CN101536443A - 用于无线通信的接收器及该接收器的操作方法 - Google Patents

Abstract

一种用于通过直接变频流程而接收和解调频率调制RF(射频)信号的无线接收器(100)，包括用于生成接收RF信号的同相位和正交相位分量的信道(110，112)；以及处理器(123，133)，用于周期性地估计在所述同相位和正交相位分量至少之一中的误差，以及用于生成调整所述同相位和正交相位分量至少之一的信号，以补偿所述检测误差，其中，所述处理器用于选择性地应用多个不同流程中的每一个来估计所述误差，所述流程包括当所述接收RF信号的信号质量值高于阈值时所应用的第一流程，以及当所述RF接收信号的信号质量值不高于所述阈值时所应用的第二流程。

Description

用于无线通信的接收器及该接收器的操作方法

技术领域

本发明涉及一种用于无线通信的接收器及该接收器的操作方法。尤其是，本发明涉及一种直接变频接收器，其通过形成和使用调制信号的同相位(I)以及正交相位(Q)分量，能够解调一种频率调制(FM)射频(RF)信号。

背景技术

使用直接变频构造以检测接收信号的I(同相位)及Q(正交相位)分量的传统FM无线接收器可能经历非最佳性能。首先，这种接收器在I与Q分量之间的相对相位和振幅中可能形成误差。在相对相位中的误差，此处称之为“相位误差”，并且在相对振幅中的误差，此处称之为“振幅误差”，它们有时被统称为“正交不平衡”误差。而且，接收器硬件可能在I和Q分量中引入直流(DC)偏置误差。例如，这种误差可能由频率下变频中使用的本地振荡器所产生的辐射以及该接收器的放大器中的不均衡而导致。所有这些误差可能在生成的输出信号中促成失真，例如，该接收器所产生的音频信号。这种失真对于用户可能是不可接受的。

在现有技术中，已知用于估计前面所述的I和Q分量中的各种误差的流程。已经发现这些流程在某些条件下可能是不准确的。此外，已知流程可能依赖于接收FM信号的调制特征，或者依赖于检测并修正接收信号的载波频率和用于获取该信号的本地振荡器信号频率之间的任何频率偏置误差的需要。这些依赖性会增加该接收器中的处理复杂性。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供一种根据随附的权利要求中的权利要求1的无线接收器。

根据本发明的第二方面，提供一种根据随附的权利要求中的权利要求16的操作方法。

在将要描述的本发明的实施方式中，采用了一种新的且改善的流程，以估计前述I分量和Q分量中误差的至少其中之一。

现在将通过参考附图的示例，描述本发明的实施方式，其中：

附图说明

图1是实施本发明的一种直接变频RF接收器的结构示意图。

图2是实施本发明的一种可选直接变频RF接收器的部件的结构示意图。

图3是图1或图2的接收器的处理器中的一种操作方法的流程图。

图4是在处理器中使用了图3的方法的处理器的说明性示例的结构示意图。

图5是图4的处理器中的数据有效性检查器中所使用的一种说明性方法的流程图。

图6是相位误差相对于RSSI(接收信号强度指示)的曲线图，说明当在图3的方法中应用相位误差估计时，使用第一误差估计流程而非第二误差估计流程的益处。

图7是振幅误差相对于RSSI的曲线图，进一步说明当在图3的方法中应用相位误差估计时，使用第一误差估计流程而非第二误差估计流程的益处。

图8是DC误差相对于RSSI的曲线图，进一步说明当在图3的方法中应用DC偏置误差估计时，对于高(好)RSSI信噪比使用第一误差估计流程而非第二误差估计流程的益处。

具体实施方式

图1示出了实施本发明的说明性RF直接变频接收器100。进入接收频率调制RF信号x(t)经由输入通路101传递。来自输入通路101的分支连接103、105分别通向两个信道，即I信道110和Q信道112。接收信号x(t)的同相位或“I”分量在I信道110中产生和处理。接收信号x(t)的正交相位或“Q”分量在Q信道112中产生和处理。混频器107、109分别包含在I信道110和Q信道112中。本地振荡器111生成具有与接收RF信号x(t)的载波频率相同频率的基准信号。基准信号的第一分量直接应用于混频器107，在此处，将它乘以接收RF信号x(t)。基准信号的第二分量应用于移相器113，移相器113移动基准信号的相位。来自移相器113的相移输出信号应用于混频器109，在此处，将它乘以接收RF信号x(t)。移相器113与混频器107和109组合，目的在于在分别应用于混频器107和109的基准信号的分量之间引入具有单位增益的九十(90)度的相移。在实践中，产生的相移与九十度稍有差别，为90+α度，其中，α为误差，它可以为正或负值。该误差α导致前面所述的相位误差。相位误差是I信道110中的混频器107和Q信道112中的混频器109分别作为输出所提供的信号之间的相位不平衡。

而且，在实践中，例如，由于混频器107和109的不相等的增益，引入了与单位稍微有差异的增益。引入的增益可能具有高于或低于单位的值，产生前述的振幅误差。振幅误差是I信道110中的混频器107和Q信道112中的混频器109分别作为输出所提供的信号之间的振幅不平衡。

而且，接收器100生成剩余DC偏置，例如，这种偏置可能由硬件组件的操作而导致，特别是与下述的低通滤波器115、117相关联的本地振荡器111以及活动组件(未示出)。这种偏置在I信道110中的混频器107和Q信道112中的混频器109分别作为输出所提供的信号中产生DC偏置。这些误差此处分别被称为“I DC误差”和“Q DC误差”。

从混频器107的输出信号通过低通滤波器115，产生滤波输出同相位分量I(t)。从混频器109的输出信号通过低通滤波器117，产生滤波输出正交相位分量Q(t)。

连接119对低通滤波器115所通过的滤波输出分量I(t)取样，并且连接121对低通滤波器(LPF)117所通过的滤波输出分量Q(t)取样。将连接119和121获取的各个取样信号，作为各个输入，提供至振幅误差估计处理器123。处理器123操作，以估计与分量I(t)和Q(t)相关的已经被引入的振幅误差，后面将更详细地描述处理器123的操作。处理器123产生的输出信号是振幅误差校正信号，其指示由振幅误差引入的估计增益的倒数值。该校正信号经由连接125应用于振幅调整器127，振幅调整器127修正积分分量Q(t)，以消除振幅误差。

低通滤波器115所通过的滤波输出分量I(t)进一步被连接122所取样，形成对I DC误差估计处理器124的输入。处理器124操作，以估计被应用于其的滤波分量I(t)中的I DC误差。低通滤波器117所通过的滤波输出分量Q(t)进一步被连接126所取样，形成对Q DC误差估计处理器128的输入。处理器128操作，以估计被应用于其的滤波输出分量Q(t)中的Q DC误差。处理器124和128中的每个都生成修正信号作为输出，它抵消了在所应用的分量中的估计DC误差。因此，如果通过处理器124和128估计的DC误差估计为+E微伏，则该处理器生成-E微伏的DC修正信号。将来自处理器124的DC修正信号经由连接130添加至分量I(t)。将来自处理器128的DC修正信号经由连接132添加至分量Q(t)。

低通滤波器115通过的滤波输出分量I(t)进一步由连接131取样，并且低通滤波器117通过的滤波输出分量Q(t)进一步由连接129取样。将连接129和131所获得的取样信号，作为各自输入，提供至估计处理器133的相位误差。处理器133操作，以估计前述的相位误差。从处理器133的输出信号是相位修正信号，指示需要应用于分量Q(t)以抵消估计相位误差的相位调整值。将处理器133所产生的相位修正信号经由连接34应用于移相器137。移相器137经由包含在Q信道112中的连接135连接至低通滤波器117。从而，移相器137在通过连接126、132和129之后，处于滤波输出分量Q(t)的通路上。

将修正了振幅误差和Q DC误差的滤波正交分量Q(t)经由连接135应用于移相器137。移相器137从而应用相位调整，该调整抵消了处理器133所估计的相位误差。将来自移相器137的且与修正了相位误差和振幅误差以及Q DC误差的正交分量Q(t)形式相对应的输出信号，应用于处理器139。将与由低通滤波器115作为输出所产生并且修正了IDC误差的滤波同相位分量I(t)相对应的信号，经由包含在I信道110中的连接141，作为输入应用于处理器139。

处理器139计算根据其各自输入，计算分量Q(t)的当前值除以分量I(t)的当前值所得的商值，Q(t)/I(t)，并且将表示该计算结果的信号提供至进一步的处理器143。处理器143计算从处理器139所提供的输入信号所代表的商值的反正切(arctg)值。将来自处理器143的输出信号应用于进一步的处理器145，它计算至处理器145的输入信号关于时间t的微分，d/dt。最后，将表示处理器145所计算的微分的输出信号从处理器145应用于音频输出147。音频输出147包括变换器，例如，音频扬声器，它将来自处理器145的处于电子信号形态的输出信号转换成音频信号，例如，语音信息。处理器139、143和145以及音频输出147的操作是原本已知的。

在图1的接收器100中，应用修正信号以分别补偿振幅误差和相位误差的振幅调整器127以及移相器137处于Q信道112中，以将适当的修正应用于正交分量Q(t)。对于那些熟悉本领域的人员显而易见的是，可选择地，振幅调整器127和/或移相器137可以在I信道110中，以将修正应用于同相位分量I(t)。在这种情形下，该应用的修正当然将不同。

在图1中作为独立的处理器示出了I DC误差估计处理器124、Q DC误差估计处理器128、振幅误差估计处理器123以及相位误差估计处理器133。然而，这些处理器之中的两个或多个的功能可以合并为单一处理器。这在图2中所示的修改的接收器200中示出，其中，与图1中的部件相同的部件具有相同的附图标记。为简明起见，并非所有接收器200的部件在图2中示出。在接收器200中，低通滤波器115所通过的滤波I(同相位)分量I(t)以及低通滤波器117所通过的滤波Q(正交相位)分量Q(t)分别由单一对连接201、203取样。取样I分量I(t)以及取样Q分量Q(t)中的每一个，此处称之为“分量(components)”或者单数形式的“分量(component)”，被传送至单一误差修正处理器205，该处理器参考前述，分别计算I DC误差、Q DC误差、相位误差以及振幅误差中的每一个各自的值。从处理器205的连接209将输出振幅修正信号从处理器205传递至振幅调整器127，以应用振幅调整信号，该信号抵消处理器205估计的振幅误差。从处理器205至在连接114处的I信道110的连接211将DC修正信号传递至I信道110，该DC修正信号抵消了处理器205所计算的I DC误差。从处理器205至在连接135处的Q信道112的连接213将DC修正信号传递至Q信道112，该DC修正信号抵消了处理器205所计算的Q DC误差。从处理器205的连接215将相位修正信号传递至移相器137，以促使移相器137应用相位调整，该相位调整抵消了处理器205所估计的相位误差。

图1的接收器100的处理器124、128、123、133中的每一个，以及图2的接收器200的处理器205，应用了实施本发明的操作方法，本发明的操作方法包含一种用于误差估计的新流程。图3是实施本发明的方法300的流程图，它示出了该新流程的使用。最初，假设将通过方法300估计I DC误差或Q DC误差。在后文描述该方法估计相位误差及振幅误差的适应性。在步骤301中，要处理的分量，I分量或Q分量，以已知方式，形成为离散连续量化样本。形成样本的速率可以在10,000和30,000离散样本之间，例如，每秒20,000样本。在步骤303中，对包括离散量化样本的当前数据的有效性进行检验。有效性检验确定该数据对于后面在步骤309中的使用是否有效。该有效性检查的目的是确定在信号振幅中是否存在突变，该突变与在这一数据缓冲时间期间的信号质量值(例如，接收信号强度指示(RSSI)值)相关。如果存在这种突变，则该数据是无效的，因为，基于这种数据的误差估计将给出错误的结果。后文将结合图5描述用于步骤303的有效性检查的流程的详细示例。在步骤305中，其在步骤303中的指示数据是有效的之后而完成，例如，以一种已知方式，通过将包括离散样本的数据填充至缓冲器存储，形成数据块，可以根据要估计的误差选择数据块的大小。对于I DC误差或Q DC误差估计，该块可以具有n₁个离散样本，其中，n₁是介于三百和七百之间的数字，例如，512(2⁹)。

在步骤307中，以一种已知方式，测量接收信号x(t)的信号质量。测量的信号质量值可以是RSSI(接收信号强度指示)和/或该接收信号x(t)的S/N(信噪比)。在步骤309中，根据步骤307中测量的信号质量值，选择用于估计分量样本的块值的流程。块值是在步骤305中形成的每个数据块的代表值。在步骤309可能选择的第一流程(此处称之为“最大值(MAX)/最小值(MIN)”)中，得到用于数据块的离散量化样本的最大值和最小值。然后，通过将该最大值和最小值相加并除以二，得出块值。在步骤309可能选择的第二流程(此处称之为“均值(MEAN)”)中，将数据块中所有量化样本的值相加，以得出块总和值。然后，该块总和值除以该数据块中量化样本的数目，得出均值，作为该块值。第二流程近似于得出该块关于时间的积分，然后得出该积分的均值。如后文所述，已经发现，当接收信号x(t)质量好时，对于块值估计，使用第一流程给出较准确的结果。当接收信号质量差时，第一流程不适合，因为在存在噪声(噪声电平与信号电平相当)的情况下，难以定义信号最大值和最小值。如后文所述，当信号质量差时，第二流程给出较好的结果，因而被使用。

尤其是，当RSSI高于(好于)-95dBm(在五十(50)欧姆射频(RF)系统中，低于1毫瓦九十五分贝)时，第一流程给出较好的结果。可选地，当S/N值大于三十五(35)分贝时，第一方法给出较好的结果。步骤309生成“1”输出，以指示在步骤309中选择第一流程，并且，可选地，生成“2”输出，以指示在步骤309中选择第二流程。

如果步骤309生成“1”输出，随后是步骤311，其中使用上述第一流程估计分量的块值。如果步骤309生成“2”输出，随后是步骤313，其中使用上述的第二流程估计分量的块值。在步骤315中，使用步骤311或步骤313所估计的块值，估计误差。该误差是前述的I DC误差和Q DC误差之一，并且以一种已知方式，在步骤315中进行估计。在下文给出执行不同误差估计的计算流程的示例。

最后，在步骤307中，应用修正信号，以抵消如上所述估计的I DC误差或Q DC误差。

在要估计相位误差或振幅误差的情形下，可以使用方法300的一种修正形式，其中在应用步骤311或步骤313之前，进一步处理步骤305中形成数据块的数据，以形成进一步的数据块，因此，将步骤311和313应用于通过进一步处理从I或Q分量样本的块得出的数据块。进一步处理的说明性示例在后文描述。在要估计的误差是相位误差的情形下，在步骤305中形成的初始数据块具有n₂个离散样本，其中，n₂是介于1000和3000之间的数字，例如，2048(2¹¹)。在要估计的误差是振幅误差的情况下，在步骤305中形成的初始数据块可能具有n₃个离散样本，其中n₃是介于3000和5000之间的数字，例如，4096(2¹²)。再次将步骤307至305应用于相位和振幅误差估计。可以以一种已知方式，执行步骤317中用于估计相位误差的误差估计，例如，如下文所述，与用于I DC或Q DC误差估计的方式不同。可以以一种已知方式，执行步骤317中用于用于估计振幅误差的误差估计，例如，如下文所述，与用于I DC或QDC以及相位误差估计的方式不同。

图4示出了处理器400的功能单元，该处理器400是图2的处理器205的示例，示出了方法300的应用，用于同时估计I DC误差、Q DC误差、相位误差以及振幅误差中的每一个。在图4中，输入接收信号x(t)的I分量I(t)和Q分量Q(t)分别由连接201和203取样，如前文结合图2所述的。通过以已知方式操作的I量化器401，以一种已知方式，最初将I分量I(t)初始分成离散、连续和量化的样本。这些样本此处被称之为“I数据”。同样，通过Q量化器403，最初将Q分量Q(t)分成离散、连续和量化的样本。这些样本在此处被称之为“Q数据”。例如，被选取以形成I数据和Q数据的每一个的每个量化样本的大小，可以是约50(五十)微秒，使用每秒约2万样本的量化样本的速率。

I量化器401并行连接至，并且将I数据提供至I有效性缓冲器405、IDC数据缓冲器411、I相位数据缓冲器413以及I振幅(amp.)数据缓冲器415。同样，Q量化器403并行连接至，并且将Q数据提供至有效性缓冲器407、Q DC数据缓冲器417、Q相位数据缓冲器419以及Q振幅(amp.)数据缓冲器421。

缓冲器405、407、411、413、415、417、419以及421中的每一个包括一个用于将数据添加于其中的临时存储。这些缓冲器中的每一个具有能够容纳的I数据或Q数据中的最大容量。I有效性缓冲器405和Q有效性缓冲器407的每一个的最大容量可以是，例如，256(二百五十六)个量化样本。I DC数据缓冲器411和Q DC数据缓冲器417的最大容量可以是，例如，512(五百一十二)个量化样本。I相位数据缓冲器413以及Q相位数据缓冲器419的最大容量可以是，例如，2048(二千零四十八)个量化样本。I振幅数据缓冲器415以及Q振幅数据缓冲器421的最大容量可以是，例如，4096(四千零九十六)个量化样本。

当缓冲器405、407、411、413、415、417、419以及421中每一个都充满时，将其中的数据以I或Q数据样本块形式作为数据输出而提供，块大小等于存储在生成该块的缓冲器中的量化样本的最大数量。然后，每个缓冲器进一步接收输入数据，直至其再次充满等。

将来自I有效性缓冲器405的I数据块以及来自Q有效性缓冲器407的Q数据块，传递至有效性检查器409。由于在振幅(信号质量)中没有发生突变，有效性检测器409操作，以确定其所接收的I及Q数据是否有效。下文将结合图5，更为详细地描述有效性检查器409的操作。

如果有效性检查器409确定其所检查的数据块有效，它允许来自I量化器301的已检查的I数据块被添加至缓冲器411、413、415，并且允许来自Q量化器403的已检查的Q数据块被添加至缓冲器417、419和421。因此，向缓冲器411、413、415、417、419和421添加数据，取决于有效性检查器409允许添加每个给定的已检查的数据块。如果有效性检查器409确定其所检查的数据块为无效，它停止将来自I量化器301的相应I数据块添加至缓冲器411、413、415，并且停止将来自Q量化器403的相应Q数据块添加至缓冲器417、419和421。当有效性检查器409允许时，到缓冲器411、413、415、417、419和421中的每一个的数据添加一直继续进行直到每个缓冲充满。然后，每个缓冲器将该数据作为数据块输出而提供，并且开始重新填充等。

将I DC数据缓冲器411连接至I DC估计流程选择器423，以使得当IDC数据缓冲器411充满时，它向I DC估计流程选择器423提供I数据块。将I相位数据缓冲器413连接至I相位估计流程选择器425，以使得当I相位数据缓冲器413充满时，它向I相位估计流程选择器425提供I数据块。I将振幅数据缓冲器415连接至I振幅估计流程选择器427，以使得当I振幅数据缓冲器415充满时，它向I振幅估计流程选择器427提供I数据块。将Q DC数据缓冲器417连接至Q DC估计流程选择器429，以使得当QDC数据缓冲器417充满时，它向Q DC估计流程选择器429提供Q数据块。将Q相位数据缓冲器419连接至Q相位估计流程选择器431，以使得当Q相位数据缓冲器419充满时，它向Q相位估计流程选择器431提供Q数据块。将Q振幅数据缓冲器421连接至Q振幅估计流程选择器433，以使得当Q振幅数据缓冲器421充满时，它向Q振幅估计流程选择器433提供Q数据块。

选择器423、425、427、429、431和433中的每一个，为向其提供的每个数据块，选择一种流程，用于该数据块的数据块值的估计。将选择器423、425、427、429、431和433中的每一个连接至一个RSSI测量器434(它可能处于处理器205外部)。RSSI测量器434以一种已知方式测量值，该值对于选择器423、425、427、429、431和433中每一个所接收的数据块，是输入接收信号x(t)的RSSI(接收信号强度指示)的当前值。将当前测量RSSI值从RSSI测量器434，提供至选择器423、425、427、429、431和433中每一个。选择器423、425、427、429、431和433中每一个，根据当前测量RSSI值，选择前文所定义的第一流程(“最小值/最大值”)或第二流程(“均值”)。因此，当测量RSSI值高于(好于)预定阈值时，选择器423、425、427、429、431和433中每一个选择第一流程，用于执行块值估计，并且当测量RSSI值不大于预定阈值时，选择第二流程，用于执行块值估计。优选地，RSSI阈值为-95dBm(在50欧姆RF系统中，低于1毫瓦九十五分贝)。

总之，在选择器423、425、427、429、431和433的每一个都可以使用不同阈值，以确定是否使用第一或第二流程。然而，可以方便地使用共同阈值。

将I DC估计流程选择器423连接至I DC误差估计器435，并且将每块I DC数据以及其所选择的用于估计相应数据块值的流程的指示，传递至估计器435。将Q DC估计流程选择器429连接至Q DC误差估计器436，并且将每块Q DC数据以及其所选择的用于估计相应数据块值的流程的指示，传递至估计器436。I DC误差估计器435以及Q DC误差估计器436中的每一个都使用所选择的流程，估计该数据块值的值，然后，进一步使用该数据块值，以一种已知方式估计DC偏置误差。I DC估计器435向连接211(图2)提供作为I DC修正信号的输出，并且Q DC估计器436向连接213(图2)提供作为Q DC修正信号的输出。

例如，I DC偏置误差可以使用如于2006年3月18日提交的英国专利申请号GB0505493.7，题为“Receiver for receipt and demodulation of afrequency modulated RF signal and a method of operation”，等同于2006年2月26日提交的国际申请号PCT PCT/US06/06821(在此引入其全部内容作为参考)中所述的流程在I DC估计器435中估计。该流程使用的计算基于该关系：

$\mathrm{HW}\left(I\right)\mathrm{dc}\_\mathrm{est}=\frac{1}{T}{\∫}_0^{T}I\left(t\right)\mathrm{dt}$ [等式1]

其中，HW(I)dc_est为要估计的I DC偏置误差。类似地，Q DC偏置误差可以在I DC估计器436中估计，如英国专利申请号GB 0505493.7中所述，使用的计算基于该关系：

$\mathrm{HW}\left(Q\right)\mathrm{dc}\_\mathrm{est}=\frac{1}{T}{\∫}_0^{T}Q\left(t\right)\mathrm{dt}$ [等式2]

其中，HW(Q)dc_est为要估计的Q DC偏置误差。与等式1和等式2相关的第一流程和第二流程的使用在后文进一步分析。

将图4中I相位估计流程选择器425以及Q相位估计流程选择器431连接至相位误差估计器437，并且选择器425和431中的每一个，将每个数据块及其所选择用于估计数据块值的流程的指示一起传送。估计器437使用其所接收的数据块估计相位误差值。因此，相位误差估计器437生成输出相位误差修正信号，该信号经由连接215传送至移相器137(图2)，以修正估计相位误差。

例如，可以通过估计器437估计误差，如公开的英国专利说明书号GB-A-2414609(在此引入其全部内容作为参考)所述，使用的计算基于该关系：

  [等式3]

     [等式4]

其中，L为矢量内积，ε为要确定的相位误差，φ为频率调制信号，其可以是已知用于相位误差计算目的，t为时间，T为使用的积分时间(前文所述的相位数据块的长度)，并且A为信号振幅。ε的值可能通过寻找L(ε)的绝对值的最小值而单独地得出。

如果如GB-A-2414609所述来计算相位误差，估计器215为I相位数据块中的I(t)的每一个量化值以及Q相位数据块中的每一个量化值Q(t)形成乘积，从而形成乘积值的数据块。然后，将用于估计数据块值的选择的流程应用于乘积值的数据块。从该数据块值，可以得出向量内积L。

将I振幅流程选择器427以及Q振幅流程选择器433连接至振幅误差估计器439。选择器427和433中每一个，将每个数据块及其所选择用于估计数据块值的流程的指示一起传送。估计器439以一种已知方式，估计振幅误差值。因此，振幅误差估计器439生成输出振幅误差修正信号，该信号经由连接209传送至振幅调整器127(图2)，以修正估计振幅误差。

例如，可以如公开的英国专利说明书号GB-A-2415846(在此引入其全部内容作为参考)所述来估计该振幅误差，使用的计算基于该关系：

[等式5]

其中，a为振幅误差，其它符号如上面所定义。

如果如GB-A-2415846中所述，使用上面的等式5计算振幅误差，估计器439为在I相位数据块中的I(t)的每一个量化值，形成一个平方值，并且为在Q相位数据块中的Q(t)的每一个量化值，形成一个平方值，从而形成每一个单独平方值的数据块。然后，将用于估计I数据的数据块值的已选择流程，应用于I(t)平方值的数据块。将用于估计Q数据的数据块值的已选择流程，应用于Q(t)平方值的数据块。结果，使用等式5，估计器439求出用于I(t)平方值数据块的块值与用于Q(t)平方值数据块的块值的商值，并且求出该商值的平方根，从该平方根，1+a，从而很容易得出a。

图5是图4所示的有效性检查器409的操作方法500的流程图。在步骤501中，将I数据块从I有效性缓冲器405传递。在步骤503中，该数据被分成两个矢量(部分)V1和V2。矢量V1和V2是分别在数据块的第一半部分和第二半部分的量化样本。在步骤505中，得出矢量V1和V2的最大值V1_max和V2_max以及最小值V1_min和V2_min。在步骤507中，计算矢量V1和V2的Delta值。V1的Delta值Delta 1是V1最大值V1_max和V1最小值V1_min之间的差。V2的Delta值Delta 2是V2最大值V2_max和V2最小值V2_min之间的差。在步骤509中，应用一种算法，以确定I数据是否有效。这通过两个条件1和2以及确定是否条件1和2得到满足来执行。条件1和2定义如下：

条件1：Delta 1的值介于T2·Delta 2的值与T1·Delta 2的值之间，其中T2和T1是预定乘数，并且“·”代表乘法运算；以及

条件2：V1_max的值介于T2·V2_max的值和T1·V2_max的值之间，其中，T1和T2以及“·”如条件1中所述。

通过根据方法500中所使用的其它条件的分析，可以得出用于应用条件1和2的T1和T2的适当值。对于50(五十)微秒长的量化样本以及256(二百五十六个)量化样本的有效性数据块，典型值分别为0.96和1.04。

步骤509所产生的指示条件1和条件2是否均被满足的信号，将输入提供至步骤513。在步骤511中，将与在步骤509中所应用的算法类似的算法应用于Q数据，以确定该Q数据是否有效。步骤511处于与步骤501至507类似的步骤(未示出)之后。步骤511所产生的指示步骤511中应用的算法是否已经得出该Q数据是有效的信号，也将输入提供至步骤513。

步骤513确定在相应块中的I数据和Q数据是否均有效，如步骤509和511的输出所指示的。如果在步骤513中发现I数据和Q数据中的一个或两个为无效，步骤513在步骤515中生成“NO”输出，指示I和Q数据为无效。如果在步骤513中发现I数据和Q数据均有效，步骤513在步骤519中生成“YES”输出，指示I和Q数据为有效。

如果步骤513生成“NO”输出，指示步骤515中的I和Q数据为无效，则步骤517随后生成指示，指示已经分析的无效数据块将不被添加到缓冲器411和421。如果步骤513生成“YES”输出，指示在步骤519中I和Q数据是有效的，有效性检查器409发出信号，指示已经分析的有效数据块可以被添加至缓冲器411和421。

当接收信号质量大于预定阈值时，在实施本发明的方法300的步骤311中使用第一流程的益处，可以通过实际实验和/或数理分析，通过独立地使用第一和第二流程中的每一个将误差估计(或来自已知误差的估计误差的偏差)绘制为RSSI的函数来阐述。

为了论证在振幅误差估计中使用第一流程的益处，执行如下的实际实验。在具有已知特性的接收器中检测已知频率调制信号，即具有750Hz频率偏差(此处称之为“DPL/PL”)的67Hz(六十七赫兹)数字专线子音频信令。所使用的接收器中接收信号的振幅误差已知为2％(百分之二)。使用八(8)秒的数据分析时间，将160,000个离散数据样本分成具有4096个样本长度的块。估计作为接收信号的测量RSSI的函数的振幅误差。单独使用上述的第一和第二流程，以获得用于振幅误差估计的块值。图6示出了获得的结果。图6是以百分比(基于该振幅)为单位的估计振幅误差从已知振幅误差的偏差的曲线图600，与以dBm(在50欧姆RF系统中，低于1毫瓦的分贝)为单位的RSSI对比而绘制。理想地，该偏差应为零。虚垂直线603所示的-95dBm的阈值将低(差)和高(好)RSSI值区分开来。曲线605指示使用前文所述的第一流程(“最小值/最大值”)时，在低RSSI值的振幅误差偏差，并且曲线607指示使用前文所述的第二流程(“均值”)时，在低RSSI值的振幅误差偏差。曲线607所示的偏差保持接近零，而曲线605所示的偏差对于处于阈值603以下的RSSI值不理想地迅速上升。因此，对于低于(差于)RSSI阈值603的RSSI值，第二流程(“均值”)给出更好的性能，从而被选择用于块值估计。曲线601指示使用前文所述的第一流程(“最小值/最大值”)时，在高RSSI值的振幅误差偏差，并且曲线602指示使用前文所述的第二流程(“均值”)时，在高RSSI值的振幅误差偏差。曲线601所示的偏差比曲线602所示的偏差更接近于零。因此，对于高于(好于)RSSI阈值603的RSSI值，第一流程(“最小值/最大值”)给出更好的性能，从而被选择用于块值估计。

为了阐述在相位误差估计中使用第一流程的益处，通过如上所述的用于振幅误差分析的相同接收器，检测已知相同的频率调制信号。所使用的接收器中接收信号的相位误差已知为四(4)度。再次使用八(8)秒的数据分析时间，以提供160,000个离散数据样本，这些样本被分成具有2048个样本长度的块。使用上述的第一和第二流程，独立估计作为接收信号的测量RSSI的函数的相位误差，以获得用于相位误差估计的块值。图7示出了得出的结果。图7是以度为单位的估计相位误差从已知相位误差的偏差的曲线图700，与以dBm(在50欧姆RF系统中，低于1毫瓦的分贝)为单位的RSSI进行对比而绘制。理想地，该偏差应为零。得出的结果与图6的曲线图600中绘制的振幅误差估计的结果相似。虚垂直线703所示的-95dBm的阈值将低(差)和高(好)RSSI值区分开来。曲线705指示使用前文所述的第一流程(“最小值/最大值”)时，在低RSSI值的相位误差偏差，并且曲线707指示使用前文所述的第二流程(“均值”)时，在低RSSI值的相位误差偏差。曲线707所示的偏差保持接近零，而曲线705所示的偏差对于处于阈值703以下的RSSI值不理想地迅速上升。因此，对于低于(差于)RSSI阈值703的RSSI值，第二流程(“均值”)给出更好的性能，从而被选择用于在相位误差确定中所使用的块值估计。曲线701指示使用前文所述的第一流程(“最小值/最大值”)时，在高RSSI值的相位误差偏差，并且曲线702指示使用前文所述的第二流程(“均值”)时，在高RSSI值的相位误差偏差。曲线701所示的偏差比曲线702所示的偏差更接近于零。因此，对于高于(好于)RSSI阈值603的RSSI值，第一流程(“最小值/最大值”)给出更好的性能，从而被选择用于在相位误差确定中所使用的块值估计。

当比较第一和第二流程，以用于提供估计DC误差的块值时，第二(“均值”)流程在低(差)RSSI值再次表现出好于第一(“最小值/最大值”)流程。然而，对于高(好)RSSI值，第二(“均值”)流程能够产生大的估计误差。这可以进行如下的详细分析：

前面给出的等式1可以被重写如下：

$\mathrm{HW}\left(I\right)\mathrm{dc}\_\mathrm{est}=\frac{1}{T}{\∫}_0^{T}I\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{1}{T}{\∫}_0^T(\mathrm{HW}\left(I\right)\mathrm{dc}+A\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_d\sin \left({\mathrm{\ω}}_{m}t\right)\right))\mathrm{dt}=$

$\mathrm{HW}\left(I\right)\mathrm{dc}+\frac{A}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}(J_o\left(2\mathrm{\π}{f}_d\right)+2\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_k\left(2\mathrm{\π}{f}_d\right)\cos \left(2k{\mathrm{\ω}}_{m}t\right))\mathrm{dt}=$

$\mathrm{HW}\left(I\right)\mathrm{dc}+{\mathrm{AJ}}_o\left(2\mathrm{\π}{f}_d\right)$           [等式6]

其中：

J表示贝塞耳函数；

K表示贝塞耳函数的阶；

J₀表示零阶贝塞耳函数(等于常数)；

HW(I)dc是接收器硬件所导致的实际I DC偏置误差；

A为接收信号的振幅；A具有对RSSI值的已知的比例；

f_d为在已知频率调制信号中所使用的以赫兹为单位的偏差频率；

ω_m为以每秒弧度来为单位的该已知调制信号的角频率(例如，已知“PL/DPL”音频信令音调)；以及

T为积分时间。

上述给定参数的典型值可应用如下：

HW(I)dc＝3 x 10^-3伏特；

f_d＝750赫兹；

J_o(2πf_d)＝8.2 x 10^-3.

使用这些典型值，利用等式3，能够将用于-60dBm的RSSI值的HW(I)dc_est(以伏特为单位)计算为HW(I)dc+9.8 x 10^-3。也使用这些典型值，利用等式6，能够将用于-110dBm的RSSI值的HW(I)dc_est(以伏特为单位)计算为HW(I)dc+32 x 10^-6。从这些计算中可以看出，HW(I)dc_est与用于-110dBm的RSSI值的HW(I)dc基本相同，而用于-60dBm RSSI值的HW(I)dc_est显著地不同于真实值HW(I)dc。对于-60dBmRSSI值的这种差异是由于在前文所定义的第二流程(“均值”)中，使用近似积分函数来估计HW(I)dc_est。然而，取而代之，如果使用前文所定义的第一流程(“最小值/最大值”)来估计HW(I)dc_est，得出的结果与HW(I)dc基本相同。当估计HW(Q)dc_est时，获得相似的结果。图8中给出了用于高RSSI值的HWdc_est和HWdc的散度的曲线图说明。

图8是当存在已知0.005伏特的DC偏置误差时，对于RSSI的高值，与以dBm(在50欧姆RF系统中，低于1毫瓦的分贝)为单位的RSSI进行对比而绘制的估计DC误差的曲线图800。使用通过应用专利申请GB0505493.7所描述的且在上文等式6中所总结的DC误差计算流程进行数学分析而获得的结果绘制曲线图800。图8中的曲线801指示当使用上述的第二流程(“均值”)而得出块值时所获得的结果。线803指示0.005伏的应用DC误差(这个可能是在分量I(t)或分量Q(t)中的误差)。使用上述的均值流程(“最小值/最大值”)所获得的结果提供图表(plot)，它基本上与线803相符。可以参照前面给出的等式6，对此作如下解释。如果使用第一流程(“最小值/最大值”)执行积分来获得块值，那么获得的结果仅是HW(I)dc，因为在等式6的第二线上的其他项彼此抵消。然而，如果使用第二流程(“均值”)，那么所获得的结果为HW(I)dc+AJ_o(2πf_d)，如在等式6的第三线中。因此，对于在-95dBm以上的高(好)RSSI值，估计DC误差从0.005伏特快速偏离，如用于第二流程(“均值”)的曲线801所示，但是对于第一流程(“最小值/最大值”)，基本保持在线803上，即，基本保持等于0.005伏特。这些结果可通过实验验证来确认。

总之，此处描述的本发明的具体实施方式允许在广泛的动态范围内，准确估计DC误差、振幅误差以及相位误差。此处所述的本发明实施方式在第一和第二流程中所使用的两种不同算法之间转换的能力，例如，方法300的步骤311和313，允许根据接收信号质量，获得第一和第二流程中每一个的优势。此外，在本发明的实施方式中，误差估计不像在现有技术中那样，依赖于(i)接收FM信号的调制特征或(ii)检测和修正任何接收信号的载波频率与用于获得该信号的本地振荡器信号频率之间的频率误差的需要。这导致了算法收敛速度，即，达到误差估计结果的速度，该速度快于任何现有技术的速度。

尽管就上述实施方式而言，已经对本发明作了描述，尤其是参考了附图，但其并不限于这些实施方式中所述的具体形式。更确切地说，本发明的范围仅受随附的权利要求的限制。在权利要求中，词语“包括(comprising)”或“包含(including)”并不排除其他完整体或步骤的存在。而且，尽管分别地列出，但多个装置、元件或方法步骤可以通过，例如，单一单元或处理器来实现。此外，尽管在不同权利要求中可能包含个别特征，这些特征可能被有利地组合，并且包含在不同权利要求中并不意味着特征的组合是不可行的和/或有利的。另外，单数提及并不排除多数。因此，“一个(a)”、“一个(an)”、“第一(first)”、“第二(second)”等提及并不排除多数。

Claims (18)

1.一种用于通过直接变频流程接收和解调频率调制RF(射频)信号的无线接收器，包括用于生成和处理接收信号的同相位和正交相位分量的信道；以及处理器，所述处理器用于周期性地估计所述同相位和正交相位分量至少之一的误差，以及用于生成调整所述同相位和正交相位分量至少之一的信号，以补偿所估计的误差，其中，所述处理器用于选择性地应用多个不同流程中的每一个来估计所述误差，所述流程包括当所接收RF信号的信号质量值高于阈值时所应用的第一流程，以及当所接收RF信号的信号质量值不高于所述阈值时所应用的第二流程。

2.根据权利要求1所述的接收器，包括信号质量估计器，可操作地耦合到所述处理器，以向所述处理器提供对所接收RF信号的当前信号质量的测量，并且所述处理器用于响应接收所述测量，以选择用于估计所述误差的流程。

3.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述信号质量估计器用于测量所接收RF信号的RSSI(接收信号强度指示)，并且所述处理器用于当所接收RF信号具有高于-95dBm(在五十欧姆RF系统中，低于1毫瓦九十五分贝)的RSSI阈值的测量RSSI值时，应用所述第一流程。

4.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述信号质量估计器用于测量所接收RF信号的信噪比，并且所述处理用于当所接收信号具有大于35分贝的信噪比阈值的信噪比测量值时，应用所述第一流程。

5.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述第一流程包括形成从所接收RF信号的同相位分量或正交相位分量得出的数据的离散样本的块，估计所述块的所述离散样本的最大值和最小值，并且估计所述最大值和最小值的均值。

6.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述第二流程包括估计从所接收RF信号的同相位分量或正交相位分量得出的数据样本的块中的所有离散样本的和，并且将所述和除以所述块中的离散样本的数目。

7.根据权利要求5所述的接收器，其中，所述处理器用于选择性地通过所述第一流程和所述第二流程，估计从所接收RF信号的所述同相位分量或所述正交相位分量中每一个得出的数据离散样本的块的块值。

8.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述处理器用于估计所接收RF信号的所述同相位分量或所述正交相位分量的DC偏置误差，并且发出提供调整的信号以补偿所估计的DC偏置误差。

9.根据权利要求8所述的接收器，其中，所述处理器用于在所述第一流程中以及可选地在所述第二流程中，使用n₁个离散样本的连续块，其中，n₁为介于300到700之间的数字。

10.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述处理器用于估计相位误差，所述相位误差由所接收RF信号的所述同相位与正交相位分量之间的相位相对差值的误差组成，并且所述处理器用于发出提供调整的信号以补偿所估计的相位误差。

11.根据权利要求10所述的接收器，其中，所述处理器用于使用n₂个离散样本的连续块进行相位误差估计，其中，n₂为介于1000到3000之间的数字。

12.根据权利要求10所述的接收器，其中，应用所述第一或第二流程进行相位误差估计的所述样本块包括所述同相位分量的离散样本与所述正交相位分量的相应的离散样本的乘积的样本块。

13.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述处理器用于估计振幅误差，所述振幅误差是所接收RF信号的所述同相位和正交相位分量之间的振幅相对比率的误差，并且所述处理器用于发出提供调整的信号以补偿所估计的振幅误差。

14.根据权利要求11所述的接收器，其中，所述处理器用于使用n₃个离散样本的连续块进行振幅误差估计，其中，n₃为介于3000到5000之间的数字。

15.根据权利要求11所述的接收器，其中，所述处理器用于选择性地通过所述第一流程和所述第二流程，估计从所接收RF信号的所述同相位分量或所述正交相位分量中每一个的离散样本得出的数据块的块值，其中，每一所述块都包括所述离散样本的值的平方的块。

16.根据权利要求5所述的接收器，其中，在所述第一流程中，以及可选地在第二流程中，所述离散样本以介于每分钟10,000到30,000离散样本之间的比率而形成。

17.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述处理器用于应用这样的流程，所述流程用于确定代表离散样本的数据对于用于所述第一流程中是否有效，所述离散样本被包括在或转换成要应用所述第一流程的数据块。

18.一种用于通过直接变频流程接收和解调频率调制RF(射频)信号的无线接收器中的操作的方法，该方法包括生成接收RF信号的同相位和正交相位分量；周期性地估计所述同相位和正交相位分量至少之一的误差，以及将调整应用于所述同相位和正交相位分量至少之一，以补偿所估计的误差，其中，所述误差估计包括选择性地应用多个不同流程中的每一个，所述流程包括当所接收RF信号的信号质量值高于阈值时所应用的第一流程，以及当所接收RF信号的信号质量值不高于所述阈值时所应用的第二流程。

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