CN101547008A - 一种覆盖超宽带4～5GHz和6～9GHz频点的频率综合器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种应用于超宽带4～5GHz和6～9GHz的频点间距为264MHz的频率综合器，它以锁相环和单边带混频器为基本构件，将8448MHz分别与辅助频率0、±264MHz、－528MHz、－792MHz、－1056MHz、－1320MHz、－1584MHz、－1848MHz混频得到所有高频段的频点，将8448MHz与+264MHz、+792MHz混频所得到的频率进行二分频得到所有低频段的频点。锁相环工作在8448MHz，除法链路上一系列除2除法器能产生正交的4224MHz、2112MHz、1056MHz、528MHz、264MHz。所有辅助频率可以通过锁相环的除法链路直接产生或者通过锁相环的除法链路上所得到的频率间的一次混频及一个除2除法器产生。

Description

一种覆盖超宽带4～5GHz和6～9GHz频点的频率综合器

【技术领域】

本发明涉及一种频率综合器，特别是一种用于生成超宽带4～5GHz和6～9GHz的频点间距为264MHz的频率综合器。

【背景技术】

短距离高速无线通信技术是当前学术界和工业界的研究热点。频率综合器作为超宽带(UWB)技术中的关键模块，受到广泛关注。在基于WiMedia的UWB物理信道划分中，将3.1GHz～10.6GHz的7.5GHz的频段划分成14个子带，每个子带占528MHz带宽。但是基于中国频段的实际使用情况，只有4～5GHz和6～9GHz这两个频段可以真正被UWB所利用。为了更加有效地利用频段，每个子带只占264MHz带宽。具体的频谱如图1所示。其中，低频段Band Group #1包括两个子带，记作Band #1和Band #2，它们的中心频率分别为4356MHz和4620MHz。高频段Band Group #2包括10个子带，记作Band #3～Band#12，它们的中心频率分别为6336MHz、6600MHz、6864MHz、7128MHz、7392MHz、7656MHz、7920MHz、8184MHz、8448MHz、8712MHz。

根据超宽带的特殊要求，频率综合器从一个频率转到另一个频率的跳频时间必须小于9.5ns，这是基于传统锁相环(PLL)的频率综合器难以实现的，为此产生了各种特殊的频率综合方案。一种比较简单的方式是，由n个PLL来产生所有需要的n个频率，然后根据需要在所产生的频率间进行切换，如此产生的输出信号没有太严重的杂散问题。但是若要产生12个频点，则需要12个PLL，这在功耗和面积上都是不能接受的。

用得较多的一种方法是利用PLL和单边带混频器(SSB Mixer)，由PLL产生一个固定的频率，通过SSB Mixer实现频率的加法或减法，得到所需要的频率，频率切换由数字电路控制。从而PLL一旦稳定后不需要再次调整，频率切换时间小于9.5ns的苛刻要求转移到了选通器和SSB Mixer上来，而这是很容易实现的。但是PLL稳定在哪个频率，辅助频率怎样产生，则会很大程度地影响频率综合器的复杂度和最终性能。

综上，针对超宽带在中国的特殊应用频段，研究如何进行合理的频谱规划并且得到既结构简单又性能优越的频率综合器，是非常有意义的。

【发明内容】

为了解决上述问题，本发明公开了一种覆盖超宽带4～5GHz和6～9GHz频点的频率综合器，具体频率点为低频段的4356MHz和4620MHz，以及高频段的6336MHz、6600MHz、6864MHz、7128MHz、7392MHz、7656MHz、7920MHz、8184MHz、8448MHz、8712MHz，频间距为264MHz。所述频率综合器以PLL和SSB Mixer为基本构件，以8448MHz为中心，分别与0、±264MHz、-528MHz、-792MHz、-1056MHz、-1320MHz、-1584MHz、-1848MHz混频得到所有高频段的频点；将以8448MHz与+264MHz、+792MHz混频所得到的8712MHz和9240MHz进行二分频可以到所需要的低频段的频点。此外，由于Wimedia超宽带物理信道划分中的频点9240MHz和4488MHz可以在不增加任何硬件开销的情况下得到，所以也附带产生。

所述的频率综合器中只包含一个锁相环，该锁相环只需要提供一个固定频率8448MHz，因而压控振荡器(VCO)工作在8448MHz。在锁相环的除法器链路上包括了一系列能产生正交输出的除2除法器，VCO的输出经过所述的一系列除2除法器后，能产生正交的4224MHz、2112MHz、1056MHz、528MHz、264MHz。由于SSB Mixer的输入必须是正交信号，所以与8448MHz混频的几个辅助频率264MHz、528MHz、792MHz、1056MHz、1320MHz、1584MHz、1848MHz、2112MHz都必须是正交的。所述的辅助频率可以全部由除2除法器来产生它们的正交信号，而所述辅助频率的2倍频分别为528MHz、1056MHz、1584MHz、2112MHz、2640MHz、3168MHz、3696MHz、4224MHz，它们可以由锁相环的除法链路直接产生，或者由锁相环的除法链路上得到的频率再做一次加减法(混频)产生。所述的辅助频率也可以部分直接利用锁相环的除法链路上得到的频率，不能直接得到的部分辅助频率再利用除2除法器来产生它们的正交信号，而所述的不能直接得到的部分辅助频率的2倍频则可以通过锁相环的除法链路上所得到的频率间的一次加减法(混频)得到。此时，可以利用一个IQ校准电路来校准因为经历不同信号通路所导致的I、Q两路信号之间的幅度失配和相位失配，从而来抑制单边带混频器输出端的镜像杂散。

本发明的有益效果在于，本发明所提供的频率综合器以8448MHz为锁相环的工作频率，由它的除法链路得到的频率能够很大程度地被直接利用。与8448MHz混频所需要的辅助频率比较容易得到，4～5GHz和6～9GHz中所有频点最多只需要经过两级单边带混频器就可以得到，除了锁相环的除法链路上的低频数字除法器外其它除法器都是除2除法器。因而只需要一个锁相环、两个单边带混频器、两个除2除法器和几个频率选通器就能产生所有需要的频率。频谱规划清晰，频率综合器架构简洁实用。

此外，UWB系统对频率综合器的输出频谱纯度也有要求，总频率杂散需要小于-24dBc。本发明直接利用除2除法器或者利用IQ校准电路进行IQ正交两路信号的幅度和相位校准，为后级的SSB Mixer提供精准的正交信号，从而来抑制后级SSB Mxier的镜像杂散。因而本发明所提供的频率综合器能够提供较为优越的性能。

【附图说明】

图1为本发明频率综合器的频谱规划示意图；

图2为本发明频率综合器的第一具体实施方式的结构示意图；

图3为非理想情况下的单边带混频器的结构示意图；

图4为非理想情况下的单边带混频器的镜像信号抑制比与输入信号的幅度误差和相位误差之间的关系图；

图5为本发明频率综合器的第二具体实施方式的结构示意图；

图6为本发明频率综合器的第三具体实施方式的结构示意图。

【具体实施方式】

下面结合附图对本发明所提供的具体实施方式作详细的说明。

图1为本发明所采用的频谱规划图，也就是如何得到覆盖超宽带4～5GHz和6～9GHz的频点的示意图。根据上文的分析，这里采用基于锁相环和单边带混频器的方案，所以确定锁相环工作在哪个频率并且如何最大程度地利用锁相环的除法链路上所得到的频率是关键所在。如图1中所示，以8448MHz为中心向两边辐射可以得到所有高频段的频点，而低频段的频率可以通过对高频段频率的二分频得到。因而这里以8448MHz为基准做加减法，得到所有频率点。此外，由于Wimedia超宽带物理信道划分中的频点9240MHz和4488MHz可以在不增加任何硬件开销的情况下得到，所以也附带产生，标于图中。如此规划，以8448MHz为中心向两边辐射得到所有高频段频率点，需要的辅助频率是：0、264MHz、528MHz、792MHz、1056MHz、1320MHz、1584MHz、1848MHz、2112MHz，改变它们的相位即可选择是上边带还是下边带。虽然所需要的辅助频率较多，但是这种频谱规划的巧妙之处在于：(1)8448MHz经过几次2分频后能够得到的频率是4224MHz→2112MHz→1056MHz→528MHz→264MHz；(2)除法链路上直接产生四个辅助频率264MHz、528MHz、1056MHz、2112MHz，其它四个辅助频率792MHz、1320MHz、1584MHz、1848MHz能够通过除法链路上得到的频率间的一次加减法得到；(3)只需要一级单边带混频器就可以得到所需要的4个辅助频率(4)除法链路上只用到除2除法器，实现简单，并且能够提供IQ正交信号。

所有频率点的产生关系如表1中所列，锁相环的除法链路上的各频率点如表2中所列。所有辅助频率可以由除法链路产生，或者再通过加减法产生，如表3中所列。图2为依照上述思路所得到的频率综合器架构。但是此处，所有的辅助频率将再通过一个除2除法器得到，其妙处在于，除2除法器不仅能够产生正交信号提供给后级的SSB Mxier，还能够抑制输入杂散在输出端的相应。

表1 各频率点的产生关系(单位：MHz)

表2 锁相环除法链路上的各频率点(单位：MHz)

 

f	/2	/2	/2	/2	/2
						8448	4224	2112	1056	528	264

表3 混频所需要的各辅助频率点(单位：MHz)

 

264	528	792	1056	1320	1584	1848	2112
								√	√	1056-264	√	1056+264	1056+528	2112-264	√

表4 混频所需要的各辅助频率点的2倍频(单位：MHz)

 

528	1056	1584	2112	2640	3168	3696	4224
								√	√	2112-528	√	2112+528	2112+1056	4224-528	√

图2为依照本发明的频率综合器的第一具体实施方式的结构示意图。它由两部分组成，分别是上半部分的电荷泵型锁相环(CP-PLL)，和下半部分的基于混频器的频率合成部分。其中在电荷泵锁相环部分，鉴频鉴相器(PFD)用于比较两个信号——参考频率和反馈频率——之间的频率和相位，然后输出标志频率大小和相位差的一定宽度的脉冲信号；该脉冲信号经过电荷泵(CP)后转换为电流信号，然后由环路滤波器(LF)进行低通滤波，将脉冲信号转换为平滑的电压信号；该电压信号控制压控振荡器(VCO)使其输出相应的频率信号，此频率信号同时也是整个锁相环的输出频率；除法器用于将VCO的输出频率分频后再输入给PFD进行比较，从而实现负反馈的环路。整个环路处于稳定工作状态时，VCO的输出频率是参考频率和除法器分频值的乘积，且其相位和参考频率的相位相对应。这里，环路滤波器是由无源二阶低通滤波器构成；除法链路由一系列除2除法器和最后一级的/n数字除法器构成；VCO振荡在8448MHz，n则视所选择的参考时钟频率而定，若参考频率为66MHz，则n＝8，若参考频率为33MHz，则n＝16，同样可以由一系列除2除法器构成。低压降输出电路(LDO)为VCO提供稳定的电源信号。

在频率合成部分，由频率选通器MUX1从528MHz和1056MHz中选择一个频率，由频率选通器MUX3从2112MHz和4224MHz中选择一个频率，两个频率选通器所选出来的频率经过第一级单边带混频器SSB Mixerl混频，产生所要的1584MHz/2640MHz/3168MHz/3696MHz。频率选通器MUX2从0/528MHz/1056MHz/2112MHz/4224MHz中选择一个频率，它的输出与第一级单边带混频器SSB Mixerl的输出一同作为频率选通器MUX4的输入，从而在8个辅助频率和DC中选择一个。所选出的频率经过除2除法器DIV1，得到正交的IQ两路信号，并且在第二级单边带混频器SSB Mxier2中与8448MHz混频，得到最后所需要的频率。若要得到低频段的频率点，则使SSB Mixer2输出所要频点的二倍频，并且使除2除法器DIV2工作，DIV2在其他时刻不工作。

在频率合成部分，SSB Mixer是关键模块。为了实现单边带混频的功能，输入给单边带混频器的两个频率必须各自提供IQ信号，即sin和cos正交两路信号，这也是上文中所述的利用除2除法器具有IQ输出的缘由。此外，图2中所示的VCO的输出也需要提供给SSB Mixer2，因而此处的VCO也需要提供正交输出信号。

SSB Mixer的性能会直接影响频率综合器的最终输出。对于SSB Mixer来说，两个输入频率经过混频后在输出端会产生各种机制引起的频率杂散。若SSB Mixer的两个输入信号的IQ信号不匹配，它所引起的镜像信号可以非常严重，占所有频率杂散机制的主导地位。若令两个输入信号的IQ两路的总幅度偏差为ΔA，两个输入信号的IQ两路的相位偏差分别为φ₁和φ₂，非理想情况下的SSB Mixer的示意图如图3所示。容易得到输入信号IQ两路的幅度和相位失配所引起的镜像信号的边带抑制比(SBRR)为

$\mathrm{SBRR}=10\log \left(\frac{1+{(1+\mathrm{\ΔA})}^2+2(1+\mathrm{\ΔA})\cos ({\mathrm{\φ}}_1-{\mathrm{\φ}}_2)}{1+{(1+\mathrm{\ΔA})}^2-2(1+\mathrm{\ΔA})\cos ({\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\φ}}_2)}\right)---\left(1\right)$

根据式(1)，由Matlab绘制得到镜像边带的抑制程度与相位偏差和幅度偏差的关系如图4所示。这里，spur的单位为dBc，fi的单位为度，且fi＝φ₁+φ₂。对于幅度偏差2.5％的情况下，为了达到—30dBc的镜像抑制，则fi<±3.5°。从图4中可知，相对于幅度失配，相位失配所引起的镜像信号杂散更为严重。而除2除法器的优势在于，它是一个二级锁存器构成的反馈环路，因而它能够提供较为精准的IQ信号。所以，在第一具体实施方式中，由除2除法器DIV1得到所有的辅助频率的IQ信号，并且直接作为后级SSB Mixer2的一个输入端。

图5是依照本发明的第二种具体实施方式。其中，上半部分的电荷泵锁相环部分与第一具体实施方式中的相同，主要差别在下半部分的频率合成部分。第一具体实施方式中利用除2除法器来产生所有辅助频率的较为精准的IQ信号，但是除2除法器自身会引入三次谐波，虽然在小频率范围内，可以将三阶非线性抑制得很低，但是对输入信号从0到4224MHz这么宽的频率范围内都将三阶量抑制到-35dBc以下，这对除2除法器的设计提出了较高要求。所以依照本发明的第二具体实施方式，由于在电荷泵锁相环部分的除法链路中直接得到辅助频率264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz的正交信号，所以可以直接利用。而792MHz/1320MHz/1584MHz/1848MHz则通过一次单边带混频和除2除法器得到。如图5中所示，由频率选通器MUX1从528MHz和1056MHz中选择一个频率，由频率选通器MUX3从2112MHz和4224MHz中选择一个频率，两个频率选通器所选出来的频率经过第一级单边带混频器SSB Mixerl混频，产生所要的1584MHz/2640MHz/3168MHz/3696MHz。所得到的频率经过除2除法器DIV1，得到4个正交的辅助频率792MHz/1320MHz/1584MHz/1848MHz。频率选通器MUX2则从264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz中选择一个频率，它的输出与除2除法器DIV1的输出以及DC一同作为频率选通器MUX4的输入来供选择。所选出的频率可能存在IQ两路之间的幅度或相位失配，所以再由一个IQ校准电路对频率选通器MUX4的输出进行IQ校准，IQ校准电路由一个数模转换电路DAC来控制，IQ校准电路的输出作为第二级单边带混频器SSB Mxier2的输入，与8448MHz混频，得到最后所需要的频率。若要得到低频段的频率点，则使SSB Mixer2输出所要频点的二倍频，并且使除2除法器DIV2工作，DIV2在其他时刻不工作。

第二具体实施方式中加入了IQ校准电路来提供较为精准的IQ信号给后级的单边带混频器SSB Mixer2，但是简化了除2除法器DIV1的设计难度。此外，为了降低功耗，在选择辅助频率0/264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz时，可以使频率选通器MUX1和MUX3以及第一级单边带混频器SSB Mixerl和除2除法器DIV1都不工作；在选择辅助频率792MHz/1320MHz/1584MHz/1848MHz时，可以使频率选通器MUX2不工作。

图6是依照本发明的第三具体实施方式。其中，上半部分的电荷泵锁相环部分与第二具体实施方式中的相同，主要差别在下半部分的频率合成部分。依照本发明的第三具体实施方式，由于在电荷泵锁相环部分的除法链路中直接得到辅助频率264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz的正交信号，所以可以直接利用。而792MHz/1320MHz/1584MHz/1848MHz则通过一次单边带混频和除2除法器得到。如图6中所示，由频率选通器MUX1从528MHz和1056MHz中选择一个频率，由频率选通器MUX2从2112MHz和4224MHz中选择一个频率，两个频率选通器所选出来的频率经过第一级单边带混频器SSB Mixerl混频，产生所要的1584MHz/2640MHz/3168MHz/3696MHz。所得到的频率经过除2除法器DIV1，得到4个正交的辅助频率792MHz/1320MHz/1584MHz/1848MHz。但与本发明的第二具体实施方式不同的是，当选择辅助频率264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz中的一个时，不需要经过图5中的两级频率选通器MUX2和MUX4，而是直接由图6中的一个6输入频率选通器MUX3从0/264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz及除2除法器的输出中选择一个频率，从而减少了信号通路，减少了冗余。虽然频率选通器MUX3有6个输入端，但是只要将端口间的隔离度做得足够高，那么对于频率选通器来说，是3个输入端还是6个输入端，差别并不大。频率选通器MUX3所选出的频率可能存在IQ两路之间的幅度或相位失配，所以再由一个IQ校准电路对MUX3的输出进行IQ校准，IQ校准电路由一个数模转换电路DAC来控制，IQ校准电路的输出作为第二级单边带混频器SSB Mxier2的输入，与8448MHz混频，得到最后所需要的频率。若要得到低频段的频率点，则使SSB Mixer2输出所要频点的二倍频，并且使除2除法器DIV2工作，DIV2在其他时刻不工作。

为了降低功耗，在选择辅助频率0/264MHz/528MHz/1056MHz/2112MHz时，可以使频率选通器MUX1和MUX2以及第一级单边带混频器SSB Mixerl和除2除法器DIV1都不工作。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种覆盖超宽带4～5GHz和6～9GHz的频点间距为264MHz的频率综合器，其特征在于，所述频率综合器是以锁相环和单边带混频器为基本构件，所述频率综合器中只包含一个锁相环，锁相环的除法器链路上包括一系列能产生正交信号的除2除法器，并且所述锁相环中的压控振荡器工作在8448MHz。

2.根据权利要求1所述的频率综合器，其特征在于，所述频率综合器是将8448MHz分别与辅助频率0、±264MHz、-528MHz、-792MHz、-1056MHz、-1320MHz、-1584MHz、-1848MHz混频得到所有高频段6～9GHz的频点。

3.根据权利要求1所述的频率综合器，其特征在于，所述频率综合器是将8448MHz与辅助频率+264MHz、+792MHz混频所得到的频率进行二分频得到所有低频段4～5GHz的频点。

4.根据权利要求1所述的频率综合器，其特征在于，经过所述一系列除2除法器后，能产生正交的4224MHz、2112MHz、1056MHz、528MHz、264MHz。

5.根据权利要求2所述的频率综合器，其特征在于，所述的辅助频率必须是正交信号以提供给下一级的单边带混频器，所述辅助频率的正交信号全部由除2除法器来产生，而所述辅助频率的2倍频分别为528MHz、1056MHz、1584MHz、2112MHz、2640MHz、3168MHz、3696MHz、4224MHz，它们由所述的锁相环的除法链路直接产生，或者由所述的锁相环的除法链路上所得到的频率间的一次混频产生。

6.根据权利要求5所述的频率综合器，其特征在于，所述的除2除法器能产生精准的IQ信号，所述的除2除法器所产生的辅助频率直接输出给下一级的单边带混频器。

7.根据权利要求2所述的频率综合器，其特征在于，所述的辅助频率是正交信号以提供给下一级的单边带混频器，所述的辅助频率部分直接利用所述的锁相环的除法链路上得到的频率，不能直接得到的部分辅助频率再利用除2除法器来产生它们的正交信号，而所述的不能直接得到的部分辅助频率的2倍频则可以通过所述的锁相环的除法链路上所得到的频率间的一次混频得到。

8.根据权利要求7所述的频率综合器，其特征在于，当选择某一所述的辅助频率时，用于生成其它所述的辅助频率的相关电路不工作，从而来节省功耗。

9.根据权利要求7所述的频率综合器，其特征在于，在所述的辅助频率输出给下一级的单边带混频器之前，利用一个IQ校准电路来校准因为经历不同信号通路所导致的I、Q两路信号之间的幅度失配和相位失配，从而来抑制下一级单边带混频器输出端的镜像杂散。

10.根据权利要求1所述的频率综合器，其特征在于，所述的频率综合器的输出信号经过两级单边带混频器。

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