JP2010206498A - マルチキャリア伝送方式で送信する機能を有する複数の送信局とマルチキャリア伝送方式で受信する受信局からなる伝送装置と、それを構成する送信局及び受信局 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチキャリア伝送方式で通信する送信局と受信局を有する伝送装置において、受信局が受信を希望する希望送信局からの送信信号、即ち希望信号から受信を希望しない干渉局からの送信信号、即ち干渉信号を除去するようにする。
【解決手段】各送信局は、送信信号に、他の送信局とは異なり送信局自身に特有の種類の信号であって受信局において識別可能な識別信号を付加する機能を有し、受信局は、識別信号から受信局自身が受信を希望する希望送信局からの送信信号と、受信を希望しない干渉局からの干渉信号とを区別してその干渉信号を除去し、以て希望信号のみを検出する機能を有する。受信局は、識別信号を周波数軸上で区別することにより、希望信号から干渉信号を除去し、以て上記希望信号のみを検出する機能を有する
【選択図】図２

Description

本発明は、マルチキャリア伝送方式で送信する機能を有する複数の送信局とマルチキャリア伝送方式で受信する受信局からなる伝送装置と、それを構成する送信局及び受信局に関する。

セルラーシステムや無線伝送装置において、隣接局からの送信される信号は自局において同一の周波数を用いている場合は、自局内の受信局にとって干渉信号となる。このために通常は隣接局では、自局の周波数と異なった周波数を用いて、お互いが干渉しないように周波数を設定する。このため、セルラーシステムの様に、多くのセルが相互に配置するシステムでは多くの周波数を用いる必要があり周波数利用効率を上げることが課題であった。

符号分割多重方式（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）はこの問題を解決する方式とし、異なった拡散符号で送信信号を拡散することにより、同一周波数がどのセルにおいても用いることができる様にした。

しかし、より高速のデータ通信を提供する方法としては、今まで実現されてきたＣＤＭＡ方式ではなく、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式の採用が必要である。ＯＦＤＭ方式はマルチキャリア伝送方式の一つで、各サブキャリアを周波数軸で直交させながら伝送する方式である。

このため、通常のシングルキャリア伝送に比べて、２倍の効率で伝送することが可能である。しかし、通常のＯＦＤＭ方式においては、近接したセル間で異なった周波数を用いて、お互いが干渉しないようにしなければならない。このため、周波数利用効率を上げることはできなかった。

ＯＦＤＭ方式を用いても、隣接セル間において同一周波数を用いることができれば、ＯＦＤＭの特徴である、高速データ通信が可能になるばかりでなく、周波数利用の高い通信システムが実現する。

欧州のＧＳＭにおいては、隣接セルから同一の周波数で送信され、自局での送信周波数と同じ周波数で受信された信号から、隣接セルから送信された干渉信号を除去することにより、自局の信号のみを選択する干渉除去技術について実用化が図られた（特許文献１および特許文献２を参照）。

しかし、ＧＳＭ方式はＧＭＳＫ方式を採用しているため、信号を時間領域で扱うことになる。例えばＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）のように、変調信号が＋１、−１に対応して送信される。このとき、ＧＳＭの信号の干渉信号と希望信号のチャンネル推定は時間軸で行っている。

ＯＦＤＭ方式は送信する際に、離散逆フーリェ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を適用して送信することから、送信信号はランダムなアナログ信号となる。このため、ＯＦＤＭ信号に対してチャンネル推定する方式として、ＧＳＭで採用されたような時間軸でのチャンネル推定干渉除去方式では干渉信号を除去できず、採用できない。

周波数領域でのチャンネル推定を行う方法として最小自（二）乗法に基づく方法がある。最小自乗法を用いたＬＭＳ−ＭＬＳＥは、希望信号及び干渉信号のパイロットを用いて、チャンネル推定を行う（非特許文献１，非特許文献２，および非特許文献３参照）。

しかし、そのような技術では、干渉信号のパイロットがわからない場合に適用できない。また、干渉信号と希望信号が非同期で送信される場合には、適用できないなどの問題があった。

ここで、上記各従来の技術の特徴、問題についてより具体的に説明すると次の通りである。

先ず、特許文献１に記載された技術は、ＧＭＳに用いられる同一チャンネル間干渉の除去方式であり、その回路構成を図８に示す。この図から明らかなように、検出器ＤＥＴ１、２、・・・Ｎと、チャンネル推定器ＥＳＴ１、２、・・・Ｎにより回路が構成されている。

そして、各チャンネル推定器ＥＳＴ１、２、・・・Ｎは、干渉信号からトレーニングによりチャンネル推定を行い、干渉信号のレプリカを作成し、受信信号からそれを除去することにより信号の検出を行うようになっている。

この技術は、干渉信号に対してブラインドになっていない。各干渉信号からトレーニングによってチャンネル推定を行うことを以て干渉信号の推定を行うのである。

また、この技術においては、チャンネル時間領域で干渉除去を行い、周波数領域では行わない。従って、計算量が多い。また、同期方式には対応できるが、非同期方式には対応できない。

次に、特許文献２に記載された技術は、ＴＤＭＡ方式のものであり、送信局側において送信信号に、コード、パワー等による他の送信局と異なる自己に特有の情報を付加し、受信局側においてその付加情報により希望送信局からの送信信号と干渉送信局からの送信信号の区別をするようにするものであり、その回路構成を図９に示す。

各送信局のＤｅｖｉｃｅ（１、２、・・・）において情報の付加が行われる。そして、受信局のＪＯＩＮＴ ＤＡＴＥ ＣＩＴＯＮにおいて付加情報の検出が行われる。

この技術は、ブラインド型には適用できず、他の干渉信号からのトレーニング信号（パイロット信号）で希望信号と干渉信号の区別をすることが必要である。

また、チェンネル推定は行わない、付加的情報としてパワーレベル等特別なコードを必要とする、時間軸での干渉検出が行われ、計算の量が非常に多くなる。

次に、非特許文献１に記載された技術は、最尤推定に基づいて受信局側にて干渉信号と希望信号のチャンネル推定により両チャンネル推定を行い干渉信号の除去を行うものであり、図１０はその回路構成を示す。

この技術は、ブラインド型ではなく、全ての干渉信号からのトレーニング信号をすることが干渉、希望信号の検出に必要とする。

また、この技術においては、時間領域で干渉除去を行い、周波数領域では行わない。従って、計算量が多い。また、同期方式には対応できるが、非同期方式には対応できない。

次に、非特許文献２に記載された技術は、希望送信信号のみならず干渉送信信号を含むレプリカ信号を生成し、このレプリカ信号を受信信号から減算することにより尤度情報を得て、最尤系列推定に基づく信号推定を行うものであり、図１１はその回路構成を示す。

この技術は、希望信号及び干渉信号のシンボル系列候補をそれぞれのチャンネルインパルス応答の推定値で畳み込み、希望号及び干渉信号のレプリカを生成し、これらを受信信号から減算して誤差信号を計算し、誤差信号の絶対値の２乗を尤度情報として最尤度推定を行うものである。

この最尤度推定は、具体的には、誤差信号の絶対値２乗累積値を最小とする希望送信信号と干渉送信信号のシンボル系列候補を、ビタビアルゴリズムにより探索する。

この技術は、ブラインド型ではなく、全ての干渉信号にはチャンネル推定、検出回路のためのトレーニング信号が必要である。

また、この技術はＪＭＡＰの代わりにＪＭＬＳＥアルゴリズムを用いており、復号化には事前情報は必要としない。従って、ターボ符号器は使えない。

また、この技術においては、時間領域で干渉除去を行い、周波数領域では行わない。従って、計算量が多い。また、同期方式ＯＦＤＭには対応できるが、非同期の同一チャンネル間干渉の除去には使えない。

図１３は更に別の従来技術に係るＣＶＤ（従来型ビタビ復調器）の構成を示すもので、受信信号では干渉信号を雑音として扱い、そのままＤＦＴおよびＤＥＭＯＤでデータの復調を行い、その後、Ｐ／Ｓ（パラレルシリアル変換器）にてシリアル信号に直してデインターリーバーを行った後、ビタビ復号を行っている。この例では、ビタビ復号には符号化率１／２の畳み込み符号器が使用されている。

以上が従来の技術の詳細な説明であるが、概ね次のようなことが言える。

従来、ＧＳＭによって提案された方法は、ＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）の様に、定振幅変調方式で送信された信号については有効な手法であった。ＧＳＭに用いられるＧＭＳＫはシングルキャリア伝送方式で、振幅の変化で情報を伝送することから、マッチドフィルターによって、干渉信号と希望信号を分離することができる。

しかし、近年のより効率の良い通信方式としてマルチキャリア伝送方式として多値変調方式を用いたＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｉｐｌｅｘ）が用いられるようになった。多値変調方式を用いたマルチキャリア伝送方式では、情報が振幅だけでなく位相にも情報があることから、マッチドフィルターでは、干渉信号と希望信号を分離して、希望信号だけを検出するころはできない。

米国特許第５９９５４９９号公報明細書 カナダ特許出願公開第２２００１８６号公報 ピー．エイ．ランタ，エイ．ホッティネン，ゼット．ホンカサーロ（P.A.Ranta, A.Hottinen, and Z.Honkasalo）,ＴＤＭＡ移動体システムのための同一チャンネル干渉キャンセリング受信機（Co-channel interference cancelling receiver for TDMA mobile systems），米国ワシントン州シアトル ＩＥＥＥ ＩＣＣ’９５ 会報（in Proc. IEEE ICC'95 Seattle, WA, USA）, pp.17-21 エイチ．ヨシノ，エイ．スジルウィック（H.Yoshino, and A.Czylwik），ＯＦＤＭ通信システムのための適合同一チャンネル干渉キャンセレーション（Adaptive Co-channel interference（CCI）Cancellation for OFDM Communication System），２０００年国際チューリッヒセミナー会報（in Proc. 2000 International Zurich Seminar），vol.2000，pp.245-250，Zurich，Swiss，2000 ヘンドリック ショーエネイッヘン，ピーター エイ．ホエハー（Hendrik Schoeneichn and Peter A.Hoeher），単一アンテナ干渉キャンセレーション：連結最大尤度干渉キャンセレーションのための反復セミバンドアルゴリズムと性能（Single Antenna Interference Cancellation：Iterative Semi-band algorithm and performance bound for joint maximum-like hood interference cancellation），ＩＥＥＥ グローブコム（Globecom），page1716-1720，2003

ところで、上述したように、効率がより良いので近年多く用いられていた多値変調方式を用いたマルチキャリア伝送方式では、情報が振幅にだけではなく位相にも情報があることから、ＧＳＭに用いられるところの振幅だけに情報が存在するシングルキャリア伝送方式であるＧＭＳＫにおけるようにマッチドフィルターによって干渉送信信号と希望送信信号とを分離するという技術は用いることができない。

そこで、本願発明者は、マルチキャリア伝送方式として多値変調方式を用いた伝送装置においても干渉送信信号を希望送信信号から分離することの必要性を認識し、その必要性に応えることのできる技術の確立を模索した。

そして、ＯＦＤＭ信号を用いて、希望送信局、即ち希望局と、干渉送信局、即ち干渉局とが同一の周波数を採用しているばかりでなく、希望局と干渉局がＯＦＤＭ信号を任意の時間に非同期で送信しても、受信局では希望局からの送信信号、即ち希望信号と干渉局からの送信信号、即ち干渉信号のチャンネル推定を行って、お互いの信号を識別して、希望局の信号を復号化することによって、周波数利用効率の高い通信システムを構成するという着想を得たが、更に、その着想を具体化するべく、思索し、干渉局と希望局にてそれぞれ、固有のトレーニング信号を付加することで、希望信号と干渉信号とを互いに分離し、かつ、希望信号のデータを復調することにより、干渉雑音下においても、希望信号を正しく復調し、周波数利用効率の高い通信システムを構成する。

本発明はこのような模索、着想を経て完成するに至ったものであり、マルチキャリア伝送方式で送信する機能する複数の送信局とマルチキャリア伝送方式で受信する受信局からなる伝送装置において、干渉信号と希望信号とを分離し、干渉信号を除去できるようにすることにより希望送信信号のデータを復調できるようにし、以て、干渉雑音下においても希望局からの送信信号（希望信号）を復調し、周波数利用効率の高い通信システムを構成できるようにすることを第１の課題とし、更に、周波数領域での干渉信号と希望信号との分離を行うことにより同期方式のみならず非同期方式にも適応できるようにすることを第２の課題とする。

本発明は、上記課題を解決するために、マルチキャリア伝送方式で送信する機能を有する複数の送信局とマルチキャリア伝送方式で受信する受信局からなる伝送装置において、上記各送信局には、送信信号に、他の送信局とは異なり送信局自身に特有の種類の信号であって受信局において識別可能な識別信号を付加する機能を与え、上記受信局には、上記識別信号から受信局自身が受信を希望する希望局からの希望信号と、受信を希望しない干渉局の干渉信号とを区別してその干渉信号を除去し、以て上記希望信号のみを検出する機能を与えるものである。

そして、受信局における干渉の除去のための希望局と干渉局とからの識別信号の区別を周波数軸上で行うことがより好ましい。

なお、ここでいう識別信号とは、トレーニング信号，パイロット信号，あるいはそれらの信号を組み合わせたものを含む。

本発明によれば、各送信局には、送信信号に、他の送信局とは異なり送信局自身に特有の種類の信号であって受信局において識別可能な識別信号を付加する機能を与え、上記受信局には、上記識別信号から受信局自身が受信を希望する希望局の希望信号と、受信を希望しない干渉局の干渉信号とを区別してその干渉信号を除去し、以て上記希望信号のみを検出する機能を与えるようにしたので、受信局において各送信局からの互いに異なる識別信号に基づいて希望信号と干渉信号との区別ができる。

従って、マルチキャリア伝送方式であっても識別信号により希望信号と干渉信号との区別を行って干渉信号を除去することが可能となる。

更に、希望局と干渉局とからの識別信号の区別を周波数軸上で行うこととした場合には、上述した上記従来の時間軸での区別を行う場合に比較して、仕事量が少なくて済むという利点があり、更に、同期方式のみならず、非同期方式にも適用できるという利点もある。

本発明の一実施例の伝送装置を構成する送信局を複数示す回路ブロック図であり、一方が希望局、他方が干渉局である。 本発明の一実施例の各送信局から送信される送信信号のフレーム構成の一例を示すフレーム構成図である。 本発明の上記実施例の伝送装置を構成する復調器の構成を示す回路ブロック図である。 上記復調器の復調過程のフローチャートである。 トレーニング信号の区別を周波数軸上で行う場合と時間軸上で行う場合における同期式のケースのＳＮＲ（横軸）・ＢＥＲ（縦軸）関係図である。 トレーニング信号の区別を周波数軸上で行う場合と時間軸上で行う場合における非同期式のケースのＳＮＲ（横軸）・ＢＥＲ（縦軸）関係図であり、希望局と干渉局の送信信号のずれが１６２．７５ｎｓのケースである。 トレーニング信号の区別を周波数軸上で行う場合と時間軸上で行う場合における非同期式のケースのＳＮＲ（横軸）・ＢＥＲ（縦軸）関係図であり、希望局と干渉局の送信信号のずれが３３．３３１２μｓのケースである。 特許文献１に記載された従来技術を示す回路ブロック図である。 特許文献２に記載された従来技術を示す回路ブロック図である。 非特許文献１に記載された従来技術を示す回路ブロック図である。 非特許文献２に記載された従来技術を示す回路ブロック図である。 更に別の従来技術［ＣＶＤ（従来型ビタビ復調器）］を示す回路ブロック図である。

本発明は、基本的には、各送信局には送信信号に識別信号として例えばトレーニング信号を付加して出力させ、受信局には、そのトレーニング信号に基づいて希望局と干渉局との送信信号の区別をさせ、干渉局からの干渉信号を除去するものであるが、前記希望局と干渉局からのトレーニング信号の区別は時間軸上で行うよりも周波数軸上で行う方がより良い。

なぜならば、処理すべき情報量が少なくて済み、更に、同期式には当然のこと、非同期式にも対応できるからである。

以下、本発明を実施例により図面を参照して詳細に説明する。

図１〜図４は本発明の一つの実施例を示すもので、図１は伝送装置を構成する送信局を複数示す回路ブロック図、図２は各送信局から送信される送信信号のフレーム構成の一例を示すフレーム構成図、図３は受信局の復調器の構成を示す回路ブロック図、図４は復調器の復調過程のフローチャートである。

図において、１０１は希望局、１１５は干渉局である。両者には、基本的に構成に差異がなく、条件の変化により或る送信局が希望局に、其れ以外の送信局が干渉局になるので、一方の送信局（希望局１０１）についてのみ構成を説明し、その説明中において符号の記載は、一方の送信局についてのものを括弧無しで使用し、それに他方の送信局（干渉局１１５）についての符号を括弧書きで付するという態様で行う。

送信局１０１（１１５）は、入力データ１０２（１１９）に対して誤り訂正符号化器１０３（１１８）により誤り訂正符号化処理をした上で、シリアルパラレル変換器１０４（１１７）により複数のサブキャリア信号に分割する。

サブキャリア信号は、各々変調器１０５（１１６）によりマッピングされる。１０７（１１５）はそのマッピングされたサブキャリア信号を示している。このサブキャリア信号１０７（１１５）はＩＤＦＴ１０８（１１４）により離散フーリェ変換され、パラレルシリアル変換器１０９（１１４）によりシリアル信号に変換されてＯＦＤＭ信号となる。このＯＦＤＭ信号は無線伝播器１１０（１１２）を介して外部に、即ち図１では図示しない受信局へ送信される。

前述のように、このようなことは各送信局１０１、１１５等において共通する。

１１１は熱雑音を発生する熱雑音発生源を抽象的に示すものであり、実際上、受信局に送信される送信信号にはこのような熱雑音も加わる。

以上のことから、受信局には、受信を希望する希望局からの送信信号と、受信を希望しない干渉局からの送信信号とが混在し、更にそれに熱雑音等の雑音が付加されて入力されるのである。

そして、本発明は、その混在した受信信号から希望局からの送信信号、即ち、希望信号と、干渉局からの信号、即ち、干渉信号を分離して受信できるようにすることを目的とするのである。そして、その目的は、送信局において送信信号にトレーニング信号を付加し、受信局においてトレーニング信号から希望信号を識別することにより達成するのであり、そのトレーニング信号に係るフレーム構成の一例を図２により説明する。

図２に示すフレーム構成において、全フレーム長は１０ｍ秒であり、３０７、２００のＯＦＤＭシンボルで構成される。１フレームは２０のスロットで構成される。従って、１スロット長は０．５ｍ秒である。

そして、１スロットは２つのパイロット信号（トレーニング信号）と５つのデータで構成され、二つのスロットを合わせて１サブフレームという。

そして、最初の５スロットがパイロット信号と１５個のデータで構成される。ＬＳＥの初期チャンネル推定のアルゴリズムを示す。先ず、希望局の送信信号に用いるトレーニング信号と受信信号を下記の数式数１に示す。さらに１５個のデータ中にもパイロットを挿入することも可能である。

ここでは、干渉信号を雑音として計算している。ｋはサブチャンネルの番号を示す。また、ｄ_１ ^’ｄ(1)〜ｄ_ｋ ^’ｄ(1)は希望基地局のトレーニング系列であり、ｒ_１ ^’(1)〜ｒ_ｋ ^’(1)は受信信号であり、Ｈ_１ ^’ｄ(1)〜Ｈ_ｋ ^’ｄ(1)は伝播路応答特性である。

次に、図３に示す復調器について説明する。受信信号３０２は前述のように、希望信号と干渉信号が混在した信号で、下記の数式２に示す。

ここでのｎ_ｋ(k)は、ＤＦＴした雑音を意味する。受信した信号３０２はシリアルパラレル変換器３０３にてパラレルのサブキャリア信号に変換され、離散フーリェ変換（ＤＦＴ：Ｄｅｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｒｏｍ）器３０４により変換される。この離散フーリェ変換器３０４の出力はデータセパレータ３０１によりトレーニング信号及びパイロット信号と、データとに分離される。トレーニング信号及びパイロット信号は、最小二乗法を行うＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）３１３で希望信号の初期チャンネル推定に供される。３１５はその初期チャンネル推定の結果を示す信号である。尚、３１４はＩｎｉｔｉａｌ ＬＳＥである。

尚、３０８は復調部としてのデモデュレータ、３０９はシリアルパラレル変換器、３１０は音声符号化器であり、３１１はその音声符号化器３１０の出力信号を示す。

希望局の初期チャンネル推定値は最小二乗法の一般式より下記の数式数３で示す。

ここで、干渉局の初期チェンネル推定値を０に設定しておく。また、添え字のＨは転値行列を示す。

一方、ＤＦＴ３０４による離散フーリェ変換の後、希望信号のガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）が削除され、受信トレーニング系列かパイロット信号は下記の数式数４で示される。

希望信号のトレーンニング系列とデータが分離された後、ＬＭＳチャンネル推定アルゴリズムは次式で示される。ここで希望信号、干渉信号のデータはＪＭＡＰにより判定され、３１７はその信号である。ＬＭＳ３１３において受信信号より引き算することによる残差信号は次式数５で示される。

更新された希望局からの希望信号と干渉局からの干渉信号のチャンネル推定値３１８は次式数６で示される。

ここで、数式数６において、ステップサイズμは、ここでは０．２５で与えられている。また、ｅ_ｋ(n)は誤差をあらわす。

そして、ｋ番目のサブキャリアに対するメトリックは次式数７で示される。

なお、σは標準偏差である。このメトリックを用いて最大のメトリックを有するＭＡＰでの複合化を行う。これにより前値確率（上記数式数７中の前値確率の定義部分参照）を用いて最大のメトリックを有するデータが選択される。

データの場合は、２０スロット分のデータが、パイロット毎に更新され、パイロット毎にデータが判定される。受信された信号がパイロットかトレーニングの場合は、ＳＷを切り替えて、直接ＬＭＳに入力してチャンネル更新を行う。通常は、ＲＳＪＭＡＰにおいて干渉信号（数式数４の定義部分参照）は復調する必要はない。希望信号（数式数４の定義部分参照）のみＤＥＭＯＤ、Ｓ／Ｐ，インターリーバを介して復調する。

図４は実際の復調過程を示すフローチャートであり、このフローチャートを参照して説明する。

最初に、希望信号と干渉信号の混在した信号を受信する。

受信器において、干渉信号からのパイロット、トレーニング信号が分かっていない場合は、図４のＮＯのブランド型プロセスに移る。ここでは、ＬＭＳ−ＢＲＳＪＭＡＰのアルゴリズムを実行する。データセパレータ３０１ではパイトッとかデータかは、希望局のパイロットが既知であることから分離ができる。

最初に、図２の希望信号のパイロット信号の最初の♯０を使って、初期ＬＳＥ（Ｌｏｇａｒｉｔｈｍ Ｓｕｍ Ｅｘｐｏｎｅｎｔｉａｌ）で希望信号の伝搬路の初期チャネル推定を行う。当然、干渉信号とパイロット信号は混在していることから正確なチャネル推定ができてはいない。この推定したチャネルの推定値をＬＭＳへ入力する。ＬＭＳでは３２０を介して♯１以降のパイロット信号が入力し、チャネル推定値の更新を行い順次チャネルの推定値の精度が上がる。この推定したチャネル推定値はＲＳ−ＭＡＰへ入力する。

データセパレータから分離された干渉局信号はＲＳ−ＪＭＡＰに入力して、推定されたチャネル推定値を使って３１７として復号化される。この間、ＬＭＳでは順次チャネルの推定値が更新される。その値は３１８としてＲＳ−ＪＭＡＰで順次データ判定に使われる。データセパレータで希望局の信号がデータの場合は、３１９のデータ信号がＬＭＳに参照信号として用いられる。一方、３１７からの判定データとがＬＭＳにおいて順次チャネル推定の値を更新する。

一方、干渉信号と希望信号が同期している場合について示す。干渉信号からのトレーニング信号あるいはパイロットが分かっている場合は、ここでは、希望信号、干渉信号のチャネル推定のＬＭＳの初期チャネル推定の値をランダムにする。次の受信シンボルが、パイロットシンボルかトレーニングの場合はＹＥＳに移る。３１９からトレーニングあるいはパイロット信号がＬＭＳに入り、この場合は、パイトッロとトレーニングを使ってＬＭＳでチャネル推定を更新する。また、希望、干渉信号ともデータの場合は、ＮＯに移り、ＲＳＪＭＡＰで希望、干渉信号を推定する。その後、３１７から推定された、希望データおよび干渉データを使ってＬＭＳでチャネル推定を行う。

尚、本明細書において、下記の略語を用いたので、その略語の正確な用語を示す。
ＢＲＳＪＭＡＰ：Ｂｌｉｎｄ Ｒｅｄｕｃｅｄ Ｓｔａｔｅ Ｊｏｉｎｔ Ｍａｘｉｍｕｍ Ａ Ｐｏｓｔｅｒｉｒｏ
ＬＭＳ−ＲＳＪＭＡＰ：Ｌｅａｓｅ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ−Ｂｌｉｎｄ Ｓｔａｔｅ Ｊｏｉｎｔ Ｍａｘｉｍｕｍ Ａ Ｐｏｓｔｅｒｉｒｏ
このような実施例の技術によれば、セルラーシステムのように同じ周波数を繰り返し使用することにより周波数利用効率を増大させるシステムにおいて、希望局と干渉局が同じ周波数を用いることにより、希望局と干渉局が、お互いが干渉して受信局で受信されていても、希望局のみの信号を検出できることから、周波数利用効率が極めて高い通信システムの提供ができる。

即ち、この技術においては、希望局と干渉局がお互いに同期して送受信が行われている場合、希望局と干渉局からの送信信号に対して、トレーニング信号が無くても、希望局の信号の検出が可能である。また、希望局と干渉局が非同期でランダムにデータを送信している場合においても、希望局と干渉局の送信信号に付加されたトレーニング信号かパイロット信号を検出することにより、希望局の信号の検出が可能である。また、本方式によれば、希望局の信号だけでなく、干渉局の信号も同時に検出することが可能である。このため、同じデータを複数の局より送信し、受信局で全てを受信して合成することにより、ダイバシティにより受信の利得を向上することができるのである。

ここで、上記本発明の上記実施例の技術の評価の結果について順次説明する。
下記の表１は上記技術の情報量をシミュレーション評価するためのパラメータを示すものである。

このシミュレーション評価については、図３に示す復調器による、希望局と干渉局とのトレーニング信号の区別を周波数軸上で行う場合（ＬＭＳ‐ＢＲＳＭＡＰ）を、時間軸上で行う場合（Ｃｏｎｖｅｎｔｙｏｎａｌ ＭＡＰ）を比較基準として行っている。トレーニング信号の区別を時間軸上で区別する技術にも新しさがあるので、決して従来技術とは言えないが、周波数軸上で区別する技術は時間軸上で区別する技術よりも情報量について優れており（同期式のみならず非同期式にも対応できるという点でも優れている）、その優れた点をその時間軸上で区別する技術を比較対象としてシミュレーション評価するものである。

そして、その下記の表１に示すパラメータは、トレーニング信号の区別を周波数軸上で行う場合（ＬＭＳ‐ＢＲＳＭＡＰ）及び時間軸上で行う場合（Ｃｏｎｖｅｎｔｙｏｎａｌ ＭＡＰ）に共通するものである。

そして、下記の表２はそのシミュレーション評価を示すものであり、Ｃｏｎｖｅｎｔｙｏｎａｌ ＭＡＰの行がトレーニング信号の区別を時間軸上で行う場合を示し、ＬＭＳ‐ＢＲＳＭＡＰの行がトレーニング信号の区別を周波数軸上で行う場合を示している。

図５〜図７はトレーニング信号の区別を周波数軸上で行う場合と時間軸上で行う場合におけるＳＮＲ（横軸）・ＢＥＲ（縦軸）関係図であり、図５は同期式の場合を示しており、図６、図７は非同期式の場合を示している。図６と図７とは、非同期式である点では共通するが、希望局と干渉局の送信信号のずれが異なるというケースの違いがあり、図６の場合はそのずれが１６２．７５ｎｓであるのに対して、図７のケースはそのずれが３３．３３１２μｓのケースである。

図５〜図７の何れにおいても、図１〜図４に示した実施例の技術によれば、ＢＥＲ（誤り率）はＳＮＲが１からＳＮＲが２５に渡って略一定である。それに対して、上記比較対象技術によればＢＥＲはＳＮＲの値が大きくなるに伴って垂下する特性を有している。

本発明は、マルチキャリア伝送方式で送信する機能する複数の送信局とマルチキャリア伝送方式で受信する受信局からなる伝送装置と、それを構成する送信局及び受信局に広く産業上の利用可能性がある。

１０１ 希望局
１０２ 入力データ
１０３ 誤り訂正符号器
１０４ シリアルパラレル変換器
１０５ 変調器
１０７ サブキャリア信号
１０８ ＩＤＦＴ（離散逆フーリェ変換器）
１０９ パラレルシリアル変換器
１１０ 無線伝播器
１１５ 干渉局
１１９ 入力データ
１１８ 誤り訂正符号器
１１７ シリアルパラレル変換器
１１６ 変調器
１１５ サブキャリア信号
１１４ ＩＤＦＴ（離散逆フーリェ変換器）
１１３ パラレルシリアル変換器
１１２ 無線伝播器
３０２ 入力データ
３０３ シリアルパラレル変換器
３０４ ＤＦＴ（離散フーリェ変換器）
３０１ データセパレータ
３０６ ＲＳＭＡＰ
３１４ Ｉｎｉｔｉａｌ ＬＳＥ
３１３ ＬＭＳ
３０８ デモデュレータ
３０９ パラレルシリアル変換器
３１０ 音声符号化器

Claims (5)

1. マルチキャリア伝送方式で送信する機能を有する複数の送信局とマルチキャリア伝送方式で受信する受信局からなる伝送装置を構成する送信局であって、
   送信信号に、他の送信局とは異なり上記送信局自身に特有の種類の信号であって受信局において識別可能な識別信号を付加する機能を有する
   ことを特徴とする送信局。
2. マルチキャリア伝送方式で送信する機能を有する複数の送信局とマルチキャリア伝送方式で受信する受信局からなる伝送装置を構成する受信局であって、
   各送信局が送信信号に付加したところの送信局自身に特有の種類の識別信号から受信局自身が受信を希望する希望送信局からの希望送信信号と、受信を希望しない干渉送信局からの干渉送信信号とを区別してその干渉送信信号を除去し、以て上記希望送信信号のみを検出する機能を有する
   ことを特徴とする受信局。
3. 請求項２の受信局であって、
   前記希望送信局と干渉送信局からの識別信号を周波数軸上で区別することにより干渉送信局からの干渉送信信号を除去し、以て上記希望局からの希望送信信号のみを検出する機能を有する
   ことを特徴とする受信局。
4. マルチキャリア伝送方式で送信する機能を有する複数の送信局とマルチキャリア伝送方式で受信する受信局からなる伝送装置において、
   上記各送信局は、送信信号に、他の送信局とは異なり送信局自身に特有の種類の信号であって受信局において識別可能な識別信号を付加する機能を有し、
   上記受信局は、上記識別信号から受信局自身が受信を希望する希望送信局からの希望送信信号と、受信を希望しない干渉送信局からの干渉送信信号とを区別してその干渉送信信号を除去し、以て上記希望送信信号のみを検出する機能を有する
   ことを特徴とする伝送装置。
5. 請求項４の伝送装置において、
   前記受信局は、識別信号を周波数軸上で区別することにより、希望送信信号から干渉送信信号を除去し、以て上記希望送信信号のみを検出する機能を有する
   ことを特徴とする伝送装置。

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