CN101617488B - 多载波通信装置 - Google Patents

Abstract

在从合成器21输出并提供给正交解调器14-1、14-2的本地载波上乘以以子载波的带宽为单位将频率偏移整数个子载波的偏移量。偏移量是在从0起顺序计数至包含在信号频带的保护音中的未使用的子载波数目而得的值上乘以子载波的带宽而得的值。通过以偏移量对正交解调时的本地载波的频率进行偏移，来防止由于接收机电路所具有的频率特性而在特定的子载波的信号上经常发生基带信号的SNR的恶化。特别是，通过防止导频信号的经常恶化，能够更加精确地接收信号。

Description

多载波通信装置

技术领域

本发明涉及在使用宽通信频带的多载波(Multi-Carrier)通信系统中用于改善由设计中难以避免的通信设备固有的频率特性所导致的通信性能恶化的多载波通信装置。

背景技术

在利用多个载波的多载波通信中，要求收发机具有包括DC分量在内宽而稳定的频率特性。而且，在近年来的系统中，为了实现高的数据吞吐量(data throughput)，需要宽的有效频带以及窄的子载波(sub carrier)间隔。为了满足这样的要求，需要以稳定的频率特性实现信号系统中包含的滤波器、RF元件等。

通常，如果施加用于抑制滤波器等中的频率畸变的措施，功耗就会增加。另外，为了抑制DC附近的1/f噪声，需要制造采用了SiGe等单价高的半导体工艺的元件，从而会导致系统成本增加。

图1示出了基于传统技术的多载波通信用的接收机。

由天线10接收的载波带接收信号在经过收发切换开关11、用于载波带的带通滤波器12、低噪声放大器13之后，在正交解调器14-1、14-2中与本地载波相乘而被频率变换，本地载波分别是由合成器(synthesizer)21对局部振荡器19的输出进行频率调整并且由移相器22移相为0°相位的波和90°相位的波。另外，局部振荡器19的输出通过PLL(Phase LockedLoop，锁相环)20被生成为经频率调整的时钟信号，并被提供给AD转换器17-1、17-2。时钟信号在AD转换器17-1、17-2中被用作采样信号。时钟信号的频率使用基带信号的频带的2倍的频率。之后经过低通滤波器15-1、15-2，由此基带信号被提取。用以下的数学式表示上述关系。带括号的字母表示通过该部分的信号。

·由天线10接收的载波带接收信号((A)部分的信号)

[数学式1]

$s\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\cos \right\{2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0)t\}-b_n\sin \{2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0)t\left\}\right]$

其中，

a_n＝A_ncosθ_n：同相(In Phase)分量

b_n＝B_nsinθ_n：正交相位(Quadrature Phase)分量

N：多载波数目

·由合成器21生成的本地载波

[数学式2]

用于I-分支的本地载波

(B)＝cos(2πf_ct)

用于Q-分支的本地载波

(C)＝cos(2πf_ct-π/2)＝sin(2πf_ct)

·经正交解调器14-1、14-2频率变换后的接收信号

[数学式3]

(D)I-分支接收信号

$S_I\left(t\right)=s\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\cos \right\{2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0)t\}\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)-b_n\sin \{2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0)t\left\}\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[a_n\cos \left(2\mathrm{\πn}{f}_{0}t\right)-b_n\sin \left(2\mathrm{\πn}{f}_{0}t\right)]+\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[a_n\cos (4\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\πn}{f}_{0}t)-b_n\sin (4\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\πn}{f}_{0}t)]$

(E)Q-分支接收信号

$S_Q\left(t\right)=s\left(t\right)\{-\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\cos \right\{2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0)t\left\}\right\{-\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\}-b_n\sin \{2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0)t\left\}\right\{-\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)\left\}\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[a_n\sin \left(2\mathrm{\πn}{f}_{0}t\right)-b_n\cos \left(2\mathrm{\πn}{f}_{0}t\right)]-\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[a_n\sin (4\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\πn}{f}_{0}t)-b_n\cos (4\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\πn}{f}_{0}t)]$

·通过低通滤波器15-1、15-2后的基带信号

[数学式4]

(F)I-分支基带接收信号

${\tilde{s}}_I\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[a_n\cos \left(2\mathrm{\πn}{f}_{0}t\right)-b_n\sin \left(2\mathrm{\πn}{f}_{0}t\right)]$

$=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[A_n\cos (2\mathrm{\π}{\mathrm{nf}}_{0}t+{\mathrm{\θ}}_n)\right]$ …(式1-1)

其中，

a_n＝A_n cosθ_n

b_n＝A_n sinθ_n

(G)Q-分支基带接收信号

${\tilde{s}}_Q\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[a_n\sin \left(2\mathrm{\πn}{f}_{0}t\right)-b_n\cos \left(2\mathrm{\πn}{f}_{0}t\right)]$

$=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[A_n\sin (2\mathrm{\π}{\mathrm{nf}}_{0}t+{\mathrm{\θ}}_n)\right]$ …(式1-2)

其中，

a_n＝A_n cosθ_n

b_n＝A_n sinθ_n

变换到基带的多载波信号通过可变增益放大器16-1、16-2，在AD转换器17-1、17-2中被采样，然后在FTT部18中被变换为每个子载波的信息。图1右侧的d(0)～d(N-1):{d(n)＝a_n+jb_n}是每个子载波的接收信号，N是所使用的子载波数目，与FFT大小相同。

图2示出了由天线10接收的多载波通信接收信号的频谱。

各子载波以载波频率fc[Hz]为中心按fo[Hz]的频率间隔配置，当使用N个子载波时，多载波信号全体的频带为Nfo[Hz]。图2的d(0)～d(N-1)分别对应于图1中的d(0)～d(N-1)，表示每个子载波的符号。d(0)、d(N-1)是被称作保护音(guard tone)的未使用的子载波，是为了防止相邻信道的妨碍而设置的。其中，保护音的子载波数目在两侧共为2个，但是在实际的系统中使用具有与整个子载波数目的2/10左右数目相等的子载波数目的保护音。例如，当有100个子载波时，在信号频带的两侧将共有20个子载波不被使用。

在图2中，d(2)、d(N/2-1)、d(N-3)等是称作导频符号(pilot symbol)的用于同步检波的已知基准信号。导频符号通常不使用频率与载波频率fc[Hz]相同的子载波。这是因为，当载波频率fc落入基带信号时，会成为DC分量，但由于DC分量的部分上载有1/f的噪声，因此SNR将变小，从而即便有导频符号，也容易发生信号错误。

图3是通信机中存在频率特性时的接收信号的频谱。

图3所示的例子是在频率变换至基带后由存在于DC附近的1/f噪声带来的影响。1/f噪声的产生位置是图1中所示的正交解调器14-1、14-2等。此外，有时还会存在在特定的频率附近其信号功率变差的频率特性等。在图3所示的情况下，d(N/2-1)、d(N/2+1)的符号受1/f噪声的影响而变差了。

包括传输路径的频率选择性衰弱(fading)在内，对于数据子载波(Data Sub-carrier)，有频率交织器(inter-leaver)等有效的对策。在频率交织器中，当发送一个系列的数据符号时，不是使用固定频率的子载波，而是在发送各个符号时使用不同频率的子载波。但是，在发送导频符号时使用被分配了特定频率的连续导频子载波的同步检波方式中，对于导频要求更高的SNR，但却没有有效的对策。另外，在使用分配时间上不同的频率来发送导频符号的离散导频子载波的情况下，如果在导频符号的整个频率变化范围内由于频率特性而发生了恶化，那么也会产生同样的问题。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种能够低错误地接收导频信号的多载波通信装置。

本发明的多载波通信装置是一种收发包括多个子载波的信号的多载波通信的通信装置，其特征在于，包括：本地载波生成单元，生成用于解调的本地载波；偏移量附加单元，对本地载波附加频率偏移量，该频率偏移量是子载波的频率间隔的规定数倍；以及偏移改变单元，周期地改变所述偏移量的规定数，其中，所述通信装置使用附加有频率偏移量的本地载波进行解调。

根据本发明，在接收装置内，即使由于元件的频率特性而所获得的基带信号的特定的频率分量的SNR恶化，也能够通过在解调时对本地载波施加偏移量并改变该偏移量，来使得特定的频率分量上的SNR不会由于频率特性而常规性地恶化。

附图说明

图1是示出基于传统技术的多载波通信用的接收机的图；

图2是示出由天线10接收的多载波通信接收信号的频谱的图；

图3是通信机中存在频率特性时的接收信号的频谱；

图4是根据本发明实施方式的多载波接收机的第一构成例；

图5是示出通过进行本发明实施方式的处理而带来的接收信号的频谱变化的图；

图6是基于本发明实施方式的多载波接收机的第二构成例。

具体实施方式

在本发明的实施方式中，当由于电路特性而包括DC(频率为0)在内的特定的频率上的SNR恶化时，通过使得在混频器等中用于下变频(Down Convert)的本地载波的频率按照每个OFDM符号周期地以多载波频率间隔的整数倍变化，来偏移经频率变换后的基带信号的频带。通过偏移频带，SNR发生了恶化的频率上的信号的频率变为其他没有发生SNR恶化的频率。由此，能够防止恶化影响集中在特定的子载波的情形。

在通常的子载波通信系统中，将被分配的频带的两端作为保护音而不使用。例如，在WiMAX系统的规格中，11.2MHz的频带中有效的频带为11.2MHz×(841/1024)＝9.19MHz。此时，频带的两端存在与91个子载波相当的995KHz的未使用的频带。

因此，从系统的角度来看，对本地载波频率附加最大与保护音的带宽相当的偏移量并不困难。但是，基带中的子载波的配置却会由此而发生偏离。该偏离是多载波频率间隔的整数倍，因此在本发明的实施方式中通过修正子载波索引(Sub-carrier Index)来抵消该偏离，由此使得看起来好像以固定的本地频率进行接收。

图4是根据本发明实施方式的多载波接收机的第一构成例。

在图4中，对于与图1相同的构成要素标注相同的参考标号，并省略说明。相对于图1的传统的接收机，本实施方式的接收机追加了分频器26、乘法器27、计数器25，将子载波频率的整数倍a(即，偏移量)乘到作为合成器21的输出的本地载波上(被乘以偏移量之后的信号为(J)信号)。其中，a是按照每个OFDM符号周期地变化的偏移量控制信号，可以作为计数器25的输出来获得。例如，当存在相当于91个子载波的未使用部分时，计数器25对于a的值例如进行从0到91周期地递增计数的处理。其中，PLL20(cos(2πNf₀t))的输出频率Nf₀(图中的(H)信号)被用于AD转换器17-1、17-2。即，将获得从信号频带的中心频率到信号频带端部频率的2倍的频率，即与信号频带的整个带宽相同的频率(Nf₀)。另一方面，如果以子载波数目N除以该频率，则获得与一个子载波的带宽相当的频率(f₀)。进而，如果对该频率(f₀)取a倍，则偏移量就相当于偏移a个子载波的量(af₀)。因此，对PLL20的输出频率取a/N倍就是生成偏移a个子载波的频率偏移量(af₀)。从而，当得到I＝cos(2πaf₀t)并将其与合成器21的cos(2πf_ct)相乘时，可得到数学式7的J信号。

图5的(A)和(B)示出了通过进行本发明实施方式的上述处理而带来的接收信号的频谱变化。图中，横轴表示频率，纵轴表示SNR。在图5的(A)和(B)中，保护音示出了在信号频带的两侧各设置一个子载波的情形(d(0)和d(N-1))。另外，在图5的(A)中，由于频带未被偏移，DC部分上载有1/f噪声，SNR变小(装置频率特性下降的部分)，d(N/2-1)上的导频信号的一个SNR也变小。在本发明的实施方式中，如图5的(B)所示，通过将本地载波的频率偏移af₀(其中，a＝1)来偏移基带信号的频带，因此整体信号频带移动f₀，d(N/2-1)上的导频信号的SNR的恶化消失。另一方面，信号的恶化部分向d(N/2+1)的子载波的信号靠近与信号频带所偏移的量相当的量，d(N/2+1)上的信号的SNR变小，从而发生恶化。在图5的(B)的情况下，如果维持原样，虽然能够避免导频信号恶化，但实际上由于其他部分存在的频率特性，在偏移了本地载波的状下，可能会出现SNR变差的新的导频信号。因此，在本发明的实施方式中，在依次改变本地载波的偏移量的同时，周期地重复将本地载波偏移了的状态和没有偏移本地载波的状态。在图5的(B)的情况下，a＝1，因此周期地重复偏移量是指交替地重复偏移量为0的情形和偏移量为f₀的情形。因此，将重复如图5的(A)那样本地载波没有被偏移、并且d(N/2-1)上的导频信号的SNR恶化了的状态和如图5的(B)那样本地载波被偏移f₀的状态。下面，以数学式表示各信号的关系。与图1一样，带括号的字母表示通过该部分的信号。

·PLL20的输出

[数学式5]

(H)＝cos(2πNf₀t)

其中，

N：多载波数

f₀：多载波频率间隔

·分频器26的输出

[数学式6]

(I)＝cos(2πaf₀t)

其中，

a＝{0，1，2，...(Max绝对值＝保护音数目)}：子载波偏移量

·乘法器27的输出

[数学式7]

(J)＝cos(2πf_ct)cos(2πaf₀t)-sin(2πf_ct)sin(2πaf₀t)

   ＝cos{2π(f_c+af₀)t}

·附加有偏移量的本地载波

[数学式8]

用于I-分支的本地载波

(B)＝cos{2π(f_c+af₀)t}

用于Q-分支的本地载波

(C)＝cos{2π(f_c+af₀)t-π/2}＝sin{2π(f_c+af₀)t}

·经正交解调器14-1、14-2频率变换后的接收信号

[数学式9]

(D)I-分支接收信号

$S_I\left(t\right)=s\left(t\right)\cos \left\{2\mathrm{\π}(f_c+a{f}_0)t\right\}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\cos \right\{2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0)t\left\}\cos \right\{2\mathrm{\π}(f_c+a{f}_0)t\}-b_n\sin \{2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0)t\left\}\cos \right\{2\mathrm{\π}(f_c+a{f}_0)t\left\}\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\cos \right\{2\mathrm{\π}(n-a)f_{0}t\}-b_n\sin \{2\mathrm{\π}(n-a)f_{0}t\left\}\right]$

$+\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\cos \right\{4\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\π}(n+a)f_{0}t\}-b_n\sin \{4\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\π}(n+a)f_{0}t\left\}\right]$

(E)Q-分支接收信号

$S_Q\left(t\right)=s\left(t\right)\{-\sin \{2\mathrm{\π}(f_c+a{f}_0)t\}\}$

$=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\mathrm{con}\right\{2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0)t\left\}\right\{-\sin \left\{2\mathrm{\π}(f_c+a{f}_0)t\right\}\}-b_n\sin \{2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0)t\left\}\right\{-\sin \left\{2\mathrm{\π}(f_c+a{f}_0)t\right\}\left\}\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\sin \right\{2\mathrm{\π}(n-a)f_{0}t\}-b_n\cos \{2\mathrm{\π}(n-a)f_{0}t\left\}\right]$

$-\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\sin \right\{4\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\π}(n+a)f_{0}t\}-b_n\cos \{4\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\π}(n+a)f_{0}t\left\}\right]$

·通过低通滤波器15-1、15-2后的基带信号

[数学式10]

(F)I-分支基带接收信号

${\tilde{s}}_I\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\cos \right\{2\mathrm{\π}(n-a)f_{0}t\}-b_n\sin \{2\mathrm{\π}(n-a)f_{0}t\left\}\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[A_n\cos (2\mathrm{\π}(n-a)f_{0}t+{\mathrm{\θ}}_n)\right]$

其中，

a_n＝A_ncosθ_n

b_n＝A_nsinθ_n

(G)Q-分支基带接收信号

${\tilde{s}}_Q\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\sin \right\{2\mathrm{\π}(n-a)f_{0}t\}-b_n\cos \{2\mathrm{\π}(n-a)f_{0}t\left\}\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[A_n\sin (2\mathrm{\π}(n-a)f_{0}t+{\mathrm{\θ}}_n)\right]$

其中，

a_n＝A_n cosθ_n

b_n＝A_n sinθ_n

在图5的例子中，子载波偏移量a的最大值为单侧保护音数目＝1。结果a按照每个OFDM符号周期地重复0→1→0→1→...的值。用下面的数学式表示在图5中的a＝1的情况下通过低通滤波器15-1、15-2后的基带信号。

·通过低通滤波器15-1、15-2后的基带信号

[数学式11]

(F)I-分支基带接收信号

${\tilde{s}}_I\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\cos \right\{2\mathrm{\π}(n-1)f_{0}t\}-b_n\sin \{2\mathrm{\π}(n-1)f_{0}t\left\}\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[A_n\cos (2\mathrm{\π}(n-1)f_{0}t+{\mathrm{\θ}}_n)\right]$ …(式2-1)

其中，

a_n＝A_n cosθ_n

b_n＝A_n sinθ_n

(G)Q-分支基带接收信号

${\tilde{s}}_Q\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[a_n\sin \right\{2\mathrm{\π}(n-1)f_{0}t\}-b_n\cos \{2\mathrm{\π}(n-1)f_{0}t\left\}\right]$

$=\frac{1}{2}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[A_n\sin (2\mathrm{\π}(n-1)f_{0}t+{\mathrm{\θ}}_n)\right]$ …(式2-2)

其中，

a_n＝A_n cosθ_n

b_n＝A_n sinθ_n

表示I-分支基带接收信号的(式2-1)、表示Q-分支基带接收信号的(式2-2)分别与表示没有施加偏移量时的信号的(式1-1)和(式1-2)相对应。有无偏移量的差别在于：各子载波的符号信息A_n、θ_n是被作为2πnf₀t的频率分量提取，还是被作为2π(n-1)f₀t(这里，假设a＝1)的频率分量提取。这一差别可通过对经FFT处理后的频率分量输出d(0)～d(N-1):{d(n)＝a_n+jb_n}施加+1的偏移量：d(0+1)～d(N-1+1)＝d(N)来修正。通过施加+1的偏移量，频率分量将只能从d(1)开始被提取而不是从d(0)开始，但是由于d(0)原本就作为保护音而未使用，因此没有问题。

在图5的a＝1的情况下，施加处理前曾受SNR恶化的影响的导频子载波{d(N/2-1)}不再受到影响，反而是数据子载波{d(N/2+1)}受到恶化的影响，但通过传统技术的频率交织和错误更正的效果，SNR恶化的影响将被分散。

图6是根据本发明实施方式的多载波接收机的第二构成例。

在图6中，对于与图4相同的构成要素标注相同的参考标号，并省略说明。

在上述图4的例子中，为了获得添加了偏移量的本地载波，对合成器21的输出和分频器26的输出进行了相乘，但也存在对合成器21的输出频率本身进行控制来添加偏移量的方法。相对于图4，删除了分频器26和乘法器27，代替这些，对合成器21追加了偏移量控制信号a的输入。这里，由计数器25提供给合成器21的值a与上述的值相同。并且，合成器21对该a和预先设定在合成器21内的子载波带宽(间隔)进行相乘，并且在本地载波上乘以偏移量。此时，作为合成器21的输出，能够获得以下示出的添加有偏移量的本地载波。

·添加有偏移量的本地载波

[数学式12]

用于I-分支的本地载波

(B)＝cos{2π(f_c+af₀)t}

用于Q-分支的本地载波

(C)＝cos{2π(f_c+af₀)t-π/2}＝sin{2π(f_c+af₀)t}

根据以上本发明的实施方式，能够通过对本地载波周期地附加偏移量来减轻由通信机固有的频率特性对于频率轴上的位置不能被改变的导频子载波造成的恶化影响。此时，配置在特定的频率的导频子载波受到恶化影响的概率与附加的偏移量的周期有关。

因此，能够在利用没有采用SiGe等特殊工艺的抑制了功耗但具有并不是很好的频率特性的元件的情况下，作为通信系统如下改善SNR。

下面，对根据本发明的实施方式能够获得何种程度的SNR的改善进行说明。

已知传统的频率特性和各子载波的CNR_n(Carrier to Noise Ratio，载噪比)的关系可以由以下数学式给出。

[数学式13]

${\mathrm{CNR}}_n={\mathrm{CNR}}_A\×\frac{1}{1+1/{\mathrm{SNR}}_f}\×\frac{N_{\mathrm{subchan}}}{(N_{\mathrm{subchan}}-N_{\mathrm{pilot}})+N_{\mathrm{pilot}}\×{\mathrm{SNR}}_f}$ …(式3-1)

其中，

CNR_A：整个频带内的CNR

SNR_f：关于导频子载波的频率特性的恶化比

N_subchan：重复插入导频的子载波数目

N_pilot：每N_subcan中的导频子载波数目

通过本发明的实施方式改善CNR之后，由下式给出。

[数学式14]

${\mathrm{CNR}}_n={\mathrm{CNR}}_A\×\frac{1}{1+1/({\mathrm{SNR}}_f/b)}\×\frac{N_{\mathrm{subchan}}}{(N_{\mathrm{subchan}}-N_{\mathrm{pilot}})+N_{\mathrm{pilot}}\×({\mathrm{SNR}}_f/b)}$

其中，

b：a/N的L0频率偏移量的重复周期

这里，SNR_f被除以b，这是由以下知识得到的：如果导频信号的频率被偏移，就不会发生恶化，因此在偏移量的重复周期内SNR的恶化将仅发生一次，由此在b次的偏移量变化中，SNR恶化1次，因此SNR除以/b。

在上述的实施方式中，虽然描述了在接收机侧设置对本地载波施加频率偏移量的结构，但也可以在发送机侧对发送信号的载波直接施加频率偏移量，并在接收机侧对其进行解调。此时，解调后的基带信号将在附加有频率偏移量的状态下被获取，因此，在FFT处理后，对于所提取的频率分量进行施加与发送侧的偏移量相抵消的偏移量的处理。该偏移量的抵消方法也可以采用与在图5的说明中所说明的方法相同的方法。

Claims (9)

1.一种利用多个子载波来收发信号的多载波通信的通信装置，其特征在于，包括：

本地载波生成单元，生成本地载波，所述本地载波是用于所述信号的发送中的载波；

偏移量附加单元，通过对本地载波附加频率偏移量来生成附加有偏移量的载波，该频率偏移量是子载波的频率间隔的规定数倍，所述附加有偏移量的载波是频率比所述本地载波高所述频率偏移量的载波；以及

偏移改变单元，周期地改变所述偏移量的规定数，

其中，所述通信装置通过从所述信号中去除所述附加有偏移量的载波，将所述信号作为通过从用于所述信号的发送中的子载波向低频侧移动与所述规定数相同的个数的子载波来发送的信号来获取，并进行解调。

2.如权利要求1所述的多载波通信装置，其特征在于，

所述偏移量改变单元将在多载波信号的信号频带内未使用的子载波的数目作为最大值，周期地重复进行从0到该最大值的递增计数。

3.如权利要求1所述的多载波通信装置，其特征在于，

所述偏移量附加单元通过用多载波信号的信号频带内所包含的子载波数目除以用于基带信号的数字化的时钟信号的频率，来获得子载波的频率间隔，并且通过对该频率间隔取规定数倍来生成频率偏移量。

4.如权利要求3所述的多载波通信装置，其特征在于，

所述时钟信号的频率是与多载波信号的信号带宽相同的频率。

5.如权利要求1所述的多载波通信装置，其特征在于，

所述偏移量附加单元通过将本地载波和具有与频率偏移量相当的频率的周期波相乘来对本地载波施加频率偏移量。

6.如权利要求1所述的多载波通信装置，其特征在于，

在所述多载波通信中，利用固定的子载波来发送导频信号。

7.如权利要求1所述的多载波通信装置，其特征在于，

在所述多载波通信中，用于发送导频信号的子载波随着时间的经过而不同。

8.一种收发包括多个子载波的信号的多载波通信的通信系统，其特征在于，

发送机包括发送信号偏移量附加单元，该发送信号偏移量附加单元对包括多个子载波的发送信号的载波施加频率偏移量，

接收机包括：

偏移量附加单元，通过对本地载波附加频率偏移量来生成附加有偏移量的载波，该频率偏移量是子载波的频率间隔的规定数倍，所述附加有偏移量的载波是频率比所述本地载波高所述频率偏移量的载波；

偏移改变单元，周期地改变所述偏移量的规定数；以及

解调单元，通过从来自发送机的信号中去除所述附加有偏移量的载波，将所述信号作为通过从用于所述信号的发送中的子载波向低频侧移动与所述规定数相同的个数的子载波来发送的信号来获取，并进行解调。

9.一种利用多个子载波来进行收发信号的多载波通信的通信方法，其特征在于，

生成本地载波，所述本地载波是用于所述信号的发送中的载波；

通过对本地载波附加频率偏移量来生成附加有偏移量的载波，该频率偏移量是子载波的频率间隔的规定数倍，所述附加有偏移量的载波是频率比所述本地载波高所述频率偏移量的载波；并且

周期地改变所述偏移量的规定数，

其中，通过从所述信号中去除所述附加有偏移量的载波，将所述信号作为通过从用于所述信号的发送中的子载波向低频侧移动与所述规定数相同的个数的子载波来发送的信号来获取，并进行解调。

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