CN101589611B

CN101589611B - 信号发送设备和信号发送方法

Info

Publication number: CN101589611B
Application number: CN2008800028315A
Authority: CN
Inventors: 山下重行
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2007-11-22
Filing date: 2008-11-19
Publication date: 2011-12-14
Anticipated expiration: 2028-11-19
Also published as: EP2214400A4; EP2214400A1; US20100007787A1; JP2009147894A; JP4557016B2; CN101589611A; US8289445B2; WO2009066679A1

Abstract

以预定的样本为单位对从输入视频信号的每一帧提取的像素样本进行间选，逐帧以均等的顺序获得所间选出的像素样本，将样本映射到遵从HD-SDI格式的第一、第二、第三和第四子图像的活动周期中。将映射后的第一、第二、第三和第四子图像的每一个子图像分离到第一链路发送信道和第二链路发送信道中，并且因此将子图像映射到8个信道中。对通过映射处理映射后的第一、第二、第三和第四子图像的每一个子图像进行串行转换；输出子图像被串行转换成的串行数字数据。

Description

信号发送设备和信号发送方法

技术领域

本发明涉及用于串行发送视频信号和与该视频信号同步的音频信号的信号发送设备和方法，其中，视频信号的每一帧的像素数大于或等于HD-SDI格式中所规定的像素数。

背景技术

对处理超高清(ultra-high-defination)视频信号的图像接收系统和成像系统(imaging system)的开发已经取得进展，超高清视频信号超过现行的每帧具有1080行、每行1920个样本的高清(HD)信号。例如，已经向国际电信联盟(ITU)或运动画面和电视工程师协会(SMPTE)提出了构成新一代广播方法的超高清电视(UHDTV)规范并进行了标准化，该新一代广播方法处理现有HD广播方法的4倍或16倍的像素数。已向ITU或UHDTV提出的视频规范描述了3840样本×2160行或7680样本×4320行的视频信号，该视频信号的样本数和行数是1920样本×1080行的信号的2倍或4倍。已由ITU进行了标准化的规范称为大屏幕数字成像(LSDI)标准，已向SMPTE提出的规范称为超高清电视(UHDTV)标准。对于UHDTV，规定了以下表格1中列出的信号。

【表格1】

作为用于上述信号的接口，针对遵从UHDTV标准的3840样本/60帧的视频信号，已经提出了使用两个信道通过比特率为10Gbps的传输线来发送视频信号的方法。针对7680样本/60帧的视频信号，已经提出了使用8个信道通过比特率为10Gbps的传输线来发送视频信号的方法。

在专利文件1中，公开了一种用于以10Gbps或更大的比特率串行发送3840×2160/30P、30/1.001P/4:4:4/12-比特的信号的技术，该信号是一种4k×2k信号(4k样本×2k行的超高清信号)。3840×2160/30P是指“水平方向的像素数×垂直方向的行数/每秒的帧数”。这同样适用于本说明书的其余部分。此外，4:4:4在三原色信号发送方法的情况中是指红色信号R与绿色信号B与蓝色信号G的比率，在色差信号发送方法的情况中是指辉度信号Y与第一色差信号Cb与第二色差信号Cr的比率。

专利文件1：JP-A-2005-328494。

发明内容

按照用于超高清视频信号的标准，音频信号也呈现高质量的声音。例如，对于在UHDTV中的使用，预先执行以96kHz的采样频率采样的音频(以下称为96kHz音频)的发送，96kHz的采样频率是以48kHz的采样频率采样的用于现有HDTV的音频(以下称为48kHz音频)的采样频率的2倍。对于音频信号信道，最多需要24个信道。

然而，根据传统的发送方法，即使发送方法采用发送速率最高的光纤作为传输线，在一个信道上可以执行最多约10Gbps的发送。因此，该发送速率对于发送超高清视频信号还不够高。超高清视频信号必须分离到多个信道中并且在多个信道上发送。音频信号使用信道中的任何信道发送。与视频信号同步的音频信号必须与视频信号在相同的定时被发送。因此需要对视频信号和音频信号进行彼此同步的处理。为了在多达24个信道上与被分离到多个信道中的视频数据同步地发送96kHz音频，需要某些同步处理。这引起了同步处理构成可能变得复杂的问题。

还未讨论过将48kHz音频与另一数据复用并且以10.692Gbps发送所产生的数据的方法以及用于音频相位的规范。类似地，也还未讨论过将96kHz音频与另一数据复用并且以10.692Gbps发送所产生的数据的方法以及用于音频相位的规范。

本发明意欲打破前述情况。本发明的一个目的是：当音频信号与高清视频信号同步被发送的时，允许接收侧容易地执行音频和视频的同步处理。

为了解决上述问题，根据本发明的信号发送设备适于发送输入视频信号以及与该输入视频信号同步输入的音频信号的信号发送设备，该输入视频信号中的一帧包括比HD-SDI格式中规定的像素数更多数目的像素。

对于构成，映射单元、并行至串行转换单元和发送单元被包括。

映射单元以预定的样本为单位对从输入视频信号的每一帧提取的像素样本进行间选(thin out)，逐帧以均等的顺序获得所间选出的像素样本，将像素样本映射到遵从HD-SDI格式的第一、第二、第三和第四子图像的活动周期(active period)中。此外，映射单元将音频信号映射到第一子图像的消隐周期中，将映射后的第一、第二、第三和第四子图像中的每一个子图像分离到第一链路发送信道和第二链路发送信道中，并且因此将子图像映射到8个信道中。

并行至串行转换单元对映射后的第一、第二、第三和第四子图像进行串行转换。

输出单元输出子图像被并行至串行转换单元串行转换成的串行数字数据。

根据本发明的信号发送方法适于用于发送输入视频信号的信号发送方法，该输入视频信号中的一帧包括比HD-SDI格式中规定的像素数更多数目的像素。

对于处理，映射处理、并行至串行转换处理和发送处理被执行。

映射处理用于以预定的样本为单位对从输入视频信号的每一帧提取的像素样本进行间选，逐帧以均等的顺序获得所间选出的像素样本，将像素样本映射到遵从HD-SDI格式的第一、第二、第三和第四子图像的活动周期中。此外，映射处理将映射后的第一、第二、第三和第四子图像中的每一个子图像分离到第一链路发送信道和第二链路发送信道中，并且因此将子图像映射到8个信道中。

并行至串行转换处理用于对通过映射处理映射后的第一、第二、第三和第四子图像进行串行转换。

输出处理用于输出子图像被并行至串行转换处理串行转换成的串行数字数据。

根据本发明，在以下情况中，音频信号被附加到遵从HD-SDI格式的串行数字视频信号：视频信号被映射到遵从HD-SDI格式的多个串行数字视频信号；并且数字视频信号被分离到多个信道中并且在多个信道上被发送。如果实现了该映射使得附加了音频信号的信道上的视频信号与该音频信号之间的相位关系和原始输入视频信号与输入音频信号之间的相位关系几乎相同，则满足视频信号与音频信号之间的同步关系。这消除了在视频信号被分离到并且在其上被发送的多个信道之间保持同步相位的处理的必要性。简化了同步处理的构成。

附图说明

图1是示出根据本发明第一实施例的用于电视广播台的相机发送系统的整体构成的示图。

图2是示出广播相机电路中信号发送设备的内部构成的示例的框图。

图3A和图3B是示出音频数据分组的示例的说明图。

图4是示出AES音频和音频数据分组之间的关系的说明图。

图5是示出音频数据分组的结构的示例的说明图。

图6是示出视频行、数字音频采样点和音频时钟相位数据之间的关系的说明图。

图7是示出复用位置标志mpf与音频数据分组的复用位置之间的关系的说明图。

图8是示出音频数据(信道n)的比特指派的示例的说明图。

图9是示出BCH码生成电路的框图的示例的说明图。

图10是示出可用于音频数据分组的发送的Cr/Cb数据流的辅助数据库(1080/60I系统)的示例的说明图。

图11是示出音频控制分组的结构示例的说明图。

图12A、图12B和图12C是示出适于UHDTV标准的一帧的样本结构的示例的示图。

图13是示出4k×2k信号的一帧中包含的样本映射到第一至第四子图像中的示例的说明图。

图14是示出4k×2k信号的一帧中包含的样本映射到第一至第四子图像中的示例的说明图。

图15是概要描述将4k×2k信号映射到遵从SMPTE435标准中的Part1的5.4 Octa Link 1.5 Gbps Class的HD-SDI信号中的示图。

图16A和图16B是示意性地示出遵从SMPTE372M的分别用于链路LinkA和LinkB的数据结构的示图。

图17是示出S/P-加扰-8B/10B单元的构成的框图。

图18A和图18B是示出病态模式(pathological pattern)的示图。

图19是示出交流耦合的发送系统中的基线的扭曲的示图。

图20是示出定时参考信号SAV中XYZ码的示图。

图21A和图21B是示出复用单元中的复用的示图。

图22是示出数据长度转换单元将要构建的数据的结构的示图。

图23是示出数据长度转换单元将要构建的数据的结构的示图。

图24是示出数据长度转换单元将要构建的数据的结构的示图。

图25A、图25B和图25C是示出允许10.692Gbps并且由复用-P/S转换单元产生的串行数字数据的一行的结构的示图。

图26是示出CCU的电路中信号接收设备的内部构成的示例的框图。

图27是示出S/P-加扰-8B/10B单元的构成的框图。

图28是示出构成4k×2k信号的帧的样本被映射到第一至第四子图像中的示例的说明图。

图29是示出构成8k×4k信号的帧的样本被映射到4-信道4k×2k信号的一帧中的示例的说明图。

图30是示出构成4k×2k信号的帧的样本被映射到第一至第四子图像中的示例的说明图。

图31是示出SMPTE372M中规定的双链路接口的行编号和封装的示图。

具体实施方式

以下将参考图1至图27描述本发明的第一实施例。

图1是示出本实施例适用于的用于电视广播台的相机发送系统(camera transmission system)的整体构成的示图。该相机发送系统包括多个广播相机(broadcast camera)1和相机控制单元(CCU)2。广播相机1通过光纤线缆3连接到CCU 2。

广播相机1是具有和信号发送设备5一样的构成和功能的相机，信号发送设备5产生并且发送与LSDI信号等价的3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号作为4k×2k信号(4k样本×2k行的超高清信号)。

CCU 2是这样一种单元，其控制各个广播相机1，从各个广播相机1接收视频信号，或者发送被用来在各个广播相机1的监视器上显示正由任何其它广播相机1拍摄的画面的视频信号(回传信号)。CCU 2用作接收来自各个广播相机1的视频信号的信号接收装置。

图2是示出广播相机1的电路中与本实施例相关的部分的框图。由广播相机1中所结合的成像单元和视频信号处理单元(未示出)产生的3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特的信号被发送给音频信号复用单元10。音频信号复用单元10(以下称为格式化器(formatter))将音频数据分组复用到接在该音频从其开始被以预定频率(例如，48kHz或96kHz)采样的视频行之后的水平辅助数据空间中。音频信号复用单元10将复用了该音频数据分组的输入视频信号发送给映射单元11。

3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特的信号是具有绿色(G)数据流、蓝色(B)数据流和红色(R)数据流的36比特宽的信号，绿色(G)数据流、蓝色(B)数据流和红色(R)数据流各具有12比特的字长，并且是同步的和并列配置的。一个帧周期是1/24秒、1/25秒和1/30秒中的任何一个，并且在一个帧周期中包含2160行的有效行周期。

在输入视频信号的有效行(水平行)周期内，配置：定时参考信号EAV(活动视频结束)、行编号LN、检错码CRC、水平消隐周期(用于辅助数据空间或未定义的字数据的区间)、定时参考信号SAV(活动视频开始)和表示用于视频数据的区间的活动行。活动行上的样本数是3840。G、B、R视频数据被分配给G数据流、B数据流和R数据流的活动行。

图3A和图3B示出在使用子帧1和2来发送以预定频率采样的音频数据时所采用的音频数据分组的构造示例。该音频数据分组的数据结构被定义得遵从SMPTE299M。

图3A示出在使用子帧1和2来发送以48kHz的采样频率采样的音频(以下，称为48kHz音频)时所采用的音频数据分组示例。该音频数据分组包括时钟字段和关于信道CH1至CH4的数据项，时钟字段包含两个字的用户数据字(UDW)，数据项包含四个字的用户数据字。用户数据字包含三种数据项：音频时钟相位数据(CLK)、音频数据项(CHn)和纠错码(ECC)。稍后将描述用户数据字中所包含的数据项的内容。

图3B示意性地示出在使用子帧1和2来发送以96kHz的采样频率采样的音频(以下，称为96kHz音频)时所采用的音频数据分组的示例。该音频数据分组包括包含时钟区和关于信道CH1和CH2的数据项，时钟区包含两个字的用户数据字，数据项包含四个字的用户数据字。

如以下所示的表格2中所示，音频时钟相位数据被插入在时钟区中。音频数据响应于预定采样时钟被采样处的音频采样位置被定义作为各帧水平(H)周期内74.25MHz处的采样位置。音频数据分组由格式化器复用到水平(H)消隐周期。

【表格2】

对产生音频数据的位置进行指示的音频相位是基于表格2(SMPTE299M)中所列出的音频时钟相位数据来确定的。音频时钟相位数据由13个比特ck0至ck12确定。比特ck0至ck12表示视频时钟数，该视频时钟数指示与输入格式化器的音频样本同时地被输入的像素样本与视频数据流的EAV的第一个字之间的差。在采用遵从SMPTE292M的74.25MHz采样时钟的系统中，比特ck0至ck12可以管理一个水平周期内多达8192个时钟的音频相位，响应于预定采样时钟而被采样出的音频样本插入该水平周期中。

在数字音频串行接口标准AES3-2003的图2中定义了子帧格式。此外，规定在两信道模式情况中使用连续的子帧1和2来发送2-信道48kHz音频作为帧格式。在SMPTE299M中，规定将48kHz音频指派给信道1和2。

过去，如图3A所示，使用子帧1来发送信道1，并且使用子帧2来发送信道2。此外，使用子帧1来发送信道3，并且使用子帧2来发送信道4。

在本实施例中，由于信号发送设备5与针对信号发送的接收侧的设备兼容，所以，信道1上的96kHz音频的连续的音频样本(第一和第二音频样本)分别被指派给信道1和信道2。此外，信道2上的96kHz音频的连续的音频样本分别被指派给信道3和信道4。如图3B中所示，在一个信道上的96kHz音频的连续的音频样本中，具有特征地，使用连续的子帧1和2来发送信道1上的样本，并且使用连续的子帧1和2来发送信道2上的样本。

此外，在本实施例中，利用两个连续音频样本(第一和第二音频样本)中第二音频样本的位置来确定96kHz音频的音频数据分组中所定义的时钟相位。现在，以下将关于数据格式描述要由音频信号复用单元10执行的处理的示例。

图4示出音频数据分组与按照AES3定义并且与本实施例相关的96kHz音频之间的关系。

AES音频是指AES3中规定的AES数字流中所包含的所有VUCP数据项、音频数据和附加数据。具有以信道1上的AES子帧和信道2上的AES子帧的顺序并列配置的两个AES子帧的帧应称为AES帧。

如图4中所示，AES子帧1和2被连续指派给通过AES3定义的96kHz音频信道2。以预定频率采样出的第一和第二音频样本被连续指派给连续信道2。类似地，AES子帧1和2被连续指派给AES信道1，并且第一和第二音频样本被指派给连续信道1。AES子帧包括32个比特，即具有按以下顺序配置的4比特长的前导码、4比特长的附加数据或音频数据、20比特长的音频数据和1比特长的U、V、C、P数据项。

音频数据具有：AES信道1上的第一音频样本(CH1)字段、AES信道1上的第二音频样本(CH2)字段、AES信道2上的第一音频样本(CH3)字段、AES信道2上的第二音频样本(CH4)字段和时钟(CLK)与校验和字段之间的ECC字段。

音频数据分组包括：辅助数据标志(ADF)字段、数据ID(DID)字段、数据块编号(DBN)字段、数据计数(DC)字段、音频时钟相位数据(CLK)字段、用户数据字(UDW)字段和校验和(CS)字段。音频数据分组被复用到Cb/Cr数据流的水平辅助数据空间中。

以下在表格3中列出与视频同步的音频中每视频帧的音频样本数。在表格3中，与32.0kHz、44.1kHz、48.0kHz和96.0kHz的音频采样速率相关地列出每帧的音频样本数。

【表格3】

表格4列出用于用户数据字UDWn的信道指派的示例。这里，UDWn是指第n个用户数据字。从表格4中可见，根据音频采样速率是否是32.0kHz、44.1kHz、48.0kHz中的任何一种还是音频采样速率是96.0kHz来改变要指派的信道。

【表格4】

图5示出根据本实施例的音频数据分组的构造的示例。要被放置在信道CH1至CH4上的数据项因音频是以32.0kHz的采样频率采样的(以下称为32kHz音频)、音频是以44.1kHz采样的(以下称为44.1kHz音频)或音频是48kHz音频的情况还是音频是96kHz音频的情况而不同。

图6示出与本实施例相关的视频行、数字音频数据采样点和音频时钟相位数据之间的关系。这里，将描述96kHz音频的采样点。

通过与每个音频数据相关的两个连续音频样本(第一和第二音频样本)来确定输入音频信号的采样点。这两个样本可以称为样本对。在96kHz音频的情况中，在样本对中相对于EAV的导引字的第二个音频样本的位置处确定音频时钟相位。通过将从EAV的导引字到音频产生的位置之间的时间除以遵从HD-SDI的74.25MHz时钟或74.25/1.001MHz时钟的脉冲持续时间来计算时钟相位。并且，将时钟相位写入用户数据字UDW0或UDW1的音频时钟相位数据项ck0至ck12(0至8191)中。由音频信号复用单元10将该音频数据分组复用到接在从其开始音频被采样的视频行之后的水平辅助数据空间中。如果该水平辅助数据空间在切换点之后，则该音频数据分组被延迟一个水平行并且之后被复用以防止数据中的错误。

利用样本对中第二音频样本的位置指定96kHz音频数据分组中要被定义的复用位置标志(mpf)作为参考。音频数据分组的复用位置是其上出现音频采样点的水平行的下一行的位置，或是落后该水平行一行的水平辅助数据空间(HANC)(可以称为水平辅助周期)的位置。复用位置标志(mpf)规定音频数据分组的复用位置与相关联的视频数据之间的关系。

图7示出根据本实施例的用于96kHz音频的复用位置标志(mpf)的规范的示例。音频数据项A至H各自包含一个样本对。

在音频数据A、B、C、E、F或G的情况中，音频数据分组被复用到该样本对中第二音频样本的位置的下一个水平行上的水平辅助数据空间中。此时，mpf＝0成立。

音频信号复用单元10识别出其上出现以预定频率采样出的采样点的第一水平行，并且对包含第一和第二音频样本的音频数据分组进行复用并将其插入到接在第一水平行之后的第二水平行上的辅助数据空间中。复用和插入了音频数据分组的输入视频信号被馈送给映射单元11。顺便提及，当该水平辅助数据空间接在切换点之后时，音频信号复用单元10将该音频数据分组延迟用于下一行并且之后将其复用，以防止数据中的错误。具体而言，音频信号复用单元10对包含第一和第二音频样本的第一音频数据分组和接在第一音频数据分组之后的第二音频数据分组进行复用并将其插入到接在第二水平行之后的第三水平行上的辅助数据空间中。

N/A(不可用)指示音频数据分组不能复用到切换点的下一行上的水平辅助数据空间中。例如，在音频数据D的采样点处，在输入视频信号中出现切换点。因此，该音频数据分组根据音频样本输入定时被复用到第二行上的水平辅助数据空间中。因此，复用位置标志mpf设为1。

图8示出音频数据(信道n)的比特指派的示例。

在图8中，为各个用户数据字各自的比特确定的值分别被指派到信道CH1至CH4。使用4个连续的用户数据字(UDW4n-2、UDW4n-1、UDW4n和UDW4n+1)来发送AES子帧的所有比特。用户数据字UDW2至UDW7用于音频数据分组并且总是被指派给信道CHn。

用户数据字UDW2至UDW5指派给信道CH1，用户数据字UDW6至UDW9指派给信道CH2，并且用户数据字UDW10至UDW13指派给信道CH3。用户数据字UDW14至UDW17指派给信道CH4。

在表格5中示出了用户数据字UDW18至UDW23的构造。

【表格5】

1)偶数奇偶校验附加到不同b0至b7。

纠错码(ECC)用来对范围从ADF的第一个字到用户数据字UDW17的24个字中每一个字中的错误进行纠正或检测。纠错码是BCH码。

BCH码是从比特b0至b7的比特序列中产生的。ECC包括6个字并且由以下生成式确定。

【式1】

ECC(X)＝(X+1)(X⁵+X²+1)＝X⁶+X⁵+X³+X²+X+1

图9示出BCH码生成电路的构成示例，或是其框图。纠错码ECC0至ECC5每个是使用24个字中每一个字的比特b0至b7的比特序列作为输入来确定的。

图10示出可用于音频数据分组的发送的Cr/Cb数据流的辅助数据空间。

输入视频信号中的水平行包括表示输入视频信号的有效行周期的定时参考信号和表示水平行上的水平消隐周期的辅助数据空间。色差信号(Cr/Cb)的数据流的水平辅助数据空间被用来产生音频数据分组。水平辅助数据空间包括从样本编号1928至样本编号2195的样本，并且用作从行编号1至行编号7、从行编号9至行编号569、从行编号571至行编号1125的行中每一行上的区域。然而，切换点的下一行上的水平辅助数据空间不用于复用。

音频数据分组通过复用被分配到一个水平辅助数据空间的复用次数限于等于或小于根据以下所示的条件等式计算出的Na/2。此时，根据以下条件等式可以从Na值(音频样本数)推导出可以复用到一个水平辅助数据空间的每信道的音频样本数No。

【式2】

No＝int(每行的音频样本数)+1

如果满足No×(每视频帧的所有行数-每视频帧的切换行数)＜(每视频帧的音频样本数)，则

Na＝No+1

否则，Na＝No

如果音频采样速率是96kHz，则

Na＝evenfunction(Na)

注意：

(1)每行的音频样本数＝音频采样速率/行频率

(2)even function是用于将一个值向上四舍五入为最接近的偶数值的函数。

复用位置是音频样本产生的空间的下一个水平辅助数据空间或接在下一个空间后的水平辅助数据空间的位置。

现在，以下将描述音频控制分组。

图11示出音频控制分组的构造。为隔行扫描系统中的一个字段产生一次音频控制分组或者为逐行扫描系统中的一帧产生一次音频控制分组，同时将其放置于接在切换点之后的第二行上的Y数据流的水平辅助数据空间中。该水平辅助数据空间包括样本编号1928至2195的样本，并且用作行编号9和571的行的每一行上的字段。一个音频控制分组总是包括11个用户数据字。

音频控制分组根据SMPTE291M标准被格式化。音频控制分组包括辅助数据标志(ADF)字段、数据ID(DID)字段、数据块编号(DBN)字段、数据计数(DC)字段、用户数据字(UDW)字段和校验和(CS)字段。

数据ID DID被定义为如下：信道CH1至CH4上的数据项被分类到音频组1中；信道CH5至CH8上的数据项被分类到音频组2中；信道CH9至CH12上的数据项被分类到音频组3中；以及信道CH13至CH16上的数据项被分类到音频组4中。

以下将描述用户数据字(UDWn)的构造。

在表格6中示出了用户数据字UDW0的构造。表格6示出用于音频帧编号数据(AF)的比特指派。

【表格6】

用户数据字UDW0的构造(用于音频帧编号数据(AF)的比特指派)

音频帧编号数据(AF)表示视频帧的序号。当每视频帧的音频样本数不具有整数关系时，音频帧编号数据表示一帧在所有视频帧(音频帧序列)中的编号。该序列的第一个编号是1，并且最后一个编号等于音频帧序列的长度。当音频帧编号数据AF是0时，意味着帧编号不可用。

在以1开始并且持续到结束的音频帧序列中，每帧的音频样本数基本上用两个整数m和m+1之一来表示。

基本上，奇数编号的音频帧(1，3，5等)包括编了两个整数中较大的整数的音频样本。偶数编号的音频帧(2，4，6等)包括编了两个整数中较小的整数的音频样本。然而，存在如表格7中所示的例外帧。

【表格7】

¹⁾音频数据分组中的连续样本数

音频帧序列中的例外

如表格7中所示，分别与支持30.00帧/秒和30.00/1.001帧/秒的电视系统相关联地列出采样速率、帧序列、基本样本数和例外。

表格8示出用户数据字UDW1的构造。用于确定采样速率的RATE码被指派给用户数据字UDW1。RATE字为所有的信道对定义采样速率。所提及的信道对是用于来自同一AES音频信号源的信号的两个数字音频信道。

【表格8】

用户数据字UDW1的构造

(用于RATE字的比特指派)

在表格9中示出：将RATE码指派给表格8中所示的用户数据字UDW1的比特b1、b2和b3。

【表格9】

X2 X1 X0	采样速率
		0 0 00 0 1	48.0kHz44.1kHz
0 1 01 0 00 1 11 0 11 1 01 1 1	32.0kHz96.0kHz保留保留保留自由(free run)

表格9说明，当用户数据字UDW1中的X2、X1和X0字段分别规定1、0和0时，采样速率是96.0kHz。

表格10示出用户数据字UDW2的构造。

【表格10】

¹⁾偶数奇偶校验附加到比特b0至b7。

ACT字表示活动信道。对于a1至a4比特，与属于该音频组的活动信道(信道CH1至CH4中的任何信道)相关联的比特设为1，并且与非活动信道相关联的比特设为0。

在表格11中示出用户数据字UDW3至UDW8的构造。DELm-n字的比特被指派给用户数据字UDW3至UDW8。

【表格11】

DELm-n字表示音频处理期间累积的视频延迟的大小量(累积音频处理延迟)。该延迟量与信道CHm和CHn的信道对有关，并且利用音频采样时钟间隔作为参考单位来确定。用2的补码(two’s complement)来表示26个比特DEL0至DEL25中的每个比特。正值指示视频超前音频。

在表格12中示出用户数据字UDW9和UDW10的构造。保留(RSRV)字的比特被指派给用户数据字UDW9和UDW10。当在将来对规范进行修改时，使用用户数据字UDW9至UDW10的数据字段。

【表格12】

图12A、图12B和图12C是示出UHDTV标准中所规定的样本结构示例的说明图。在要结合图12A至图12C进行的描述中所采用的帧是由3840样本×2160行形成的帧(以下可以称为4k×2k信号的帧)。

UHDTV标准中规定的样本结构包括以下所述的三种结构。顺便提及，诸如R′、G′或B′之类的带“′”的信号是已经经过了伽马校正等的信号。图12A示出R′G′B′、Y′Cb′Cr′、4:4:4系统中所采用的示例。在该系统中，所有像素样本包含R、G和B分量或Y、Cb和Cr分量。图12B示出在Y′Cb′Cr′、4:2:2系统中所采用的示例。在该系统中，偶数编号的样本包含Y、Cb和Cr分量，并且奇数编号的样本包含Y分量。图12C示出Y′Cb′Cr′、4:2:0系统中所采用的示例。在该系统中，偶数编号的样本包含Y、Cb和Cr分量，并且奇数编号的样本包含Y分量。此外，在偶数编号的行上包含Y分量(Cb和Cr分量已被间选出的)。

图13是示出由映射单元11将构成4k×2k信号的帧的像素样本映射到第一至第四子图像中的示例的说明图。这里，映射单元11以预定样本为单位对从输入视频信号的每帧提取的像素样本进行间选。在该示例中，同一行上的两个相邻样本被间选出。映射单元11逐帧以均等的顺序取出所间选出的样本，并且将它们映射到遵从HD-SDI格式的第一、第二、第三和第四子图像的活动周期中。此时，映射单元11将音频信号映射到第一子图像的消隐周期中。

此时，映射单元11将每帧中偶数编号的行上的两个像素样本交替映射到第一子图像和第二子图像，并且将每帧中的奇数编号的行上的两个像素样本交替映射到第三子图像和第四子图像。具有特征地，在要被映射的音频信号被映射到第一子图像的消隐周期中时所获得的该音频信号相对于第一子图像的相位与输入音频信号相对于输入视频信号的相位基本一致。

结果，构成2k×1k信号的一帧的像素样本被映射到以HD-SDI格式定义的活动周期中出现的第一至第四子图像中。

此外，映射单元11将映射后的第一、第二、第三和第四子图像的每一个分离到第一链路发送信道(LinkA)和第二链路发送信道(LinkB)中，并且从而将子图像映射到8个信道。

映射单元11是这样一种电路，其按照SMPTE435，将由3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特的视频信号形成的帧映射到信道CH1至CH8(由属于LinkA的CH1、CH3、CH5和CH7以及属于LinkB的CH2、CH4、CH6和CH8组成的8个信道)上的HD-SDI信号中，其中，信道CH1至CH8允许1.485Gbps或1.485Gbps/1.001(以下，简称为1.485Gbps)的比特率。

该示例中的映射单元11将从由3840像素样本并且2160行形成的帧中提取的视频信号映射到四个子图像中，并且将被映射到第一至第四子图像中的视频信号映射到8个允许1.485Gbps的比特率的信道CH1至CH8上的HD-SDI信号中。

如图13中所示，由4k×2k信号形成的帧包括多个像素样本。这里，帧中每个像素样本的位置被表示为(样本编号，行编号)。

包括第0行上的位置(0，0)和(1，0)处的两个相邻样本的第一样本组51被映射到第一子图像中的位置(0，42)和(1，42)处并且被指示为第一样本组51′。

包括第0行上的位置(2，0)和(3，0)处的两个相邻样本的第二样本组52被映射到第二子图像中的位置(0，42)和(1，42)处并且被指示为第二样本组52′。

包括第1行上的位置(0，1)和(1，1)处的两个相邻样本的第一样本组53被映射到第三子图像中的位置(0，42)和(1，42)处并且被指示为第三样本组53′。

包括第1行上的位置(2，1)和(3，1)处的两个相邻样本的第四样本组54被映射到第四子图像中的位置(0，42)和(1，42)处并且被指示为第四样本组54′。

参考图14，假定4k×2k信号的帧中或第一至第四子图像的每个子图像中所包含的每个样本的位置表示为(样本编号，行编号)，以下将描述映射的具体示例。参考图14，以下将描述提取并且映射第一至第四子图像的示例。

如图14中所示，对于4k×2k信号的一帧，在行方向中指派i、2i和2i-1值，在样本方向中指派j、2j和2j-1值。

对于第一至第四子图像，在行方向中指派i值，并且在样本方向中指派j值。

假定将同一行上相邻的两个样本视为样本组，映射单元11将位于帧中的第2i-1行上的第2j-1个样本组位置的第一样本组映射到第一子图像中的第i行(i是自然数)上的第j(j是自然数)个样本组位置中。

映射单元11将位于帧中第2i-1行上的第2j个样本组位置的第二样本组映射到第二子图像中的第i行上的第j个样本组位置中。

映射单元11将位于帧中第2i行上的第2j-1个样本组位置的第三样本组映射到第三子图像中的第i行上的第j个样本组位置中。

映射单元11将位于帧中第2i行上的第2j个样本组位置的第四样本组映射到第四子图像中的第i行上的第j个样本组位置中。

以下将描述如上所述对样本进行映射的理由。

帧是根据RGB、YCbCr/4:4:4模式、YCbCr/4:2:2模式和YCbCr/4:2:0模式中的任何模式构造的。

如果可以通过单个HD-SDI线缆来发送帧，不会产生问题。然而，由于数据量增大，所以不可能通过单个HD-SDI线缆来发送帧。因此，该帧的像素样本(包含视频信号的信息)被适当地提取并被以多个子图像的形式发送。

如图12A所示，如果帧是以RGB或YCbCr/4:2:2模式构造的，则不管提取的是哪些像素样本，原始视频都能够被再现。

如图12B所示，如果帧是以YCbCr/4:2:2模式构造的，则奇数编号的样本仅包含关于辉度信号的信息Y。因此，奇数编号的样本中的每一个样本与相邻的偶数编号的样本(包含CbCr)一起被映射到子图像中。因此，尽管该帧的原始视频的分辨率被降低了，但是可以直接从该子图像中再现视频。

如图12C中所示，如果帧是以YCbCr/4:2:0构造的，则奇数编号的样本仅包含关于辉度信号的信息Y。此外，仅关于辉度信号的信息Y被包含在奇数编号的行中。因此，奇数编号的样本与相邻的偶数编号的样本(包含CbCr)一起被映射到子图像中。因此，尽管该帧的原始视频的分辨率被降低了，但是可以直接从该子图像中再现视频。仅关于辉度信号的信息Y被包含在第三和第四子图像中。对于查看要再现的视频，只呈现辉度值的视频没有出现问题。

当样本被映射到第一至第四子图像中时，可以通过双链路(两个HD-SDI线缆)来发送帧。因此，被映射到第一至第四子图像中的样本可以通过总共8个HD-SDI线缆来发送。

图15示出样本映射到的第一至第四子图像被映射到划分成LinkA和LinkB的信道中。

SMPTE435是10G接口标准，10G接口标准规定：以两个样本(40比特)为单位对置于多个信道上的HD-SDI信号进行8B/10B编码，从而转换成50比特信号，并逐信道进行复用，并且之后以10.692Gbps或10.692Gbps/1.001(以下，简称为10.692Gbps)的比特率发送。在SMPTE435的Part 1的5.4 Octa Link 1.5 Gbps Class中的图3和图4中规定了用于将4k×2k信号映射到HD-SDI信号中的技术。

如图15中所示，按照SMPTE372M(双链路)，从映射后的第一至第四子图像构造信道CH1(LinkA)和CH2(LinkB)上的信号、CH3(LinkA)、CH4(LinkB)上的信号、CH5(LinkA)和CH6(LinkB)上的信号和CH7(LinkA)和CH8(LinkB)上的信号。

由于第一至第四子图像中的每一个子图像被映射到双链路HD-SDI信号中，所以，可以复用并且以10.692Gbps发送所述信号。此时，由于仅信道CH1上的水平(H)消隐信号可以被发送，所以音频数据必须被复用到信道CH1上的信号的H消隐周期中从而被发送。SMPTE299M规定：在HD-SDI信号的H消隐周期期间可以在多达16个信道上发送48kHz音频。

对于96kHz音频的发送，指定用SMPTE299M的图1中规定的用于48kHz音频AES信道1和2这两个信道来发送第一信道上的96kHz音频。类似地，指定用于48kHz音频AES信道1和2这两个信道来发送第二信道上的96kHz音频。由于该规范，可以执行多达8个信道上的发送。

按照SMPTE299M确定音频相位(参见图3B)。具体而言，音频相位是基于由格式化器定义的从EAV到3840/30P水平周期的相位信息和74.25MHz的时钟的相位来定义的，74.25MHz是3840/30P中的采样时钟(等于297MHz)的频率的1/4。

现在，将相互比较1920/30P模式和3840/30P模式。3840/30P中两行的周期和1920/30P中一行的周期相等。音频时钟相位数据为13比特长(ck0至ck12)并且可以用于多达8192个时钟。因此，可以规定约8行上的音频相位。

换而言之，传统的音频时钟相位数据被用来管理3840/30P中两行或更多行上的相位。因此，即使在音频被单独复用到信道CH1时，如果发现音频样本是在信道CH3上的信号中的行上，也可以规定音频相位。

根据本实施例的映射单元11在行方向中以两个样本为单位对3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号进行间选，并且将所获得的样本复用到HD-SDI信号的活动周期中。由于每个样本可以映射成四个信道中的每一个上的1920×1080/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号，所以所产生的信号可以通过现有HD-SDI双链路线缆来发送。此外，信号可以被复用并且以10.692Gbps来发送。

当Cch的默认值200h(10-比特系统)或800h(12-比特系统)被指派给4:2:0的0时，可以将4:2:0信号视为与4:2:2信号等价的信号。对于4:2:2/10-比特或4:2:0/10-比特信号的发送，不使用链路LinkB而仅使用包括4个信道的链路LinkA。谈到10.692Gbps串行接口，需要信道CH1用于时钟同步。当用于信道CH2至CH8的线缆未连接时，D0.0嵌入信道CH2至CH8上的信号中。

映射后的8个信道上的HD-SDI信号(参见图15)与“可以相比于1920×1080/5P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/12-比特信号×2信道的四链路292(quad link 292)”相当。

在SMPTE372M的表格2和图6中规定了用于链路LinkA和LinkB上的信号的数据结构。图16A和图16B示意性地示出该数据结构。如图16A中所示，在链路LinkA上，一个样本为20比特长，并且所有的比特表示R、G或B值。即使在链路LinkB上，如图16A中所示，一个样本也是20比特长。如图16B中所示，在10比特的R′G′B′n:0-1中，比特编号2至7的6个比特表示R、G或B值。因此，一个样本中表示R、G或B值的比特数是16。

如图2中所示，如上所述由映射单元11映射的信道CH1至CH8上的HD-SDI信号发送给S/P-加扰-8B/10B单元12。

图17是示出S/P-加扰-8B/10B单元12的构成的框图。S/P-加扰-8B/10B单元12包括8个块12-1至12-8，每个块与信道CH1至CH8一一对应地相关联。

在用于属于链路LinkA的信道CH1、CH3、CH5和CH7的块12-1、12-3、12-5和12-7中，块12-1的构成与块12-3、12-5和12-7的构成不同。块12-3、12-5和12-7享有相同的构成(在附图中，示出了块12-3的构成但是未示出块12-5和12-7的构成)。用于属于链路LinkB的块12-2、12-4、12-6和12-8的CH2、CH4、CH6和CH8享有相同的构成(在附图中，示出了块12-2的构成但未示出块12-4、12-6和12-8的构成)。在这些块中，给执行相同处理的组件指派相同的标号。

开始，将描述用于链路LinkA的块12-1、12-3、12-5和12-7。在块12-1、12-3、12-5和12-7中，信道CH1、CH3、CH5和CH7上输入的HD-SDI信号被传送给串行至并行(S/P)转换器21。S/P转换器21将HD-SDI信号串并转换成将要以74.25Mbps或74.25Mbps/1.001(以下，简称为74.25Mbps)的比特率发送的20比特宽的并行数字数据，并且提取74.25MHz的时钟。

由S/P转换器21进行了串并转换后的并行数字数据被发送给TRS编码器22。由S/P转换器21提取的74.25MHz的时钟作为写时钟被发送给FIFO存储器23。此外，由块12-1中的S/P转换器21提取的74.25MHz的时钟也被发送给图2中所示的锁相环(PLL)13。

TRS编码器22从自S/P转换器21发送的并行数字视频信号检测定时参考信号SAV和EAV，并且基于所述检测的结果建立比特同步和字同步。

已经经过了TRS编码器22的处理的并行数字数据被发送给FIFO存储器23，并且响应于从S/P转换器21发送的74.25MHz的时钟而被写入FIFO存储器23。

图2中的PLL 13将通过将从块12-1中的S/P转换器21发送的74.25MHz的时钟除以2而产生的37.125MHz的时钟作为读时钟发送给各个块12-1至12-8中的FIFO存储器23，并且将该时钟作为写时钟发送给向各个块12-1至12-8中的FIFO存储器26和块12-1中的FIFO存储器27。

PLL 13将通过将从块12-1中的S/P转换器21发送的74.25MHz的时钟乘以9/8产生的83.5312MHz的时钟作为读时钟发送给各个块12-1至12-8中的FIFO存储器26和块12-1中的FIFO存储器27，并且也将该时钟作为写时钟发送给图2中所示的FIFO存储器16。

PLL 13将通过将自块12-1中的S/P转换器21发送的74.25MHz的时钟乘以9/4产生的167.0625MHz的时钟作为读时钟发送给图2中所示的FIFO存储器16。

PLL 13将通过将自块12-1中的S/P转换器21发送的74.25MHz的时钟乘以9产生的668.25MHz的时钟作为读时钟发送给图2中所示的多信道数据构造单元17。

如图17中所示，响应于从S/P转换器21发送的74.25MHz的时钟而被写入的20比特宽的并行数字数据响应于从图2中的PLL 13发送的37.125MHz的时钟被以两个样本为单位从FIFO存储器23中读出作为40比特宽的并行数字数据，并且被发送给加扰器24。在块12-1中，从FIFO存储器23中读出的40比特宽的并行数字数据也发送给8B/10B编码器25。

加扰器23是自同步加扰器。自同步加扰方法是在SMPTE292M中采用的加扰方法，并且是这样的加扰方法：发送侧将输入的串行信号视为多项式，顺序地将该多项式除以九阶原始多项式X⁹+X⁴+1，并且发送相除的结果或商，并且因此统计平均地将发送数据的标定比率(mark ratio)(1到0的比率)减半。加扰的意义在于：使用原始多项式对信号进行加密。商被除以X+1，从而不分极性(polarity-free)的数据(具有相同信息的数据和反转数据)被发送。在接收侧，通过将所接收到的串行信号乘以X+1并且将得到的信号再乘以原始多项式X⁹+X⁴+1的处理(解扰)来再现原始串行信号。

加扰器24不是解扰每个水平行上的所有数据项，而是仅解扰定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC。加扰器24不加扰水平消隐周期的数据。加扰器的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV前被设为0，并且编码被执行。接在检错码CRC之后的多达10比特长的数据被输出。

以下将描述加扰器24执行前述处理的理由。在传统的字同步加扰方法中，不间断地发送每个水平行上的所有数据项。然而，在本示例中，不发送已经过自同步加扰后的水平消隐周期的数据。作为用于该目的方法，有这样的方法：尽管每个水平行(包括水平消隐周期在内)上所有数据项都被加扰了，但是不发送水平消隐周期的数据。然而，根据该方法，用于发送的加扰器和用于接收的解扰器不保证数据项的连续性。因此，当接收侧上的解扰器再现数据时，解扰器错误地计算或者不正确地执行CRC最后几个比特。因此，检错码CRC不被准确再现。存在这样的方法：在不发送数据的水平消隐区间期间停止用于加扰器的时钟，使得CRC可以被准确再现。当采用该方法时，在CRC的计算期间需要随后的定时参考信号SAV。这引出了很难进行定时控制的问题。

因此，仅定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项被加扰。紧在定时参考信号SAV之前，加扰器24的寄存器中的所有值被设为0，并且编码被执行。接在检错码CRC之后的至少几个比特(例如，10比特)长的数据被输出。

因此，在接收侧的装置中，解扰器的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV前被设为0，并且解码被启动。接在检错码CRC之后的至少几个比特长的数据被解扰。因此，考虑了用作乘法电路的解扰器的执行，计算被准确执行，从而可以再现原始数据。

此外，计算已经揭示出：当加扰器的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV前被设为0时，在经过加扰的数据中不产生病态模式(pathological pattern)。所提到的病态模式是：表现出如图18A中所示的1比特“H”后接着连续的19比特的“L”的模式(或反转模式)的信号的产生或表现出如图18B中所示的连续20比特的“H”后接着20比特的“L”的模式(或反转模式)的信号的产生。

图18A中所示的模式和反转模式是直流分量为主的模式。为了实现10Gbps高的发送速率，一般采用交流耦合的发送系统。然而，在交流耦合的发送系统中，当直流分量为主时，会发生像图19中所示的那样的基线扭曲。因此，接收侧的装置必须再现直流分量。

图18B中的模式和反转模式是几乎不发生从0至1或从1至0的过渡(transition)的模式。因此，接收装置很难从串行信号再现时钟。

如之前所述，计算已经揭示了：当加扰器的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV前被设为0时，不出现病态模式。可以说：可以接受所产生的信号作为发送码。

如图20中所示，定时参考信号SAV中最后一个字XYZ(用于区分帧的第一字段和第二字段或区分SAV和EAV的字)的两个低阶比特可以设为0。例如，块12-1中的加扰器24利用这两个被设为0的低阶比特执行加扰。块12-3中的加扰器24在将两个低阶比特分别重写为0和1之后执行加扰。块12-5中的加扰器24在将两个低阶比特分别重写为1和0之后执行加扰。块12-7中的加扰器24在将两个低阶比特重写为1之后执行加扰。因此，加扰是利用在信道CH1、CH3、CH5和CH7之间不同的两个低阶比特的值来执行的。

以下将描述执行前述处理的原因。当3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号是平坦信号(在整个屏幕上呈现几乎相同的R、G和B值)时，如果数据值在信道CH1、CH3、CH5或CH7和CH2、CH4、CH6或CH8之间是一致的，则发生电磁干扰(EMI)等。这是不适宜的。相反，当SAV中XYZ的两个低阶比特的值在信道CH1、CH3、CH5和CH7之间不同时，如果加扰被执行，则除了具有XYZ的被设为0的两个低阶比特的数据以外，0和1、1和0以及1和1中每一组数除以生成多项式得到的结果作为经过加扰的数据也被发送。因此，可以避免数据项的一致性。

此外，计算已经揭示了：即使XYZ的两个低阶比特的值逐信道不同，如果加扰器的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV前被设为0，也不出现病态模式。

如上所述经加扰器24加扰后的40比特宽的并行数字数据响应于从图2中所示的PLL 13发送的37.125MHz的时钟而被写入FIFO存储器26。此后，并行数字数据响应于从PLL 13发送的85.5312MHz的时钟而被从FIFO存储器26读出，同时使40比特的宽度不变，并且之后被发送给图2中所示的复用单元14。

块12-1中的8B/10B编码器25对从FIFO存储器23读出的40比特宽的并行数字数据中水平消隐周期的数据单独进行8比特向10比特编码。

已经经8B/10B编码器25进行了8比特向10比特编码的50比特宽的并行数字数据响应于自图2中的PLL 13发送的37.125MHz的时钟而被写入FIFO存储器27。此后，并行数字数据响应于自PLL 13发送的85.5312MHz的时钟而被从FIFO存储器27读出，同时使50比特的宽度不变，并且之后被发送给图2中所示的复用单元14。

从块12-1将水平消隐周期中的数据单独发送(即，信道CH1上的数据被发送)到复用单元14，但是不从各个块12-3、12-5和12-7将(信道CH3、CH5和CH7上的)水平消隐周期的数据项发送到复用单元14。这是因为对数据量施加了限制。

接着，以下将描述用于链路LinkB的块12-2、12-4、12-6和12-8。在块12-2、12-4、12-6和12-8中，输入的信道CH2、CH4、CH6和CH8上的HD-SDI信号经历由各自的S/P转换器21和TRS编码器22执行的与块12-1、12-3、12-5和12-7中所执行的处理相同的处理，并且之后被发送给各个提取器28。

提取器28是这样一种电路，其从链路LinkB上每个水平行上的所有数据项中的定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项中提取R、G和B值的比特(构成图16B中所示的链路LinkB上的一个样本的20比特中表示R、G和B值的16比特)。

由提取器28提取的16比特宽的并行数字数据响应于自S/P转换器21发送的74.25MHz的时钟而被写入FIFO存储器23。此后，并行数字数据响应于自图2中的PLL 13发送的37.125MHz的时钟而以两个样本为单位被读出作为32比特宽的并行数字数据，并且被发送给K28.5插入器29。

K28.5插入器29将8比特字数据插入定时参考信号SAV和EAV的导引部分。在8比特向10比特编码期间，8比特字数据被转换成10比特字数据(称为名为K28.5的代码)，10比特字数据不用做表示视频信号的字数据。

已经经过了K28.5插入器29的处理的32比特宽的并行数字数据发送给8B/10B编码器30。8B/10B编码器30对32比特宽的并行数字数据进行8比特向10比特编码，并且输出所产生的数据。

以两个样本为单位构成的32比特宽的并行数字数据被8B/10B编码器30进行8比特向10比特编码的原因是：使得该并行数字数据与10G接口标准SMPTE435中规定的50比特长的内容ID的40个高阶比特兼容。

经8B/10B编码器30进行了8比特向10比特编码的40比特宽的并行数字数据响应于从图2中的PLL 13发送的37.125MHz的时钟而被写入FIFO存储器26。此后，并行数字数据响应于自PLL 13发送的85.5312MHz的时钟而被从FIFO存储器26读出，同时使40比特的宽度不变，并且之后被发送给图2中所示的复用单元14。

图2中所示的复用单元对信道CH1至CH8上的40比特宽的并行数字数据项(定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项)进行复用，所述数据项是按照以下顺序以40比特为单位从S/P-加扰-8B/10B单元12中的各个块12-2至12-8的FIFO存储器26中读出的：信道CH2(数据经过了8比特向10比特编码的信道)、信道CH1(数据经过了自同步加扰的信道)、信道CH4(数据经过了8比特向10比特编码的信道)、信道CH3(数据经过了自同步加扰的信道)、信道CH6(数据经过了8比特向10比特编码的信道)、信道CH5(数据经过了自同步加扰的信道)、信道CH8(数据经过了8比特向10比特编码的信道)和信道CH7(数据经过了自同步加扰的信道)。因此，复用单元14产生320比特宽的数据。

经过了8比特向10比特编码的数据以40比特为单位被插入经过了自同步加扰的数据。因此，解决了标定比率(0到1的比率)依赖加扰方法的不同和从0到1或从1到0的过渡中的不稳定。最终，可以防止前述病态模式的发生。

如图21B中所示，复用单元14对包含在信道CH1上的数据的水平消隐周期中并且从S/P-加扰-8B/10B单元12中的块12-1的FIFO存储器27读出的4个样本的50比特宽的并行数字数据项进行复用来产生200比特宽的数据。

从由复用单元14执行的复用产生的320比特宽的并行数字数据和200比特宽的并行数字数据被发送给数据长度转换单元15。数据长度转换单元15是使用移位寄存器形成的。320比特宽的并行数字数据所转换成的256比特宽的数据，和200比特宽的并行数字数据所转换成的256比特宽的数据被用来构造256比特宽的并行数字数据。256比特宽的并行数字数据被进一步转换成128比特宽的数据。

图22至图24是示出由数据长度转换单元15构造的256比特宽的并行数字数据的结构的示图。图22示出30P模式中用于1行的数据结构。图23示出25P模式中用于1行的数据结构。图24示出24P模式中用于4行的数据结构(由于在24P模式中以4行为周期的最后的字的比特数变成128，所以描述了用于4行的数据结构)。按照SMPTE435，帧率和行数与信道CH1上的HD-SDI信号的帧率和行数相同。S/P-加扰-8B/10B单元12采用加扰和8B/10B编码两者，并且对信道CH1上的数据执行加扰(由SMPTE292M采用的加扰)。因此，图22至图24中示出的数据结构与用于HD-SDI信号的数据结构基本相同。

如图22至图24所示，一行上的数据包括以下所述的三个字段。

-阴影线字段：用于信道CH1至CH8上的定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项组的字段，所述数据项组以40比特为单位按照CH2、CH1、CH4、CH3、CH6、CH5、CH8和CH7的顺序被复用。

-消隐字段：经过8B/10B编码的信道CH1上的水平消隐周期的50比特长的数据项的字段。

-加点字段：用于调整数据量的附加数据的字段。

如图2中所示，由数据长度转换单元15转换成128比特宽的数据的并行数字数据被发送给FIFO存储器16，并且响应于从PLL 13发送的85.5313MHz的时钟而被写入FIFO存储器16。

被写入FIFO存储器16的128比特宽的并行数字数据响应于自图2中的PLL 13发送的167.0625MHz的时钟而被从FIFO存储器16读出作为64比特宽的并行数字数据，并且被发送给多信道数据构造单元17。

多信道数据构造单元17例如是10吉比特-16比特接口(XSBI)(要在10-吉比特Ethernet中使用的16-比特接口(Ethernet是注册商标)系统)。多信道数据构造单元17使用从PLL 13发送的668.25MHz的时钟来从自FIFO存储器16读出的64比特宽的并行数字数据构造16个信道上的串行数字数据项，所述信道允许668.25Mbps的比特率。由多信道数据构造单元17构造的16个信道上的串行数字数据项被发送到复用-P/S转换单元18。

复用-P/S转换单元18对自多信道数据构造单元17发送的16个信道上的串行数字数据项进行复用，并且对经过复用的并行数字数据进行并行向串行转换，以产生允许668.25MHz×16＝10.692Gbps的串行数字数据项。该示例中的复用-P/S转换单元18具有并行向串行转换单元的性能，并行向串行转换单元对由映射单元11映射的第一、第二、第三和第四子图像进行串行转换。

图25A、图25B和图25C是示出用于允许10.692Gbps的串行数字数据中一行的数据结构的示图。图25A示出24P模式中的结构。图25B示出25P模式中的结构。图25C示出30P模式中的结构。在附图中，示出SAV、活动行和EAV作为包含行编号LN和检错码CRC的数据项。示出水平消隐周期包含图22至图24中示出的附加数据的字段。

根据以下表达式分别获得24P、25P和30P模式中的一行上的比特数。

10.692Gbps÷24帧/秒÷1125行/帧＝396000比特

10.692Gbps÷25帧/秒÷1125行/帧＝380160比特

10.692Gbps÷30帧/秒÷1125行/帧＝316800比特

根据以下表达式获得定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的比特数。

(1920T+12T)×36比特×4信道×40/36＝309120比特

根据以下表达式分别获得24P、25P和30P模式中的水平消隐周期的比特数。

(1)在24P模式中：

396000比特-309121比特＝86880比特

(2750T-1920T-12T(SAV+EAV+LN+CRC))×20比特×10/8＝20450比特

86880比特＞20450比特

(2)在25P模式中：

380160比特-309120比特＝71040比特

(2640T-1920T-12T(SAV+EAV+LN+CRC))×20比特×10/8＝17700比特

71040比特＞17700比特

(3)在30P模式中：

316800比特-309120比特＝7680比特

(22T-1920T-12T(SAV+EAV+LN+CRC))×20比特×10/8＝6700比特

7680比特＞6700比特

如上所述，在24P、25P和30P模式的所有模式中，SMPTE435中规定的水平消隐周期的比特数(即，86880比特、71040比特和7680比特)都比信道CH1上的数据{水平消隐周期的数据-(定时参考信号SAV、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项)}的比特数(即，分别为20450比特、17700比特和6700比特)大。因此，可以对信道CH1上的水平消隐周期的数据进行复用。

如图2中所示，由复用-P/S转换单元18产生并且允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据被发送给光电转换单元19。光电转换单元19用作将允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据输出给CCU 2的输出单元。允许10.692Gbps的比特率并且被光电转换单元19转换成光信号的串行数字数据通过图1中所示的光纤线缆3从广播相机1发送到CCU 2。

使用本实施例的信号发送设备5，可以执行要在发送作为串行数字数据的3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号的一侧执行的信号处理。在信号发送设备5和信号发送方法中，当3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号被映射到信道CH1至CH8(属于链路LinkA的CH1、CH3、CH5和CH7，以及属于链路LinkB的CH2、CH4、CH6和CH8)上的HD-SDI信号中时，HD-SDI信号被进行串行向并行转换。此后，链路LinkA上的信号经过自同步加扰，并且链路LinkB上的信号使其R、G和B比特经过8比特向10比特编码。

对于链路LinkA，不是对每个水平行上的所有数据项执行自同步加扰，而是仅对定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项执行自同步加扰。不对水平消隐周期的数据执行自同步加扰。加扰器的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV之前被设为0，并且编码被执行。接在检错码CRC之后的至少几个比特的数据被输出。

以下将描述执行前述加扰的原因。在传统的自同步加扰方法中，不间断地发送每个水平行上的所有数据项。在本发明中，不发送已经经历了自同步加扰的水平消隐周期的数据。作为用于此目的的方法，有这样的方法：尽管包括水平消隐周期的数据在内的每个水平行上的所有数据项都被加扰，但是仅水平消隐周期的数据不被发送。然而，根据该方法，用于发送的加扰器和用于接收的解扰器不保证数据项的连续性。因此，当接收侧的解扰器再现数据时，解扰器错误计算或不正确地执行CRC的最后几个比特。因此，检错码CRC未被准确再现。有这样的方法：通过在没有数据被发送的水平消隐周期期间停止用于加扰器的时钟来准确再现CRC。当采用该方法采用时，CRC的计算需要随后的定时参考信号SAV。这引出了很难进行定时控制的问题。

因此，仅对定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项进行加扰。加扰器的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV之前被设为0，并且编码被执行。接在检错码CRC之后的至少几个比特长的数据被输出。

在接收侧的装置中，解扰器的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV之前被设为0，并且解码被启动。此外，接在检错码CRC之后的至少几个比特长的数据被解扰。因此，考虑用作乘法电路的解扰器的执行，可以准确执行计算以再现原始数据。

此外，计算已经揭示了：当加扰器的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV之前被设为0时，在加扰后的数据中不出现病态模式。可以说：可以接受所产生的信号作为发送码。

对于链路LinkB，仅从每个水平行上的所有数据项中的定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项来提取R、G和B比特。对R、G和B比特进行8比特向10比特编码。对已经经过了自同步加扰的链路LinkA上的数据项和已经经过了8比特向10比特编码的链路LinkB上的数据项进行复用。从经过复用的并行数字数据项产生允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据。

图26是示出CCU 2的电路的框图。在CCU 2中，与广播相机1一一对应关联地包括与图26中所示出的相似的多套电路。

通过光纤线缆3从广播相机1发送并且允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据通过光电转换单元31转换成电信号，并且之后被发送给S/P转换-多信道数据构造单元32。S/P转换-多信道数据构造单元32例如是前述XSBI。S/P转换-多信道数据构造单元32接收视频信号所映射到其中并且每一个都被分离到第一链路信道和第二链路信道中的第一、第二、第三和第四子图像。

S/P转换-多信道数据构造单元32将允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据进行串行向并行转换，从自串行向并行转换所产生的并行数字数据构造16个允许668.25Mbps的比特率的信道上的串行数字数据项，并且提取668.25MHz的时钟。

由S/P转换-多信道数据构造单元32构造的16个信道上的并行数字数据项被发送给复用单元33。由S/P转换-多信道数据构造单元32提取的668.25MHz的时钟被发送给PLL 34。

复用单元33对自S/P转换-多信道数据构造单元32发送的16个信道上的并行数字数据项进行复用，并且将64比特宽的并行数字数据发送给FIFO存储器35。

PLL 34将167.0625MHz的时钟作为写时钟发送给FIFO存储器35，167.0625MHz是自S/P转换-多信道数据构造单元32发送的668.25MHz的时钟的频率的1/4。

PLL 34将83.5312MHz的时钟作为读时钟发送给FIFO存储器35，并将该时钟作为写时钟发送给稍后将描述的解扰-8B/10B-P/S单元38中所结合的FIFO存储器44，83.5312MHz是自S/P转换-多信道数据构造单元32发送的668.25MHz的时钟的频率的1/8。

PLL 34将37.125MHz的时钟作为读时钟发送给解扰-8B/10B-P/S单元38所结合的FIFO存储器45，37.125MHz是自S/P转换-多信道数据构造单元32发送的668.25MHz的时钟的频率的1/18。

PLL 34将74.25MHz的时钟作为读时钟发送给解扰-8B/10B-P/S单元38中结合的FIFO存储器45，74.25MHz是是自S/P转换-多信道数据构造单元32发送的668.25MHz的时钟的频率的1/9。

自复用单元33发送的64比特宽的并行数字数据响应于自PLL 34发送的167.0625MHz的时钟被写入FIFO存储器35中。FIFO存储器35中所写入的并行数字数据响应于自PLL 34发送的83.5312MHz的时钟被读出作为128比特宽的并行数字数据，并且被发送给数据长度转换单元36。

数据长度转换单元36是使用移位寄存器形成的，并且将128比特宽的并行数字数据转换成256比特宽的数据(具有图22至图24中的任何图所示的结构的数据)。数据长度转换单元36检测被插入定时参考信号SAV或EAV中的每一个的K28.5以彼此区分行周期，将定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项组转换成320比特宽的数据，并且将水平消隐周期的数据(如之前所述，已经经过了8B/10B编码的信道CH1上的水平消隐周期的数据)转换成200比特宽的数据。在图22至图24中示出的附加数据被丢弃。

数据长度经过了数据长度转换单元36的转换的320比特宽的并行数字数据和200比特宽的并行数字数据被发送给分离单元37。

分离单元37将自数据长度转换单元36发送的320比特宽的并行数字数据(定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项组)分离成信道CH1至CH8上的数据项，所述信道CH1至CH8上的数据项是与未经广播相机1中所包括的复用单元14(图2)复用的数据项相同的40比特数据项。信道CH1至CH8上的40比特宽的并行数字数据项被发送给解扰-8B/10B-P/S单元38。

分离单元37将从数据长度转换单元36发送的200比特宽的并行数字数据(已经经过了8B/10B编码的信道CH1上的水平消隐周期的数据)分离成与未经复用单元14复用的数据项相同的50比特数据项(参见图21B)。所述50比特宽的并行数字数据项被发送到解扰-8B/10B-P/S单元38。

图27是示出解扰-8B/10B-P/S单元38的结构的框图。解扰-8B/10B-P/S单元38包括与信道CH1至CH8一一对应地相关联的8个块38-1至38-8。解扰-8B/10B-P/S单元38用作接收视频信号所映射到其中并且每一个都被划分成第一链路信道和第二链路信道的第一、第二、第三和第四子图像的接收单元。

在用于数据链路LinkA的信道CH1、CH3、CH5和CH7的块38-1、38-3、38-5和38-7中，块38-1与其它块38-3、38-5和38-7具有不同的构造。块38-3、38-5和38-7具有相同的构造(在附图中，示出38-3的构造而未示出块38-5和38-7的构造)。用于属于链路LinkB的信道CH2、CH4、CH6和CH8的块38-2、38-4、38-6和38-8具有相同的构造(在附图中，示出38-2的构造而未示出38-4、38-6和38-8的构造)。在所述块中，给执行相同处理的组件指派相同的标号。

开始，以下将描述用于链路LinkA的块38-1、38-3、38-5和38-7。在块38-1、38-3、38-5和38-7中，信道CH1、CH3、CH5和CH7上输入的40比特的并行数字数据项(每一个都包括已经经过了自同步加扰的定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项)被发送给各自的解扰器41。

解扰器41是自同步解扰器。解扰器41对接收到的并行数字数据进行解扰、紧在定时参考信号SAV之前将解扰器41的寄存器中的所有值设为0并且之后启动解码。此外，解扰器41对接在检错码CRC之后的10比特长的数据执行自同步解扰。

如关于广播相机1中所结合的加扰器24(图17)所描述的，尽管已经经过了自同步加扰的水平消隐周期的数据未被发送，但是考虑了用作乘法电路的解扰器41的执行，计算被准确执行以再现原始信号。

在执行自同步加扰后，解扰器41将定时参考信号SAV中包含的XYZ的两个低阶比特(如关于加扰器24所描述的值在信道CH1、CH3、CH5和CH7间不同的经过加扰的比特)的值变为它们的原始值0。

由块38-1中的解扰器41解扰出的40比特宽的并行数字数据被发送给选择器43。在块38-1中，输入的50比特宽的并行数字数据(已经经过了8B/10B编码的信道CH1上的水平消隐周期的数据)被发送给8B/10B解码器42。8B/10B解码器42对并行数字数据进行8比特向10比特解码。经8B/10B解码器42进行了8比特向10比特解码后的40比特宽的并行数字数据被发送给选择器43。

选择器43交替选择自解扰器41发送的并行数字数据和自8B/10B解码器42发送的并行数字数据，并且构造合成了每一个水平行上的所有数据项的40比特宽的并行数字数据，并且将40比特宽的并行数字数据发送给FIFO存储器44。

由于不输入50比特宽的并行数字数据，所以在块38-3、38-5和38-7中既不包括8B/10B解码器42也不包括选择器43。经解扰器41解扰后的40比特宽的并行数字数据原样发送给FIFO存储器44。

发送给FIFO存储器44的40比特宽的并行数字数据响应于自PLL 34(图26)发送的83.5312MHz的时钟而被写入FIFO存储器44中。之后，并行数字数据响应于自PLL 34发送的37.125MHz的时钟而从FIFO存储器44中被读出，同时保持40比特的宽度不变，并且之后被发送给FIFO存储器45。

发送给FIFO存储器44的40比特宽的并行数字数据响应于自PLL 34(图26)发送的37.125MHz的时钟而被写入FIFO存储器45中。之后，并行数字数据响应于自PLL 34发送的74.25MHz的时钟而从FIFO存储器45中被读出作为20比特宽的并行数字数据(图16A中示出的链路LinkA上的一个样本的数据)，并且之后被发送给并行向串行(P/S)转换器46。

P/S转换器46将并行数字数据并串转换成允许1.485Gbps的比特率的HD-SDI信号以再现HD-SDI信号。由块38-1、38-3、38-5和38-7再现的信道CH1、CH3、CH5和CH7上的HD-SDI信号被发送给图27中示出的4k×2k再现单元39。

接着，以下将描述用于链路LinkB的块38-2、38-4、38-6和38-8。在块38-2、38-4、38-6和38-8中，信道CH2、CH4、CH6和CH8上输入的40比特的并行数字数据项(经过了8B/10B编码的定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项组)被发送给各自的8B/10B解码器47。

8B/10B解码器47对并行数字数据进行8比特向10比特解码。经8B/10B解码器47进行了8比特向10比特解码后的32比特宽的并行数字数据被发送给FIFO存储器44。

发送给FIFO存储器44的32比特宽的并行数字数据响应于自PLL 34(图26)发送的83.5313MHz的时钟而被写入FIFO存储器44中。之后，该并行数字数据响应于自PLL 34发送的37.125MHz的时钟而从FIFO存储器44中被读出，同时保持32比特的宽度不变，并且之后被发送给FIFO存储器45。

发送给FIFO存储器45的32比特宽的并行数字数据响应于自PLL 34(图26)发送的37.125MHz的时钟而被写入FIFO存储器45中。之后，该并行数字数据响应于自PLL 34发送的74.25MHz的时钟而从FIFO存储器45中被读出作为16比特宽的并行数字数据(图16A中示出的链路LinkA上的一个样本的R、G、B比特)，并且之后被发送给样本数据构造器48。

样本数据构造器48构成链路LinkB上的样本的20比特数据项，这20比特数据项附加了图16中示出的R′G′B′n:0-1中的比特编号为0、1、8和9的4个比特。这样构造的20比特宽的并行数字数据从样本数据构造器48被发送到P/S转换器46。

P/S转换器46将并行数字数据并串转换成允许1.485Gbps的比特率的HD-SDI信号，从而再现HD-SDI信号。由各个块38-2、38-4、38-6和38-8再现的信道CH2、CH4、CH6和CH8上的HD-SDI信号被发送给4k×2k再现单元39。

4k×2k再现单元39是这样的电路，其对自解扰-8B/10B-P/S单元38发送的信道CH1至CH8(链路LinkA和链路LinkB)上的HD-SDI信号执行与广播相机1的映射单元11(图2)的处理(图15)相反的处理，以再现3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号。

该示例的4k×2k再现单元39逐个提取分配给由S/P转换-多信道数据构造单元32接收到的第一、第二、第三和第四子图像的活动周期的像素样本。4k×2k再现单元39顺序地将像素样本重新分配给视频信号的一帧，并且从所分配的样本重建所间选出的像素。

此时，4k×2k再现单元39交替地将被映射到第一和第二子图像的样本分配给偶数编号的行。相似地，4k×2k再现单元39交替地将被映射到第三和第四子图像的样本分配给奇数编号的行。然后，4k×2k再现单元39使用被分配给每行的样本来重建与样本相邻的所间选出的像素。

由4k×2k再现单元39再现的3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号从CCU 2输出，并且发送给例如VTR等(未示出)。

不仅仅是3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号通过光纤线缆3从各个广播相机1被发送给CCU 2，并且回传视频(用来显示由另一广播相机1拍摄的画面的视频信号)也通过光纤线缆3从CCU 2被发送给各个广播相机1。回传视频使用已知技术来产生(例如，在两个信道上的HD-SDI信号被进行8比特向10比特编码之后，所产生的信号被复用并且被转换成串行数字数据)。对用于此产生的电路的描述将被省略。

在该示例中，信号接收设备6执行被指派给接收由信号发送设备5产生的串行数字数据的一侧的信号处理。根据信号接收设备6和信号接收方法，并行数字数据从允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据产生，并且该并行数字数据被分离成被划分成链路LinkA和LinkB的各个信道上的数据项。

分离后的链路LinkA上的数据项经历自同步加扰。每个解扰器的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV之前被设为0，并且解码被启动。此外，接在检错码CRC之后的至少几个比特长的数据经历自同步解扰。因此，仅定时参考信号SAV、活动行、定时参考信号EAV、行编号LN和检错码CRC的数据项经历了自同步加扰，而水平消隐周期的数据没有经历自同步加扰。不论如何，考虑了作为乘法电路的解扰器的执行，计算被准确执行以再现原始数据。

对于分离后的链路LinkB上的数据项，链路LinkB上的样本的数据项是从经过8比特向10比特解码的R、G和B比特来构造的。对经历了自同步解扰的链路LinkA上的并行数字数据和构造了其样本的链路LinkB上的并行数字数据进行并串转换，从而再现信道CH1至CH8上所映射的HD-SDI信号。

如上所述，在作为发送侧的广播相机1中，每个加扰器24的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV之前被设为0，编码被执行，并且接在检错码CRC之后的10比特长的数据被输出。在作为接收侧的CCU 2中，解扰器41的寄存器中的所有值紧在定时参考信号SAV之前被设为0，解码被启动，并且接在检错码CRC之后的10比特长的数据被解扰。因此，尽管经历了自同步加扰的水平消隐周期的数据未被发送，但是作为接收侧的CCU 2也可以准确再现原始数据。

在链路LinkA和LinkB两者上，以两个样本为单位执行自同步加扰或8B/10B编码。因此，所产生的数据可以与SMPTE435中规定的50比特长的内容ID的40个高阶比特兼容。

加扰是通过在属于链路LinkA的信道间改变定时参考信号SAV中的XYZ的两个低阶比特的值来执行的。因此，即使3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号是平坦信号(在整个屏幕上，R、G和B值几乎相同)时，也可以避免这样的情况：数据值在信道CH1、CH3、CH5和CH7和信道CH2、CH4、CH6和CH8之间变得一致。因此，可以防止电磁干扰(EMI)的发生。

由于经过了8B/10B编码的数据以40比特为单位被插入已经经历了自同步加扰的数据，或者每个解扰器41的寄存器中的值紧在定时参考信号SAV前被设为0，所以可以防止病态模式的发生。

在前述与第一实施例相关的相机发送系统中，3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号被映射到信道CH1至CH8(链路LinkA和LinkB)上的HD-SDI信号中。因此，3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号被转换成允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据，并且被发送。其优势在于：可以经由传统上采用的10.692Gbps串行接口所支持的多个信道来发送作为由ITU或SMPTE研讨的新一代视频信号的4k信号。

表示一帧的4k×8k信号以两个样本为单位被提取并且被映射到子图像中。被映射到子图像中的样本是构成作为原始视频的帧的样本。由于子图像被独立获取，所以可以在现有的HD监视器或波形监视器上观看整个屏幕上的画面，或者可以在将来的4k监视器等上观察8k信号。这对于视频设备的开发或光纤线缆3中的缺点的分析等是有利的。

在上述第一实施例中，以两个样本为单位间选信号。例如，可以通过逐行间选将3840/60P信号预先变为两个信道上的3840/60I信号，或者通过逐帧间选将3840/60P信号变为两个信道上的3840/30P信号。然而，与前述第一实施例类似，当信号被以两个样本为单位映射到子图像中时，要预留和分配的数据量很小。这是有利的，因为当信号从广播相机1发送到CCU 2时发生的延迟时间减少了。执行减少延迟时间的信号处理对于执行实时的信号处理或信号发送所需要的专用相机系统有着非常重要的意义。

在前述第一实施例中，以预定频率采样的音频样本可以被复用到按照UHDTV标准采样的视频数据的水平辅助数据空间中。此时，利用按照UHDTV1的48kHz音频或按照UHDTV2的96kHz音频来实现按照UHDTV要求或规定的24个信道上的音频复用。

在不使用UHDTV1或UHDTV2中规定的采样时钟的情况下，在74.25MHz处定义音频相位。结果，一个信道上的音频样本可以通过10G接口被顺序地复用。其优势在于可以减少硬件上的负荷。可以将用于96kHz音频的格式定义为与现有48kHz音频标准SMPTE299M的内容相匹配。

接着，将参考图28描述本发明第二实施例中所包括的映射单元11的动作的示例。图28是示出构成4k×2k信号的一帧的样本被映射到第一至第四子图像中的说明图。

在本实施例中，映射单元11特征地将3840×2160/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号映射到第一至第四子图像中，并且将子图像转换成双链路数据项。其它组件与第一实施例的相同。重复的描述将被省略。对于CCU 2中所包括的信号接收设备6的处理，由于它和第一实施例中的相同，所以重复的描述将被省略。

该示例中的广播相机1是包括信号发送设备5的广播相机，信号发送设备5产生与UHDTV1中规定的信号等价的3840×2160/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号作为4k×2k信号(表示4k个样本×2k行的超高清信号)，并且发送由该信号根据预定方法所映射成的HD-SDI信号。本示例中的CCU 2中所包括的信号接收设备6可以基于从广播相机1接收到的HD-SDI信号再现3840×2160/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号的视频。

本示例中的映射单元11是将3840×2160/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号复用到双链路的两个信道上的电路。即使在本实施例中，与前述第一实施例类似，映射单元11将包括在帧中的并且包含视频信号的样本映射到第一至第四子图像中。此时，以在行方向上相邻的两个样本为单位对样本进行映射。

参考图28，将假定4k×2k信号的一帧以及第一至第四子图像中所包括的每个样本的位置表示为(样本编号，行编号)来描述映射的具体示例。

例如，4k×2k信号的帧中(0，0)和(1，0)处的两个样本被映射到第一子图像中的(0，42)和(1，42)。

4k×2k信号的帧中(2，0)和(3，0)处的两个样本被映射到第二子图像中的(0，42)和(1，42)。

4k×2k信号的帧中(0，1)和(1，1)处的两个样本被映射到第三子图像中的(0，42)和(1，42)。

4k×2k信号的帧中(2，1)和(3，1)处的两个样本被映射到第四子图像中的(0，42)和(1，42)。

相似地，4k×2k信号的帧中所包含的样本被映射到第一至第四子图像中。

顺便提及，映射到4个信道上的HD-SDI信号的信号与“可比于适于现有HD-SDI信号×4个信道的3840×2160/24P、25P、30P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号的四链路292”等价。

本实施例中的映射单元11支持“(四链路292×2信道)×2信道(参见图15)”。这意味着可以通过被10Gbps串行接口支持的两个信道来发送所产生的信号。该示例中的映射单元11映射音频信号(它被映射到第一子图像)，以将音频信号分配给第一链路发送信道或第二链路发送信道。

每个四链路可以改为两信道双链路。在被指派给四链路292的样本(1920×1080/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/12-比特)中，偶数编号的行中包含的样本称为样本A，而奇数编号的行中包含的样本称为样本B。样本A映射到四链路292的链路LinkA。样本B映射到四链路292的链路LinkB。

四链路292的链路LinkA和LinkB用1920×1080/60I/4:4:4/12-比特信号来规定。音频信号被复用到链路LinkA或改变后的双链路的第一信道上。

对于音频信号，通过10Gbps串行接口(SMPTE435)的第一信道来发送多达16个信道(在96kHz音频的情况下多达8个信道)上的48kHz音频。此外，通过10Gbps串行接口(SMPTE435)的第二信道来发送多达16个信道(在96kHz音频的情况多达8个信道)上的48kHz音频。因此，能够通过由10Gbps串行接口(SMPTE435)支持的第一和第二信道发送的48kHz音频最多落入32个信道(在96kHz音频的情况下最多16个信道)。为了复用音频信号，音频信号在首先使用10Gbps串行接口的第一信道被顺序嵌入的同时被发送。

即使在这种情况下，也按照299M来确定音频相位。即，基于由格式化器定义的从EAV至3840/60P活动行的相位信息和74.25MHz的时钟的相位来定义音频相位，74.25MHz是3840/60P模式中的时钟的频率(等于594MHz)的1/8。

将相互比较1920/30P模式和3840/60P模式。1920/30P中1行的周期等于3840/60P中4行的周期。音频时钟相位数据为13比特长(ck0至ck12)，并且可以规定多达8192个时钟的相位。因此，可以规定大约16行的相位。

即，可以管理3840/60P中用于4行或更多行的相位。因此，即使仅使用信道CH1来复用音频，如果在任何其它行上发现样本，也可以指定音频相位。

在通过一个光纤发送由10Gbps接口支持的两个信道上的信号的情况中，可以采用1.3μm/1.55μm双波长复用技术或CWDM/DWDM波分复用技术。

根据前述第二实施例，当3840×2160/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号被映射到四链路292线缆的链路LinkA和LinkB上时，该信号可以被转换成允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据，并且被发送。其优势在于：传统上所采用的10.692Gbps串行接口所支持的多个信道可以用于发送。

接着，参考图29，将描述本发明第三实施例中所包括的映射单元11的动作的示例。

图29是示出构成8k×4k信号的一帧的样本被映射到第一至第四子图像中的说明图。

在本实施例中，映射单元11特征地将7680×4320/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号映射到第一至第四子图像中。其它组件与第一实施例的相同。重复的描述将被省略。

本示例中的广播相机1是包括信号发送设备5的广播相机，信号发送设备5产生由与UHDTV2信号等价的的7680×4320/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号规定的第一帧作为8k×4k信号(表示8k个样本×4k行的超高清信号)的帧，并且发送由该信号根据预定方法所映射成的HD-SDI信号。本示例中的CCU 2中所包括的信号接收设备6可以基于从广播相机1接收到的HD-SDI信号再现7680×4320/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号的视频。

本示例中的映射单元11是按照SMPTE435、将7680×4320/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号复用到允许1.485Gbps的比特率的CH1至CH8 8个信道(划分到链路LinkA中的CH1、CH3、CH5和CH7和划分到链路LinkB中的信道CH2、CH4、CH6和CH8)上的HD-SDI信号的电路。

7680×4320/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号在行方向上以两个样本为单位被间选，并且样本被映射到用3840×2160/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号定义的4个信道的第二帧上。

4个信道上的3840×2160/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号在行方向上以两个样本为单位被进一步间选，并且样本被映射到各个HD-SDI信号的活动周期中。因此，如图16中所示，所述信号被映射成4个信道上的1920×1080/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号。即，可以通过适合现有HD-SDI的4信道4链路292线缆来发送所产生的信号。

因此，7680×4320/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号可以映射到4链路的16个信道上。由于可以使用4链路292的两个信道以10Gbps来发送数据，所以，可以通过支持8个信道的10Gbps串行接口来发送数据。

10Gbps串行接口标准SMPTE435中规定的第一至第八信道被用来发送多16达个信道(在96kHz音频的情况下多达8个信道)上的48kHz音频。因此，可以发送合计多达128个信道(在96kHz音频的情况下最多64个信道)上的48kHz音频。对于音频信号的复用，信号首先使用10Gbps串行接口的第一信道被顺序嵌入。音频相位遵从SMPTE299M，并且基于由格式化器定义的从EAV到3840/30P水平周期的相位信息和74.25MHz的时钟的相位来定义，74.25MHz是7680/60P中的采样时钟(等于2.376GHz)的频率的1/32。

现在，相互比较1920/30P模式和7680/60P模式。1920/30P中1行的周期与7680/60P中8行的周期相等。音频时钟相位数据为13比特长(ck0至ck12)并且可以用于规定多达8192个时钟的相位。因此，可以规定大约32行的相位。

换而言之，可以管理用于7680/60P中8行或更多行的相位。因此，当音频被仅复用到一个信道CH1时，即使从任何其它行中提取样本，也可以规定音频相位。顺便提及，可以从在从几行到几十行的范围内逐行地从视频的相位获得音频相位，这不会出现问题。不需要严格的音频相位信息。

此外，当通过一个光纤发送由10Gbps串行接口支持的8个信道上的信号时，可以采用稀疏波分复用/密集波分复用(CWDM/DWDM)复用技术。

根据前述第三实施例，当7680×4320/50P、60P/4:4:4、4:2:2、4:2:0/10、12-比特信号被映射到信道CH1至CH8(LinkA和LinkB)上的HD-SDI信号中时，该信号可以被转换成允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据，并且被发送。其优势在于：可以经由传统上采用的10.692Gbps串行接口所支持的多个信道来发送作为由ITU或SMPTE研讨的新一代视频信号的8k信号。

接着，参考图30，以下将描述本发明第四实施例中所包括的映射单元11的动作的示例。

图30是示出构成4k×2k信号的一帧的样本被映射单元11映射到第一至第四子图像中的示例。

在本实施例中，映射单元11将4096×2160/24P/4:4:4/12-比特信号映射到第一至第四子图像中。其他组件和第一实施例的相同。因此，重复的描述将被省略。此外，由于CCU 2中包括的信号接收设备6的处理与第一实施例中的相同，所以重复的描述将被省略。

该示例中的广播相机1是包括信号发送设备5的广播相机，信号发送设备5产生4096×2160/24P/4:4:4/12-比特信号作为4k×2k信号(表示4k个样本×2k行的超高清信号)，并且发送该信号根据预定方法所映射成的HD-SDI信号。本示例中的CCU 2中所包括的信号接收设备6可以基于从广播相机1接收到的HD-SDI信号来再现作为4k×2k信号(表示4k个样本×2k行的超高清信号)的4096×2160/24P/4:4:4/12-比特信号的视频。

该示例中的映射单元11是按照SMPTE435、将4096×2160/24P/4:4:4/12-比特信号映射到8个允许1.485Gbps的比特率的信道CH1至CH8(划分到链路LinkA中的CH1、CH3、CH5和CH7和划分到链路LinkB中的信道CH2、CH4、CH6和CH8)上的HD-SDI信号中的电路。即使在本实施例中，与前述第一实施例相似，映射单元11也将分配给帧的视频信号映射到第一至第四子图像中。

参考图30，以下将假定4k×2k信号的一帧和第一至第四子图像中所包含的每个样本的位置表示为(样本编号，行编号)来描述映射的具体示例。例如，例如，4k×2k信号的一帧中(0，0)和(1，0)处的两个样本分别被映射到第一子图像中的(0，42)和(1，42)。

4k×2k信号的帧中(2，0)和(3，0)处的两个样本分别被映射到第二子图像中的(0，42)和(1，42)。

4k×2k信号的帧中(0，1)和(1，1)处的两个样本分别被映射到第三子图像中的(0，42)和(1，42)。

4k×2k信号的帧中(2，1)和(3，1)处的两个样本分别被映射到第四子图像中的(0，42)和(1，42)。

相似地，4k×2k信号的帧中所包含的其它样本被映射到第一至第四子图像中。

如上所述，映射单元11在行方向上以两个样本为单位间选4096×2160/24P/4:4:4/12-比特信号，并且将所述样本复用到HD-SDI信号的活动周期中。在将样本映射到4个信道上的2048×1080/24P/4:4:4/12-比特信号之后，映射单元11将信号映射到链路LinkA和LinkB上的2048×1080/24P/4:2:2/10-比特信号中。广播相机1可以使用适于现有HD-SDI的8个信道来发送信号。

根据前述第四实施例，由于4096×2160/24P/4:4:4/12-比特信号被映射到信道CH1至CH8(链路LinkA和LinkB)上的HD-SDI信号中，所以该信号可以被转换成允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据，并且被发送。其优势在于：传统上采用的10.692Gbps串行接口所支持的多个信道可以用于发送。

接着，以下将描述本发明第五实施例中所包括的映射单元11的动作的示例。

SMPTE372M中的图2规定了这样的方法：通过逐行间选在双链路(LinkA和LinkB)的HD-SDI线缆上发送1080/60P/4:2:2/10-比特信号。图31示出被指派给SMPTE372M(图2)中规定的双链路接口的行编号和封装。

在SMPTE372M中的Section 6.4中，记载了应当首先使用链路LinkA顺序地复用音频信号的规定。例如，对于8个信道上的音频信号的发送，信号被仅复用到链路LinkA上。对于20个信道上的音频信号的复用，16个信道上的信号被复用到链路LinkA上，并且4个信道上的信号被复用到链路LinkB上。

即使在这种情况中，也按照299M(参见图3B)来确定音频相位。具体而言，基于由格式化器定义的从EAV至1920/60P活动行的相位信息和74.25MHz的时钟的相位来定义音频相位，74.25MHz是1920/60P模式中规定的采样时钟频率(等于148.5MHz)的1/2。

现在，将相互比较1920/30P模式和1080/60P模式。1920/30P中1行的周期等于1080/60P中1行的周期。音频时钟相位数据为13比特(ck0至ck12)长，并且可以规定最多8192个时钟的相位。因此，可以规定大约8行的相位。

换而言之，可以管理用于1080/60P中的两行或更多行的相位。当仅仅通过逐行间选获得的链路LinkA上的音频被复用时，即使在链路LinkB上发现样本，也可以规定音频相位。

根据以上第五实施例，由于1080/60P/4:2:2/10-比特信号被映射到信道CH1至CH8(链路LinkA和LinkB)上的HD-SDI信号中，所以该信号可以转换成允许10.692Gbps的比特率的串行数字数据并且被发送。即，优势在于：由传统上采用的10.692Gbps串行接口支持的多个信道可以用于发送。

顺便提及，在前述示例中，本发明被应用于相机发送系统。以其他各种模式中的任何模式格式化的信号可以被发送。本发明可以应用于发送各种信号的情况。

参考标号：

1：广播相机，2：CCU(相机控制单元)，3：光纤线缆，5：信号发送设备，6：信号接收设备，10：音频信号复用单元，11：映射单元；12：S/P-加扰-8B/10B单元，38-1至38-8：S/P-加扰-8B/10B单元的块。13：PLL，14：复用单元，15：数据长度转换单元，16：FIFO存储器，17：多信道数据构造单元，18：复用-P/S转换单元，19：光电转换单元，21：S/P(串行至并行)转换器，22：TRS检测器，23：FIFO存储器，24：加扰器，25：8B/10B编码器，26：FIFO存储器，27：FIFO存储器，28：提取器，29：K28.5插入器，30：8B/10B编码器，31：光电转换单元，32：S/P转换-多信道数据构造单元，33：复用单元，34：PLL，35：FIFO存储器，36：数据长度转换单元，37：分离单元，38：解扰-8B/10B-P/S单元，38-1至38-8：解扰-8B/10B-P/S单元的块，39：4k×2k再现单元，42：解扰器，42：8B/10B解码器，43：选择器，44：FIFO存储器，45：FIFO存储器，46：P/S(并行至串行)转换器，47：8B/10B解码器，48：样本数据构造器。

Claims

1.一种信号发送设备，所述信号发送设备发送输入视频信号以及与所述输入视频信号同步输入的音频信号，所述输入视频信号中一帧的像素数等于或大于HD-SDI格式中所规定的像素数，所述信号发送设备包括：

映射单元，所述映射单元以预定的样本为单位对从所述输入视频信号的每一帧提取的像素样本进行间选，逐帧以均等的顺序获得所间选出的像素样本，将样本映射到遵从所述HD-SDI格式的第一、第二、第三和第四子图像的活动周期中，将所述音频信号映射到所述第一子图像的消隐周期中，将映射后的第一、第二、第三和第四子图像中的每一个子图像分离到第一链路发送信道和第二链路发送信道中，并且因此将子图像映射到8个信道中；

并行至串行转换单元，所述并行至串行转换单元对所述映射后的第一、第二、第三和第四子图像进行串行转换；以及

输出单元，所述输出单元输出串行数字数据，所述串行数字数据是子图像被所述并行至串行转换单元串行转换成的，

其中，所述映射单元间选同一行上相邻的两个像素样本，将每帧中偶数编号的行上的每个像素样本交替地映射到第一子图像和第二子图像中，将每帧中奇数编号的行上的每个像素样本交替地映射到第三子图像和第四子图像中，并且使得在所述音频信号被映射到所述第一子图像的消隐周期中时获得的要被映射的音频信号相对第一子图像的相位与输入的音频信号相对所述输入视频信号的相位几乎一致。

2.根据权利要求1所述的信号发送设备，其中，所述映射单元对映射到所述第一子图像中的音频信号进行映射，以将所述音频信号指派给所述第一链路发送信道或所述第二链路发送信道。

3.根据权利要求1所述的信号发送设备，其中，所述输入视频信号中的水平行包括表示所述输入视频信号的有效行周期的定时参考信号和表示所述水平行上的水平消隐周期的辅助数据空间，所述信号发送设备还包括：

音频信号复用单元，在所述音频信号是连续地包含通过以预定频率对音频数据进行采样获得的第一和第二音频样本的音频数据分组时，所述音频信号复用单元对包含所述第一和第二音频样本的音频数据分组进行复用并将其插入到接在包含所述音频数据被采样处的采样点的第一水平行之后的第二水平行上的辅助数据空间中，并且将复用和插入了所述音频数据分组的输入视频信号馈送给所述映射单元。

4.根据权利要求3所述的信号发送设备，其中，当所述辅助数据空间接在切换点之后时，所述音频信号复用单元对包含所述第一和第二音频样本的第一音频数据分组和接在所述第一音频数据分组之后的第二音频数据分组进行复用并将其插入到接在所述第二水平行之后的第三水平行上的辅助数据空间中。

5.根据权利要求4所述的信号发送设备，其中，所述第一和第二音频样本是以96kHz采样的音频信号。

6.一种信号发送方法，所述信号发送方法用于发送输入视频信号，所述输入视频信号中一帧的像素数等于或大于HD-SDI格式中所规定的像素数，所述方法包括：

映射处理，所述映射处理用于以预定的样本为单位对从所述输入视频信号的每一帧提取的像素样本进行间选，逐帧以均等的顺序获得所间选出的像素样本，将样本映射到遵从HD-SDI格式的第一、第二、第三和第四子图像的活动周期中，将音频信号映射到所述第一子图像的消隐周期中，将映射后的第一、第二、第三和第四子图像中的每一个子图像分离到第一链路发送信道和第二链路发送信道中，并且因此将子图像映射到8个信道中；

并行至串行转换处理，所述并行至串行转换处理用于对通过所述映射处理映射后的第一、第二、第三和第四子图像的每一个子图像进行串行转换；以及

输出处理，所述输出处理用于输出串行数字数据，所述串行数字数据是子图像被所述并行至串行转换处理串行转换成的；

其中，所述映射处理间选同一行上相邻的两个像素样本，将每帧中偶数编号的行上的每个像素样本交替地映射到第一子图像和第二子图像中，将每帧中奇数编号的行上的每个像素样本交替地映射到第三子图像和第四子图像中，并且使得在所述音频信号被映射到所述第一子图像的消隐周期中时获得的要被映射的音频信号相对第一子图像的相位与输入的音频信号相对所述输入视频信号的相位几乎一致。