KR100993872B1 - 파일럿 가중을 이용한 파일럿 전송 및 채널 추정 - Google Patents

파일럿 가중을 이용한 파일럿 전송 및 채널 추정 Download PDF

Info

Publication number
KR100993872B1
KR100993872B1 KR1020097025957A KR20097025957A KR100993872B1 KR 100993872 B1 KR100993872 B1 KR 100993872B1 KR 1020097025957 A KR1020097025957 A KR 1020097025957A KR 20097025957 A KR20097025957 A KR 20097025957A KR 100993872 B1 KR100993872 B1 KR 100993872B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
pilot
subbands
channel
symbol
estimate
Prior art date
Application number
KR1020097025957A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20100007992A (ko
Inventor
다난자이 아쇼크 고어
아브니쉬 아그라월
Original Assignee
콸콤 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 콸콤 인코포레이티드 filed Critical 콸콤 인코포레이티드
Publication of KR20100007992A publication Critical patent/KR20100007992A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100993872B1 publication Critical patent/KR100993872B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

파일럿 가중(weighting)을 이용하여 채널 추정을 수행하는 기술들이 제시된다. 수신기는 송신기에 의해 전송되는 파일럿에 대한 적어도 하나의 전송 심볼을 수신한다. 각각의 전송 심볼은 단일-반송파 다중화 방식(예컨대, IFDMA 또는 LFDMA) 또는 다중-반송파 다중화 방식(예컨대, OFDMA)으로써 발생될 수 있다. 상기 수신기는 각각의 수신된 전송 심볼을 처리하여 수신된 파일럿 값들을 얻는다. 상기 수신기는 상기 수신된 파일럿 값들에 기초하여 간섭 추정치(interference estimate)를 유도할 수 있으며 상기 간섭 추정치에 기초하여 상기 수신된 파일럿 값들의 신뢰도를 추정할 수 있다. 상기 수신기는 상기 전송된 파일럿 값들, 상기 수신된 파일럿 값들의 상기 추정된 신뢰도, 및/또는 다른 정보에 기초하여 상기 수신된 파일럿 값들에 대한 가중치(weight)들을 결정한다. 상기 수신기는 상기 수신된 파일럿 값들 및 상기 가중치들에 기초하여 채널 추정치(channel estimate)를 유도한다. 그리고 나서 상기 수신기는 상기 채널 추정치로써 수신된 데이터 값들 상에 데이터 검출(예컨대, 등화)을 수행한다.

Description

파일럿 가중을 이용한 파일럿 전송 및 채널 추정{PILOT TRANSMISSION AND CHANNEL ESTIMATION WITH PILOT WEIGHTING}
본 명세서는 일반적으로 통신, 더 특정하게는 통신 시스템에서 파일럿을 전송하고 채널 추정을 수행하기 위한 기술들에 관한 것이다.
무선 통신 시스템에서, 송신기는 일반적으로 트래픽 데이터를 인코딩, 인터리빙(interleave), 및 변조(또는 심볼 매핑)하여 데이터 심볼들을 획득하며, 이는 데이터에 대한 변조 심볼들이다. 코히어런트(coherent) 시스템에 있어서, 상기 송신기는 상기 데이터 심볼들로써 파일럿 심볼들을 다중화하고, 상기 다중화된 데이터 및 파일럿 심볼들을 처리하여 변조된 신호를 발생시키며, 무선 채널을 통해 이 신호를 전송한다. 무선 채널은 채널 응답으로써 상기 전송 신호를 왜곡하며 추가로 잡음 및 간섭으로써 상기 신호를 악화시킨다.
수신기는 상기 전송된 신호를 수신하고 상기 수신된 신호를 처리하여 수신 데이터 및 파일럿 심볼들을 획득한다. 코히어런트 데이터 검출을 위해, 상기 수신기는 수신된 파일럿 심볼들에 기초하여 상기 무선 채널의 응답을 추정한다. 그리고 나서 수신기는 상기 채널 추정으로써 상기 수신된 데이터 심볼들에 데이터 검 출(예컨대, 등화(equlization))을 수행하여 데이터 심볼 추정치(estimate)들을 획득하며, 이들은 송신기에 의해 전송되는 데이터 심볼들의 추정치들이다. 그리고 나서 수신기는 상기 데이터 심볼 추정치들을 복조, 디인터리빙(deinterleave), 및 디코딩하여 송신기에 대한 디코딩된 데이터를 획득한다.
채널 추정의 품질은 데이터 검출 성능에 큰 영향을 가지며 디코딩된 데이터의 신뢰도(reliability)와 더불어 상기 데이터 심볼 추정치들의 품질에도 영향을 미친다. 그러므로 무선 통신 시스템에서 채널 추정을 효율적으로 수행하기 위한 기술에 대한 수요가 당해 기술분야에 존재한다.
단일-반송파(single-carrier) 통신 시스템에서 파일럿을 전송하고 단일-반송파 및 다중-반송파(multi-carrier) 통신 시스템에서 파일럿 가중(pilot weighting)으로써 채널 추정을 수행하는 기술들이 여기에 제시된다. 상기 파일럿 전송 기술들은 인터리빙된 FDMA(IFDMA), 로컬화된 FDMA(localized FDMA, LFDMA), 및 인핸스드 FDMA(enhanced FDMA, EFDMA)와 같은 단일-반송파 주파수 분할 다중 접속(single-carrier frequency division multiple access, SC-FDMA)에 이용될 수 있다. 상기 채널 추정 기술들은 SC-FDMA 방식들 및 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA)과 같은 다중-반송파 FDMA(MC-FDMA)에 이용될 수 있다. 일반적으로, 변조 심볼들은 SC-FDMA로써 시간 영역(time domain)에서 그리고 MC-FDMA로써 주파수 영역에서 전송된다.
일 실시예로, 송신기는 파일럿에 대한 변조 심볼들의 시퀀스를 형성한다. 상기 변조 심볼들의 시퀀스는 시간 영역에서 전송되며 비-평탄(non-flat) 주파수 응답을 갖는다. 상기 송신기는 SC-FDMA 방식(예컨대, IFDMA, LFDMA 또는 EFDMA)에 기초하여 변조 심볼들의 시퀀스에 대한 적어도 하나의 전송 심볼을 발생시킨다.
일 실시예로, 수신기는 송신기에 의해 전송되는 파일럿에 대한 적어도 하나의 전송 심볼을 수신한다. 각각의 전송 심볼은 SC-FDMA 방식(예컨대, IFDMA, LFDMA 또는 EFDMA) 또는 MC-FDMA 방식(예컨대, OFDMA)으로 발생될 수 있다. 상기 수신기는 순환 프리픽스(cyclic prefix)를 제거하고 각각의 수신된 전송 심볼에 이산 푸리에 변환(discrete Fourier transform, DFT) 또는 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform, FFT)을 수행하여 수신된 파일럿 값들을 획득한다. 수신기는 상기 수신 파일럿 값들에 기초하여 간섭 추정치(interference estimate)를 유도할 수 있으며 상기 간섭 추정치에 기초하여 상기 수신된 파일럿 값들의 신뢰도(reliability)를 추정할 수 있다. 수신기는 상기 전송된 파일럿 값들, 상기 수신된 파일럿 값들의 추정된 신뢰도, 및/또는 다른 정보에 기초하여 상기 수신된 파일럿 값들의 가중치(weight)들을 결정한다. 수신기는 상기 수신된 파일럿 값들 및 상기 가중치들에 기초하여 채널 추정치를 유도한다. 수신기는 채널 및 간섭 추정을 반복적으로 수행할 수 있다. 파일럿 및 데이터가 상이한 부대역(subband)들 상으로 전송된다면, 수신기는 (1) 파일럿 부대역들에 대한 채널 추정치 또는 (2) 수신된 파일럿 값들 및 가중치들에 기초하여 상기 데이터 부대역들에 대한 채널 추정을 유도할 수 있다. 그리고 나서 수신기는 상기 채널 추정치로써 수신된 데이터 값들에 데이터 검출(detection)(예컨대, 등화(equlization), 정합 필터링(match filtering), 또는 수신기 공간 처리(receiver spatial processing))을 수행한다.
본 발명의 다양한 특징들 및 실시예들이 이하에서 더 상세하게 기술된다.
용어 "예시적"은 여기서 "예, 보기, 또는 예시로서 기능하는" 것을 의미하는 것으로 이용된다. 여기서 "예시적"으로 기재되는 임의의 실시예 또는 설계가 반드시 다른 실시예들 또는 설계들에 비해 바람직하거나 유리한 것으로 해석되는 것은 아니다.
도 1은 무선 통신 시스템(100)의 송신기(110) 및 수신기(150)의 블록도를 나 타낸다. 간소화를 위해, 송신기(110) 및 수신기(150)에는 각각 단일 안테나가 장착된다. 역방향 링크(또는 업링크)에 있어서, 송신기(110)는 단말의 일부일 수 있으며, 수신기(150)는 기지국의 일부일 수 있다. 순방향 링크(또는 다운링크)에 있어서, 송신기(110)는 기지국의 일부일 수 있으며, 수신기(150)는 단말의 일부일 수 있다. 기지국은 일반적으로 고정국이며 또한 기지 송수신 시스템(base transceiver system, BTS), 액세스 포인트, 노드 B, 또는 다른 어떠한 용어로서 불리울 수 있다. 단말은 고정 또는 이동형일 수 있으며 무선 장치, 셀룰러 전화, 개인 휴대 정보 단말(PDA), 무선 모뎀 카드 등일 수 있다.
송신기(110)에서, 송신(TX) 데이터 및 파일럿 처리기(120)는 데이터(예컨대, 트래픽 데이터 및 시그널링)를 인코딩, 인터리빙(interleave), 심볼 매핑(symbol map)하여 데이터 심볼들을 발생시킨다. 또한 처리기(120)는 파일럿 심볼들을 발생시키며 상기 데이터 심볼들 및 파일럿 심볼들을 다중화한다. 여기서 이용되는 바와 같이, 데이터 심볼은 데이터에 대한 변조 심볼이고, 파일럿 심볼은 파일럿에 대한 변조 심볼이고, 변조 심볼은 (예컨대, PSK 또는 QAM에 대한) 신호 성상도(constellation) 내의 포인트의 복소값(complex value)이며, 심볼은 복소값이다. 변조기(130)는 상기 데이터 및 파일럿 심볼들에 단일-반송파 또는 다중-반송파 변조를 수행하여 전송 심볼들을 발생시킨다. 송신기 유닛(TMTR)(132)은 상기 전송 심볼들을 처리(예컨대, 아날로그로 변환, 증폭, 필터링, 및 주파수 상향변환)하여 무선 주파수(RF) 변조 신호를 발생시키며, 이는 안테나(134)를 통해 전송된다.
수신기(150)에서, 안테나(152)는 상기 RF 변조 신호를 송신기(110)로부터 수 신하여 수신된 신호를 수신기 유닛(RCVR)(154)에 제공한다. 수신기 유닛(154)은 상기 수신된 신호를 조정(condition)(예컨대, 필터링, 증폭, 주파수 하향변환, 및 디지털화)하여 입력 샘플들을 제공한다. 복조기(160)는 상기 입력 샘플들에 단일-반송파 또는 다중-반송파 복조를 수행하여 수신된 데이터 값들 및 수신된 파일럿 값들을 획득한다. 채널 추정기/처리기(180)는 상기 수신된 파일럿 값들에 기초하여 송신기(110)에 대한 채널 추정치를 유도한다. 복조기(160)는 상기 채널 추정치로써 상기 수신된 데이터 값들에 데이터 검출(예컨대, 등화 또는 정합 필터링(matched filtering))을 추가로 수행하여 데이터 심볼 추정치(data symbol estimate)들을 제공하며, 이들은 송신기(110)에 의해 전송되는 데이터 심볼들의 추정치들이다. RX 데이터 처리기(170)는 상기 데이터 심볼 추정치들을 심볼 디매핑(symbol demap), 디인터리빙(deinterleave), 및 디코딩하여 송신기(110)에 대한 디코딩된 데이터를 제공한다. 일반적으로, 수신기(150)에 의한 처리는 송신기(110)에 의한 처리와 상보적이다.
제어기들/처리기들(140 및 190)은, 각각 송신기(110) 및 수신기(150)에서의 다양한 처리 유닛들의 동작을 감독한다. 메모리들(142 및 192)은 송신기(110) 및 수신기(150)에 대한 프로그램 코드들 및 데이터를, 각각 저장한다.
시스템(100)은 단일-반송파 시스템 또는 다중-반송파 시스템일 수 있다. 단일-반송파 시스템은 IFDMA와 같은 SC-FDMA 방식을 활용하여 전체 시스템 대역폭에 걸쳐 분포하는 주파수 부대역들 상으로 데이터 및 파일럿을 전송하거나, LFDMA를 활용하여 인접 부대역들의 그룹 상으로 데이터 및 파일럿을 전송하거나, 또는 EFDMA를 활용하여 인접 부대역들의 다수의 그룹들 상으로 데이터 및 파일럿을 전송할 수 있다. IFDMA는 분산(distributed) FDMA로도 불리우며, LFDMA는 협대역 FDMA 또는 클래시컬(classical) FDMA로도 불리운다. 다중-반송파 시스템은 OFDMA와 같은 MC-FDMA 방식을 활용할 수 있다. OFDMA는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 활용한다.
시스템(100)은 순방향 및 역방향 링크들에 대해 하나 또는 다수의 다중화 방식들을 이용할 수 있다. 예를 들어, 시스템(100)은 (1) 순방향 및 역방향 링크들 모두에 SC-FDMA를, (2) 하나의 링크에 대해 SC-FDMA의 한 가지 버전(예컨대, LFDMA)을 그리고 다른 링크에 대해 SC-FDMA의 다른 버전(예컨대, IFDMA)을, (3) 순방향 및 역방향 링크들 모두에 MC-FDMA를, (4) 하나의 링크(예컨대, 역방향 링크)에 SC-FDMA를 그리고 다른 링크(예컨대, 순방향 링크)에 MC-FDMA를, 또는 (5) 다중화 방식들의 다른 어떠한 조합을 이용할 수 있다. 일반적으로, 시스템(100)은 각각의 링크에 대해 하나 또는 다수의 다중화 방식들(예컨대, SC-FDMA, 또는 MC-FDMA, 또는 SC-FDMA와 MC-FDMA의 조합)을 이용하여 요구되는 성능(performance)을 달성할 수 있다. 예를 들어, SC-FDMA가 일부 부대역들에 이용되고 OFDMA는 다른 부대역들에 이용되는 것과 같이, SC-FDMA 및 OFDMA가 주어진 링크에 이용될 수 있다. 역방향 링크 상에 SC-FDMA를 이용하여 더 낮은 첨두전력-대-평균전력 비(peak-to-average power ratio, PAPR)를 달성하고 순방향 링크 상에 OFDMA를 이용하여 잠재적으로 더 높은 시스템 용량을 달성하는 것이 바람직할 수 있다.
상기 파일럿 전송 및 채널 추정 기술들은 순방향 및 역방향 링크들에 이용될 수 있다. 채널 추정 기술들은 MC-FDMA(예컨대, OFDMA)와 더불어 SC-FDMA(예컨대, IFDMA, LFDMA, 및 EFDMA)에도 이용될 수 있다.
도 2a는 SC-FDMA 및 MC-FDMA에 이용될 수 있는 인터레이스(interlace) 부대역 구조(200)를 나타낸다. BW MHz인 전체 시스템 대역폭은 1 내지 K의 인덱스들이 주어지는 복수(K)의 직교 부대역들로 분할되며, 여기서 K는 임의의 정수값일 수 있다. 인접 부대역들 간의 이격(spacing)은 BW/K MHz이다. 간소화를 위해, 이하의 기재는 모든 K개의 전체 부대역들이 전송에 이용가능하다고 가정한다. 부대역 구조(200)에 있어서, 상기 K개의 부대역들은 S개의 공통 원소를 갖지 않는(disjoint) 또는 비-중첩(non-overlapping) 인터레이스들로 배열된다. 상기 S개의 인터레이스들은 상기 K개의 부대역들 각각이 단 하나의 인터레이스에만 속하도록 공통원소를 갖지 않는다(disjoint). 부대역 구조(200)에 있어서, 각각의 인터레이스는 K개의 전체 부대역들에 걸쳐 균일하게 분배되는 N개의 부대역들을 포함하고, 각 인터레이스 내의 연속적인 부대역들은 S개의 부대역들 만큼 떨어져서 이격(space)되며, 인터레이스 u는 제 1 부대역으로서 부대역 u를 포함하며, 여기서 K=SㆍN 이고 u∈{1,...,S} 이다. 일반적으로, 부대역 구조는 임의의 개수의 인터레이스들을 포함할 수 있고, 각각의 인터레이스는 임의의 개수의 부대역들을 포함할 수 있으며, 상기 인터레이스들은 동일하거나 다른 수의 부대역들을 포함할 수 있다. 게다가, N은 K의 정수 제수(divisor)이거나 아닐 수 있으며, 상기 N개의 부대역들은 K개의 전체 부대역들에 걸쳐 균일하게 분포하거나 그렇지 않을 수 있다.
도 2b는 SC-FDMA 및 MC-FDMA에도 이용될 수 있는 협대역 부대역(narrowband subband) 구조(210)를 나타낸다. 부대역 구조(210)에 대해, K개의 전체 부대역들은 S개의 비-중첩 그룹들로 배열되고, 각 그룹은 N개의 인접 부대역들을 가지며, 그룹 υ는 부대역들 (υ-1)ㆍN+1 내지 υㆍN을 포함하며, 여기서 K=SㆍN이고 υ∈{1,...,S}이다. 일반적으로, 부대역 구조는 임의의 수의 그룹들을 포함할 수 있고, 각 그룹은 임의의 수의 부대역들을 포함할 수 있으며, 상기 그룹들은 동일하거나 상이한 수의 부대역들을 포함할 수 있다.
도 2c는 SC-FDMA 및 MC-FDMA에도 이용될 수 있는 다른 부대역 구조(220)를 나타낸다. 부대역 구조(220)에 대해, K개의 전체 부대역들은 S개의 비-중첩 세트들로 배열되며, 각 세트는 부대역들의 G개의 그룹들을 포함한다. 상기 K개의 전체 부대역들은 다음과 같이 S개의 세트들로 분배될 수 있다. 상기 K개의 전체 부대역들은 먼저 다수의 주파수 범위들로 분할되며, 각 주파수 범위는 K'=K/G 개의 연속적인 부대역들을 포함한다. 각 주파수 범위는 S개의 그룹들로 추가로 분할되며, 각 그룹은 V개의 인접 부대역들을 포함한다. 각각의 주파수 범위에 대해, 제 1 V개의 부대역들은 세트 1에 할당되고, 다음 V개의 부대역들은 세트 2에 할당되며, 이와 같이 하여, 최종 V개의 부대역들은 세트 S에 할당된다. s=1,...,S에 대해, 세트 s는 다음을 만족하는 인덱스들 k를 갖는 부대역들을 포함한다: (s-1)ㆍV≤k modulo (K/G)<sㆍV. 각 세트는 V개의 연속적인 부대역들의 G개의 그룹들, 즉 전체인 N=GㆍV 부대역들을 포함한다. 일반적으로, 부대역 구조는 임의의 수의 세트들을 포함할 수 있고, 각 세트는 임의의 수의 그룹들 및 임의의 수의 부대역들을 포함할 수 있으며, 상기 세트들은 동일하거나 상이한 수의 부대역들을 포함할 수 있다. 각 세트에 대해, 상기 그룹들은 동일하거나 상이한 개수의 부대역들을 포함할 수 있으며 시스템 대역폭에 걸쳐 균일하거나 불-균일하게 분배될 수 있다.
부대역 구조들(200, 210 및 220)은 SC-FDMA 및 MC-FDMA에 이용될 수 있다. SC-FDMA에 대해, 부대역 구조들(200, 210 및 220)은 각각, IFDMA, LFDMA, 및 EFDMA에 이용된다. SC-FDMA에 있어서, 도 2a의 하나 이상의 인터레이스들에 대해 발생되는 전송 심볼은 IFDMA 심볼이라고 불리우고, 도 2b의 하나 이상의 부대역 그룹들에 대해 발생되는 전송 심볼은 LFDMA 심볼이라고 불리우며, 도 2c의 하나 이상의 부대역 세트들에 대해 발생되는 전송 심볼은 EFDMA 심볼이라고 불리운다. MC-FDMA에 있어서, 부대역 구조들(200, 210 및 220)은 OFDMA에 이용될 수 있으며, OFDMA에 대한 하나 이상의 인터레이스들, 하나 이상의 부대역 그룹들, 또는 하나 이상의 부대역 세트들에 대해 발생되는 전송 심볼은 OFDM 심볼이라고 불리운다. 따라서 전송 심볼은 SC-FDMA 방식으로 발생되는 SC-FDMA 심볼이거나 MC-FDMA 방식으로 발생되는 MC-FDMA 심볼일 수 있다. SC-FDMA 심볼은 IMFDA 심볼, LFDMA 심볼, 또는 EFMDA 심볼일 수 있다. MC-FDMA 심볼은 OFDM 심볼일 수 있다.
여기서 일반적으로 이용되는 바와 같이, 부대역 세트는 부대역들의 세트이며, 이는 부대역 구조(200)에 대한 인터레이스, 부대역 구조(210)에 대한 부대역 그룹, 부대역 구조(220)에 대한 다수의 부대역 그룹들의 세트 등일 수 있다. 각각의 심볼 주기 동안, 다수(N)의 변조 심볼들이 SC-FDMA로써 시간 영역이나 MC-FDMA로써 주파수 영역 중 어느 하나에서 부대역 세트 상으로 전송될 수 있다. 일반적으로, 여기 기재되는 기술들은 임의의 수의 부대역 세트들과 함께 임의의 부대역 구조에 이용될 수 있으며 여기서 각 부대역 세트는 임의의 방식으로 배열될 수 있는 임의의 수의 부대역들을 포함할 수 있다. 각각의 부대역 세트에 대해, (1) 상기 부대역들은 개별적으로 그리고 균일하거나 불-균일하게 상기 시스템 대역폭에 걸쳐 분배될 수 있거나, (2) 상기 부대역들은 하나의 그룹 내의 다른 부대역과 인접할 수 있거나, 또는 (3) 상기 부대역들은 다수의 그룹들에 분배될 수 있으며, 여기서 각 그룹은 시스템 대역폭 내 어느 곳에나 위치할 수 있으며 하나 또는 다수의 부대역들을 포함할 수 있다.
도 3a는 SC-FDMA 심볼의 발생을 나타낸다. 1 심볼 주기에서 N개의 부대역들 상으로 시간 영역에서 전송되는 N개의 변조 심볼들의 본래의(original) 시퀀스는 {d 1, d 2, d 3,...,d N}으로 표시된다(블록(312)). 본래의 시퀀스는 N-포인트(N-point) DFT/FFT로써 주파수 영역으로 변환되어 N개의 주파수-영역 값들의 시퀀스를 획득한다(블록(312)). 상기 N개의 주파수-영역 값들이 전송에 이용되는 N개의 부대역들로 매핑되며, 제로(zero) 값들은 나머지 K-N 개의 부대역들로 매핑되어 K개의 값들의 시퀀스를 발생시킨다(블록(314)). 전송에 이용되는 N개의 부대역들은 LFDMA에 대한 부대역들의 하나의 그룹(도 3a에 도시된 바와 같이), IFDMA에 대한 하나의 인터레이스(도 3a에 미도시), 또는 EFDMA에 관한 복수의 부대역 그룹들의 하나의 세트(또한 도 3a에 미도시)에 속할 수 있다. K개의 값들의 시퀀스는 K-포인트 IDFT/IFFT로써 시간 영역으로 변환되어 K개의 시간-영역 출력 샘플들의 시퀀스를 획득한다(블록(316)). 상기 시퀀스의 최종 C개의 출력 샘플들이 상기 시퀀스의 시작부에 복제되어 K+C개의 출력 샘플들을 포함하는 SC-FDMA 심볼을 형성한다(블록(318)). 상기 C개의 복제된 출력 샘플들은 종종 순환 프리픽스(cyclic prefix) 또는 보호 간격(guard interval)으로 지칭되며, C는 순환 프리픽스 길이이다. 상기 순환 프리픽스는 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 의해 야기되는 심볼간 간섭(intersymbol interference, ISI)를 제거하는데 이용된다.
도 3b는 MC-FDMA 심볼의 발생을 도시한다. 1 심볼 주기에서 N개의 부대역들 상으로 주파수 영역에서 전송되는 N개의 변조 심볼들의 본래의 시퀀스는 {d 1, d 2, d 3,...,d N}으로 표시된다(블록(350)). 상기 N개의 변조 심볼들은 전송에 이용되는 N개의 부대역들로 매핑되며, 제로 값들이 나머지 K-N개의 부대역들로 매핑되어 K개의 값들의 시퀀스를 발생시킨다(블록(352)). 전송에 이용되는 N개의 부대역들은 도 2a의 하나의 인터레이스, 도 2b의 하나의 부대역 그룹, 또는 도 2c의 하나의 부대역 세트에 속할 수 있다. K개의 값들의 시퀀스는 K-포인트 IDFT/IFFT로써 시간 영역으로 변환되어 K개의 시간-영역 출력 샘플들의 시퀀스를 획득한다(블록(354)). 상기 시퀀스의 최종 C개의 출력 샘플들이 상기 시퀀스의 시작부에 복제되어 K+C개의 출력 샘플들을 포함하는 MC-FDMA 심볼을 형성한다(블록(356)).
SC-FMDA 심볼들 및 MC-FDMA 심볼들은 다른 방식들로 발생될 수도 있다.
도 4a는 SC-FDMA 및 MC-FDMA에 이용될 수 있는 전송 방식(400)을 도시한다. 전송 방식(400)에 있어서, 송신기는 시분할 다중화(TDM)를 이용하여 데이터 및 파일럿을 전송한다. 상기 송신기는 어떠한 수의 심볼 주기들 동안 T개의 부대역들 상으로 데이터를, 그리고 나서 적어도 하나의 심볼 주기 동안 상기 T개의 부대역들 상으로 파일럿을, 그리고 나서 어떠한 수의 심볼 주기들 동안 상기 T개의 부대역들 상으로 데이터를,...전송한다. 상기 T개의 부대역들은 도 2a의 하나 이상의 인터레이스들, 도 2b의 하나 이상의 부대역 그룹들, 도 2c의 하나 이상의 부대역 세트들, 상기 K개의 전체 부대역들 중 일부 다른 서브셋, 또는 모든 K개의 전체 부대역들에 관한 것일 수 있다.
도 4b는 SC-FDMA 및 MC-FDMA에도 이용될 수 있는 다른 전송 방식(410)을 도시한다. 전송 방식(410)에 있어서, 송신기는 T개의 부대역들 상으로 주파수분할 다중화(FDM)를 이용하여 데이터 및 파일럿을 전송한다. 상기 송신기는 D개의 부대역들 상으로 데이터를 전송하고 P개의 부대역들 상으로 파일럿을 전송하며, 여기서 T=P+D이다. 데이터 전송에 이용되는 부대역들은 데이터 부대역들로 불리우며, 파일럿 전송에 이용되는 부대역들은 파일럿 부대역들로 불리운다. 상기 D개의 데이터 부대역들 및 P개의 파일럿 부대역들은 도 2a의 하나 이상의 인터레이스들, 도 2b의 하나 이상의 부대역 그룹들, 도 2c의 하나 이상의 부대역 세트들, 상기 K개의 전체 부대역들의 어떠한 다른 서브셋, 또는 모든 K개의 전체 부대역들에 관한 것일 수 있다.
상기 데이터 및 파일럿 부대역들은 시간에 따라 변화하여(예컨대, 도 4b에 도시된 바와 같이) 수신기가 시간에 따라 시스템 대역폭의 모두 또는 대부분에 걸쳐 주파수 응답을 추정하게 하여줄 수 있다. 대안적으로, 상기 데이터 및 파일럿 부대역들은 정적(static)일 수 있다(도 4b에 미도시).
일반적으로, 송신기는 임의의 수의 부대역들 상으로 전송할 수 있으며 동일하거나 상이한 부대역들 상으로 데이터 및 파일럿을 전송할 수 있다. 게다가, 상기 송신기는 공통 파일럿(common pilot)을 다수의 수신기들로 및/또는 전용 파일럿(dedicated pilot)을 특정 수신기로 전송할 수 있다. 따라서 용어 "파일럿"은 총칭하여 공통 파일럿 및 전용 파일럿 모두를 커버한다. 수신기는 파일럿 부대역들 상으로 수신되는 파일럿에 기초하여 데이터 부대역들에 대한 채널 추정치를 유도할 수 있다. 수신기는 상기 채널 추정치를 이용하여 상기 데이터 부대역들 상으로 전송된 데이터를 복구할 수 있다.
수신기는 각각의 심볼 주기에서 송신기로부터의 전송 심볼을 수신할 수 있다. 각각의 수신된 전송 심볼에 대해, 수신기는 순환 프리픽스를 제거하여 K개의 입력 샘플들을 획득하고, K-포인트 DFT/FFT를 상기 K개의 입력 샘플들에 수행하여 K개의 주파수-영역 수신된 값들을 획득하고, 송신기에 의해 이용되는 T개의 부대역들에 대한 수신된 값들을 유지하며, 나머지 수신된 값들을 폐기(discard)한다. 각각의 수신된 전송 심볼에 대해, 상기 수신기는 파일럿 부대역들에 대한 수신된 파일럿 값들(있다면) 및 데이터 부대역들에 대한 수신된 데이터 값들(있다면)을 획득한다. 상기 수신된 파일럿 값들은 파일럿 관측치(pilot observation)들로도 지칭된다.
파일럿 전송으로써 하나의 심볼 주기 동안 수신되는 파일럿 값들은 다음과 같이 표현될 수 있다:
R p (k)=P(k)ㆍH(k)+N(k), for k∈K p , 등식(1)
여기서 P(k)는 부대역 k에 대한 전송되는 파일럿 값이고;
H(k)는 부대역 k에 대한 무선 채널에 관한 복소 이득(complex gain)이고;
R p (k)는 부대역 k에 대한 수신된 파일럿 값이고;
N(k)는 부대역 k에 대한 잡음 및 간섭이며; 그리고
K p 는 P개의 파일럿 부대역들의 세트이다.
수신된 파일럿 값들은 다음과 같이 벡터 및 행렬 형태로 표현될 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00001
등식(2)
여기서 r p는 P개의 파일럿 부대역들에 대한 P개의 수신된 파일럿 값들을 포함하는 P×1 벡터이고;
W 는 P개의 전송된 파일럿 값들을 포함하는 P×P 대각 행렬이고;
h p는 P개의 파일럿 부대역들에 대한 채널 이득들을 포함하는 P×1 벡터이고; 그리고
n 은 P개의 파일럿 부대역들에 대한 잡음 및 간섭의 P×1 벡터이다.
행렬 W 는 대각선을 따라 P개의 전송된 파일럿 값들을 그리고 다른 곳에서는 영(zero)들을 포함하도록, 즉 diag{ W }=[P(1), P(2), ...,P(P)]이도록 정의될 수 있다.
송신기 및 수신기 간의 무선 채널은 시간-영역 채널 임펄스 응답 또는 주파 수-영역 채널 주파수 응답 중 어느 것에 의해서도 특징지워질 수 있다. 상기 채널 임펄스 응답은 L개의 시간-영역 탭(tap)들, h 1, h 2, ..., h L을 포함할 수 있으며, 여기서 L은 일반적으로 파일럿 부대역들의 수보다 훨씬 작은, 즉 L<P이다. 채널 주파수 응답은 채널 임펄스 응답의 DFT이며 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00002
등식(3)
여기서 Q 는 P×L 푸리에 부행렬(submatrix)이고; 그리고
Figure 112009076684330-pat00003
는 채널 임펄스 응답에 대한 L개의 채널 탭들을 포함하는 L×1 벡터이다.
K×K 푸리에 행렬 F 는 K개의 전체 부대역들에 대한 K개의 행들과 K개의 시간-영역 샘플들에 대한 K개의 열들을 포함한다. 행렬 F 의 (k,n)-번째 원소, f k , n 은 다음과 같이 정의된다:
Figure 112009076684330-pat00004
등식(4)
부행렬 Q 는 P개의 파일럿 부대역들에 대응하는 푸리에 행렬 F 의 P개의 행들과 이러한 P개의 행들의 첫 L개의 원소들을 포함한다.
수신된 파일럿 값들은 다음과 같이 표현될 수도 있다:
Figure 112009076684330-pat00005
등식(5)
등식(5)은 등식(3)을 등식(2)에 대입함으로써 얻어진다.
MC-FDMA에 대해, 각각의 부대역 상으로 하나의 파일럿 심볼씩, P개의 파일럿 심볼들이 P개의 파일럿 부대역들 상으로 전송될 수 있다. 각각의 전송된 파일럿 값들은 하나의 파일럿 심볼과 대등하다. 상기 파일럿 심볼들은 일정 진 폭(constant amplitude)을 갖는 변조 심볼들을 제공하는 변조 방식(예컨대, BPSK 또는 QPSK와 같은 위상 편이 변조(PSK) 방식)에 기초하여 선택될 수 있다. 이 경우, 상기 파일럿 심볼들은 주파수에서 일정한(constant) 엔벌로프(envelope)(즉, 평탄한 주파수 응답)를 가질 것이며, 모든 k의 값들에 대해 |P(k)|=1이다.
SC-FDMA에 있어서, P개의 파일럿 심볼들은 도 3a에 도시된 바와 같이 DFT/FFT로써 변환되어 P개의 주파수-영역 파일럿 값들을 획득할 수 있으며, 이들은 이후에, 각 부대역 당 하나의 파일럿 값씩, 상기 P개의 파일럿 부대역들 상으로 전송된다. 파일럿 심볼들이 시간 상으로 일정한 엔벌로프를 가질 지라도, 결과적인 파일럿 값들은 DFT/FFT 연산 때문에 주파수 상에서 일정한 엔벌로프를 갖지 않을 수 있다. 따라서, |P(k)|는 모든 k의 값들에 대해 1이 아닐 수 있다.
행렬 W 는 전송된 파일럿 값들의 주파수-영역 엔벌로프를 설명한다. 상기 전송된 파일럿이 주파수에서 비-일정(non-constant) 엔벌로프, 즉 비-평탄 주파수 응답을 갖는다면 W 의 대각 원소들은 상이한 진폭들을 가질 수 있다.
수신기는 상기 수신된 파일럿 값들에 기초하여 채널 추정치(channel estimate)를 유도할 수 있다. 본 채널 추정치는 채널 임펄스 응답 추정치 또는 채널 주파수 응답 추정치일 수 있다. 수신기는 최소 제곱법(least squares, LS), 최소 평균 제곱 오차(minimum mean square error, MMSE) 기법 등과 같은 다양한 기법들을 이용하여 상기 채널 추정치를 유도할 수 있다.
채널 임펄스 응답 추정은 상기 최소 제곱법 기술에 기초하여, 다음과 같이 유도될 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00006
등식(6)
*여기서
Figure 112009076684330-pat00007
는
Figure 112009076684330-pat00008
의 최소-제곱(least-squares) 추정치이고, " H "는 공액 전치행렬(conjugate transpose)을 나타낸다.
채널 임펄스 응답 추정은 상기 MMSE 기법에 기초하여, 다음과 같이 유도될 수도 있다:
Figure 112009076684330-pat00009
등식(7)
여기서 Λ는 잡음 및 간섭의 P×P 공분산(covariance) 행렬이고; 그리고
Figure 112009076684330-pat00010
는
Figure 112009076684330-pat00011
의 MMSE 추정치이다.
상기 공분산 행렬은 Λ=E{ n ㆍ n H }으로 주어질 수 있으며, 여기서 E{ }는 기대 연산(expectation operation)을 나타낸다. 잡음 및 간섭은 제로 평균 벡터 및 Λ=σ 2 n ㆍ I 인 공분산 행렬을 갖는 부가 백색 가우스 잡음(AWGN)으로 가정할 수 있으며, 여기서 σ 2 n 은 상기 잡음 및 간섭의 분산(variance) 또는 거듭제곱(power)이며 I 는 단위 행렬(identity matrix)이다.
등식(6)과 (7)은 P와 L이 2의 거듭제곱들이라면 DFT 및 IFFT 연산들로써, 또는 FFT 및 IFFT 연산들로써 구현될 수 있다. Q 와의 각각의 행렬 곱은 DFT 또는 FFT로써 수행될 수 있으며, Q H 와의 각각의 행렬 곱은 IDFT 또는 IFFT로써 수행될 수 있다. 채널 임펄스 응답 추정치
Figure 112009076684330-pat00012
또는
Figure 112009076684330-pat00013
는 데이터 부대역들 또는 모든 K개의 전체 부대역들에 대한 채널 주파수 응답 추정을 유도하는데 이용될 수 있다. 예를 들어, 채널 임펄스 응답 추정
Figure 112009076684330-pat00014
또는
Figure 112009076684330-pat00015
는, 예컨대 L개의 채널 탭들 중 일부를 버리고(truncate), 낮은 에너지를 갖는 채널 탭들을 소거(zero out)하는 등으로 처리될 수 있다. 처리된 채널 임펄스 응답 추정이 길이 K로 제로 패딩(zero pad)되고서 K-포인트 DFT/IFFT로써 변환되어, 다음과 같이, K개의 모든 부대역들에 대한 채널 주파수 응답 추정을 획득할 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00016
등식(8)
여기서
Figure 112009076684330-pat00017
는 패딩된 채널 임펄스 응답 추정치에 대한 K×K 벡터이고; 그리고
Figure 112009076684330-pat00018
는 채널 주파수 응답 추정치에 대한 K×K 벡터이다.
파일럿 부대역들에 대한 채널 주파수 응답 추정도 상기 최소 제곱법에 기초하여, 다음과 같이 유도될 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00019
등식(9)
여기서 R pp 는 채널 응답 벡터 h p 에 대한 P×P 공분산 행렬이고; 그리고
Figure 112009076684330-pat00020
는 h p 의 최소-제곱법 추정치이다.
공분산 행렬 R pp 는 다음과 같이 표현될 수 있다:
R pp = E{ h p ㆍ h p H }. 등식(10)
상기 공분산 행렬 R pp 는 복소수 값들을 포함하며 무선 채널에 대한 모델, 컴퓨터 시뮬레이션, 실측(empirical measurement) 등에 기초하여 결정될 수 있다. 예를 들어, 채널 모델은 무선 채널에 대한 지연 확산(delay spread) 및/또는 도플러(Doppler)에 관한 어떠한 가정들을 할 수 있으며, 이러한 가정들은 R pp 를 얻는데 이용될 수 있다.
파일럿 부대역들에 대한 채널 주파수 응답 추정은 상기 MMSE 기법에 기초하여, 다음과 같이, 유도될 수도 있다:
Figure 112009076684330-pat00021
등식(11)
여기서
Figure 112009076684330-pat00022
는 h p 의 MMSE 추정이다.
데이터 부대역들이 상기 파일럿 부대역들과 같다면(예컨대, 도 4a에 도시된 전송 방식(400)에 대해서), 파일럿 부대역들에 대한 채널 추정이 직접 등화, 정합 필터링 등에 이용될 수 있다. 상기 데이터 부대역들이 상기 파일럿 부대역들과 다르다면(예컨대, 도 4b에 도시된 전송 방식(410)에 대해서), 또는 데이터 부대역들과 파일럿 부대역들이 동일할지라도, 채널 추정은 파일럿 부대역들에 대한 채널 추정 또는 수신된 파일럿 값들 및 가중치들 어느 것에든 기초하여 데이터 부대역들에 대해 유도될 수 있다.
P개의 파일럿 부대역들에 대한 주파수 응답은 P×1 벡터 h p 로 주어질 수 있으며, D개의 데이터 부대역들에 대한 주파수 응답은 D×1 벡터 h d 로 주어질 수 있다. D×P 공분산 행렬 R dp 는 다음과 같이 정의될 수 있다:
R dp = E{ h d ㆍ h p H }. 등식(12)
상기 공분산 행렬 R dp 은 무선 채널에 대한 모델, 컴퓨터 시뮬레이션, 실측 등에 기초하여 결정될 수도 있다. 상기 데이터 부대역들이 상기 파일럿 부대역들과 동일하다면 데이터 부대역들에 대한 채널 추정이 상기 파일럿 부대역들에 대한 채널 추정과 상이할 수 있도록, R dp 는 시간상의 편차(variation)도 포착(capture)한다.
데이터 부대역들에 대한 채널 주파수 응답 추정은 상기 최소 제곱법에 기초하여, 다음과 같이 유도될 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00023
등식(13)
여기서
Figure 112009076684330-pat00024
는 h d 의 최소 제곱법 추정치이다.
또한 데이터 부대역들에 대한 채널 주파수 응답 추정치는 상기 MMSE 기법에 기초하여 다음과 같이 유도될 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00025
등식(14)
여기서
Figure 112009076684330-pat00026
는 h d 의 MMSE 추정치이다.
등식(6) 내지 (14)에서, 상기 채널 추정들은 행렬 W 로써 유도되며, 이는 파일럿 가중(weighting)을 수행한다. 특히, 상이한 부대역들에 대한 수신된 파일럿 값들은 전송된 파일럿 값들에 기초하여 가중된다. 더 큰 크기들을 갖는 전송된 파일럿 값들에 대응하는 수신된 파일럿 값들은 상기 채널 추정에서 더 큰 가중치를 부여받으며, 더 작은 크기들을 갖는 전송된 파일럿 값들에 대응하는 수신된 파일럿 값들은 더 작은 가중치를 부여받는다. 이러한 파일럿 가중은 더 고품질 채널 추정을 가져올 수 있다.
또한 채널 추정은 수신된 파일럿 값들의 신뢰도 또는 품질에 기초하여 수행될 수 있다. 수신기에 의해 관측되는 잡음 및 간섭은 모든 파일럿 부대역들에 걸쳐 일정하지 않을 수 있다. 이는, 예를 들어, 간섭하는 송신기(예컨대, 다른 섹터 또는 셀 내의 송신기)가 상기 파일럿 부대역들 중 단지 일부 상으로 전송되는 경우, 상기 간섭하는 송신기가 상이한 파일럿 부대역들에 대해 상이한 전송 전력들을 이용하는 경우, 상기 간섭하는 송신기에 대한 주파수 응답이 파일럿 부대역들에 걸쳐 평탄하지 않은 경우, 상이한 간섭하는 송신기들이 파일럿 부대역들의 상이한 서브셋들 상으로 전송하는 등의 경우일 수 있다. 어느 경우이던, 잡음 및 간섭 전력은 파일럿 부대역들에 걸쳐 변화할 수 있으며, 이는 일부 수신된 파일럿 값들이 다른 것들보다 신뢰성이 덜할 것이라는 점을 의미한다.
간섭 추정은 다음과 같이 유도될 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00027
등식(15)
여기서
Figure 112009076684330-pat00028
는 부대역 k에 대한 추정된 잡음 및 간섭 전력(또는 간단히, 추정 간섭 전력)이고
Figure 112009076684330-pat00029
는 부대역 k에 대한 채널 이득 추정치이다. 상기 간섭 추정치는 각각의 파일럿 부대역에 대한
Figure 112009076684330-pat00030
값을 포함할 수 있다. 각
Figure 112009076684330-pat00031
값은 다수의 부대역들 및/또는 다수의 심볼 주기들에 걸쳐 에버리징(averaging)함으로써 얻어질 수도 있다.
등식(14)의 채널 이득 추정치는, 예컨대 등식(9) 또는 (11)에 나타난 바와 같이, 상기 기술된 것처럼 유도될 수 있다. 대안적으로, 상기 채널 이득 추정치는 MMSE 기법에 기초하여 각 부대역 k에 대해, 다음과 같이 유도될 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00032
등식(16)
여기서
Figure 112009076684330-pat00033
는 상기 잡음 및 간섭의 초기 추정치(initial estimate), 평균 추정치, 또는 장기(long-term) 추정치일 수 있으며 "*"는 복소수 공액을 나타낸다.
또한 간섭 추정치는 수신된 파일럿 값들을 직교 면(orthogonal dimension)들 상에 투영(project)함으로써 얻어질 수 있다. 수신기는 P개의 파일럿 부대역들에 대한 P개의 수신된 파일럿 값들을 획득한다. 이러한 P개의 수신된 파일럿 값들은 P-차원(dimensional) 공간의 벡터를 구성하며, 대체로, 무선 채널에 대한 P개의 파라미터들을 추정하는데 이용될 수 있다. 무선 채널에 대한 L개의 파라미터들이 있다면, 상기 P-차원 벡터의 L 차원(dimension)들이 이러한 P개의 파라미터들을 추정하는데 이용될 수 있으며, P-L 개의 차원들이 간섭 추정에 이용가능하다. P×P 유니터리 행렬(unitary matrix)은 V =[ v 1, v 2,..., v P]로서 정의될 수 있으며, 여기서 v j 는, j∈{1,...,P}에 대해서, P×1 벡터/열(vector/column)이다. 상기 유니터리 행렬 V 는 특성 V H ㆍ V = I 에 의해 특징지워지며, 이는 V 의 열(column)들이 서로 직교하고 각 열은 단위 거듭제곱(unit power)을 갖는다는 것을 의미한다. 상기 단위 행렬 V 은 상기 채널 편차(variation)들이 V 의 첫 L 열들로 억제되도록 채널 모델에 기초하여 발생될 수 있다. 그리고 나서 V 의 나머지 P-L 개의 열들이 간섭 추정에 이용될 수 있는데 이는 상기 채널이 이러한 차원들 내에 존재하지 않기 때문이다. 수신된 벡터 r p 는 V 내의 P-L 개의 벡터들 각각에 r p ㆍ v j 로서 투영될 수 있다. 그리고 나서 각 부대역 k에 대한 추정된 간섭 전력이 상이한 투영(projection)들에 걸쳐 에버리징(averiging)함으로써, 다음과 같이 얻어질 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00034
등식(17)
여기서 V j (k)는 벡터 v j 내의 부대역 k의 원소이다.
상기 간섭 추정이 어떻게 유도되는지에 관계없이, 신뢰도 가중치(reliability weight)는 부대역에 대한 상기 추정된 간섭 전력에 기초하여 각 파일럿 부대역에 대해, 다음과 같이 정의될 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00035
등식(18)
여기서
Figure 112009076684330-pat00036
는
Figure 112009076684330-pat00037
의 더 작은 값에 더 큰 가중치를 그리고
Figure 112009076684330-pat00038
의 더 큰 값에 더 작은 가중치를 주는 함수이다. 예를 들어, 상기 함수는
Figure 112009076684330-pat00039
로서 정의될 수 있으며, 여기서 α는 모든 파일럿 부대역들에 대한 상수값이다.
또한 신뢰도 가중치들은, 예컨대 간섭하는 송신기들에 대한 숙지(knowledge), 채널 상태에 관한 숙지 등에 기초하여 결정될 수 있다. 예를 들어, 더 작은 가중치들이 더 강한 간섭 송신기들에 의해 이용되는 부대역들에 주어질 수 있다. 또한 상기 신뢰도 가중치들은 실제로 간섭 추정치를 계산해야할 필요없이 (예컨대, 상기 간섭하는 송신기에 대한) 알려진 정보에 기초하여 결정될 수도 있다.
P×P 대각 행렬 W I 는 P개의 파일럿 부대역들의 신뢰도에 대해 정의될 수 있다. 예를 들어, 행렬 W I 는 대각선을 따라 P개의 파일럿 부대역들에 대한 신뢰도 가중치들과 다른 곳에는 영(zero)들을 포함, 즉 diag{ W I }=[W(1), W(2), ..., W(P)]일 수 있다. 그리고 나서 행렬 W I 가, W 를 대체하는 W I 로써일지라도, 예컨대 상기 주어진 채널 추정 등식들 중 임의의 것을 이용하여, 채널 추정치를 유도하는데 이용될 수 있다. 그리고 나서 행렬 W I 는 신뢰도 가중(reliability weighting)을 수행하고 상기 채널 추정치 내의 더 높은 신뢰도를 갖는 수신된 파일럿 값들에 더 많은 가중치를 주고 더 낮은 신뢰도를 갖는 수신된 파일럿 값들에 더 적은 가중치를 줄 것이다. 이러한 신뢰도 가중은 더 고품질 채널 추정을 가져올 수 있다.
P×P 대각 행렬 W p , I 는 상기 전송된 파일럿 값들 및 상기 신뢰도 가중치들에 기초하여 정의될 수도 있다. 예를 들어, 행렬 W p , I 의 대각 원소들은 diag{ W p , I }=[W(1)ㆍP(1), W(2)ㆍP(2), ..., W(P)ㆍP(P)]로서 정의될 수 있다. 행렬 W p , I 는, W 를 대체하는 W p,I 로써일지라도, 예컨대, 상기 주어진 채널 추정 등식들 중 임의의 것을 이용하여, 채널 추정치를 유도하는데 이용될 수 있다.
또한 상기 간섭 추정치는 공분산 행렬 Λ를 유도하는데 이용될 수 있으며, 이는 MMSE 채널 추정치를 계산하는데 이용된다. 일반적으로, 공분산 행렬 Λ는 상기 간섭 추정치, 채널 모델 등의 단기(short-term) 또는 장기(long-term) 평균에 기초하여 유도될 수 있다.
채널 이득 추정치들은, 예컨대 등식(14)에 나타난 바와 같이, 간섭 추정치를 유도하는데 이용될 수 있다. 그리고 나서 신뢰도 가중치들이 상기 간섭 추정치에 기초하여 정의되고 상기 채널 이득 추정치들을 유도하는데 이용될 수 있다. 상기 채널 추정 및 간섭 추정은 반복적으로 수행되어 상기 채널 추정 및 간섭 추정들의 품질을 개선할 수 있다.
반복(iterative) 채널 및 간섭 추정은 다음과 같이 수행될 수 있다:
a. 초기 간섭 추정치(initial interference estimate)를 결정한다.
b. 상기 초기 간섭 추정치에 기초하여 신뢰도 가중치(reliability weight)들을 계산한다.
1. 전송된 파일럿 값들 및 상기 신뢰도 가중치들에 기초하여 행렬 W p,I 를 계산한다.
2. 수신된 파일럿 값들 및 행렬 W p,I 에 기초하여 채널 추정치를 유도한다.
3. 상기 수신된 파일럿 값들 및 상기 채널 추정치에 기초하여 간섭 추정치를 유도한다.
4. 상기 간섭 추정치에 기초하여 신뢰도 가중치들을 계산한다.
5. 종료 조건에 도달할 때까지 단계 1 내지 4를 반복한다.
단계들 a 및 b는 한 번 수행된다. 상기 반복 프로세스는 미리 결정된 횟수의 반복(iteration)들 이후에 종결될 수 있다.
도 5a는 파일럿 가중으로써 채널 추정치를 유도하는 프로세스(500)를 도시한다. 수신기는 송신기에 의해 전송되는 파일럿에 대한 적어도 하나의 전송 심볼을 수신한다(블록(512)). 각각의 전송 심볼은 단일-반송파 다중화 방식(예컨대, IFDMA, LFDMA 또는 EFDMA) 또는 다중-반송파 다중화 방식(예컨대, OFDMA)으로써 발생될 수 있다. 상기 수신기는 순환 프리픽스를 제거하고 각각의 수신된 전송 심볼에 DFT/FFT를 수행하여 파일럿 부대역들에 대한 수신된 파일럿 값들을 획득한다(블록(514)). 수신기는, 예컨대, 상기 파일럿 부대역들에 대한 간섭 추정치 및/또는 다른 정보에 기초하여, 상기 수신된 파일럿 값들의 신뢰도를 추정할 수 있다(블록(516)). 수신기는 상기 전송된 파일럿 값들, 상기 수신된 파일럿 값들의 추정된 신뢰도, 다른 정보, 또는 이들의 조합에 기초하여 상기 수신된 파일럿 값들에 대한 가중치들을 결정한다(블록(518)). 수신기는 상기 수신된 파일럿 값들 및 가중치들에 기초하여 채널 추정치를 유도한다(블록(520)). 본 채널 추정은 채널 임펄스 응답 추정 및/또는 채널 주파수 응답 추정일 수 있다. 수신기는 최소-제곱법, MMSE 법, 또는 다른 채널 추정 기법을 이용하여 상기 채널 추정치를 유도할 수 있다. 수신기는 반복적으로 채널 및 간섭 추정을 수행할 수 있다. 파일럿 및 데이터가 상이한 부대역들 상으로 전송된다면, 수신기는 파일럿 부대역들에 대한 채널 추정치에 기초하여(예컨대, 등식(8)에 나타난 바와 같이) 또는 수신된 파일럿 값들 및 가중치들에 기초하여(예컨대, 등식(13) 및 (14)에 나타난 바와 같이) 데이터 부대역들에 대한 채널 추정치를 유도할 수 있다.
그리고 나서 수신기는 상기 채널 추정치로써 수신된 데이터 값들에 데이터 검출(예컨대, 등화, 정합 필터링, 또는 수신기 공간 처리(receiver spatial processing))을 수행한다. 예를 들어, 수신기는, 다음과 같이, MMSE 기법에 기초하여 주파수 영역에서 등화를 수행할 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00040
등식(19)
여기서 R d (k)는 부대역 k에 대한 수신된 데이터 값이고, Z d (k)는 부대역 k에 대한 검출된 데이터 값이며, K d 는 데이터 부대역들의 세트이다. 등식(18)의 간섭 추정치
Figure 112009076684330-pat00041
는 다음과 같이, 파일럿 부대역들에 대한 추정된 간섭 전력들을 에버리징(averaging)함으로써 얻어질 수 있다:
Figure 112009076684330-pat00042
등식(20)
도 5b는 파일럿 가중으로써 채널 추정치를 유도하는 장치(500)를 도시한다. 수신기를 처리하기 위한 수단(562)은 송신기에 의해 전송되는 파일럿에 대한 적어도 하나의 전송 심볼을 수신한다. 각각의 전송 심볼은 단일-반송파 다중화 방식(예컨대, IFDMA, LFDMA 또는 EFDMA) 또는 다중-반송파 다중화 방식(예컨대, OFDMA)으로써 발생될 수 있다. 수단(562)은 각각의 수신된 전송 심볼에, DFT/FFT, 또는 유사한 기능성을 수행하기 위한 수단(564)과 접속되어 파일럿 부대역들에 대한 수신된 파일럿 값들을 획득할 수 있다. 어떠한 특징들로, 수단들(562 및 564)은 단일 수단으로서 통합될 수 있다. 수단들(564 또는 562)은, 예컨대, 상기 파일럿 부대역들에 대한 간섭 추정치 및/또는 다른 정보에 기초하여, 수신된 파일럿 값들의 신뢰도를 추정하기 위한 수단(566)과 접속될 수 있다. 수단(566)은 전송된 파일럿 값들, 수신된 파일럿 값들의 추정된 신뢰도, 다른 정보, 또는 이들의 조합에 기초하여 수신된 파일럿 값들에 대한 가중치들을 결정하기 위한 수단(568)과 접속될 수 있다. 어떠한 특징들로, 수단(566)은 수단(568)의 일부일 수 있거나, 상기 장치로부터 생략될 수 있으며 수단(568)은, 그 구조에 따라서, 수단들(564 또는 562)과 접속될 수 있다.
* 수단(568)은 수신된 파일럿 값들 및 가중치들에 기초하여 채널 추정치를 유도하기 위한 수단(570)과 접속된다. 본 채널 추정치는 채널 임펄스 응답 추정치 및/또는 채널 주파수 응답 추정치일 수 있다. 수신기는 상기 최소-제곱법, MMSE 기법, 또는 다른 어떠한 채널 추정 기법을 이용하여 상기 채널 추정치를 유도할 수 있다. 수신기는 채널 및 간섭 추정을 반복적으로 수행할 수 있다. 파일럿 및 데이터가 상이한 부대역들 상으로 전송된다면, 수신기는 상기 파일럿 부대역들에 대한 채널 추정치에 기초하여(예컨대, 등식(8)에 나타난 바와 같이) 또는 수신된 파일럿 값들 및 가중치들에 기초하여(예컨대, 등식(13) 또는 (14)에 나타난 바와 같이) 상기 데이터 부대역들에 대한 채널 추정치를 유도할 수 있다.
수단(570)은 상기 채널 추정치로써 수신된 데이터 값들에 데이터 검출(예컨대, 등화, 정합 필터링, 또는 수신기 공간 처리)을 수행하기 위한 수단(572)과 접속될 수 있다. 어떠한 특징들로, 수단(572)은 상기 장치로부터 생략될 수 있으며, 수신기의 다른 구조들에서 수행될 수 있다.
도 6은 도 1의 수신기(150)에서의 복조기(160) 및 채널 추정기/처리기(180)의 실시예를 도시한다. 복조기(160) 내부에서, 순환 프리픽스 제거 유닛(610)은 수신기(150)에 의해 수신되는 전송 심볼들에 대한 입력 샘플들을 수신하고 각각의 수신된 전송 심볼 내의 상기 순환 프리픽스를 제거한다. DFT 유닛(612)은 각각의 수신된 전송 심볼에 대한 상기 입력 샘플들 상에 DFT 또는 FFT를 수행하여 주파수-영역 수신 값들을 제공한다. 역다중화기(demultiplexer, Demux)(614)는 데이터 부대역들로부터의 수신된 파일럿 값들을 채널 추정기/처리기(180)로 제공한다. 역다중화기(614)의 동작은, 예컨대 제어기/처리기(190)로부터의, 제어 신호에 의해 제어된다.
채널 추정기/처리기(180) 내부에서, 간섭 추정기(622)는 수신된 파일럿 값들 및 가능하게는 채널 추정기(620)로부터의 채널 추정치에 기초하여 간섭 추정치를 유도한다. 가중치 계산 유닛(624)은 전송된 파일럿 값들 및/또는 상기 간섭 추정치에 기초하여 수신된 파일럿 값들에 대한 가중치들을 계산한다. 채널 추정기(620)는 수신된 파일럿 값들 및 가중치들에 기초하여 채널 추정치를 유도한다. 상기 채널 및 간섭 추정은 반복적으로 수행될 수 있다. 채널 추정의 완료 후에, 채널 추정기(620)는 채널 추정치를 데이터 검출기(616)에 제공한다.
데이터 검출기(616)는 상기 채널 추정치로써 수신된 데이터 값들에 주파수-영역 등화(eqaulization)를 수행하고(등식(18)에 나타난 바와 같이) 검출된 데이터 값들을 제공할 수 있다. 데이터 검출기(616)는 시간-영역 등화 또는 다른 어떠한 종류의 데이터 검출을 수행할 수도 있다. 전송 심볼들이 SC-FDMA로써 전송된다면, IDFT 유닛(618)은 각각의 심볼 주기 동안 검출된 데이터 값들에 IDFT 또는 IFFT를 수행하고 데이터 심볼 추정치들을 제공한다. 상기 전송 심볼들이 MC-FDMA로써 전송된다면, 데이터 검출기(616)는 검출된 데이터 값들을 데이터 심볼 추정치들로서 제공한다.
데이터 심볼 추정치들은 추가로 처리되어 디코딩된 데이터를 획득한다. 예를 들어, 로그 우도 비(log likelihood ratio, LLR)들은 데이터 심볼 추정치들, 채널 추정치, 및 간섭 추정치에 기초하여 유도될 수 있다. 각각의 변조 심볼은 B개의 비트들로써 형성되며, 여기서 B≥1이다. LLR은 대응하는 데이터 심볼 추정치, 채널 이득 추정치, 및 추정된 간섭 전력에 기초하여 전송된 변조 심볼의 각 비트에 대해 계산된다. 각 비트에 대한 상기 LLR은 상기 비트에 대한 확실성(confidence) 을 나타내며 따라서 디코딩 프로세스에서 상기 비트에 대해 주어진 가중치를 결정한다. 간섭 추정치는 상기 채널 추정치 내의 잡음을 고려할 수 있어서, 더 많은 잡음성 채널 이득 추정치들과 그에 따라 더 높은 간섭 전력들을 갖는 데이터 부대역들이 상기 LLR들 계산에 있어서 더 낮은 가중치를 부여받게 된다. 상기 LLR들이 디인터리빙(deinterleave)되고 디코딩되어 디코딩된 데이터를 획득한다.
여기 기재된 파일럿 전송 및 채널 추정 기술들은 다양한 방법으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 이러한 기술들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현을 위해, 송신기에서의 파일럿 전송에 이용되는 처리 유닛들(예컨대, 도 1의 TX 데이터 및 파일럿 처리기(120))은 하나 이상의 주문형 반도체(ASIC)들, 디지털 신호 처리기(DSP)들, 디지털 신호 처리 장치(digital signal processing device, DSPD)들, 프로그램가능 논리 장치들(PLD)들, 필더 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA)들, 처리기들, 제어기들, 마이크로-제어기들, 마이크로프로세서들, 전자 장치들, 여기 기술된 기능들을 수행하도록 설계된 다른 전자 유닛들, 또는 이들의 조합 내에서 구현될 수 있다. 또한 수신기에서의 채널 추정에 이용되는 처리 유닛들(예컨대, 도 1 및 도 6의 복조기(160) 및/또는 채널 추정기/처리기(180))은 하나 이상의 ASIC들, DSP들, 처리기들 등 내부에서 구현될 수 있다.
소프트웨어 구현을 위해, 상기 기술들은 여기 기재된 기능들을 수행하는 모듈들(예컨대, 절차들, 함수들 등)로써 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드들은 메모리(예컨대, 도 1의 메모리(142 또는 192))에 저장될 수 있으며 처리기(예컨대, 처 리기(140 또는 190))에 의해 실행될 수 있다. 상기 메모리는 상기 처리기 내부에 또는 상기 처리기 외부에 구현될 수 있다.
상기 개시된 실시예들에 대한 상술내용은 임의의 당업자로 하여금 본 발명을 생산 또는 이용하게 하기 위하여 제시된다. 이러한 실시예들에 대하여 다양한 변형들이 당업자에게 용이하게 명백할 것이며, 여기 정의된 일반 원리들은 본 발명의 사상과 범위를 벗어나지 않고도 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기 제시된 실시예들에 제한하고자 하는 것이 아니라 여기 개시된 원리들과 신규한 특징들에 따라서 가장 광범위하게 해석되어야 한다.
본 발명의 특징들 및 본질은 동일한 참조 기호들이 총괄적으로 대응하도록 식별되는 도면들과 함께 참조할 때 이하에서 제시되는 실시예로부터 더욱 명백해질 것이다.
도 1은 송신기 및 수신기의 블록도를 나타낸다.
도 2a, 2B 및 2C는 SC-FDMA 및 MC-FDMA에 이용될 수 있는 3개의 예시적인 부대역 구조들을 나타낸다.
도 3a는 SC-FDMA 심볼의 발생을 나타낸다.
도 3b는 MC-FDMA 심볼의 발생을 나타낸다.
도 4a 및 4B는 두 개의 예시적인 데이터 및 파일럿 전송 방식들을 나타낸다.
*도 5a는 파일럿 가중으로써 채널 추정치를 유도하는 프로세스를 나타낸다.
도 5b는 파일럿 가중으로써 채널 추정치를 유도하는 장치를 나타낸다.
도 6은 수신기에서의 복조기 및 채널 추정기의 블록도를 나타낸다.

Claims (10)

  1. 파일럿에 대한 변조 심볼들의 시퀀스를 형성하고 단일-반송파 다중화 방식에 기초하여 상기 변조 심볼들의 시퀀스에 대한 적어도 하나의 전송 심볼을 발생시키도록 동작하는 처리기 ― 상기 변조 심볼들의 시퀀스는 시간 영역에서 전송되고 비-평탄(non-flat) 주파수 응답을 가짐 ―; 및
    상기 처리기에 접속되는 메모리
    를 포함하는, 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 처리기는 인터리브드 주파수 분할 다중 접속(IFDMA) 방식, 로컬라이즈드 주파수 분할 다중 접속(LFDMA) 방식, 또는 인핸스드 주파수 분할 다중 접속(EFDMA) 방식에 기초하여 상기 적어도 하나의 전송 심볼을 발생시키도록 동작하는, 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 처리기는 다수의 주파수-영역 파일럿 값들을 획득하기 위해 상기 변조 심볼들의 시퀀스에 이산 푸리에 변환(DFT) 또는 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하고 상기 파일럿을 전송하는데 이용되는 다수의 주파수 부대역들 상으로 상기 다수의 주파수-영역 파일럿 값들을 전송하도록 동작하는, 장치.
  4. 파일럿에 대한 변조 심볼들의 시퀀스를 형성하는 단계 ― 상기 변조 심볼들의 시퀀스는 시간 영역에서 전송되고 비-평탄(non-flat) 주파수 응답을 가짐―; 및
    단일-반송파 다중화 방식에 기초하여 상기 변조 심볼들의 시퀀스에 대한 적어도 하나의 전송 심볼을 발생시키는 단계
    를 포함하는, 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 전송 심볼을 발생시키는 단계는 인터리브드 주파수 분할 다중 접속(IFDMA) 방식, 로컬라이즈드 주파수 분할 다중 접속(LFDMA) 방식, 또는 인핸스드 주파수 분할 다중 접속(EFDMA) 방식에 기초하여 상기 변조 심볼들의 시퀀스에 대한 상기 적어도 하나의 전송 심볼을 발생시키는 단계를 포함하는, 방법.
  6. 파일럿에 대한 변조 심볼들의 시퀀스를 형성하기 위한 수단 ― 상기 변조 심볼들의 시퀀스는 시간 영역에서 전송되고 비-평탄 주파수 응답을 가짐 ―; 및
    단일-반송파 다중화 방식에 기초하여 상기 변조 심볼들의 시퀀스에 대한 적어도 하나의 전송 심볼을 발생시키기 위한 수단
    을 포함하는, 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 전송 심볼을 발생시키기 위한 수단은 인터리브드 주파수 분할 다중 접속(IFDMA) 방식, 로컬라이즈드 주파수 분할 다중 접속(LFDMA) 방식, 또는 인핸스드 주파수 분할 다중 접속(EFDMA) 방식에 기초하여 상기 변조 심볼들의 시퀀스에 대한 상기 적어도 하나의 전송 심볼을 발생시키기 위한 수단을 포함하는, 장치.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 변조 심볼들은 채널 추정 변조 심볼들인, 장치.
  9. 제 4 항에 있어서,
    상기 변조 심볼들은 채널 추정 변조 심볼들인, 방법.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 변조 심볼들은 채널 추정 변조 심볼들인, 장치.
KR1020097025957A 2005-05-16 2006-05-16 파일럿 가중을 이용한 파일럿 전송 및 채널 추정 KR100993872B1 (ko)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US68158605P 2005-05-16 2005-05-16
US60/681,586 2005-05-16
US71061805P 2005-08-22 2005-08-22
US60/710,618 2005-08-22
US11/405,831 2006-04-17
US11/405,831 US8339930B2 (en) 2005-05-16 2006-04-17 Pilot transmission and channel estimation with pilot weighting

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020077029344A Division KR100963717B1 (ko) 2005-05-16 2006-05-16 파일럿 가중을 이용한 파일럿 전송 및 채널 추정

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100007992A KR20100007992A (ko) 2010-01-22
KR100993872B1 true KR100993872B1 (ko) 2010-11-11

Family

ID=37432000

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020077029344A KR100963717B1 (ko) 2005-05-16 2006-05-16 파일럿 가중을 이용한 파일럿 전송 및 채널 추정
KR1020097025957A KR100993872B1 (ko) 2005-05-16 2006-05-16 파일럿 가중을 이용한 파일럿 전송 및 채널 추정

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020077029344A KR100963717B1 (ko) 2005-05-16 2006-05-16 파일럿 가중을 이용한 파일럿 전송 및 채널 추정

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8339930B2 (ko)
EP (1) EP1882324B1 (ko)
JP (2) JP4897797B2 (ko)
KR (2) KR100963717B1 (ko)
CN (1) CN101529764B (ko)
WO (1) WO2006124810A2 (ko)

Families Citing this family (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8077692B2 (en) * 2005-05-20 2011-12-13 Qualcomm Incorporated Enhanced frequency division multiple access for wireless communication
WO2007036798A2 (en) * 2005-09-30 2007-04-05 Nortel Networks Limited Pilot scheme for a mimo communication system
WO2007091235A2 (en) * 2006-02-09 2007-08-16 Altair Semiconductor Ltd. Low peak-to-average power ratio transmission in frequency-division multiple access systems
EP2045940B1 (en) * 2006-07-25 2017-10-11 Fujitsu Limited Interference noise estimating method in multicarrier communication system and interference noise estimating device
US20080037620A1 (en) * 2006-08-11 2008-02-14 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for estimating a noise power for ofdm
KR100899744B1 (ko) * 2006-09-11 2009-05-27 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 제어 채널 메시지를 송수신하는 장치 및 방법
US7664010B2 (en) * 2006-09-21 2010-02-16 Sharp Laboratories Of America, Inc. Systems and methods for combining reference and data signals to reduce peak to average power ratio for coherent communication systems
KR100862724B1 (ko) * 2006-12-06 2008-10-10 한국전자통신연구원 무선 통신 시스템의 파일롯 신호 송수신 장치 및 그 방법
US20080144749A1 (en) * 2006-12-19 2008-06-19 Leif Wilhelmsson Inter-Carrier Interference Cancellation for OFDMA Systems
US7738530B2 (en) * 2006-12-26 2010-06-15 Motorola, Inc. Interference suppression for partial usage of subchannels uplink
US8331249B2 (en) 2007-07-10 2012-12-11 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for communicating in a peer to peer system where device communications may partially interfere with one another
US8687479B2 (en) * 2007-07-10 2014-04-01 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for channel estimation and rate feedback in a peer to peer network
US8665694B2 (en) * 2007-08-14 2014-03-04 Marvell World Trade Ltd. Pilot design for universal frequency reuse in cellular orthogonal frequency-division multiplexing systems
EP2188962B1 (en) 2007-08-15 2012-10-03 Marvell World Trade Ltd. Pilot design for universal frequency reuse in cellular orthogonal frequency-division multiplexing systems
US8520747B2 (en) * 2008-03-20 2013-08-27 Qualcomm Incorporated Channel estimation in wireless systems with impulsive interference
US8867461B2 (en) * 2008-08-11 2014-10-21 Lg Electronics Inc. Method of transmitting or receiving uplink signals and equipment therefor
US9031053B2 (en) * 2008-10-23 2015-05-12 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for communicating in a relay communication network
US8634769B2 (en) * 2008-10-23 2014-01-21 Qualcomm Incorporated Data reception with interference cancellation in a relay communication network
JP2010206498A (ja) * 2009-03-03 2010-09-16 Waseda Univ マルチキャリア伝送方式で送信する機能を有する複数の送信局とマルチキャリア伝送方式で受信する受信局からなる伝送装置と、それを構成する送信局及び受信局
US8964656B2 (en) * 2009-04-02 2015-02-24 Lg Electronics Inc. Method of transmitting channel state information in wireless communication system
DE102009017552B3 (de) * 2009-04-17 2010-09-30 Sew-Eurodrive Gmbh & Co. Kg Vorrichtung und Verfahren zur berührungslosen Übertragung elektrischer Leistung und Information
US9172561B2 (en) * 2009-07-29 2015-10-27 Qualcomm Incorporated Adaptive transmissions in coordinated multiple point communications
EP2507957A4 (en) * 2009-11-30 2017-03-01 Optis Wireless Technology, LLC Bit soft value normalization
US8340222B2 (en) * 2009-12-24 2012-12-25 Intel Corporation Parameter and scattered pilot based symbol timing recovery
JP5720927B2 (ja) * 2010-10-25 2015-05-20 ソニー株式会社 受信装置及び方法、復調装置及び方法、並びにプログラム
US20120281747A1 (en) * 2011-05-02 2012-11-08 Qualcomm Incorporated Equalizer tap determination
US8983011B2 (en) 2011-07-31 2015-03-17 Massachusetts Institute Of Technology Cross technology interference cancellation
KR101828835B1 (ko) * 2012-05-02 2018-02-13 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 다중 경로 신호 수신 장치 및 방법
WO2014003805A1 (en) 2012-06-28 2014-01-03 Massachusetts Institute Of Technology Coherent transmission from distributed wireless transmitters using legacy receivers
JP2015027069A (ja) * 2013-07-29 2015-02-05 エフシーアイ インク Ｏｆｄｍ受信信号の処理方法及びこれを用いたｏｆｄｍ受信装置
CN104580037B (zh) * 2014-12-29 2017-12-01 江苏中兴微通信息科技有限公司 利用时域导频的单载波通信系统噪声方差估计方法及装置
US10411770B2 (en) * 2017-05-22 2019-09-10 Wisig Networks Multiple input multiple output (MIMO) communication system with transmit diversity
US10536859B2 (en) 2017-08-15 2020-01-14 Charter Communications Operating, Llc Methods and apparatus for dynamic control and utilization of quasi-licensed wireless spectrum
KR101992053B1 (ko) * 2018-03-22 2019-06-21 세종대학교산학협력단 적응적 앙상블 지도학습 기반의 딥 뉴럴 네트워크를 이용한 siso-ofdm 채널 추정 장치 및 그 방법
KR102030921B1 (ko) * 2018-03-27 2019-10-10 한국교통대학교산학협력단 Ofdm 시스템에서의 업데이트 가중치 매트릭스 기반의 채널 추정 방법 및 이를 이용하는 시스템
US11374779B2 (en) * 2019-06-30 2022-06-28 Charter Communications Operating, Llc Wireless enabled distributed data apparatus and methods
US11510107B2 (en) 2019-07-19 2022-11-22 Qualcomm Incorporated Multiplexing interlaces with a single carrier waveform
US11411791B2 (en) * 2019-07-19 2022-08-09 Qualcomm Incorporated Intra-symbol multiplexing with a single carrier waveform
US11528748B2 (en) 2019-09-11 2022-12-13 Charter Communications Operating, Llc Apparatus and methods for multicarrier unlicensed heterogeneous channel access
US11368552B2 (en) 2019-09-17 2022-06-21 Charter Communications Operating, Llc Methods and apparatus for supporting platform and application development and operation
KR20210141143A (ko) * 2020-05-15 2021-11-23 삼성전자주식회사 거대 다중 입출력을 지원하는 무선 통신 시스템에서 유저 검출 기법 및 채널 추정 방법 및 장치
KR20230085683A (ko) * 2021-12-07 2023-06-14 삼성전자주식회사 페이딩 채널에 기반하여 채널을 추정하기 위한 전자 장치 및 그의 동작 방법

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6141393A (en) 1999-03-03 2000-10-31 Motorola, Inc. Method and device for channel estimation, equalization, and interference suppression
US20040013084A1 (en) * 2002-07-18 2004-01-22 Motorola, Inc. Training prefix modulation method and receiver
US20040100897A1 (en) * 1998-02-12 2004-05-27 Shattil Steve J. Carrier interferometry coding with aplications to cellular and local area networks
US6826240B1 (en) 2000-03-15 2004-11-30 Motorola, Inc. Method and device for multi-user channel estimation

Family Cites Families (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI98108C (fi) * 1995-05-17 1997-04-10 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä yhteyden laadun arvioimiseksi ja vastaanotin
JP2934185B2 (ja) * 1996-03-15 1999-08-16 松下電器産業株式会社 Ｃｄｍａセルラ無線基地局装置および移動局装置および送信方法
US5889768A (en) * 1996-08-30 1999-03-30 Motorola, Inc. Method of and apparatus for pilot channel acquisition
JP3441638B2 (ja) * 1997-12-18 2003-09-02 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ チャネル推定値を求める装置および方法
EP0939527B1 (en) * 1998-02-18 2007-12-05 Sony Deutschland GmbH Mapping of multicarrier signals into GSM time slots
US6931050B1 (en) * 1998-12-03 2005-08-16 Ericsson Inc. Digital receivers and receiving methods that scale for relative strengths of traffic and pilot channels during soft handoff
US6661832B1 (en) * 1999-05-11 2003-12-09 Qualcomm Incorporated System and method for providing an accurate estimation of received signal interference for use in wireless communications systems
US6917642B1 (en) * 2000-02-23 2005-07-12 Ipr Licensing, Inc. Method for using a non-orthogonal pilot signal with data channel interference cancellation
EP1269706B1 (en) 2000-04-04 2006-11-02 Broadcom Corporation Method to compensate for phase errors in multi-carrier signals
JP2001333002A (ja) * 2000-05-24 2001-11-30 Ntt Docomo Inc 移動通信システムにおける送信アンテナウェイト推定方法および移動通信端末
JP3576099B2 (ja) * 2000-12-22 2004-10-13 株式会社東芝 スマートアンテナを用いた受信装置、スマートアンテナを用いた受信方法及びビーム形成回路
US6549561B2 (en) * 2001-02-21 2003-04-15 Magis Networks, Inc. OFDM pilot tone tracking for wireless LAN
US6990137B2 (en) * 2001-05-17 2006-01-24 Qualcomm, Incorporated System and method for received signal prediction in wireless communications systems
US6531970B2 (en) 2001-06-07 2003-03-11 Analog Devices, Inc. Digital sample rate converters having matched group delay
US7127019B2 (en) * 2001-06-21 2006-10-24 Hitachi, Ltd. Methods and apparatus for implementing multi-tone receivers
US7221653B2 (en) * 2001-07-30 2007-05-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Fast flow control methods for communication networks
JP3443113B2 (ja) * 2001-08-08 2003-09-02 松下電器産業株式会社 無線受信装置及び無線受信方法
US7012883B2 (en) * 2001-11-21 2006-03-14 Qualcomm Incorporated Rate selection for an OFDM system
US7133461B2 (en) * 2001-12-14 2006-11-07 Motorola, Inc. Stream transmission method and device
JP3973017B2 (ja) * 2002-02-14 2007-09-05 富士通株式会社 干渉電力を推定する無線受信機
JP3898970B2 (ja) 2002-03-29 2007-03-28 ソフトバンクテレコム株式会社 チャネル推定方法
KR20030097040A (ko) * 2002-06-18 2003-12-31 삼성전자주식회사 채널 상태에 대응하여 심볼 타이밍을 복원하는오에프디엠수신기 및 그의 심볼 타이밍 복원방법
US7010019B2 (en) * 2002-09-18 2006-03-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Assessment of delay estimation quality using interference estimates
GB2393618B (en) 2002-09-26 2004-12-15 Toshiba Res Europ Ltd Transmission signals methods and apparatus
JP2004120709A (ja) 2002-09-30 2004-04-15 Fujitsu Ltd ダイバーシティ受信装置
JP2004172699A (ja) 2002-11-18 2004-06-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd ダイバーシティ受信装置及びダイバーシティ受信方法
US7016319B2 (en) * 2003-03-24 2006-03-21 Motorola, Inc. Method and apparatus for reducing co-channel interference in a communication system
CN1802831B (zh) * 2003-03-28 2010-05-26 英特尔公司 用于ofdm信号的自适应相位补偿的方法和装置
WO2004095713A2 (en) * 2003-04-14 2004-11-04 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Joint symbol, amplitude, and rate estimator
US7385617B2 (en) 2003-05-07 2008-06-10 Illinois Institute Of Technology Methods for multi-user broadband wireless channel estimation
KR100918764B1 (ko) 2003-07-15 2009-09-24 삼성전자주식회사 다수개의 송신 안테나들을 사용하는 직교 주파수 분할 다중 통신시스템에서 프리앰블 시퀀스 송수신 장치 및 방법
US7668125B2 (en) * 2003-09-09 2010-02-23 Qualcomm Incorporated Incremental redundancy transmission for multiple parallel channels in a MIMO communication system
US6985535B2 (en) * 2003-10-31 2006-01-10 Motorola, Inc. Channel condition estimation for pilot coefficient selection
US7532664B2 (en) * 2004-08-02 2009-05-12 Nokia Corporation Method and apparatus to estimate signal to interference plus noise ratio (SINR) in a multiple antenna receiver
US7894548B2 (en) * 2004-09-03 2011-02-22 Qualcomm Incorporated Spatial spreading with space-time and space-frequency transmit diversity schemes for a wireless communication system
WO2006073893A2 (en) * 2005-01-05 2006-07-13 Atc Technologies, Llc Adaptive beam forming with multi-user detection and interference reduction in satellite communiation systems and methods
EP1679849B1 (en) 2005-01-11 2014-02-26 Motorola Solutions, Inc. OFDM communication apparatus and method, wherein the pilot symbols are weighted in order to reduce the peak to average power ratio
KR200397040Y1 (ko) 2005-07-18 2005-09-28 김위철 방사선 차폐조끼
US7583755B2 (en) 2005-08-12 2009-09-01 Ati Technologies, Inc. Systems, methods, and apparatus for mitigation of nonlinear distortion

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040100897A1 (en) * 1998-02-12 2004-05-27 Shattil Steve J. Carrier interferometry coding with aplications to cellular and local area networks
US6141393A (en) 1999-03-03 2000-10-31 Motorola, Inc. Method and device for channel estimation, equalization, and interference suppression
US6826240B1 (en) 2000-03-15 2004-11-30 Motorola, Inc. Method and device for multi-user channel estimation
US20040013084A1 (en) * 2002-07-18 2004-01-22 Motorola, Inc. Training prefix modulation method and receiver

Also Published As

Publication number Publication date
JP2008546246A (ja) 2008-12-18
EP1882324B1 (en) 2018-11-28
WO2006124810A3 (en) 2009-04-16
JP4897797B2 (ja) 2012-03-14
EP1882324A4 (en) 2017-12-20
WO2006124810A2 (en) 2006-11-23
KR100963717B1 (ko) 2010-06-14
EP1882324A2 (en) 2008-01-30
CN101529764B (zh) 2013-07-31
JP5175380B2 (ja) 2013-04-03
US8339930B2 (en) 2012-12-25
US20060268676A1 (en) 2006-11-30
JP2012075122A (ja) 2012-04-12
KR20080009332A (ko) 2008-01-28
CN101529764A (zh) 2009-09-09
KR20100007992A (ko) 2010-01-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100993872B1 (ko) 파일럿 가중을 이용한 파일럿 전송 및 채널 추정
US7339999B2 (en) Pilot transmission and channel estimation for an OFDM system with excess delay spread
US7701917B2 (en) Channel estimation for a wireless communication system with multiple parallel data streams
CN1708927B (zh) 用于ofdm通信系统的信道估计的方法和装置
CN1939017B (zh) 用于在ofdm系统中缓解过剩延迟的时间滤波
KR100874620B1 (ko) 가드 서브밴드에 기인한 채널 추정 에러에 기반한 로그가능성 추정
KR100982149B1 (ko) 단일-캐리어 및 멀티-캐리어 주파수 분할 다중 액세스시스템에서의 채널 및 간섭 추정
US8781008B2 (en) Highly-spectrally-efficient transmission using orthogonal frequency division multiplexing
KR101545908B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서 수신 신호의 등화 방법 및 이를 위한 장치
KR101389891B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서 채널 추정을 위한 최적 크기의 임펄스심볼을 포함하는 데이터 송신 방법, 및 임펄스 심볼에의한 채널 추정 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A107 Divisional application of patent
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131030

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141030

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150930

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161028

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170929

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180928

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190924

Year of fee payment: 10