CN101529764A - 导频发射和用导频加权执行信道估计 - Google Patents

Abstract

本发明描述用导频加权执行信道估计的技术(Fig 5B)。接收器接收由发射器发射的导频的至少一个发射符号。可用单载波多路复用方案(例如，IFDMA或LFDMA)或多载波多路复用方案(例如，OFDMA)来产生每一发射符号。所述接收器处理每一接收到的发射符号，并获得接收到的导频值(562)。所述接收器可基于所述接收到的导频值导出干扰估计，并且可基于所述干扰估计来估计所述接收到的导频值的可靠性(564)。所述接收器基于所述发射的导频值、所述接收到的导频值的所述估计出的可靠性和/或其它信息来确定用于所述接收到的导频值的权数(568)。所述接收器基于所述接收到的导频值和所述权数来导出信道估计(570)。所述接收器接着用所述信道估计对接收到的数据值执行数据检测(例如，均衡)(572)。

Description

导频发射和用导频加权执行信道估计

在35U.S.C.§119下主张优先权

本专利申请案主张2005年5月16日申请的题为“CHANNEL ESTIMATIONENHANCEMENT USING PILOT WEIGHTING”的第60/681,586号临时申请案和2005年8月22日申请的题为“PILOT TRANSMISSION AND CHANNEL ESTIMATION WITHPILOT WEIGHTING”的第60/710,618号临时申请案的优先权，所述两个临时申请案都转让给本发明的受让人，且因此特意以引用的形式并入本文中。

技术领域

本发明大体上涉及通信，更具体地说，涉及通信系统中用于发射导频和用于执行信道估计的技术。

背景技术

在无线通信系统中，发射器通常对业务数据进行编码、交错和调制(或符号映射)以便获得数据符号，所述数据符号是数据的调制符号。对于相干系统，发射器使导频符号与数据符号多路复用，并对经多路复用的数据和导频符号进行处理，以便产生经调制的信号，并且经由无线信道发射这个信号。无线信道用信道响应使发射的信号失真，并进一步用噪声和干扰使信号降级。

接收器接收所发射的信号，并对接收到的信号进行处理，以便获得接收到的数据和导频符号。对于相干数据检测，接收器基于接收到的导频符号来估计无线信道的响应。接收器接着用信道估计对接收到的数据符号执行数据检测(例如，均衡)以便获得数据符号估计，所述数据符号估计是对由发射器发射的数据符号的估计。接收器接着对数据符号估计进行解调、解交错和解码，以便为发射器获得经解码的数据。

信道估计的质量对数据检测性能具有较大影响，并且会影响数据符号估计的质量以及经解码的数据的可靠性。因此，此项技术中需要在无线通信系统中有效地执行信道估计的技术。

发明内容

本文中描述用于在单载波通信系统中发射导频和在单载波和多载波通信系统中用导频加权执行信道估计的技术。所述导频发射技术可用于单载波频分多址(SC-FDMA)方案，例如交错FDMA(IFDMA)、局部FDMA(LFDMA)和增强FDMA(EFDMA)。所述信道估计技术可用于SC-FDMA方案和多载波FDMA(MC-FDMA)方案，例如正交频分多址(OFDMA)。一般来说，用SC-FDMA在时域中且用MC-FDMA在频域中发送调制符号。

在实施例中，发射器形成导频的一个调制符号序列。所述调制符号序列在时域中被发送并且具有非平坦的频率响应。发射器基于SC-FDMA方案(例如，IFDMA、LFDMA或EFDMA)产生所述调制符号序列的至少一个发射符号。

在实施例中，接收器接收由发射器发射的导频的至少一个发射符号。可用SC-FDMA方案(例如，IFDMA、LFDMA或EFDMA)或MC-FDMA方案(例如，OFDMA)产生每一发射符号。接收器去除循环前缀并对每一接收到的发射符号执行离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)以便获得接收到的导频值。接收器可基于接收到的导频值导出干扰估计，并且可基于所述干扰估计来估计接收到的导频值的可靠性。接收器基于所发射的导频值、接收到的导频值的估计出的可靠性和/或其它信息来确定用于接收到的导频值的权数。接收器基于所述接收到的导频值和所述权数导出信道估计。接收器可迭代地执行信道和干扰估计。如果导频和数据在不同的子频带上发射，那么接收器可基于以下内容导出数据子频带的信道估计：(1)导频子频带的信道估计或(2)接收到的导频值和权数。接收器接着用信道估计对接收到的数据值执行数据检测(例如，均衡、匹配滤波或接收器空间处理)。

下文更详细地描述本发明的各个方面和实施例。

附图说明

通过结合附图阅读下文陈述的具体实施方式，将更容易明白本发明的特征和性质，图中相同参考符号始终相应地标识。

图1展示发射器和接收器的框图。

图2A、图2B和图2C展示可用于SC-FDMA和MC-FDMA的三个示范性子频带结构。

图3A展示SC-FDMA符号的产生。

图3B展示MC-FDMA符号的产生。

图4A和4B展示两个示范性数据和导频发射方案。

图5A展示用导频加权来导出信道估计的过程。

图5B展示用导频加权来导出信道估计的设备。

图6展示接收器处的解调器和信道估计器处理器的框图。

具体实施方式

本文中使用“示范性”一词来表示“充当实例、例子或说明”。本文中描述为“示范性”的任何实施例或设计未必被解释为比其它实施例或设计优选或有利。

图1展示无线通信系统100中的发射器110和接收器150的框图。为了简单起见，发射器110和接收器150每一者都配备有单个天线。对于反向链路(或上行链路)，发射器110可以是终端的一部分，且接收器150可以是基站的一部分。对于前向链路(或下行链路)，发射器110可以是基站的一部分，且接收器150可以是终端的一部分。基站一般是固定的站，且还可被称为基站收发器系统(BTS)、接入点、节点B或某一其它术语。终端可以是固定的或移动的，且可以是无线装置、蜂窝式电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器卡等。

在发射器110处，发射(TX)数据和导频处理器120对数据(例如，业务数据和信令)进行编码、交错和符号映射，并且产生数据符号。处理器120还产生导频符号，并使数据符号与导频符号多路复用。按照本文中的用法，数据符号是数据的调制符号，导频符号是导频的调制符号，调制符号是信号群中的点的复值(例如，针对PSK或QAM)，且符号是复值。调制器130对数据和导频符号执行单载波或多载波调制并产生发射符号。发射器单元(TMTR)132对发射符号进行处理(例如，转换成模拟、放大、滤波和升频转换)，并且产生经射频(RF)调制的信号，经由天线134发射所述信号。

在接收器150处，天线152从发射器110接收经RF调制的信号，并向接收器单元(RCVR)154提供接收到的信号。接收器单元154对接收到的信号进行调整(例如，滤波、放大、降频转换和数字化)，并且提供输入样本。解调器160对输入样本执行单载波或多载波解调，以便获得接收到的数据值和接收到的导频值。信道估计器/处理器180基于接收到的导频值导出发射器110的信道估计。解调器160进一步用信道估计对接收到的数据值执行数据检测(例如，均衡或匹配滤波)并提供数据符号估计，所述数据符号估计是由发射器110发送的数据符号的估计。RX数据处理器170对数据符号估计进行符号解映射、解交错和解码，并为发射器110提供经解码的数据。一般来说，接收器150进行的处理与发射器110进行的处理互补。

控制器/处理器140和190分别指导发射器110和接收器150处的各个处理单元的操作。存储器142和192分别存储用于发射器110和接收器150的程序代码和数据。

系统100可以是单载波系统或多载波系统。单载波系统可利用SC-FDMA方案，例如用IFDMA在越过整个系统带宽而分布的频率子频带上发射数据和导频，用LFDMA在邻近子频带群组上发射数据和导频，或者用EFDMA在多个邻近子频带群组上发射数据和导频。IFDMA也称为分布式FDMA，且LFDMA也称为窄带FDMA或传统FDMA。多载波系统可利用例如OFDMA等MC-FDMA方案。OFDMA利用正交频分多路复用(OFDM)。

系统100可针对前向和反向链路利用一个或多个多路复用方案。举例来说，系统100可(1)针对前向和反向链路两者利用SC-FDMA，(2)针对一个链路利用一个版本的SC-FDMA(例如，LFDMA)，并对另一链路利用另一版本的SC-FDMA(例如，IFDMA)，(3)针对前向和反向链路两者利用MC-FDMA，(4)针对一个链路(例如，反向链路)利用SC-FDMA，且对另一链路(例如，前向链路)利用MC-FDMA，或(5)利用多路复用方案的某一其它组合。一般来说，系统100可针对每一链路利用一个或多个多路复用方案(例如，SC-FDMA或MC-FDMA或SC-FDMA与MC-FDMA的组合)以便实现所需的性能。举例来说，可针对给定链路使用SC-FDMA和OFDMA，其中针对有些子频带使用SC-FDMA，而在其它子频带上使用OFDMA。可能希望在反向链路上使用SC-FDMA以便实现较低的峰值平均功率比(peak-to-average power ratio，PAPR)，并在前向链路上使用OFDMA以便可能实现较高的系统容量。

可针对前向和反向链路使用导频发射和信道估计技术。可针对SC-FDMA(例如，IFDMA、LFDMA和EFDMA)以及MC-FDMA(例如，OFDMA)使用信道估计技术。

图2A展示可用于SC-FDMA和MC-FDMA的交错子频带结构200。将BW MHz的整个系统带宽划分成多(K)个正交子频带，给所述K个正交子频带1到K的索引，其中K可为任一整数值。邻近子频带之间的间距是BW/K MHz。为了简单起见，以下描述假定所有总共K个子频带都可用于发射。对于子频带结构200，将K个子频带布置成S个不相交或不重叠的交错部分。所述S个交错部分之所以是不相交的，是因为所述K个子频带中的每一者都只属于一个交错部分。对于子频带结构200，每一交错部分含有N个子频带，所述N个子频带越过总共K个子频带均匀分布，使每一交错部分中的连续子频带隔开S个子频带，且交错部分u含有子频带u作为第一子频带，其中K＝S·N且u∈{1，...，S}。一般来说，子频带结构可包含任何数目的交错部分，每一交错部分可含有任何数目的子频带，且所述交错部分可含有相同或不同数目的子频带。此外，N可以是或可以不是K的整数除数，且N个子频带可以或可以不越过总共K个子频带而均匀分布。

图2B展示窄带子频带结构210，其也可用于SC-FDMA和MC-FDMA。对于子频带结构210，将总共K个子频带布置成S个不重叠群组，每一群组含有N个邻近子频带，且群组v含有子频带(v-1)·N+1到v·N，其中K＝S·N且v∈{1，...，S}。一般来说，子频带结构可包含任何数目的群组，每一群组可含有任何数目的子频带，且所述群组可含有相同或不同数目的子频带。

图2C展示另一子频带结构220，其也可用于SC-FDMA和MC-FDMA。对于子频带结构220，将总共K个子频带布置成S个不重叠组，其中每一组包含G个子频带群组。可以如下方式将总共K个子频带分配到S个组。首先，将总共K个子频带划分成多个频率范围，其中每一频率范围含有K′＝K/G个连续子频带。进一步将每一频率范围划分成S个群组，其中每一群组包含V个邻近子频带。对于每一频率范围，将最初V个子频带分派给组1，接下来的V个子频带分派给组2，依此类推，并将最后V个子频带分派给组S。组s(其中s＝1，...，S)包含具有索引k的子频带，k满足以下条件：(s-1)·V≤k以(K/G)为模＜s·V。每一组含有G个群组的V个连续子频带，或总共N＝G·V个子频带。一般来说，子频带结构可包含任何数目的组，每一组可含有任何数目的群组和任何数目的子频带，且组可含有相同或不同数目的子频带。对于每一组，群组可含有相同或不同数目的子频带，并且可越过系统带宽而均匀或不均匀地分布。

子频带结构200、210和220可用于SC-FDMA和MC-FDMA。对于SC-FDMA，子频带结构200、210和220分别可用于IFDMA、LFDMA和EFDMA。对于SC-FDMA，将针对图2A中的一个或一个以上交错部分产生的发射符号称为IFDMA符号，将针对图2B中的一个或一个以上子频带群组产生的发射符号称为LFDMA符号，且将针对图2C中的一个或一个以上子频带组产生的发射符号称为EFDMA符号。对于MC-FDMA，子频带结构200、210和220可用于OFDMA，且将针对OFDMA的一个或一个以上交错部分、一个或一个以上子频带群组或一个或一个以上子频带组产生的发射符号称为OFDM符号。因此，发射符号可以是用SC-FDMA方案产生的SC-FDMA符号或用MC-FDMA方案产生的MC-FDMA符号。SC-FDMA符号可以是IFDMA符号、LFDMA符号或EFDMA符号。MC-FDMA符号可以是OFDM符号。

按照本文中的一般用法，子频带组是一组子频带，其可以是子频带结构200的交错部分、子频带结构210的子频带群组、子频带结构220的一组多个子频带群组，等等。对于每一符号周期，可在时域中用SC-FDMA或在频域中用MC-FDMA来在子频带组上发送多(N)个调制符号。一般来说，本文中描述的技术可用于具有任何数目的子频带组的任何子频带结构，且其中每一子频带组可包含以任何方式布置的任何数目的子频带。对于每一子频带组，(1)子频带可越过系统带宽而个别地并且均匀地或不均匀地分布，(2)子频带可以在一个群组中彼此相邻，或(3)子频带可分布在多个群组中，其中每一群组可定位在系统带宽中的任何位置，并且可含有一个或多个子频带。

图3A展示SC-FDMA符号的产生。将在时域中在一个符号周期中在N个子频带上发射的N个调制符号的原始序列表示为{d₁，d₂，d₃，...，d_N}(框310)。用N点DFT/FFT将原始序列变换到频域，从而获得N个频域值的序列(框312)。将N个频域值映射到N个用于发射的子频带上，并且将零值映射到其余的K-N个子频带上，从而产生K个值的序列(框314)。用于发射的N个子频带可属于用于LFDMA的子频带的一个群组(如图3A所示)、用于IFDMA的一个交错部分(图3A中未图示)或用于EFDMA的多个子频带群组的一个组(图3A中也未图示)。用K点IDFT/IFFT将K个值的序列变换到时域，以便获得K个时域输出样本的序列(框316)。将所述序列中的最后C个输出样本复制到序列的开端，从而形成含有K+C个输出样本的SC-FDMA符号(框318)。通常将所述C个经复制的输出样本称为循环前缀或保护间隔，且C是循环前缀长度。使用所述循环前缀来抵抗因频率选择性衰落而导致的符号间干扰(ISI)。

图3B展示MC-FDMA符号的产生。将在频域中在一个符号周期中在N个子频带上发射的N个调制符号的原始序列表示为{d₁，d₂，d₃，...，d_N}(框350)。将所述N个调制符号映射到用于发射的N个子频带上，且将零值映射到其余的K-N个子频带上，从而产生K个值的序列(框352)。所述用于发射的N个子频带可属于图2A中的一个交错部分、图2B中的一个子频带群组或图2C中的一个子频带组。用K点IDFT/IFFT将K个值的序列变换到时域，从而获得K个时域输出样本的序列(框354)。将所述序列中的最后C个输出样本复制到序列的开端，从而形成含有K+C个输出样本的MC-FDMA符号(框356)。

还可以其它方式产生SC-FDMA符号和MC-FDMA符号。

图4A展示可用于SC-FDMA和MC-FDMA的发射方案400。对于发射方案400，发射器使用时分多路复用(TDM)来发射数据和导频。发射器在某一数目个符号周期期间在T个子频带上发射数据，接着在至少一个符号周期期间在T个子频带上发射导频，接着在某一数目个符号周期期间在T个子频带上发射数据，依此类推。所述T个子频带可用于图2A中的一个或一个以上交错部分、图2B中的一个或一个以上子频带群组、图2C中的一个或一个以上子频带组、总共K个子频带的某一其它子集或全部总共K个子频带。

图4B展示也可用于SC-FDMA和MC-FDMA的另一发射方案410。对于发射方案410，发射器使用频分多路复用(FDM)在T个子频带上发射数据和导频。发射器在D个子频带上发射数据且在P个子频带上发射导频，其中T＝D+P。用于数据发射的子频带被称为数据子频带，而用于导频发射的子频带被称为导频子频带。所述D个数据子频带和P个导频子频带可用于图2A中的一个或一个以上交错部分、图2B中的一个或一个以上子频带群组、图2C中的一个或一个以上子频带组、总共K个子频带的某一其它子集或全部总共K个子频带。

数据和导频子频带可随着时间的过去而改变(例如，如图4B所示)，从而允许接收器随着时间的过去而估计越过全部或大部分系统带宽的频率响应。或者，数据和导频子频带可以是静态的(图4B中未图示)。

一般来说，发射器可在任何数目个子频带上进行发射，并且可在相同或不同的子频带上发射数据和导频。此外，发射器可向多个接收器发射共用导频和/或向特定接收器发射专用导频。因此，术语“导频”一般涵盖共用导频和专用导频两者。接收器可基于在导频子频带上接收到的导频导出数据子频带的信道估计。接收器可使用信道估计来恢复在数据子频带上发送的数据。

接收器可在每一符号周期中从发射器接收发射符号。对于每一接收到的发射符号，接收器去除循环前缀以获得K个输入样本；对所述K个输入样本执行K点DFT/FFT以获得K个频域接收值；保留发射器所使用的T个子频带的接收到的值并丢弃其余接收到的值。对于每一接收到的发射符号，接收器获得导频子频带的接收到的导频值(如果有的话)和数据子频带的接收到的数据值(如果有的话)。接收到的导频值也被称为导频观测值。

针对具有导频发射的符号周期的接收到的导频值可表达为：

R_p(k)＝P(k)·H(k)+N(k)，其中k∈K_p，                等式(1)

其中P(k)是针对子频带k的发射的导频值；

H(k)是针对子频带k的无线信道的复合增益；

R_p(k)是针对子频带k的接收到的导频值；

N(k)是针对子频带k的噪声和干扰；以及

K_p是P个导频子频带的组。

接收到的导频值可以向量和矩阵的形式表达如下：

r _p＝W·h _p+n，                等式(2)

其中r _p是含有针对P个导频子频带的P个接收到的导频值的P×1向量；

W是含有P个被发射的导频值的P×P对角矩阵；

h _p是含有P个导频子频带的信道增益的P×1向量；以及

n是P个导频子频带的噪声和干扰的P×1向量。

矩阵W可定义为沿对角线含有P个被发射的导频值且在其它位置处含有零，或diag{W}＝[P(1)，P(2)，...，P(P)]。

发射器与接收器之间的无线信道的特征可在于时域信道脉冲响应或频域信道频率响应。信道脉冲响应可包括L个时域抽头(time-domain tap)h₁，h₂，…，h_L，其中L通常远远小于导频子频带的数目，或L＜P。信道频率响应是信道脉冲响应的DFT且可表达为：

h _p＝Q·h，                    等式(3)

其中Q是P×L傅里叶子矩阵；且

h是含有针对信道脉冲响应的L个信道抽头的L×1向量。

K×K傅里叶矩阵F含有针对总共K个子频带的K个行和针对K个时域样本的K个列。矩阵F的第(k，n)个元素，f_k，n被定义为：

f_k，n＝e^{-j2π·(k-1)·(n-1)/K}，其中k＝1，...，K且n＝1，...，K。        等式(4)

子矩阵Q含有对应于P个导频子频带的傅里叶矩阵F的P个行和这P个行的最初L个元素。

接收到的导频值也可表达为：

r _p＝W·Q·h+n。            等式(5)

通过将等式(3)代入等式(2)中而获得等式(5)。

对于MC-FDMA，可在P个导频子频带上发送P个导频符号，每一子频带上一个导频符号。于是，每一被发射的导频值等于一个导频符号。可基于提供具有恒定振幅的调制符号的调制方案(例如，如BPSK或QPSK等相移键控(PSK)方案)来选择导频符号。在这种情况下，导频符号将在频率上具有恒定包络(即，平坦的频率响应)，且对于k的所有值，|P(k)|＝1。

对于SC-FDMA，可如图3A所示用DFT/FFT来变换P个导频符号，以便获得P个频域导频值，接着在P个导频子频带上发送所述频域导频值，每一子频带上一个导频值。即便所述导频符号在时间上具有恒定包络，所得的导频值也不可能在频率上具有恒定包络，原因在于DFT/FFT操作。因此，对于k的所有值，|P(k)|不可能等于1。

矩阵W解决所发射的导频值的频域包络。如果所发射的导频在频率上具有非恒定包络(即，非平坦频率响应)，那么W的对角元素可能具有不同振幅。

接收器可基于接收到的导频值来导出信道估计。这个信道估计可以是信道脉冲响应估计或信道频率响应估计。接收器可使用例如最小平方(LS)技术、最小均方误差(MMSE)技术等各种技术来导出信道估计。

可如下基于最小平方技术导出信道脉冲响应估计：

${\underset{\‾}{\hat{h}}}_{\mathrm{ls}}={[{\underset{\‾}{Q}}^H\·{\underset{\‾}{W}}^H\·\underset{\‾}{W}\·\underset{\‾}{Q}]}^{-1}\·{\underset{\‾}{Q}}^H\·{\underset{\‾}{W}}^H\·{\underset{\‾}{r}}_p,$ 等式(6)

其中

是h的最小平方估计，且“^H”表示共轭转置。

也可如下基于MMSE技术导出信道脉冲响应估计：

${\underset{\‾}{\hat{h}}}_{\mathrm{mmse}}={[{\underset{\‾}{Q}}^H\·{\underset{\‾}{W}}^H\·\underset{\‾}{W}\·\underset{\‾}{Q}+\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}]}^{-1}\·{\underset{\‾}{Q}}^H\·{\underset{\‾}{W}}^H\·{\underset{\‾}{r}}_p,$ 等式(7)

其中Λ是噪声和干扰的P×P协方差矩阵；且

是h的MMSE估计。

协方差矩阵可给出为Λ＝E{n·n ^H}，其中E{}表示期望值运算。可假定噪声和干扰是具有零平均向量和 $\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}={\mathrm{\σ}}_n^2\·\underset{\‾}{I}$ 的协方差矩阵的加性白高斯噪声(AWGN)，其中σ_n ²是噪声和干扰的方差或乘方，且I是单位矩阵。可用DFT和IDFT操作来实施等式(6)和等式(7)，或者，如果P和L是2的乘方，那么用FFT和IFFT操作来实施等式(6)和等式(7)。可用DFT或FFT执行每个矩阵与Q的相乘，且可用IDFT或IFFT执行每个矩阵与Q ^H的相乘。可使用信道脉冲响应估计

或来针对数据子频带或针对所有总共K个子频带导出信道频率响应估计。举例来说，可对信道脉冲响应估计

或

进行处理，(例如)以便截取L个信道抽头中的一些信道抽头；将具有低能量的信道抽头清零等等。可将经处理的信道脉冲响应估计补零成长度K，并接着用K点DFT/FFT对其进行变换，以便获得针对总共K个子频带的信道频率响应估计，如下：

$\underset{\‾}{\hat{h}}=\underset{\‾}{F}\·\underset{\‾}{\hat{h}},$ 等式(8)

其中

是填补的信道脉冲响应估计的K×K向量，且

是信道频率响应估计的K×K向量。

导频子频带的信道频率响应估计也可基于最小平方技术而导出，如下：

${\underset{\‾}{\hat{h}}}_{\mathrm{ls},p}={\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{pp}}{\underset{\‾}{W}}^H\·{\underset{\‾}{[W}\·{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{pp}}\·{\underset{\‾}{W}}^H]}^{-1}\·{\underset{\‾}{r}}_p,$ 等式(9)

其中R _pp是信道响应向量h _p的P×P协方差矩阵；且

是h _p的最小平方估计。

协方差矩阵R _pp可表达为：

${\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{pp}}=E\{{\underset{\‾}{h}}_p\·{\underset{\‾}{h}}_p^H\}.$ 等式(10)

协方差矩阵R _pp含有复值，且可基于无线信道的模型、计算机模拟、经验测量等来确定。举例来说，信道模型可作出关于无线信道的延迟扩展和/或多普勒效应的某些假定，且可使用这些假定来获得R _pp。

也可基于MMSE技术来导出导频子频带的信道频率响应估计，如下：

${\underset{\‾}{\hat{h}}}_{\mathrm{mmse},p}={\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{pp}}{\underset{\‾}{W}}^H\·{\underset{\‾}{[W}\·{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{pp}}\·{\underset{\‾}{W}}^H+\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}]}^{-1}\·{\underset{\‾}{r}}_p,$ 等式(11)

其中

是h _p的MMSE估计。

如果数据子频带与导频子频带相同(例如，对于图4A所示的发射方案400)，那么导频子频带的信道估计可直接用于均衡、匹配滤波等。如果数据子频带与导频子频带不同(例如，对于图4B所示的发射方案410)，或者即使数据子频带与导频子频带相同，那么也可基于导频子频带的信道估计或接收到的导频值和权数来导出数据子频带的信道估计。

针对P个导频子频带的频率响应可由P×1向量h _p给出，且针对D个数据子频带的频率响应可由D×1向量h _d给出。D×P协方差矩阵R _dp可定义为：

${\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{dp}}=E\{{\underset{\‾}{h}}_d\·{\underset{\‾}{h}}_p^H\}.$ 等式(12)

也可基于无线信道的模型、计算机模拟、经验测量等来确定协方差矩阵R _dp。R _dp还捕获时间变化量，使得即使数据子频带与导频子频带相同，数据子频带的信道估计也可与导频子频带的信道估计不同。

可基于最小平方技术来导出数据子频带的信道频率响应估计，如下：

${\underset{\‾}{\hat{h}}}_{\mathrm{ls},d}={\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{dp}}{\underset{\‾}{W}}^H\·{[W\·{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{pp}}\·{\underset{\‾}{W}}^H]}^{-1}\·{\underset{\‾}{r}}_p,$ 等式(13)

其中是h _d的最小平方。

也可基于MMSE技术来导出数据子频带的信道频率响应估计，如下：

${\underset{\‾}{\hat{h}}}_{\mathrm{mmse},d}={\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{dp}}{\·\underset{\‾}{W}}^H\·{(W\·{\underset{\‾}{R}}_{\mathrm{pp}}\·{\underset{\‾}{W}}^H+\underset{\‾}{\mathrm{\Λ}}]}^{-1}\·{\underset{\‾}{r}}_p,$ 等式(14)

其中

是h _d的MMSE估计。

在等式(6)到等式(14)中，用矩阵W来导出信道估计，矩阵W执行导频加权。确切地说，基于所发射的导频值对针对不同子频带的接收到的导频值进行加权。在信道估计中，对应于具有较大量值的所发射导频值的接收到的导频值被给予较多权数，且对应于具有较小量值的所发射导频值的接收到的导频值被给予较少权数。这种导频加权可导致较高质量的信道估计。

也可基于接收到的导频值的可靠性或质量来执行信道估计。接收器所观察到的噪声和干扰不可能在所有导频子频带上都是恒定的。举例来说，在以下时候可能是这种情况：如果干扰发射器(例如，另一个扇区或小区中的发射器)只在所述导频子频带中的一些导频子频带上发射；如果干扰发射器针对不同导频子频带使用不同发射功率；如果干扰发射器的频率响应在导频子频带上不是平坦的；如果不同的干扰发射器在导频子频带的不同子集上发射等。在任一情况下，噪声和干扰功率都可能越过导频子频带而变化，这意味着一些接收到的导频值不如其它导频值可靠。

可如下导出干扰估计：

$\hat{I}\left(k\right)={|R_p\left(k\right)-P\left(k\right)\·\hat{H}\left(k\right)|}^2,$ 其中k∈K_p，                    等式(15)

其中是子频带k的估计出的噪声和干扰功率(或简单地，估计出的干扰功率)，且

是子频带k的信道增益估计。干扰估计可针对每一导频子频带包括一个

值。也可通过在多个子频带和/或多个符号周期上求平均值来获得每一

值。

等式(14)中的信道增益估计可如上文所述导出，例如如等式(9)或等式(11)所示。或者，可基于MMSE技术针对每一子频带k导出信道增益估计，如下：

$\hat{H}\left(k\right)=\frac{R_p\left(k\right)\·P^{*}\left(k\right)}{{\left|P\left(k\right)\right|}^2+{\hat{N}}_0},$ 其中k∈K_p，                等式(16)

其中

可以是噪声和干扰的初始估计、平均估计或长期估计，且“^*”表示复共轭。

可通过将接收到的导频值投射在正交维度上来获得干扰估计。接收器获得针对P个导频子频带的P个接收到的导频值。这P个接收到的导频值构成P维空间中的向量，且原则上可用来估计关于无线信道的P个参数。如果存在针对无线信道的L个参数，那么可使用P维向量的L个维度来估计这P个参数，且P-L个维度可用于干扰估计。可将P×P酉矩阵定义为V＝[v ₁，v ₂，...，v _P]，其中v _j(其中j∈{1，...，P})是P×1向量/列。酉矩阵V的特征在于V ^H·V＝I特性，这意味着V的列彼此正交，且每一列具有单位功率。酉矩阵可基于信道模型而产生，使得信道变化局限于V的最初L个列。V的最后P-L个列则可用于干扰估计，因为这些维度中不存在信道。可将接收到的向量r _p投射到V中的P-L个向量中的每一者上，作为r_p ^H·v _j。于是，可通过对不同投射取平均值来获得每一子频带k的估计出的干扰功率，如下：

$\hat{I}\left(k\right)=\frac{1}{P-L}\·\underset{j=P-L+1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{R}_p^{*}\left(k\right)\·V_j\left(k\right),$ 其中k∈K_p，                等式(17)

其中V_j(k)是向量v _j中子频带k的元素。

不管如何导出干扰估计，都可基于每一导频子频带的估计出的干扰功率来针对所述子频带定义可靠性权数，如下：

$W\left(k\right)=f\left\{\hat{I}\left(k\right)\right\},$ 其中k∈K_p，                    等式(18)

其中

是针对

的较小值给予较大权数且针对

的较大值给予较小权数的函数。举例来说，所述函数可定义为 $f\left\{\hat{I}\left(k\right)\right\}=\mathrm{\α}/\hat{I}\left(k\right),$ 其中α是针对所有导频子频带的恒定值。

也可基于其它信息来确定可靠性权数，所述其它信息例如是对干扰发射器的知晓、对信道条件的知晓等。举例来说，可对强干扰发射器所使用的子频带给予较小权数。也可基于已知信息(例如，针对干扰发射器)来确定可靠性权数，而不必实际上计算干扰估计。

可针对P个导频子频带的可靠性定义P×P对角矩阵W _I。举例来说，矩阵W _I可沿对角线含有P个导频子频带的可靠性权数且在其它位置处含有零，或diag{W _I}＝[W(1)，W(2)，...，W(P)]。接着，可使用矩阵W _I来(例如)通过使用上文给出的信道估计等式中的任一者而导出信道估计，虽然是用W _I代替W。接着，矩阵W _I将执行可靠性加权并将在信道估计中给予具有较高可靠性的接收到的导频值较多权数，而给予具有较小可靠性的接收到的导频值较少权数。这种可靠性加权可导致较高质量的信道估计。

也可基于发射的导频值和可靠性权数来定义P×P对角矩阵W _p，I。举例来说，矩阵W _p，I的对角元素可定义为diag{W _p，I}＝[W(1)·P(1)，W(2)·P(2)，...，W(P)·P(P)]。接着可使用矩阵W _p，I来通过使用上文给出的信道估计等式中的任一者而导出信道估计，虽然是用W _p，I代替W。

也可使用干扰估计来导出协方差矩阵Λ，其用来计算MMSE信道估计。一般来说，可基于干扰估计的短期或长期平均值、信道模型等来导出协方差矩阵Λ。

可使用信道增益估计来导出干扰估计，例如，如等式(14)中所示。接着，可基于干扰估计来定义可靠性权数，且使用所述可靠性权数来导出信道增益估计。可迭代地执行信道估计与干扰估计以改进信道和干扰估计的质量。

可如下执行迭代的信道与干扰估计：

a.确定初始干扰估计。

b.基于初始干扰估计计算可靠性权数。

1.基于所发射的导频值和可靠性权数来计算矩阵W _p，I。

2.基于接收到的导频值和矩阵W _p，I来导出信道估计。

3.基于接收到的导频值和信道估计来导出干扰估计。

4.基于干扰估计计算可靠性权数。

5.重复步骤1到4，直到遇到终止条件为止。

步骤a和b被执行一次。迭代过程可在预定数目个迭代之后终止。

图5A展示过程500，其用以用导频加权来导出信道估计。接收器接收由发射器发射的导频的至少一个发射符号(框512)。可用单载波多路复用方案(例如，IFDMA、LFDMA或EFDMA)或多载波多路复用方案(例如，OFDMA)来产生每一发射符号。接收器去除循环前缀，并对每一接收到的发射符号执行DFT/FFT，以获得导频子频带的接收到的导频值(框514)。接收器可(例如)基于导频子频带的干扰估计和/或其它信息来估计接收到的导频值的可靠性(框516)。接收器基于发射的导频值、接收到的导频值的估计出的可靠性、其它信息或其组合来确定接收到的导频值的权数(框518)。接收器基于接收到的导频值和权数来导出信道估计(框520)。这个信道估计可以是信道脉冲响应估计和/或信道频率响应估计。接收器可使用最小平方技术、MMSE技术或某一其它信道估计技术来导出信道估计。接收器可迭代地执行信道和干扰估计。如果导频和数据在不同的子频带上发射，那么接收器可基于导频子频带的信道估计来导出数据子频带的信道估计(例如，如等式(8)所示)或基于接收到的导频值和权数来导出数据子频带的信道估计(例如，如等式(13)或等式(14)所示)。

接着，接收器用信道估计对接收到的数据值执行数据检测(例如，均衡、匹配滤波或接收器空间处理)(框522)。举例来说，接收器可在频域中基于MMSE技术而执行均衡，如下：

$Z_d\left(k\right)=\frac{R_d\left(k\right)\·{\hat{H}}^{*}\left(k\right)}{{\left|\hat{H}\left(k\right)\right|}^2+{\hat{N}}_0},$ 其中k∈K_d，                    等式(19)

其中R_d(k)是子频带k的接收到的数据值，Z_d(k)是子频带k的检测到的数据值，且K_d是数据子频带组。可通过对导频子频带的估计出的干扰功率求平均值来获得等式(18)中的干扰估计如下：

${\hat{N}}_0=\frac{1}{P}\·\underset{k\∈K_p}{\mathrm{\Σ}}\hat{I}\left(k\right)$ 等式(20)

图5B展示用以用导频加权来导出信道估计的设备500。用于处理接收器的装置562接收发射器所发射的导频的至少一个发射符号。可用单载波多路复用方案(例如，IFDMA、LFDMA或EFDMA)或多载波多路复用方案(例如，OFDMA)来产生每一发射符号。装置562可与装置564耦合，装置564用于对每一接收到的发射符号执行DFT/FFT或类似功能性以获得导频子频带的接收到的导频值。在某些方面，装置562和564可实施为单个装置。装置564或562可与装置566耦合，装置566用于(例如)基于导频子频带的干扰估计和/或其它信息来估计接收到的导频值的可靠性。装置566可与装置568耦合，装置568用于基于发射的导频值、接收到的导频值的估计出的可靠性、其它信息或其组合来确定用于接收到的导频值的权数。在某些方面，装置566可以是装置568的一部分，或者可从设备中省略，且装置568可与装置564或562耦合，这取决于它们的结构。

装置568与装置570耦合，装置570用于基于接收到的导频值和权数导出信道估计。这个信道估计可以是信道脉冲响应估计和/或信道频率响应估计。接收器可使用最小平方技术、MMSE技术或某一其它信道估计技术来导出信道估计。接收器可迭代地执行信道和干扰估计。如果导频和数据在不同的子频带上发射，那么接收器可基于导频子频带的信道估计来导出数据子频带的信道估计(例如，如等式(8)所示)或基于接收到的导频值和权数来导出数据子频带的信道估计(例如，如等式(13)或(14)所示)。

装置570可与装置572耦合，装置572用于用信道估计对接收到的数据值执行数据检测(例如，均衡、匹配滤波、或接收器空间处理)。在某些方面，装置572可从装置中省略，且在接收器的其它结构中执行。

图6展示图1中的接收器150处的解调器160和信道估计器/处理器180的实施例。在解调器160内，循环前缀去除单元610接收由接收器150接收到的发射符号的输入样本，并去除每一接收到的发射符号中的循环前缀。DFT单元612对每一接收到的发射符号的输入样本执行DFT或FFT，并提供频域接收的值。解多路复用器(Demux)614将接收到的数据值从数据子频带提供到数据检测器616，并将接收到的导频值从导频子频带提供到信道估计器/处理器180。解多路复用器614的操作由(例如，来自控制器/处理器190的)控制信号控制。

在信道估计器/处理器180内，干扰估计器622基于接收到的导频值且可能基于来自信道估计器620的信道估计来导出干扰估计。权数计算单元624基于发射的导频值和/或干扰估计来计算接收到的导频值的权数。信道估计器620基于接收到的导频值和权数来导出信道估计。可迭代地执行信道和干扰估计。在完成信道估计之后，信道估计器620将信道估计提供给数据检测器616。

数据检测器616可用信道估计对接收到的数据值执行频域均衡(例如，如等式(18)所示)，并提供检测到的数据值。数据检测器616还可执行时域均衡或某一其它类型的数据检测。如果发射符号是用SC-FDMA发送的，那么IDFT单元618对每一符号周期的检测到的数据值执行IDFT或IFFT，并提供数据符号估计。如果发射符号是用MC-FDMA发送的，那么数据检测器616将检测到的数据值作为数据符号估计提供。

进一步对数据符号估计进行处理以获得经解码的数据。举例来说，可基于数据符号估计、信道估计和干扰估计来导出对数似然比(LLR)。每一调制符号形成有B个位，其中B＞1。基于对应的数据符号估计、信道增益估计和估计出的干扰功率来针对发射的调制符号的每一个位计算LLR。每一个位的LLR指示所述位中的置信度，并因此确定在解码过程中给予所述位的权数。干扰估计可考虑到信道估计中的噪声，使得在LLR计算中，具有噪声较多信道增益估计且因此具有较高的干扰功率的数据子频带被给予较少的权数。对LLR进行解交错和解码，以便获得经解码的数据。

可通过各种装置来实施本文中描述的导频发射和信道估计技术。举例来说，可用硬件、软件或其组合来实施这些技术。对于硬件实施方案，可在一个或一个以上专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑装置(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子装置、其它经设计以执行本文中描述的功能的电子单元或其组合内实施用于发射器处的导频发射的处理单元(例如，图1中的TX数据和导频处理器120)。用于接收器处的信道估计的处理单元(例如，图1和图6中的解调器160和/或信道估计器/处理器180)也可在一个或一个以上ASIC、DSP、处理器等内实施。

对于软件实施方案，可用执行本文中描述的功能的模块(例如，程序、功能等)来执行所述技术。软件代码可存储在存储器(例如，图1中的存储器142或192)中，并由处理器(例如，处理器140或190)执行。存储器可在处理器内或在处理器外部实施。

提供对所揭示的实施例的以上描述是为了使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。所属领域的技术人员将容易明白对这些实施例的各种修改，且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本文中定义的一般原理可应用于其它实施例。因此，不希望本发明限于本文中展示的实施例，而是希望本发明符合与本文中揭示的原理和新颖特征一致的最广泛的范围。

Claims (38)

1.一种设备，其包括：

处理器，其可操作以处理从发射器接收到的导频以便获得接收到的导频值，确定用于所述接收到的导频值的权数，且基于所述接收到的导频值和所述权数来导出所述发射器的信道估计；以及

存储器，其耦合到所述处理器。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以接收所述导频的至少一个发射符号，并对所述至少一个接收到的发射符号中的每一者执行离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)以获得所述接收到的导频值。

3.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以确定由所述发射器发射的导频值，并基于所述发射的导频值来确定用于所述接收到的导频值的所述权数。

4.根据权利要求3所述的设备，其中所述导频包括在时域中发送的多个调制符号，且其中所述发射的导频值是所述导频的所述多个调制符号的离散傅里叶变换(DFT)。

5.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以估计所述接收到的导频值的可靠性，并基于所述接收到的导频值的所述估计出的可靠性来确定用于所述接收到的导频值的所述权数。

6.根据权利要求5所述的设备，其中所述处理器可操作以基于所述接收到的导频值导出干扰估计，并基于所述干扰估计来估计所述接收到的导频值的所述可靠性。

7.根据权利要求5所述的设备，其中所述处理器可操作以基于所述接收到的导频值估计多个频率子频带的干扰功率，并基于所述估计出的干扰功率来估计所述接收到的导频值的所述可靠性。

8.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以确定由所述发射器发射的导频值，估计所述接收到的导频值的可靠性，并基于所述发射的导频值和所述接收到的导频值的所述估计出的可靠性来确定用于所述接收到的导频值的所述权数。

9.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以基于最小平方技术或最小均方误差(MMSE)技术来导出所述信道估计。

10.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以基于所述接收到的导频值和所述信道估计来导出干扰估计，基于所述接收到的导频值、所述权数和所述干扰估计来导出所述信道估计，并针对多个迭代导出所述干扰估计和所述信道估计。

11.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以基于所述接收到的导频值和所述权数来导出用于数据发射的频率子频带的第二信道估计。

12.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以用所述信道估计对接收到的数据值执行均衡。

13.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以基于所述接收到的导频值导出干扰估计，通过用所述信道估计处理接收到的数据值来导出数据符号估计，并基于所述数据符号估计、所述信道估计和所述干扰估计来导出对数似然比(LLR)。

14.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以接收所述导频的至少一个发射符号，每一发射符号是用单载波多路复用方案产生的且包括在所述时域中发送的多个调制符号。

15.根据权利要求14所述的设备，其中每一发射符号是用交错频分多址(IFDMA)、局部频分多址(LFDMA)或增强频分多址(EFDMA)产生的。

16.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理器可操作以接收所述导频的至少一个发射符号，每一发射符号是用单载波多路复用方案产生的，且包括在频域中发送的多个调制符号。

17.根据权利要求16所述的设备，其中每一发射符号是用正交频分多址(OFDMA)产生的。

18.一种方法，其包括：

对从发射器接收到的导频进行处理，以获得接收到的导频值；

确定用于所述接收到的导频值的权数；以及

基于所述接收到的导频值和所述权数来导出所述发射器的信道估计。

19.根据权利要求18所述的方法，其中所述确定用于所述接收到的导频值的所述权数包括

确定由所述发射器发射的导频值，以及

基于所述发射的导频值来确定用于所述接收到的导频值的所述权数。

20.根据权利要求18所述的方法，其中所述确定用于所述接收到的导频值的所述权数包括

估计所述接收到的导频值的可靠性，以及

基于所述接收到的导频值的所述估计出的可靠性来确定用于所述接收到的导频值的所述权数。

21.根据权利要求18所述的方法，其中所述确定用于所述接收到的导频值的所述权数包括

基于所述接收到的导频值导出干扰估计，

基于所述干扰估计来估计所述接收到的导频值的所述可靠性，以及

基于所述接收到的导频值的所述估计出的可靠性来确定用于所述接收到的导频值的所述权数。

22.根据权利要求18所述的方法，其中所述确定用于所述接收到的导频值的所述权数包括

确定由所述发射器发射的导频值，

估计所述接收到的导频值的可靠性，以及

基于所述发射的导频值和所述接收到的导频值的所述估计出的可靠性来确定用于所述接收到的导频值的所述权数。

23.根据权利要求18所述的方法，其进一步包括：

用所述信道估计对接收到的数据值执行均衡。

24.一种方法，其包括：

从发射器接收导频的至少一个发射，每一发射符号是用单载波多路复用方案或多载波多路复用方案产生的；

对所述至少一个接收到的发射符号中的每一者执行离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)以获得接收到的导频值；

基于由所述发射器发射的导频值来确定用于所述接收到的导频值的权数；

基于所述接收到的导频值和所述权数来导出所述发射器的信道估计；以及

用所述信道估计对接收到的导频值执行数据检测。

25.根据权利要求24所述的方法，其中所述确定用于所述接收到的导频值的所述权数包括

估计所述接收到的导频值的可靠性，以及

基于由所述发射器发射的所述导频值和所述接收到的导频值的所述估计出的可靠性来确定用于所述接收到的导频值的所述权数。

26.一种设备，其包括：

用于处理从发射器接收到的导频以获得接收到的导频值的装置；

用于确定用于所述接收到的导频值的权数的装置；以及

用于基于所述接收到的导频值和所述权数来导出所述发射器的信道估计的装置。

27.根据权利要求26所述的设备，其中所述用于确定用于所述接收到的导频值的所述权数的装置包括：

用于确定由所述发射器发射的导频值的装置；以及

用于基于所述发射的导频值来确定用于所述接收到的导频值的所述权数的装置。

28.根据权利要求26所述的设备，其中所述用于确定用于所述接收到的导频值的所述权数的装置包括

用于估计所述接收到的导频值的可靠性的装置，以及

用于基于所述接收到的导频值的所述估计出的可靠性来确定用于所述接收到的导频值的所述权数的装置。

29.根据权利要求26所述的设备，其中所述用于确定用于所述接收到的导频值的所述权数的装置包括

用于基于所述接收到的导频值来导出干扰估计的装置，

用于基于所述干扰估计来估计所述接收到的导频值的所述可靠性的装置，以及

用于基于所述接收到的导频值的所述估计出的可靠性来确定所述接收到的导频值的所述权数的装置。

30.根据权利要求26所述的设备，其中所述用于确定所述接收到的导频值的所述权数的装置包括

用于确定由所述发射器发射的导频值的装置，

用于估计所述接收到的导频值的可靠性的装置，以及

用于基于所述发射的导频值和所述接收到的导频值的所述估计出的可靠性来确定所述接收到的导频值的所述权数的装置。

31.根据权利要求26所述的设备，其进一步包括：

用于用所述信道估计对接收到的数据值执行均衡的装置。

32.一种设备，其包括：

处理器，其可操作以形成导频的调制符号序列，并基于单载波多路复用方案产生所述调制符号序列的至少一个发射符号，其中所述调制符号序列在时域中发送且具有非平坦的频率响应；以及

存储器，其耦合到所述处理器。

33.根据权利要求32所述的设备，其中所述处理器可操作以基于交错频分多址(IFDMA)方案、局部频分多址(LFDMA)方案或增强频分多址(EFDMA)方案产生所述至少一个发射符号。

34.根据权利要求32所述的设备，其中所述处理器可操作以对所述调制符号序列执行离散傅里叶变换(DFT)或快速傅里叶变换(FFT)，以便获得多个频域导频值，并在用于发射所述导频的多个频率子频带上发送所述多个频域导频值。

35.一种方法，其包括：

形成导频的调制符号序列，所述调制符号序列在时域中发送且具有非平坦的频率响应；以及

基于单载波多路复用方案产生所述调制符号序列的至少一个发射符号。

36.根据权利要求35所述的方法，其中所述产生所述至少一个发射符号包括：

基于交错频分多址(IFDMA)方案、局部频分多址(LFDMA)方案或增强频分多址(EFDMA)方案产生所述调制符号序列的所述至少一个发射符号。

37.一种设备，其包括：

用于形成导频的调制符号序列的装置，所述调制符号序列在时域中发送且具有非平坦的频率响应；以及

用于基于单载波多路复用方案产生所述调制符号序列的至少一个发射符号的装置。

38.根据权利要求37所述的设备，其中所述用于产生所述至少一个发射符号的装置包括：

用于基于交错频分多址(IFDMA)方案、局部频分多址(LFDMA)方案或增强频分多址(EFDMA)方案产生所述调制符号序列的所述至少一个发射符号的装置。

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