电路)13      平滑电路15      微控制器(脉冲振幅调制控制部)15a     零交叉检测部15b     脉冲振幅调制波形输出部15c     计时部15d     相位差检测部15e     相位补正部20      交流电源S       开关元件D1～D4  二极管 C1、C2    电容 

具体实施方式

以下，基于附图详细说明本发明的实施方式。另外，以下优选的实施方式的说明，本质上不过是示例，无意于限制本发明的适用物或用途。 

(整体构成)如图1所示，本实施方式所涉及的电源供给电路10包括：交直流转换电路11、直交流转换电路14和微控制器15。即，所述电源供给电路10，由交直流转换电路11整流交流电力，再由直交流转换电路14将其直流部分转换成三相交流供给电动机30。 

所述电动机30是用于驱动设置在例如空调机的制冷剂回路中的压缩机的。在此，尽管没有图示，空调机的制冷剂回路是由压缩机、冷凝器、膨胀机构和蒸发器连接而构成的封闭回路，循环制冷剂进行蒸气压缩式制冷循环。由这个制冷剂回路进行的制冷运转中，在蒸发器中冷却了的空气供给室内，而由这个制冷剂回路进行的制热运转中，在冷凝器中加热了的空气供给室内。 

所述交直流转换电路11连接于交流电源20，构成为整流交流电力。这个交直流转换电路11包括：通过电抗线圈L连接于所述交流电源20的桥式电路12、以及连接于该桥式电路12的输出侧的平滑电路13。 

所述桥式电路12连接于交流电源20，是四个二极管D1～D4桥式连接的二极管桥式电路。也就是说，这个桥式电路12构成本发明所涉及的整流电路。 

所述平滑电路13，设置在所述桥式电路12的输出侧。这个平滑电路13是由两个相互串联的电容C1、C2和与这两个电容C1、C2并联连接的一个电容C3构成。串联的两个电容C1、C2充放电所述桥式电路12的输出电压。这两个电容C1、C2从所述桥式电路12的输出端子侧(图中的上侧)按顺序称为上电容C1和下电容C2，由这两个电容分压V0电压，即便是Vi电压低也能够流动IL电流。并联于该两个电容C1、C2的电容C3，平滑该两个电容C1、 C2的输出电压V0。并且，所述平滑电路13，构成为如图所示所述两个电容C1、C2的中点与所述交流电源20连接，由此进行与所述桥式电路12之间的倍压整流。 

还有，所述交直流转换电路11上设置了能够双向导通的通(ON)-断(OFF)开关元件S。这个开关元件S设置在桥式电路12的输入端与相互串联的两个电容C3的中点之间。也就是说，本实施方式的交直流转换电路11，构成为若开关元件S通，则切换成倍压整流电路，而若开关元件S断，则切换成全波整流电路。 

所述直交流转换电路14构成为将电容C1、C2的直流电转换成三相交流电后供给电动机30。另外，尽管未图示，该直交流转换电路14为例如由六个开关元件连接成的三相桥式状的一般构成。 

所述微控制器15除了进行直交流转换电路14的开关控制外，还进行交直流转换电路11的脉冲振幅调制(PAM＝Pulse AmplatudeModulation)控制，构成本发明所涉及的脉冲振幅调制控制部。还有，所述微控制器15包括零交叉检测部15a、脉冲振幅调制波形输出部15b和计时部15c。 

还有，所述电源供给电路10上设置有检测桥式电路12的输入电压Vi的输入电压检测电路16和检测输入电流IL的输入电流检测电路17。 

如图2所示，所述零交叉检测部15a构成为对应于由所述输入电压检测电路16检测到的输入电压Vi输出零交叉点信号。具体地讲，所述零交叉检测部15a，当输入电压Vi低于所规定值时输出通信号，而当输入电压Vi变到所规定值以上时成为断。也就是说，在通信号下降的位置(以下称为下降位置)，检测到输入电压Vi向着实际的零交叉点P变到所规定值以上(参照图2及图3)。在此，该下降位置和基于所述零交叉检测部15a的检测结果由微控制器15认识的零交叉点P’(图2及图3的例中与实际零交叉点P相同)的位置之间，存在着一定的时间差tzwav。 

如图3所示，当所述零交叉检测部15a检测到下降位置时，所述计时部15c开始计时。并且，当由所述零交叉检测部15a检测到 下一个下降位置，所述计时部15c复位再一次开始计时。这样，每当零交叉检测部15a检测到下降位置时，所述计时部15c就复位后再一次开始计时。 

如图3所示，所述脉冲振幅调制波形输出部15b输出用以开关开关元件S的脉冲信号(通-断脉冲)。并且，所述脉冲振幅调制波形输出部15b输出脉冲信号使得输入电流IL的波形成为与输入电压Vi相同的正弦波形(或者是接近)。具体地讲，每当所述零交叉检测部15a检测到下降位置时，所述脉冲振幅调制波形输出部15b使用计时部15c的计时在所规定时刻(输出时刻)输出脉冲信号。也就是说，以基于所述零交叉检测部15a的检测结果由微控制器15认识到的零交叉点P’(即从零交叉检测部15a的下降位置起最初的零交叉点)为基准在所规定时刻输出脉冲信号。 

如图3所示，在每个零交叉点，所述脉冲振幅调制波形输出部15b输出脉冲信号使得生成由五个脉冲形成的脉冲群。这个脉冲群，形成为中央的脉冲1(通脉冲)比其他四个脉冲2～5幅度宽，成为以该脉冲1为基准的对称形。并且，这个脉冲群固定为图3所示的尺寸tw1～tw5。也就是说，本实施方式中脉冲宽度是固定的。 

还有，所述脉冲振幅调制波形输出部15b输出脉冲信号使得中央的脉冲1总是跨越零交叉点生成。并且，在脉冲振幅调制波形输出部15b中，输出时刻设定为若检测到下降位置，则在所规定时刻输出断脉冲，其后交替输出通脉冲及断脉冲。这样，本实施方式中，在输入电压Vi的半周期内生成了多个脉冲(通脉冲)，也就是进行所谓的多重脉冲控制。 

再有，所述脉冲振幅调制波形输出部15b构成为当所述零交叉检测部15a检测到零交叉点信号的下降时输出通脉冲。由此，详细的如下文所述，即便是输入电压的波形变形而使得零交叉点信号偏差大的情况下，也可以在零交叉点信号的下降时一定使所述开关元件S成为通状态，并且，如上所述的到最初的断脉冲从所述脉冲振幅调制波形输出部15b输出为止的期间都保持通状态，所以在这个期间也断断续续向电容C1、C2充电。 

再有，所述脉冲振幅调制波形输出部15b，构成为以输入电压Vi的零交叉点P为基准，在输入电流IL偏移成为正弦波的脉冲振幅调制波形的情况下，补正脉冲振幅调制波形的相位所设定的所述时刻那一部分。也就是说，在图3中，要将脉冲振幅调制波形的相位向右侧偏移的情况下，以延迟那部分输出时刻的方式补正，相反，要将脉冲振幅调制波形的相位向左侧偏移的情况下，以提前那部分输出时刻的方式补正。 

接下来，基于图3至图6详细说明脉冲振幅调制波形的基本输出动作。 

如图3所示，若由零交叉检测部15a检测到零交叉点信号的下降位置，则计时部15c的计时开始。这样，由脉冲振幅调制波形输出部15b在所规定时刻输出脉冲信号。具体地讲，如图4所示，首先，若计时部15c的计时为“t1”，则输出断脉冲。接下来，每当计时部15c的计时为“t2”、“t3”、…“t18”、“t19”，则交替输出脉冲信号的通-断。由此，就输出了输入电压一个周期的脉冲振幅调制波形。所述的计时值t1、t2、…t18、t19，考虑了从下降位置到零交叉点P为止的时间(推定时间)，使得从零交叉点P在所规定时刻输出脉冲振幅调制波形。 

并且，若检测到下一个零交叉点信号的下降位置，则计时部15c的计时复位后再一次开始计时。这样，在与所述时刻相同的时刻交替输出脉冲信号。在此，因为通脉冲跨越零交叉点P生成，所以可以按照设定从断脉冲开始输出。因此，就可以确实生成作为目标的脉冲振幅调制波形。 

还有，如下文所述，即便是由于输入电压波形的变形使得零交叉点信号产生大偏差的情况，在由零交叉检测部15a检测到零交叉点信号的下降时，也由所述脉冲振幅调制波形输出部15b强制输出通脉冲。由此，开关元件S在零交叉点信号下降时必定成为通状态，这种状态维持到第一个断脉冲被输出为止，因而，与如上所述的通脉冲跨越零交叉点生成的情况一样，可以由计时部15c的计时决定通-断脉冲的输出时刻，从而能够确实得到脉冲振幅调制波形。 

还有，这个实施方式中，由于输入电压变形等而扰乱了输入电流波形的情况下，进行偏移脉冲振幅调制波形的相位以使得输入电流的波形接近正弦波的控制。在此，说明图3中向右偏移脉冲振幅调制波形的相位的情况。 

如图5所示，为了从图3的状态使脉冲振幅调制波形的相位向右偏移Δt(延迟Δt)，补正脉冲振幅调制波形输出部15b中设定了的输出时刻。也就是说，补正为在最初设定了的输出时刻的基础上延迟Δt。为此，若检测到零交叉点信号的下降位置而开始计时部15c的计时，则脉冲振幅调制波形输出部15b在所补正了的时刻输出脉冲信号。 

具体地讲，如图6所示，首先，若计时部15c的计时成为“t1+Δt”，则输出断脉冲。接下来，每当计时部15c的计时为“t2+Δt”、“t3+Δt”、…“t18+Δt”、“t19+Δt”，则交替输出脉冲信号。由此，不会改变脉冲群的脉冲宽度及所规定的尺寸tw1至tw5就能够生成脉冲振幅调制波形。 

还有，即便是在这样的脉冲振幅调制波形的相位偏移了的情况下，脉冲1(通脉冲)依然能够维持跨越零交叉点P的状态。因此，每当检测到下降位置，确实可以从断脉冲开始输出。由此，就能够确实生成作为目标的脉冲振幅调制波形。 

另外，与以上所述相反，在图3中使脉冲振幅调制波形的相位向左侧偏移Δt的情况下，若计时部15c的计时成为“t1-Δt”，就输出断脉冲，接下来每当计时部15c的计时为“t2-Δt”、“t3-Δt”、…“t18-Δt”、“t19-Δt”，则交替输出脉冲信号。这种情况也是不改变脉冲群的脉冲宽度及所规定的尺寸tw1至tw5就能够生成脉冲振幅调制波形。 

(检测脉冲信号的输出相位的偏移)接下来，说明对于以输入电压Vi的实际零交叉点P为基准的目标的脉冲振幅调制波形(使输入电流为正弦波的脉冲振幅调制波形)，检测实际脉冲振幅调制波形的输出相位偏差情况下的偏移量。 

如图7所示，本实施方式所涉及的电源供给电路10中，当所 述脉冲振幅调制波形的相位(下侧)偏移了目标相位(上侧)的情况下，对开关元件S的脉冲信号的输出时刻就产生偏移，从而向所述平滑电路13的两个电容C1、C2的充电量产生偏差。即，如所述图7所示，例如，若所述脉冲振幅调制波形的相位延迟Δt，则上电容C1及下电容C2的脉动电压都会增大(参照图8)。还有，若如所述图7所示的所述脉冲振幅调制波形的相位偏移，则在脉冲振幅调制控制之际流过开关元件S的电流(脉冲振幅调制电流)在输入电压的半周期内发生偏移，与脉冲振幅调制电流中没有偏移的情况(图9)相比，该开关元件S中就会流过大电流(参照图8)。 

如所述图7所示，当脉冲振幅调制波形的相位从目标的脉冲振幅调制波形的相位延迟Δt的情况的脉冲振幅调制电流波形、上下电容C1、C2的电压、以及该上下电容C1、C2的电压差表示在图8中。正如从该图8所能知道的，若所述脉冲振幅调制波形的相位从目标相位延迟，则在输入电压的半周期内脉冲振幅调制电流偏移，并且上下电容C1、C2的脉动电压增大。这样，为了能够对应增大了的脉动电压，就有必要增大电容C1、C2的容量或提高耐压性。另外，所述图8中，表示的是相对于输入电压Vi的实际零交叉点P，微控制器15认识的零交叉点P’向延迟侧偏移的情况。 

对此，本发明中，基于所述平滑电路13的上下电容C1、C2的充电量，检测所述脉冲振幅调制波形的相位的偏移，进行消除这个偏移的相位补正。 

即，本实施方式中，基于所述上下电容C1、C2的电压差判断所述脉冲振幅调制波形的相位相对于作为以实际的零交叉点P为基准的目标脉冲振幅调制波形(使输入电流成为正弦波的所规定相位的脉冲振幅调制波形)，偏移多少程度，朝着哪边(超前还是延迟)偏移，对应于该判断结果补正所述脉冲振幅调制波形的相位。 

具体地讲，所述电源供给电路10还包括：检测所述平滑电路13的上下电容C1、C2的电压的上下电容电压检测电路18和检测下电容C2的电压的下电容电压检测电路19(参照图1)。 

并且，所述电源供给电路10的微控制器15还包括：基于上下 电容C1、C2的电压差检测所述脉冲振幅调制波形的相位偏移的相位差检测部15d、以及为消除该相位差检测部15d检测到的相位偏差而补正所述脉冲振幅调制波形的相位的相位补正部15e(参照图1)。 

所述相位差检测部15d构成为算出上下电容C1、C2的电压差。即，从所述上下电容电压检测电路18检测到的上下电容C1、C2串联状态下的电压V0减去由所述下电容电压检测电路19检测到的下电容C2的电压V2，求得所述上电容C1的电压V1。并且，从所述下电容C2的电压V2减去所述上电容C1的电压V1，求得两电容C1、C2之间的电压差ΔV。 

还有，所述相位差检测部15d构成为基于所述上下电容C1、C2的电压差ΔV判别所述脉冲振幅调制波形的相位偏移。即，所述相位差检测部15d中，在输入电压的一周期内，基于没有输出脉冲振幅调制波形且电容电压变化少的部分的所述ΔV的变化，判别该脉冲振幅调制波形的相位偏移。 

具体地讲，如图8所示，在所述相位差检测部15d中，在输入电压的一周期内，所述脉冲振幅调制波形未被输出，在ΔV基本成为水平的部分I、II，观察该ΔV如何变化。这个ΔV，当脉冲振幅调制波形的相位偏移基本没有，且输入电压的半周期内输出脉冲振幅调制波形时脉冲振幅调制电流能够平衡的情况下，基本不变；另一方面，当脉冲振幅调制波形的相位偏移大，且输入电压的半周期内输出脉冲振幅调制波形时脉冲振幅调制电流偏向一侧的情况下，发生大的变化。若用图8更详细地说明，则是所述ΔV的变化量为正的情况(ΔV增加的情况)下，因为紧接着零交叉点P的脉冲振幅调制波形的脉冲振幅调制电流比其后的脉冲振幅调制波形的脉冲振幅调制电流大，所以那时的脉冲振幅调制波形的相位相对于成为目标的脉冲振幅调制波形延迟。相反，所述ΔV的变化量为负的情况(ΔV减少的情况)下，因为紧接着零交叉点P的脉冲振幅调制波形的脉冲振幅调制电流比其后的脉冲振幅调制波形的脉冲振幅调制电流小，那时的脉冲振幅调制波形的相位相对于成为目标的 脉冲振幅调制波形超前。另外，所述图8的I、II部分，分别是上下电容C1、C2的充电期间，相当于本发明的开关元件S为断状态(OFF状态)的一定期间。 

为此，由所述ΔV的增减，还有由ΔV的增减量就能够判别所述脉冲振幅调制波形比成为目标的脉冲振幅调制波形超前多少或延迟多少。 

所述相位补正部15e构成为：基于所述相位差检测部15d检测到的脉冲振幅调制波形的相位偏移，补正从如上所述那样对所述零交叉点P’到输出脉冲振幅调制波形为止的时间进行补正。具体地讲，如图10所示，使用对应于所述ΔV的变换量ΔV’决定的所述脉冲振幅调制波形的相位补正量，补正从零交叉点信号的下降位置起的时间。另外，所述图10中，比不进行相位补正的无信号带靠上一侧的值是延迟相位侧的补正值，比该无信号带靠下一侧的值是超前侧补正值。 

以下，用图11所示的流程图说明脉冲振幅调制波形的相位偏移情况的动作的具体例。 

开始所述图11的流程，首先由步骤S1检测所述上下电容C1、C2的电压V0和下电容C2的电压V2。并且，从这个V0、V2求得上电容C1的电压V1(步骤S2)，再从V1及V2算出上下电容C1、C2的电压差ΔV(＝V2-V1)(步骤S3)。 

接下来的步骤S4中求得所述ΔV的变化量ΔV’。具体地讲，在输入电压的一周期内，作为ΔV’求得未输出脉冲振幅调制波形部分的所述ΔV的变化。并且，由接下来的步骤S5至步骤S10判定求得的ΔV’进入所述图10中的什么区域。在此，所述ΔV’，在ΔV增加时为正值，在ΔV减少的情况下为负值。 

步骤S5中，首先，判定所述ΔV’是否比ΔV3’大，若判断为大的情况(YES的情况)下，因为有必要延迟脉冲振幅调制波形的相位，所以在接下来的步骤S11延迟现在脉冲振幅调制波形相对于t3那部分的相位。另一方面，若判断为小的情况(NO的情况)下，进入步骤S6判定所述ΔV’是否比ΔV2’大。若判断ΔV’比Δ V2’大的情况(YES的情况)下，在步骤S12延迟现在脉冲振幅调制波形相对于t2那部分的相位。另一方面，若判断ΔV’在ΔV2’以下的情况(NO的情况)下，进入步骤S7判定所述ΔV’是否比ΔV1’大。 

步骤S7中，若判定所述ΔV’比ΔV1’大的情况(YES的情况)下，在步骤S13中延迟现在脉冲振幅调制波形相对于t1那部分的相位，另一方面，若判断所述ΔV’在ΔV1’以下的情况(NO的情况)下，进入步骤S8，进行所述ΔV’是否比-ΔV6’小的判断。若判断ΔV’比-ΔV6’小的情况(YES的情况)下，进入步骤S14，超前现在脉冲振幅调制波形相对于t6那部分的相位，另一方面，若判断ΔV’在-ΔV6’以上的情况(NO的情况)下，进入步骤S9。 

所述步骤S9中，进行所述ΔV’是否比-ΔV5’小的判断。由该步骤S9，判定所述ΔV’比-ΔV5’小的情况(YES的情况)下，进入步骤S15超前现在脉冲振幅调制波形相对于t5那部分的相位，另一方面，若判断所述ΔV’在-ΔV5’以上的情况(NO的情况)下，进入步骤S10进行所述ΔV’是否比-ΔV4’小的判断。判断ΔV’比-ΔV4’小的情况(YES的情况)下，进入步骤S16超前现在脉冲振幅调制波形相对于t4那部分的相位，另一方面，若判断ΔV’在-ΔV4’以上的情况(NO的情况)下，该ΔV’在-ΔV4’以上且在ΔV1’以下，因为相当于所述图10中的无信号带的区域，所以就这样结束该过程返回开始，然后再一次开始该流程。另外，在所述步骤S11至S16补正脉冲振幅调制波形的相位后也结束该流程返回开始，再一次开始该流程。 

 (在零交叉点信号下降的通控制)然而，在电源供给电路10中，在如上所述的即便是检测到脉冲振幅调制波形的相位偏移，并基于该检测结果进行相位补正，却例如图12所示的那样，电源20的输入电压的波形变形(实线)使得零交叉点信号偏移的情况下，如果该零交叉点信号的下降检测时开关元件S处于断状态，则到从脉冲振幅调制波形输出部15b输出下一个通脉冲为止，该开关元件S不会成为通状态，也就不会向电容 C1、C2充电。即如图12虚线所示，在检测到零交叉点信号的下降开关元件S为通状态，若这种状态被持续的情况(虚线)下，上电容C1及下电容C2上流过虚线那样的脉冲振幅调制电流，能够被充电，但是若如实线那样的输入电压的波形变形在零交叉点信号下降时开关元件S为断状态，则维持这种状态，所述电容C1、C2就不被充电。 

若是这样，最初的通脉冲被输出所述开关元件S成为通状态时被充电的电容(图12的例中是下电容C2)的电压下降，该开关元件S成为通状态，则向该电容C2急速且过剩地充电。为此，所述电容C2一时电压急速上升成为过电压状态，由所述微控制器15内的保护控制下停止装置。 

为了不使这样的问题发生，如图13所示，本发明中，由所述零交叉检测部15a检测到零交叉点信号的下降位置时，脉冲振幅调制波形输出部15b对开关元件S输出通脉冲。由此，如实线所示，到从所述脉冲振幅调制波形输出部15b输出最初的断脉冲为止所述开关元件S成为通状态，检测到零交叉点信号的下降位置后，即便是刚输出该断脉冲所述电容C1、C2也还是被充着电。另外，这样，通过检测到零交叉点信号的下降时刻强制性输出通脉冲使得开关元件S进入通状态，如图13所示那样，从而尽管会从理想的脉冲振幅调制波形(虚线)有一些偏移，但是由于消除了向电容C2充电的期间就可以防止过充电的产生。 

如上所述，在检测到零交叉点信号的下降的时刻强制打开开关元件S后，正如已经叙述的一样，基于零交叉点P由计时部15c按照所规定的时刻(使通脉冲跨越下一个零交叉点P)输出通-断脉冲，由此，在零交叉点P一定能使开关元件S成为通状态。还有，脉冲振幅调制波形的相位偏移了的情况下，正如已经叙述了的一样，检测脉冲振幅调制波形的偏移，基于该检测结果进行相位补正控制即可。另外，所述图13的状态中，与所述图8一样，因为脉冲振幅调制波形的相位相对于作为目标的脉冲振幅调制波形为延迟状态，所以有必要进行超前脉冲振幅调制波形相位的补正控制。 

-实施方式的效果-根据该实施方式，在作为整流电路的桥式电路12的输出侧连接了具有相互串联的两个电容C1、C2的平滑电路13，并且若使设置在这两个电容C1、C2的中点和交流电源20之间的开关元件S成为通状态则进行倍压整流的倍压整流电路中，以所述桥式电路12的输入电压的零交叉点为基准在所规定的时刻向该开关元件S输出脉冲振幅调制波形的微控制器15，因为包括基于所述两个电容C1、C2的电压差检测该脉冲振幅调制波形的输出相位的偏移的相位差检测部15d和补正所述脉冲振幅调制波形的输出相位以消除该相位偏移的相位补正部15e，所以就能够高精度地补正脉冲振幅调制波形的相位偏移使得所述桥式电路12的输入电流成为正弦波。 

即，所述两个电容C1、C2的充电量，因为随着脉冲振幅调制波形的相位产生了偏移情况的脉冲振幅调制电流偏向一侧而变化，所以通过着眼所述电容C1、C2的电压差就可以正确地把握脉冲振幅调制波形的相位偏移。 

由此，因为能够通过补正使得所述脉冲振幅调制波形的相位符合作为目标的相位，所以就可以防止所述电容C1、C2内的充电量偏移造成脉动电压增大。因此，不再需要针对脉动电压的增大的电容C1、C2容量的增大或提高耐压性，所以就能获得该电容C1、C2的小型化及降低成本。 

而且，在如上所述的补正脉冲振幅调制波形的相位偏移之际，因为是通过观察输入电压一周期内没有输出脉冲振幅调制波形的所述开关元件S成为断状态情况下的电容C1、C2的电压差ΔV的变化ΔV’判定脉冲振幅调制波形的相位偏移的，所以就可以比较该电容C1、C2电压差ΔV基本水平部分，也就可以通过简单的结构且计算检测脉冲振幅调制波形的相位偏移。 

再有，所述微控制器15，因为包括检测零交叉点信号的下降的零交叉检测部15a和在该检测到零交叉点的下降时刻输出通脉冲的脉冲振幅调制波形输出部15b，所以确实可以防止维持开关元件S的断状态，由此，就可以防止所述电容C1、C2的电压下降后产 生过激且过剩的充电。因此，就可以防止所述电容C1、C2成为过电压状态停止电源供给电路10的驱动。于是，不再需要针对脉动电压的增大而增大电容C1、C2容量或提高耐压性，所以就能获得该电容C1、C2的小型化及降低成本。 

(实施方式的变形例)所述实施方式中，是基于两个电容C1、C2的电压差ΔV的变化判定脉冲振幅调制波形的相位偏移的，但是并不只限于此，还可以是基于该两个电容C1、C2中的任何一个电容的电压的时间变化(图8及图9中的倾斜)进行判定。另外，与所述实施方式相同的部分标注相同的符号，只说明不同的部分。 

具体地讲，电容电压的时间变化由电容C1、C2和电源侧的电压差决定。即如所述图8及图9所示，脉冲振幅调制电流小时电压变化量也小，该脉冲振幅调制电流大时电压变化量也大。为此，电容电压的时间变化大且该电容电压增大的情况下，对该电容的充电量变多。 

因此，通过检测所述电容的电压时间变化，在输入电压半周期内两次输出的脉冲振幅调制波形中的任何一个的脉冲振幅调制波形是否变大，就可以检测脉冲振幅调制电流的大小，即脉冲振幅调制波形的相位向什么方向偏移，还有，由于所述电压的时间变化量，能够检测到脉冲振幅调制波形的相位偏移量。 

通过以上的构成，因为不需检测两个电容C1、C2的电压，只通过检测一个电容的电压变化就能够进行脉冲振幅调制波形的相位控制，所以通过简单的构成确实能够进行脉冲振幅调制控制。 

(其他实施方式)以上的实施方式还可以是以下那样的构成。 

所述实施方式中，每个零交叉点生成的脉冲群是由五个脉冲构成的，但是并不只限于此，还可以是七个或九个脉冲构成的。还有，脉冲群也不只限于奇数个，还可以是由偶数个脉冲构成的。 

还有，所述实施方式中，是从零交叉点信号的下降位置开始了计时部15c的计时，但是本发明并不只限于此。例如，还可以是检 测零交叉点P，从该零交叉点P开始计时部15c的计时。这种情况下，在检测零交叉点P时，只要脉冲振幅调制波形输出部15b强制性输出通脉冲即可。 

还有，所述实施方式中，如图10所示那样，使脉冲振幅调制波形的相位偏移，是以对应于电容C1、C2间的电压差的变化分几段规定的相位补正量进行的相位补正，但是并不只限于此，还可以使相位补正量为一定值。 

还有，所述实施方式中，是进行了将单相交流转换成直流的交直流转换电路11的情况下进行脉冲振幅调制波形的相位补正，但是并不只限于此，还可以使用于将三相交流电转变成直流电的交直流转换电路。-产业上的实用性- 

正如以上所述的，本发明，因为是基于电容的充电量判别脉冲振幅调制控制中的脉冲振幅调制波形的相位偏移，补正脉冲振幅调制波形的相位使得整流电路的输入电流成为正弦波，所以对抑制输入电流的高频成分的电源供给电路是特别有用的。 

Claims (7)

1.一种电源供给电路，包括：

整流电路(12)，连接于交流电源(20)且整流交流电力，

平滑电路(13)，具有相互串联的两个电容(C1、C2)，连接于所述整流电路(12)的输出侧，

开关元件(S)，在通状态下连接所述两个电容(C1、C2)的中点与所述交流电源(20)，短接所述整流电路(12)的输出电力，以及

脉冲振幅调制控制部(15)，以所述整流电路(12)的输入电压的零交叉点为基准在所规定时刻输出用以开关所述开关元件(S)的脉冲信号，其特征在于：

所述脉冲振幅调制控制部(15)包括：

相位差检测部(15d)，基于所述两个电容(C1、C2)的充电量检测所述脉冲信号的输出相位与使所述整流电路(12)的输入电流的波形成为正弦波的脉冲信号的相位的偏差，以及

相位补正部(15e)，补正所述脉冲信号的输出相位以消除由所述相位差检测部(15d)检测到的相位偏差，

所述脉冲信号的输出相位的补正通过补正从所述零交叉点到输出脉冲振幅调制波形的时间而进行。

2.根据权利要求1所述的电源供给电路，其特征在于：

所述相位差检测部(15d)构成为：基于所述两个电容(C1、C2)的电压差，检测所述脉冲信号的输出相位与使所述整流电路(12)的输入电流的波形成为正弦波的脉冲信号的相位的偏差。

3.根据权利要求2所述的电源供给电路，其特征在于：

所述相位差检测部(15d)构成为：比较在所述输入电压的一周期内所述两个电容(C1、C2)的充电期间且所述开关元件(S)处于断状态时的所述两个电容(C1、C2)的电压差，基于该电压差的变化，检测所述脉冲信号的输出相位与使所述整流电路(12)的输入电流的波形成为正弦波的脉冲信号的相位的偏差。

4.根据权利要求1所述的电源供给电路，其特征在于：

所述相位差检测部(15d)构成为：基于所述两个电容(C1、C2)中的一个电容的电压变化，检测所述脉冲信号的输出相位与使所述整流电路(12)的输入电流的波形成为正弦波的脉冲信号的相位的偏差。

5.根据权利要求1所述的电源供给电路，其特征在于：

所述相位补正部(15e)构成为对应于所述两个电容(C1、C2)的充电量分阶段补正所述脉冲信号的输出相位。

6.根据权利要求1所述的电源供给电路，其特征在于：

所述脉冲振幅调制控制部(15)还包括：

零交叉检测部(15a)，检测所述整流电路(12)的输入电压向着所述零交叉点上升了所规定值以上，以及

脉冲振幅调制波形输出部(15b)，在由所述零交叉检测部(15a)进行所述检测时，对所述开关元件(S)输出通脉冲。

7.一种电源供给电路的脉冲振幅调制控制方法，该电源供给电路包括：

整流电路(12)，连接于交流电源(20)且整流交流电力，

平滑电路(13)，连接于所述整流电路(12)的输出侧，具有相互串联的两个电容(C1、C2)，

开关元件(S)，在通状态下连接所述两个电容(C1、C2)的中点与所述交流电源(20)，短接所述整流电路(12)的输出电力，以及

脉冲振幅调制控制部(15)，以所述整流电路(12)的输入电压的零交叉点为基准在所规定时刻输出用以开关所述开关元件(S)的脉冲信号，其特征在于：

所述脉冲振幅调制控制部(15)，检测所述两个电容(C1、C2)的电压差，对应于所述两个电容(C1、C2)的电压差分阶段补正所述脉冲信号的输出相位，使得所述脉冲信号的输出相位成为使所述整流电路(12)的输入电流的波形成为正弦波的所规定相位，

所述脉冲信号的输出相位的补正通过补正从所述零交叉点到输出脉冲振幅调制波形的时间而进行。

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