CN101501554B - 光调制器 - Google Patents

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Abstract

一种光调制器，其把输入光(101)分支为3条光路径，在第一光路径上生成无调制信号，在第二、第三光路径上使用单相MZ光相位调制器生成二值相位调制光，通过用电场振幅比1∶a∶b、以同一相位使这些光干涉，生成无码间干扰的四值的振幅调制光(111)。

Description

光调制器
技术领域
本发明涉及光调制器，特别涉及适合经由光纤进行的光信息传输的多值光调制器。
背景技术
近年来，通过一根光纤可传输的信息量(传输容量)，由于波分复用数的增加和光信号调制速度的高速化而增加。但是，在传输容量达到约10T(万亿)bit/s时感觉达到了极限。原因在于，在光传输中可以使用的波段达到由光纤放大器的波段(合并C、L、S波段，大约相当于80nm＝10THz)决定的极限值，没有波长数增加的余地。
为进一步扩展光纤的传输容量，需要在调制方式上下功夫，提高波段的利用效率。在无线通信领域中，从1960年代开始广泛使用多值调制技术，能够进行频率利用效率超过10那样的高效的传输。多值调制也有望在利用光纤的光信号传输中使用，迄今也进行过许多研究。
例如，在“10Gb/s Optical Differential Quadrature Phase Shift Key(DQPSK)Transmission using GaAs/AlGaAs Integration，”OFC2002，paper PD-FD6，2003(非专利文献1)中，提出了使用进行4值的相位调制的QPSK(Quadrature PhaseShift Keying)方式。另外，本发明人等在“Proposal and Demonstration of10-Gsymbol/sec 16-ary(40 Gbit/s)Optical Modulation/Demodulation Scheme，”paper We3.4.5，ECOC 2004，2004(非专利文献2)中，提出了组合4值的振幅调制和4值的相位调制的16值的振幅·相位调制。
虽然如此地研究了各种多值光调制，但作为妨碍多值光调制的实用化的原因之一，存在发送波形的码间干扰。另外，在光纤通信中使用的信号码率达到10 Gbit/s～40 Gbit/s，需要速度非常高的多值光调制技术。多值光调制信号的速度是典型的多值无线信号的100～1000倍，在多值光调制信号的生成过程中，由于光调制器以及高频部件的频率特性、高频信号彼此的相加处理，信号波形显著恶化。
为了有助于理解后述的本发明，参照图4说明在多值光信号的生成过程中产生的波形恶化和码间干扰。
图4(A)表示在多值信号的生成中使用的10 Gbit/s的二值电波形的眼图。即使是这样简单的数字波形，当信号码率成为10 Gbit/s以上时，难以得到理想的矩形波形，数字波形的上、下两个等级(level)，即传号(mark)和空号(space)由于码间干扰(ISI)而恶化，如图所示，一般在上下方向上具有某种程度的宽度。结果，得知位于波形中央部的眼孔径的高度降低，引起接收灵敏度、耐波长色散的性能恶化。
因为当信号码率超过10 Gbit/s时，多值信号的直接生成变得困难，所以这样的高速的多值信号一般通过把振幅值不同的二值电数字信号相加来生成。例如，在生成高速的四值电数字信号时，生成具有同一码率的独立的两列二值数字信号，在使位定时一致的状态下，以2∶1的振幅比进行相加即可。
例如，当使用高频分频器将图4(A)表示的振幅“2”的二值电信号和(B)表示的振幅“1”的二值电信号进行相加时，如(C)所示，生成等间隔配置的具有四个电压等级的4值电信号。此时，在相加了两列的高频信号时，由于在电路部件中发生的信号反射和电路部件的频率特性等码间干扰增大，结果在多值信号(在该例中为4值信号)的波形中发生图4(C)所示的较大的恶化。
另一方面，为了生成多值振幅调制光，需要对高速的光调制器施加上述的多值电信号，进行光振幅调制。一般，光调制器的驱动所需要的电压振幅为2～5V，对于高频信号来说成为极大的振幅值。因此，在光调制器的驱动中，需要使用驱动放大器的电压放大，但是由于放大器的非线性、输出饱和、频段、峰化等限制，在多值波形中发生更大的恶化。
在光调制中广泛使用的马赫曾德尔(MZ)型光调制器具有以下的特点：能够高精度地控制伴随光调制产生的光相位的波动，能够在较宽的频带中实现良好的调制特性(对于驱动电压的光透过率)。但是，如图5的图表所示，MZ型光调制器的调制特性对于施加电压成为正弦波形。
在高速的光纤通信中广泛使用的简单的二值振幅调制中，一般使电信号的传号和空号的等级与图5所示的正弦波形的调制特性的波谷和波峰一致。此时，传号等级和空号等级的电压值即使由于码间干扰产生某程度的分散，但是因为能够抑制光信号的强度波动，所以能够得到极好的输出波形。这是因为在波谷和波峰的两点对于施加电压的调制特性的斜率大致为零，作为MZ调制器的波形整形效果而公知。
在4值光振幅调制中使用MZ型光调制器时，如图5所示，为了能够对应4值电信号具有的4个电压等级得到不同的光强度，使4值电信号与正弦波形的调制特性的肩部一致。此时，通过使4值电信号的两端的两个电压等级与消光特性的波峰和波谷一致，能够得到上述MZ调制器的波形整形效果。但是，在4值电信号的中央的两个电压等级中，因为没有波形整形效果，所以存在无法抑制码间干扰的问题。
如非专利文献2所示，在高效率的多值光信号传输中，正在研究对光信号与振幅调制同时地施加相位调制的多值振幅·相位调制。在这里使用的光振幅调制中，为了始终能够利用光相位信息，需要有意识地将光信号的消光比设定得较低，以使具有最小振幅值的光等级L0大于零。此时，如图5所示，即使是强度最弱的光等级L0，也无法得到波形整形效果，在输出光的4值波形中产生更大的波形恶化。这样，在光振幅调制的生成中，码间干扰的产生成为大的问题。
另一方面，在光相位调制的领域中，提出了抑制码间干扰的调制器。最基本的结构为使用了图6所示的单相无啁啾MZ型的光调制器的调制量π的二值光相位调制器。
在图6所示的单相无啁啾MZ型光调制器120中，从输入光路径102输入的无调制的输入光101在调制器内的导波路径结构中传输，通过光分支器103被分离为两个光导波路径127-1和127-2。通过这些光导波路径的两个光用光耦合器进行合成，作为接受了调制度π的二值相位调制的输出光126，向输出光路径110输出。
在调制器的基板上面，在两个导波路径127-1、127-2之间配置调制信号用行进波形电极121。在行进波形电极121的一端连接调制信号输入端子122，在另一端连接终端电阻125。在调制信号输入端子122上施加的高速的二值电数字信号在电极121中传输后，被终端电阻125吸收。在行进波形电极121中传输的过程中，二值电数字信号产生的电场在两个导波路径127-1、127-2中引起电光效应。结果，在两个导波路径中产生相位差，对应在行进波形电极121上施加的信号电压V，光信号的透过强度如图7所示变化为正弦波形。
公知在上述单相MZ调制器中，因为在两个导波路径127-1、127-2中产生的相位差互为反相，所以可以忽略伴随光波形的强度变化的相位波动(无啁啾)，如图7所示，在光信号强度成为零的点，输出光信号的相位被瞬时切换π。另外，上述正弦波的相位能够通过经由端子124在偏置用电极123上施加的偏置电压，向任意的电压位置移动。
在二值光相位调制中使用上述的单相无啁啾MZ调制器时，通过使在行进波形电极121上施加的二值电数字信号的振幅与光透过特性的正弦波周期(2Vπ)一致，并且调整偏置电压，由此如图7所示，使二值电数字信号的空号的平均等级L0和传号的平均等级L1与正弦波形光透过特性的两个波峰一致。由此，光信号的相位在二值电数字信号是空号时被切换到零、在为传号时被切换到π。传号和空号的电压因为两方都与MZ调制器的波峰部分一致，所以对于电压波形的变动能够得到波形整形效果，能够抑制光强度的变动。
图8(A)表示在使用单相无啁啾MZ型光调制器的二值光相位调制器中通过实验得到的光强度波形。从该波形可知，光强度仅在各位的边界部分进行变动，在波形的中央附近，强度的变动被抑制，光强度成为恒定。
图8(B)表示上述二值光相位调制器中的光信号的相位点配置。该图是将光信号的位中央时刻的复数电场绘制成复数平面的图，离开原点的距离(半径)表示电场振幅，离开I轴的角度表示相位。在该二值光相位调制器中，  I轴上的振幅恒定，在相位0和相位π的两点上配置相位点，得到在振幅方向和相位方向几乎无扩展的、大体上理想的(无码间干扰的)相位调制光。
另外，已知即使在调制器内部的两个光导波路径中分别具有专用的调制电极的两相MZ调制器中，也能够大体同样地生成上述的调制度π的二值光相位调制。此时，通过在两个调制电极上按照同一定时施加同一振幅(Vπ)互相反相的二值数字信号，由此在相同的动作点执行调制动作即可。
图9表示使用上述二值相位调制器构成的现有的正交4值光相位调制器133。在非专利文献1中例如记载了使用半导体光MZ调制器的此种类型的正交相位调制器。
从输入光路径102输入的无调制的输入光101通过光分支器103被分支为两条光路径104-1、104-2。光路径104-1、104-2通过光导波路径构成，在各路径中，配置上述的单相MZ型二值光相位调制器105-1、105-2，在各个调制信号输入端子112-1、112-2上施加互相独立的相同码率的二值电数字信号。调整这些二值电数字信号的信号延迟量，使位定时互相一致。通过施加上述二值电数字信号，对光路径104-1、104-2的通过光，分别施加调制度π的二值相位调制。
在一方的光路径104-1中，在二值光相位调制器105-1的后方设置π/2光相位移相器131，使二值相位调制光的相位旋转π/2。结果，通过光路径104-1的二值相位调制光107-1的相位点配置成为图10(A)那样，通过另一光路径104-2的二值相位调制光107-2的相位点配置成为图8(B)那样。
将这些二值相位调制光以同一光强度输入到光耦合器109中，互相干涉。上述二值相位调制光的相位因为瞬时地成为图10(A)或图8(B)所示的两个相位点的某一个，所以来自光耦合器109的输出光134的相位点配置，如图10(B)所示，成为将图10(A)和图8(B)的相位点矢量合成后的相位点。输出光134的相位点是每次互相移动90度的π/4、3π/4、-3π/4、-π/4的四点，输出光134成为正交四值的相位调制光。
在上述正交四值相位调制器133中，因为矢量合成了无相位点扩展(码间干扰)的两个二值相位调制光，所以如果合成角度稳定，则输出光134成为无码间干扰的理想的四值相位调制光。
图11表示在特开2004-348112号(US 6,798,557：专利文献1)中所示的具有任意调制度的二值光相位调制器130的结构。
这里表示的二值光相位调制器130与图9所示的正交四值相位调制器133为大体相同的结构，但是在设置了π/2光相位移相器131的光路径104-2中不存在光调制器。因此，在光耦合器109中，合成二值相位调制光107和无调制光108。二值相位调制光107和无调制光108强度不同，将其振幅比有意识地设定为1∶a。
图12(A)表示振幅“1”的无调制光108的相位点配置，另外，图12(B)表示二值相位调制光107的相位点配置。无调制光108接受π/2的相位位移的结果，在Q轴上的点(0，1)处具有顶点。另外，二值相位调制光107的相位点是(-a，0)和(a，0)中的某一个。因此，在光耦合器109中干涉这两个光信号得到的输出光132的相位点，如图12(C)所示，成为(-a，1)和(a，1)的某一个。可知这两点离原点的距离互相相等，相位角变化±φ＝arctan(a)，成为调制量2φ的相位调制光。
上述二值光相位调制器通过调整两个光信号107、108的比率a，能够任意设定调制相位角φ，和上述的正交调制器相同，具有在相位方向和振幅方向两个方向上抑制码间干扰发生的特点。在专利文献1中，公开了通过以二进制方式多级级联连接将相位调制量分别设定为π、π/2、π/4的任意相位调制器，能够构成八值、十六值等的多值相位调制器。
非专利文献1：R.A.Griffin，et.al.，“10Gb/s Optical Differential QuadraturePhase Shift Key(DQPSK)Transmission using GaAs/AlGaAs Integration，”OFC2002，paper PD-FD6，2003.
非专利文献2：Kenro Sekine，Nobuhiko Kikuchi，Shinya Sasaki，ShigenoriHayase and Chie Hasegawa，“Proposal and Demonstration of 10-Gsymbol/sec16-ary(40 Gbit/s)Optical Modulation/Demodulation Scheme”paper We3.4.5，ECOC 2004，2004
专利文献1：特开2004-348112号(US 6,798,557：Sep.28，2004“Directoptical N-state phase shift keying”Appl.No.：443328，Filed：May 22，2003)
专利文献2：特开2002-328347号
如上所述，关于相位调制，已知大体完全抑制码间干扰的波形生成技术，但是没有报告振幅调制、振幅和相位同时被调制的二值以及多值的光调制技术。例如，在专利文献1中，关于强度调制波形的生成方法，完全没有触及。
另一方面，降低多值振幅调制中的波形失真被重视，例如，在特开2002-328347号(专利文献2)中，公开了通过在MZ调制器的两个电极上相互施加调制度不同的二值电信号，生成四值光信号的方法。但是在该方法中，与直接相加两个电信号的情况相比，虽然具有能够抑制相加时发生的波形恶化这样的优点，但是，因为使用MZ调制器的消光特性的斜率部分，所以不能抑制原有的二值电信号具有的波形失真。另外，伴随两个电极中的独立的调制动作，存在在相位方向上发生大的波动这样的问题。
此外，在二值的振幅调制中，认识到通过使二值电数字信号的传号和空号与MZ调制器的正弦波形的调制特性的波峰和波谷一致，能够简单地生成抑制码间干扰的强度波形。但是，对于在一般的多值光相位调制中使用的二值的光调制中，在通过强度调制发送数字信号的空号时，因为不能使光强度为零，所以存在不能使空号等级与调制特性的波谷一致，在空号部无法得到波形整形效果的问题。
发明内容
因此，本发明的第一目的是提供一种光调制器，其能够抑制码间干扰的发生，生成具有在振幅和相位双方上无失真的信号波形的二值或者多值的振幅调制光。
本发明的第二目的是即使在多值光振幅·相位调制中，也能够抑制码间干扰的发生。
现有技术中的多值光调制中的值数的最大值是非专利文献2中报告的十六值振幅·相位调制。在这样的值数较多的光调制中，调制时发生的振幅和相位的码间干扰成为干扰，限制了接收灵敏度和耐波长色散性能等传输特性，具有十六值以上的多值的光调制变得困难。
本发明的第三目的是提供一种多值光调制器，其能够增加值数，能够根据需要灵活变更值数，能够高效地发送信息。
在多值光振幅·相位调制中，公知把光信号的相位点配置为同心圆状或格状的方法。但是，关于具有较大值数的现实的光波形的生成方法，几乎未研究过。如在无线通信中使用的那样，在光波形生成中应用在最终级矢量合成多值信号的正交合成法，在理论上也是可能的。但是，当在光信号的调制中使用正交合成法时，需要构成包含复杂的多值光调制器的干涉系统，存在小型化困难的问题。
图9、图11中已说明的现有的光调制器通过使无调制光和通过相位调制器(BPSK)的二值相位调制光、或者使各自通过了相位调制器的两个二值相位调制光相互挪动相位π/2来使其干涉，生成二值或者四值的相位调制光。
本发明应用相位调制器，能够生成振幅调制光或者振幅和相位双方都被调制的三值以上的多值振幅·相位调制光，其特征为：通过同一相位或者±π/2以外的任意相位角，使来自在至少一条光路径上配置了光相位调制器的多个光路径的输出光干涉。
进一步详细地说，本发明的光调制器的特征为：由输入光路径、把从上述输入光路径输入的光信号分支为N条(N是2以上的整数)光路径的光分支器、在上述N条光路径中的至少N-1条光路径上配置的值数为K的M个(M是N-1以上的整数)光相位调制器、以及使上述N条光路径的输出光在同一偏振状态下互相干涉，向输出光路径输出的光耦合器组成，通过使用同一相位或者±π/2以外的任意相位角使至少两条光路径的输出光干涉，由此向上述光输出路径输出具有K的M次方以下的振幅值的振幅调制光、或者具有K的M次方以下的相位点的振幅和相位双方都被调制的多值振幅·相位调制光。
另外，本发明是把来自输入光路径的输入光分支为N条(N是2以上的整数)光路径，使来自这些光路径的输出光互相干涉，在输出光路径上生成调制光信号的光调制器，其特征为：在上述N条光路径的至少一条上具有二值光相位调制器，通过使用同一相位或者±π/2以外的任意相位角，使包含具有上述二值光相位调制器的光路径的至少两条光路径的输出光干涉，由此对于在上述输入光路径输入的光给予二值以上的多值振幅调制或者振幅和相位双方被调制的三值以上的多值振幅·相位调制。
根据本发明，可以把特定类型的调制器，例如把马赫曾德尔型二值光相位调制器作为构成要素，构成光振幅调制器或者光振幅·相位调制器。另外，当作为相位调制器，应用调制时不发生码间干扰的调制器，例如应用采用了单相或者双相的MZ调制器的调制度π的二值相位调制器、任意调制度的二值相位调制器、正交四值相位调制器时，能够大体完全抑制通过矢量合成由这些调制器生成的光信号而生成的多值振幅调制光、多值振幅·相位调制光的码间干扰。
在作为光相位调制器，例如使用了π调制电压为Vπ的单相无啁啾马赫曾德尔光调制器时，对于该光相位调制器输入具有大致2Vπ的振幅，传号的平均等级和空号的平均等级分别与该光相位调制器的光输出强度成为最大的两个邻接的电压点一致的二值高速电数字信号。
在作为光相位调制器，例如应用了π调制电压是Vπ的双相马赫曾德尔光调制器时，对于该光相位调制器，输入具有大致Vπ的振幅的、相互反相的两列二值高速电数字信号，在发送传号和空号时，该光相位调制器的动作点分别与上述马赫曾德尔光调制器的光输出强度成为最大的两个邻接的电压点一致。
本发明的另一特征为：在上述光调制器的输出光路径上级联连接第二调制器的结构。通过该结构，根据后述的实施例可知，能够容易地生成16QAM信号等具有复杂的相位点配置的光信号。本发明的光调制器也可以和应用本发明的其他的光调制器组合。
本发明的另外一个特征为：在分支输入光的N条光路径中的至少一条上配置用于调整与其他特定的光路径的输出光之间的相位差的光相位调整器，至少在配置了光相位调制器的光路径上配置用于调整光信号的振幅的可变光衰减器。通过改变被合成的光信号的电场振幅比和相位差，能够改变光调制器的输出光波形中的振幅孔径值或相位点配置。此时，通过适当设定振幅比，能够作成一对相位点重合的相位点配置，能够有意识地生成M的N次方(N是M值相位调制器的个数)以下的任意值数的多值光信号或光局部响应信号。
在上述结构中，例如，在输出光路径上级联连接了第二光相位调制器时，通过控制光相位调整器和可变光衰减器，能够改变从上述第二光相位调制器输出的调制光的值数、相位点配置。
在想要以相同的相位合成从多条光路径输出的光信号时，当发生相位偏移时，成为波形恶化的原因，但是如在实施例中详细叙述的那样，通过自动控制光信号的相位，以使合成后的输出光中的振幅调制成分成为最大，可以消除该问题。
根据本发明，通过以同一相位或者±π/2以外的任意相位角使多条光路径的输出光干涉，应用相位调制器，能够生成振幅调制光、或者振幅和相位两方被调制的三值以上的多值振幅·相位调制光。另外，在多值光振幅调制中，通过抑制振幅方向的码间干扰，即使在二值电信号中存在波形恶化的情况下，也能够生成波形恶化少的多值光信号，可以扩大多值光信号波形的眼孔径，所以能够高效地传输信息，还能够在接收装置一侧大幅度地改善光信号的接收灵敏度。
附图说明
图1是本发明第一实施例的四值光振幅调制器的结构图。
图2是第一实施例中的四值光振幅调制信号的生成原理的说明图。
图3是表示第一实施例的实验结果的信号波形图。
图4是在多值光信号的生成过程中发生的波形恶化和码间干扰的说明图。
图5是用于说明多值信号的调制特性的图。
图6是使用单相MZ光调制器的现有的二值光相位器的结构图。
图7是用于说明单相MZ光调制器的调制特性的图。
图8表示使用了单相MZ光调制器的现有的二值光相位调制器的光强度波形和相位点配置。
图9是现有的正交四值光相位调制器的结构图。
图10表示现有的正交四值光相位调制器中的二值光相位调制光的相位点配置和正交四值光相位调制光的相位点配置。
图11是具有任意调制量的现有的二值光相位调制器的结构图。
图12是用于说明具有任意调制量的现有的二值光相位调制器的动作的相位点配置图。
图13是作为本发明第二实施例的具有自动相位调整电路的四值光振幅调制器的结构图。
图14是表示第二实施例的最大值控制算法的流程图。
图15是作为本发明的第三实施例的八值光振幅·相位调制器的结构图。
图16用于说明第三实施例的多值光信号的生成原理。
图17是作为本发明第四实施例的四值光振幅·相位调制器的结构图。
图18说明第四实施例中的多值振幅·相位调制信号的生成原理。
图19是作为本发明第五实施例的双二进制光调制器的结构图。
图20是用于说明第五实施例的双二进制光调制信号的生成原理的图。
图21是作为本发明第六实施例的多值光调制器的结构图。
图22是用于说明第六实施例的多值光信号的生成原理的图。
图23是在第六实施例的多值光调制器中使用格雷编码器时的说明图。
图24是作为本发明第七实施例的16QAM光发送器的结构图。
图25是用于说明第七实施例中的第一多值光信号的生成原理的相位点配置图。
图26是用于说明第七实施例中的第二多值光信号的生成原理的相位点配置图。
图27是作为本发明第八实施例的八值光振幅·相位调制器的结构图。
图28是用于说明第八实施例中的多值光信号的生成原理的相位点配置图。
图29是作为本发明的第九实施例的可变多值光发送器的结构图。
图30是第九实施例中的可变多值光信号的相位点配置图。
图31是作为本发明的第十实施例的使用了可变多值光调制器的波分复用光传输系统的结构图。
图32是第十实施例中的值数设定过程的流程图。
符号说明
100：本发明的四值光振幅调制器，101：输入光，102：输入光路径，
103：光分支器，104：光路径，105：单相MZ型二值光相位调制器，106：光相位调整器，107：二值相位调制光，108：无调制光，109：光耦合器，110：输出光路径，111：被施加了四值振幅调制的输出光，112：调制信号输入端子，113：偏置端子，120：单相无啁啾MZ型光调制器，130：二值光相位调制器，133：正交四值相位调制器，140：可变光衰减器，141：衰减量控制端子，142：光检测器，143：高频检测器，144：A/D转换器，145：最大值控制电路，146：D/A转换器，150：半导体激光光源，151：无调制光，152：正交四值相位调制(QPSK)光，153：本发明的二值光振幅调制器，154：本发明的四值光振幅·相位调制器，155：本发明的双二进制调制器，156、200：本发明的八值光振幅·相位调制器，201：本发明的16QAM光发送器，171：本发明的四值光振幅·相位调制器，180：本发明的可变多值光发送器，190：本发明的波分复用光传输装置，191：波分复用终端控制部，192：波长合波器，193：光放大器，194：光纤传输路径，195：波长分波器，196：可变多值光接收器，197：传输质量提取装置，199：通信线路
具体实施方式
以下参照附图说明本发明的实施例。
(实施例1)
图1作为本发明的第一实施例，表示了四值光振幅调制器100。
从输入光路径102提供的输入光101通过光分支器103被分支为第一光路径104-1、第二光路径104-2、第三光路径104-3。在这些光路径中，在第二光路径104-2和第三光路径104-3中，分别配置了单相MZ型二值光相位调制器105-1、105-2，在第一光路径104-1和第三光路径104-3中，分别设置了光相位调整器106-1、106-2。
在二值光相位调制器105-1、105-2的调制信号输入端子112-1、112-2上分别施加单独的电数字信号。这些电信号码率相同，为了使位定时互相一致调整信号延迟量。由此，对于通过第二光路径104-2和第三光路径104-3的光，分别施加调制度π的二值相位调制。
在光相位调整器106-1、106-2上分别经由偏置端子113-1、113-2，从外部施加偏置信号，由此，调整从各光路径输出的光信号的相位状态。在本实施例中，通过上述偏置信号，调整分别通过光路径104-1、104-2、104-3的3个光信号，使无调制光108和二值相位调制信号107-1、107-2的相位相互完全一致(相位差成为零)。
在相位一致的状态下，通过使用光耦合器109使上述光信号108、107-1、107-2相互干涉，能够使对输出光路径输出的输出光111产生四值振幅调制。此时，光信号108、107-1、107-2的电场振幅比成为“1∶a∶b”。此外，各光信号的瞬时光强度，因为成为电场振幅的平方，所以瞬时光强度的比率成为“1∶a2∶b2”。
参照图2，说明上述四值光振幅调制器100中的四值光振幅调制的生成原理。
图2(A)、(B)、(C)分别表示无调制光108、二值相位调制光107-1、二值相位调制光107-2的相位点配置。对这些光信号进行相位调整，使各自的光相位互相一致。当把基准相位作为I轴时，无调制光108的相位点，如图2(A)所示，成为坐标(1，0)，二值相位调制光107-1的相位点，如图2(B)所示，成为(-a，0)或者(a，0)，二值相位调制光107-2的相位点，如图2(C)所示，成为(-b，0)或者(b，0)。因此，合成(干涉)这3个光信号得到的输出光111的相位点配置，成为(1-a-b，0)、(1-a+b，0)、(1+a-b，0)、或者(1+a+b，0)四点。
这里，当把振幅比a、b设为0＜b＜a＜1时，输出光111的相位点配置，如在图2(D)中黑圆圈所示，成为I轴上距离原点的距离(电场振幅)不同的四点，输出光信号111成为具有不同的4个强度等级(1-a-b)2、(1-a+b)2、(1+a-b)2、(1+a+b)2的四值振幅调制光。
输入到光耦合器109的光信号因为成为不存在无调制光108、和无码间干扰(相位点的扩展)的理想的二值相位调制光107-1、107-2，所以矢量相加这些光信号得到的输出光信号(四值振幅调制光)111也成为抑制了码间干扰的理想的波形。另外，输出光信号111因为全部相位点配置在I轴上，所以在调制时不发生相位波动。
根据本实施例，从调制器100输出的四值振幅调制光的信号等级，如上所述，因为由电场振幅比a、b决定，所以通过适当设定这些强度，能够得到希望的等级比的光信号。例如，当设定为a＝2/3、b＝1/3时，输出信号的4个强度等级，按照电场比，从下向上的顺序为0∶2/3∶4/3∶2＝0∶1∶2∶3，可以把最低等级(电场振幅1-a-b)的光强度作为0，使各等级的光电场的间隔恒定。
当这样等间隔地配置电场时，各等级的光强度比如0∶1∶4∶9那样，按照平方法则等级越高间隔越宽。在使用光放大器的光传输系统中，因为来自光放大器的噪声光成为接收灵敏度的限制原因，所以当如此遵照平方法则配置光强度等级时，在接收灵敏度方面最为理想。
在本实施例中得到的四值强度调制光因为没有啁啾，所以能够利用它生成施加了光相位调制的多值振幅相位调制光。此时，例如设定a＝0.4，b＝0.2，以使最低等级的光强度不成为零。此时，输出光信号的4个等级，按照电场比，从下向上的顺序为0.4∶0.8∶1.2∶1.6＝1∶2∶3∶4，包含最低等级可以实现上述的平方法则。但是，当下侧的眼孔径变得过小时，因为接收特性恶化，所以在实际的应用中，希望进行等级设定以使光强度等级成为等间隔配置和平方法则配置的大致中间。
图3表示使用本实施例的调制方法通过实验生成的四值强度调制光的信号波形。
实验系统与图1相同，成为在把光信号分成3个后，在第二、第三光路径中分别配置单相MZ型光调制器，再次光耦合无调制光、和通过单相MZ型光调制器的两个二值相位调制光的结构。这些部件使用大体同一长度的光纤耦合，在单相MZ型光调制器上施加的数据信号的码率设为10Gbit/s，其振幅设为理想的振幅值2Vπ的大约90％。另外，在用干涉计耦合的3条光路径上，分别插入光衰减器，3个光信号108、107-1、107-2的强度比大约设为“1∶-11.4dB∶-16.5dB”，电场比设为“1∶0.26∶0.15”。四值光信号的各等级的强度比，在计算上成为L0∶L1∶L2∶L3＝1∶2.2∶3.53∶5.66。
图3(A)表示实际生成的四值强度调制光的眼图。因为电压振幅的不足，所以在位的前半等，在各等级中能够看到一些扩展，但是无论在哪一级中都能得到大体相同粗细度的良好的眼孔径，能够确认码间干扰的抑制效果。
图3(B)表示了将该四值强度调制光脉冲化的光波形，图3(C)表示通过现有的电信号的合成产生的四值光波形。后者由于码间干扰引起的波形恶化，各光强度等级的幅度增大，眼孔径宽度缩小，但是前者抑制了码间干扰，各等级的宽度变得足够窄，能够确认得到极其良好的眼孔径。如此，根据本实施例，能够生成抑制了码间干扰的理想的光强度调制波形。
本实施例在安装过程中，为了使各路径的光信号相干干涉，而且防止将光相位噪声变换为光强度噪声，需要尽可能短(也取决于激光光源的线宽，不过通常在数十厘米以内)地保持各光路径长的差。另外，为了高效地使3个光信号干涉，需要恒定地保持光信号的偏振状态。这些条件可以使用偏振保持光纤干涉系统实现，但是为使装置更加小型化，也可以采用使用了空间光学系统的干涉系统，采用把多个光部件集成化后用导波路径耦合的结构。
图1表示的四值光振幅调制器100的结构与已经在LN结晶或者半导体芯片上集成化的图9所示的正交四值相位调制器为大体相同规模的光电路，在实现产品方面没有问题。通过小型的集成电路结构，能够减小由于温度的变化等引起的干涉系统的相位偏移，实现稳定地进行动作的光振幅调制器。这点在后述的本发明的多值光振幅·相位调制器中也相同。
在图1中，相位调整器106(106-1，106-2)是通过波长以下的等级对光信号的相位进行微调的部分，其功能可以通过采用利用了电光效应或斯塔克效应等的光相位调制器、或者在延迟线或者光导波路径的一部分上设置高折射区域的激光修整技术等各种方法实现。另外，在本实施例中，在光路径104-1和104-3中配置相位调整器106，但是因为如果能够相对地调整3条光路径的相位差即可，所以，相位调整器106也可以配置在与实施例不同的位置上。
此外，在四值光相位调制器100的制造时刻，例如如果通过路径长度的高精度管理、温度依存性的排除技术等，成为在3条光路径上不产生相位差的结构，则不需要配置相位调整器106。因此，相位调整器106不是本实施例的必须的构成要件。
可以取代单相MZ型二值光相位调制器105，使用作为现有技术说明的双相MZ型二值相位调制器。但是，因为后者需要两个系统的互相反相的二值电数字信号，所以当在这些数字信号之间发生振幅差时，与前者比较，码间干扰的抑制效果可能会降低。
在本实施例中，生成了四值振幅调制信号，但是通过增加并列配置的光路径的条数和调制器的个数，例如，可以实现八值、十六值等值数大的光振幅调制。电场振幅比a、b的值可以根据应该生成的光信号的相位点配置，在宽广的范围内变更，例如，也可以逆转a和b的大小关系，或者使a和b的值相等。另外，也可以使成为基准的电场振幅的值大于1。
关于这些电场振幅比的大小，例如可以通过改变光分支器103的分支比、光耦合器109的耦合比设定为希望的值。在电场振幅比的调整中，可以利用光路径104-1～104-3、二值光调制器105-1～105-2、光相位调整器106-1～106-2中的损失差，或者如后所述，在光强度调节中使用专用的光衰减器或光放大器。也可以采用在光路径中配置MZ型或者电吸收型等类型的光调制器，通过在电极上施加直流电压来控制光损失的结构。
此外，在本实施例的结构中，即使相位偏移正好成为π，也可以生成无码间干扰的四值振幅调制波形，但是此时，存在传输的二值数字信号的极性反转的问题。
但是，这样的符号反转可以在接收侧检测到，所以例如通过在接收器一侧的解码器上设置符号修正电路，能够自动修正符号反转。作为其他的方法，还可以在发送器一侧设置根据由四值光振幅调制器100生成的光信号检测符号反转的光检测器，在发送侧修正符号反转。
例如可以在施加到各光相位调制器上的偏置信号上重叠低频的抖动信号，通过在发送器内设置的低速光接收器接收输出光的一部分，调查抖动信号的相位，由此来检测符号反转的发生。
(实施例2)
作为本发明的第二实施例，图13表示具有自动相位调整功能的四值光振幅调制器100A。
当与光耦合器109连接的各光路径的长度，例如由于环境温度的变化或者随时间的迁移而发生变动时，从光耦合器109输出的多值光强度调制波形的眼孔径的大小发生变化，传输特性恶化。当眼孔径较大地变化时，数字信号的逻辑值反转，可能无法进行信号传输。此时，各相位点在相位方向上也发生变化，有可能发生波形的啁啾引起的传输恶化，或者在相位调制结果中也产生较大的恶化。
在第二实施例中，为了防止这些现象，把光耦合器109的输出光111的一部分经由光路径110-2导入光检测器(PD)142中，把输出光111的振幅调制成分变换成电信号。光检测器142的输出信号输入到高频检测器143中，被转换为表示振幅的直流电信号。该信号在用A/D转换器144转换为数字信号后，被输入到最大值控制部145。
最大值控制部145为了使A/D转换器144的输出表示的振幅值成为最大，生成一对控制信号Vp1、Vp2。控制信号Vp1、Vp2在分别由D/A转换器146-1、146-2转换为模拟信号后，被施加到光相位调整器106-1、106-2的偏置端子113-1、113-2上。
图14是表示最大值控制部145执行的控制算法的流程图。
最大值控制部145需要根据高频检测器143观测到的一个检测信号，控制两个光相位调整器106-1、106-2，在此判定变量i的值(步骤1401)，分时控制两个光相位调整器。
即，在变量i是奇数时，通过步骤1402～1406组成的控制顺序，调整光相位调整器106-1的控制信号Vp1，在变量i是偶数时，通过步骤1412～1416组成的控制顺序，调整光相位调整器106-2的控制信号Vp1。变量i的值在每次执行各控制顺序时进行增加(i＝i+1)。
例如，在变量i是奇数时，使控制信号Vp1增加一定值ΔV(1402)，判定高频检测器143的输出(A/D转换器144的输出)是否增加(1403)。如果检测器输出增加，则使变量i增加，向另一控制顺序转移。反之，在检测器输出减小时，使控制信号Vp1从原来的值减少ΔV(1404)，判定高频检测器143的输出是否增加(1405)。如果检测器输出增加，则使变量i增加，向另一控制顺序转移。在检测器输出减小时，使控制信号Vp1的值返回原来的值(1406)，向另一控制顺序转移。
在变量i是偶数时，执行由步骤1412～1416组成的控制顺序。步骤1412～1416仅把控制信号变为Vp2，与步骤1402～1406相对应。
通过上述最大值控制，例如即使在各光路径中的光相位由于温度变化而发生了变化时，因为自动调整光相位调整器106-1、106-2的状态，以使光强度调制成分成为最大，所以能够将四值光强度调制波形的恶化抑制为最小限度。
在光相位调整器106-1、106-2的控制中，例如可以像使用了最大斜率法的控制算法那样，使用本例以外的其他的控制算法。在本实施例中，根据一个检测信号，生成两个控制信号Vp1和Vp2，但是，例如还可以对控制信号Vp1和Vp2施加频率不同的抖动，通过分别提取这些抖动成分，得到独立的检测信号。这里表示了2变量控制的例子，但是在增加了光路径、调制器的个数的情况下，也可以应用同样的控制算法。
用于上述最大振幅控制的光检测器142如果能够以某种程度接收光信号的强度调制成分则已足够，可以应用与在各调制器105上施加的二值电数字信号的码率相比频带窄的廉价的检测器。其理由在于，在通信中使用的二值数字信号的数据模式大体是随机的，在二值电数字信号中包含从高频到低频的较宽的频率成分。例如，在图3的实验例中，使用频带1.5GHz程度的光检测器，进行基于图14的算法的自动控制，确认没有问题地进行动作。
由光强度检测器142、高频检测器143、A/D转换器144组成的电路部用于提取光信号具有的振幅调制成分，可以置换为其他的电路结构。例如，通过在光检测器142的后面紧接设置D触发器，非同步地对输出电信号进行采样，可以调查输出数据的分布宽度、最大·最小等级，进行控制使它们成为最大·最小。另外，还可以观测光谱成分，进行控制以使与调制对应的光谱成分成为最大。
在本实施例中，结果能够使输出光的振幅调制成分成为最大即可，所以可以取代最大值控制部145，例如使用最小值控制电路、恒定值控制电路等其他的功能电路。
此外，在图13中，通过在光信号路径104-2、104-3中配置光衰减器140-1、140-2，从外部对控制端子141-1、141-2给予衰减量控制信号，可以调整光信号的振幅。光衰减器140-1、140-2中的振幅衰减量，可以在配备有光振幅调制器100的发送器出厂时，进行调整固定为最佳的衰减量，以便得到希望的输出波形，例如可以在紧邻光耦合器109的前方观测各光路径的光信号的强度，自动控制衰减量，以使各个信号强度始终成为预定值。并且，也可以通过光检测器142直接观测多值振幅调制光的强度等级，反馈控制光衰减器140-1、140-2，以使各个强度等级成为预定值。
通过上述光衰减器，例如即使在由于制造误差或者随时间的恶化，各光路径的信号强度发生了变动时，也能够把合成时的光振幅比维持为一定的值，得到具有预定的振幅比的多值振幅调制波形。另外，能够根据用途变更光信号的振幅，得到最适合的多值振幅调制波形。
(实施例3)
作为本发明的第三实施例，图15表示八值光振幅·相位调制器(振幅二值、相位四值)200的结构例。在本实施例中，使用作为本发明的基本方式的二值光振幅调制器153。
从半导体激光光源150输出的无调制光151被输入到公知的正交四值光相位调制器(QPSK)133中，被转换为正交四值的相位调制光152-1。正交四值相位调制光152-1被输入到二值光振幅调制器153中，接受无啁啾的二值振幅调制。在二值光振幅调制器153的内部，把输入的正交四值光相位调制光152-1分支为第一光路径104-1和第二光路径104-2。第一光路径104-1的输入光无调制地输入到光耦合器109中。另一方面，第二光路径104-2的输入光在单相MZ型二值光相位调制器105中接受二值相位调制后，通过可变衰减器140、相位调整器106，成为将振幅调整为a，将相位差调整为0的光信号135，并输入到光耦合器109中。
这里，为了容易理解，假定向二值光振幅调制器153的输入光152-1无调制。把此时的二值光振幅调制器153的输出光称为二值强度调制光111。此时，第二光路径的输出光信号135成为二值的相位调制光，如果没有相位偏移，则其相位点配置成为在图16(A)中表示的两个黑圆圈(半径：a，相位：0或π)。如果光相位从预定值偏移了θ，则相位点配置成为在图16(A)中表示的两个白圆圈(半径：a，相位：θ或者π+θ)。
在没有相位偏移时，当用光耦合器109合成了通过第一光路径104-1的振幅1的无调制光152-2和第二光路径的输出光135时，二值强度调制光111的相位点，如图16(B)的左图所示，成为(1-a，0)、(1+a，0)的两点。此时，二值强度调制光111如图16(B)的右图所示，成为抑制了码间干扰的理想的二值振幅调制光。
在本实施例中，可以通过振幅比a自由设定空号等级L0的消光比，例如，在a＝1时完全消光(L0＝0)，当使a＝0.5时消光比成为1/3。在使用通常的MZ型光振幅调制器时，随着使消光恶化，丧失了在空号等级的波形整形效果，但是在本实施例中，能够生成始终抑制码间干扰的良好的波形。
图16(C)的左图表示具有相位偏移θ时的二值强度调制光111的相位点。此时，两个相位点，如白圆圈所示，以(1，0)为中心旋转角度θ。二值强度调制光111的强度波形，如图16(C)的右图所示，通过角度θ的相位旋转，内侧的相位点(坐标：“1-a，0”、强度：L0)远离原点，外侧的相位点(坐标：“1+a，0”、强度：L1)接近原点。结果，各个强度等级成为“L0’”、“L1’”，强度波形的振幅减小，所以通过将该振幅始终保持为最大，能够始终保持最佳的二值光振幅调制波形。这点是在本发明中在光振幅调制波形的生成中所使用的最大值控制的原理，该控制在超过二值的振幅调制时也可以同样地应用。
另外，上述控制在对输入光152-1施加其他的调制，例如如图15所示，在施加了正交四值相位调制时也有效。在输入光152-1为四值相位调制光时，如果没有相位偏移，则输出光157成为正确的八值振幅·相位调制。
八值振幅·相位调制光的相位点配置，如在图16(D)中8个黑圆圈所示，成为放射状双重的同心圆配置(相位四值，振幅二值)。此外，在二值光振幅调制器153中具有相位偏移θ时，内侧圆上和外侧圆上的两个相位点成为一对，相位点配置，以图10(B)中表示的原来的四值相位调制的相位点为中心旋转θ，迁移为在图16(D)中用白圆圈表示的不完全的配置。通过该迁移，内侧圆上和外侧圆上的相位点的距离缩短，振幅调制成分变小。
此时，如果如上所述进行控制以使振幅调制成分成为最大，则能够抑制相位偏移的影响。上述最大值控制在对输入光施加了四值相位调制以外的其他的复杂的调制时也有效，由此能够始终维持良好的相位点配置。
(实施例4)
作为本发明的第四实施例，图17表示以振幅二值、相位二值进行调制的四值光振幅·相位调制器154的结构例。
在本实施例中，输入光101用光分支器103分支为第一光路径104-1和第二光路径104-2。在第一光路径104-1、第二光路径104-2中，分别配置了单相MZ型二值光相位调制器(BPSK)105-1、105-2和可变光衰减器140-1、140-2。在第二光路径104-2内，进一步配置了光相位调整器106，通过光耦合器109合成从第一、第二光路径输出的二值相位调制光107-1、107-2。另外，光相位调整器106与图13所示的第二实施例相同，由最大值控制部145控制。
上述结构一眼看上去与图9所示的现有的正交四值光相位调制器类似。但是，本实施例与现有的正交四值光相位调制器的不同点在于，光耦合器109以相位差0合成(干涉)第一、第二光路径的输出光信号，自动控制光相位调整器106来维持该状态。另外，本实施例与现有的正交四值光相位调制器的不同点在于，通过使用可变衰减器140-2有意识地衰减在光耦合器109中输入的两个光信号(二值相位调制光)中的一方，在该例中衰减第二光路径的光信号，由此光耦合器109以不同的振幅比a∶b合成两个光信号。
在此，参照图18说明四值振幅·相位调制的原理。
第一光路径的二值相位调制光107-1的相位点配置与图2(B)相同，第二光路径的二值调制光107-2的相位点配置成为图18(A)的黑圆圈那样。
在图18(A)中，白圆圈表示光信号的相位偏移了θ时的相位点。这里，当假定振幅b＜a时，合成光信号107-1和107-2得到的光信号156的相位点成为坐标(-a-b，0)、(-a+b，0)、(a-b，0)、(a+b，0)四点。
这些相位点，如图18(B)的左图所示，成为在实轴上配置的振幅相位调制光(振幅为a-b、a+b的二值，相位为0或π)。图18(B)的右图是上述振幅相位调制光的强度波形，等级L0与振幅a-b的相位点对应，等级L1与振幅a+b的相位点对应。
图18(C)的左图，表示光信号的相位偏移了θ时的相位点配置。如上所述，相位偏移θ，各相位点成为围绕原来的二值相位调制光107-1的相位点旋转的形状。结果，强度波形，如图18(C)的右图所示，上侧的孔径缩小。因此，在本实施例中，也可以通过使用高频检测器143检测输出波形的振幅调制成分，为了使其成为最大，使用最大值控制电路145控制光相位调整器106，由此如图18(B)所示能够维持无相位失真的最好的相位点配置。
在本实施例中，通过调整比率a∶b，能够生成具有任意消光比(L0/L1)的多值光振幅·相位调制光156。此外，在此把振幅值a、b设为不同的值，但假定像现有的正交四值光相位调制器那样为a＝b时，关于合成后的输出光信号156的相位点配置，接近原点的两个相位点互相重合，如图18(D)所示成为三值，无法得到希望的调制光。
(实施例5)
作为本发明的第五实施例，图19表示作为三值的多值光振幅·相位调制器的一种的双二进制光调制器155的结构。在本实施例中，积极地利用在第四实施例中振幅值a＝b时退化的三点的相位点配置。因此，这里表示的双二进制光调制器155的结构与图17表示的四值光振幅·相位调制器154类似。在本实施例中，对于单相MZ型二值光相位调制器105-1、105-2的调制信号输入端子112-1、112-2提供双二进制编码器161的输出D0、D1。
图20(A)表示双二进制光调制信号的相位点配置。这与图18(D)中表示的相位点配置一致。双二进制光调制信号是利用了多值光信号的相位、振幅的冗余性的局部响应码，通过使用双二进制编码器161对在数据信号输入端子160输入的二值数字信号D进行编码，生成应该提供给单相MZ型二值光相位调制器105-1、105-2的二值电数字信号D0、D1。
图20(B)表示双二进制编码器161的编码规则。这里，n表示输入数据的位号码，用D(n)＝0或者D(n)＝1表示第n位的数字值。双二进制码DB(n)的编码规则是
DB(n)＝D(n)+D(n-1)。
从上述编码规则出发，DB(n)的值与输入数字值D(n)、D(n-1)的组合对应，如图20(B)所示，成为0、1、2的三值。这三值的三个状态可以按顺序分配给图20(A)表示的三个相位点(-2a，0)、(0，0)、(2a，0)。
此时，为了生成各相位点应该在单相MZ型二值相位调制器105-1、105-2上实际施加的数字信号D0(n)、D1(n)的组合，只要从D(n)、D(n-1)的组合进行逆运算，使其成为D0(n)＝D(n-1)，D1(n)＝D(n)即可。因此，双二进制编码器161只要如图20(C)所示，采用把输入数字D(n)直接作为D1(n)输出，把D(n)的1位延迟信号作为D0(n)输出的结构即可。
本实施例通过四值光振幅·相位调制器的变形(三值的多值光振幅·相位调制器)，可以生成双二进制光信号162。根据本实施例，如现有技术那样，不需要低通滤波器、电信号的加法器那样的特别的双二进制编码器。另外，如图20(A)的右图所示，因为光波形近似矩形，所以与在现有技术中生成的双二进制光波形相比，接收灵敏度的恶化小。
此外，当光信号的波形过于接近矩形时，存在光信号的光谱带宽扩展的可能性，但是，该问题可以通过在调制信号输入线112的中途设置光谱带限制用低通滤波器、或者使用通过窄光谱带的滤波器从输出光信号中削减多余的光谱带来消除。
在图19的实施例中，从二值数字信号生成具有3个光相位点的双二进制光波形，但是用同一规则还可以生成更复杂的双二进制光波形(例如振幅三值、相位点五值)。因此，根据本实施例，可以进行应用了传输效率更高的编码的通信。
(实施例6)
作为本发明的第六实施例，图21表示多值光振幅调制器100B，它把第一实施例中的光耦合器109分割为多个子光耦合器109-1、109-2，通过这些子光耦合器逐次使通过了不同的光路径的光信号干涉，根据从各子光耦合器的输出中提取出的单独的检测信号，生成给予光相位调整器的控制信号。
这里，和第一实施例相同，把输入光分支为第一、第二、第三光路径104-1、104-2、104-3，在第一、第三光路径104-1、104-3中配置光相位调整器106-1、106-2，在第二、第三光路径104-2、104-3中配置单相MZ型二值相位调制器105-1、105-2。第二、第三光路径成为和第五实施例同样的结构。因此，从耦合第二、第三光路径的子光耦合器109-2输出消光度高的三值的振幅·相位调制光162。
子光耦合器109-2的输出光162通过子光耦合器109-1，和第一光路径104-1的输出光合成，成为多值光振幅调制器100B的输出光165。此外，当把第一光路径104-1的输出光信号的振幅设为1时，第二、第三光路径104-2、104-3的输出光信号的振幅a、b，通过可变衰减器141-1、141-2分别被调整为0.5，使光相位相互一致。
在本实施例中，用子光耦合器109-2合成第二、第三光路径104-2、104-3的输出光。子光耦合器109-2的输出光162，是具有图20(A)表示的相位点配置的三值的振幅·相位调制光，一部分被输入到光检测器142-2中，通过高频检测器143-2、A/D转换器144-2、最大值控制部145-2、D/A转换器146-2，变换为应该对相位调整器106-2施加的偏置电压Vp2。
从子光耦合器109-2输出的三值的振幅·相位调制光162，通过子光耦合器109-1，与通过了第一光路径的无调制光108合成(干涉)，成为输出光165。输出光165的相位点配置，成为图22(A)的左图所示的黑圆圈那样。
在本实施例中，通过使振幅a＝0.5、b＝0.5，使振幅最小的相位点与原点一致，提高了调制光的消光度。输出光165的强度波形，如图22(A)的右图所示，最低等级的强度L0成为0，在3个信号等级L0、L1、L2之间，具有上下两个眼孔径。
输出光165的一部分被输入到光检测器142-1中，通过高频检测器143-1、A/D转换器144-1、最大值控制电路145-1、D/A转换器146-1，变换成应该对相位调整器106-1施加的偏置电压Vp1。
在本实施例中，通过多级地连接子光耦合器，使相位调整器106-1、106-2的控制系统独立。通过该结构，因为根据单独的观测量(检测量)控制各相位调整器，所以相位偏移的控制精度提高，可以生成控制误差小、恶化小的波形。
此外，图22(A)的左图所示的3个相位点本来如图1 8(B)所示，4个相位点中的两个相位点在同一位置重合，只不过看上去成为三值的光信号。因此，在本实施例中，向编码器164输入应传输的三值的电数据信号163，通过该编码器164生成应输入给两个单相MZ型光相位调制器105-1、105-2的二值的电数字信号D0和D1。编码器164遵照图22(B)的真值表，生成真正的三值光振幅调制信号。
如上所述，本实施例通过使光信号的相位点的一部分相互重合来使其退化，并使用编码器进行适当的多值编码，由此还可以用于具有不限于2的乘方的任意值数的多值光信号传输。
下面使用上述图21表示的调制器结构，说明传输应用了格雷编码的四值振幅多值信号的例子。
在图21的电路结构中，当调整可变衰减器140-1、140-2使第二、第三光路径的光信号振幅比成为b＜a＜0时，多值振幅·相位调制光156的相位点配置，如图23(A)所示，成为四值的振幅·相位调制光。当对其相加通过了第一光路径的振幅1的无调制光108时，生成的输出光165的相位点配置，如图23(B)所示，成为四值的振幅调制光。
上述输出光165可用于四值的多值信号传输，但是不施加处理的话，例如由于噪音在接收侧错误地判定光信号，无法正确地判定邻接的相位点时，可能会产生2位的错误。此时，作为编码器可以使用格雷编码器，把输入数据遵照图23(C)表示的真值表转换为格雷码。当使用格雷编码器时，能够把2位单位的四值输入信号分配给4个相位点“1-a-b”、“1-a+b”、“1+a-b”、“1+a+b”，可以把由于相位点(等级)的判定错误发生的误码限制为1位。输入信号的这样的编码不限于本实施例，可以全面用于本发明的其他的实施例表示的多值振幅·相位调制。
(实施例7)
作为本发明的第七实施例，图24表示使用了四值振幅·相位调制器的16QAM光发送器201。16QAM光信号是复杂地组合了相位和振幅的信号，在本实施例中，利用中心4次点对称性生成16QAM信号。
16QAM光发送器201由半导体激光光源150、四值振幅·相位调制器171、和正交四值相位调制器(QPSK)133-2组成。
从半导体激光光源150输出的无调制光151被输入到四值振幅·相位调制器171中，其输出光172被输入到正交四值相位调制器(QPSK)133-2中，作为16QAM调制的光信号173输出。
输入到四值振幅·相位调制器171中的无调制光151通过光分支器103被分支为第一、第二光路径104-1、104-2。分支为第一光路径104-1的无调制光，通过可变光衰减器140-1，成为振幅1的无调制光108然后被输入到光耦合器109中。分支为第二光路径104-2的无调制光通过正交四值相位调制器(QPSK)133-1被转换为四值相位调制光，并且通过可变光衰减器140-1和光相位调整器106，成为振幅a的四值相位调制光134，被输入到光耦合器109中。
图25(A)表示无调制光108的相位点配置，图25(B)表示把电场振幅设为a＝0.5时的四值相位调制光134的相位点配置。当使用光耦合器109同相地使上述两个光信号干涉时，输出光172，如图25(C)所示，成为四值振幅·相位调制光。另外，当对该四值振幅·相位调制光172使用正交四值相位调制器133-2实施四值的正交相位调制时，输出光173，如图25(D)所示，成为将16个相位点配置成格状的16QAM信号。
如此，通过在本发明的多值振幅·相位调制器171上级联连接相位调制器133-2，能够形成在原点中心具有N次的旋转对称性的复杂的相位点配置。此外，作为与多值振幅·相位调制器171级联连接的相位调制器133-2，例如可以应用在现有例中表示的单相MZ型二值相位调制器、正交四值相位调制器、任意调制量的相位调制器那样，抑制了码间干扰的相位调制器，由此能够生成完全抑制了码间干扰的理想的多值调制光。
图26是上述第七实施例中的输出光(第二多值光信号)172的生成原理的说明图。
在图24中，当使用相位调整器106使输入光信号的相位偏移π/2，把电场振幅设定为a＝0.3左右时，四值相位调制光134的相位点配置成为图26(B)那样。当使四值相位调制光134和具有图26(A)表示的相位点配置的无调制光108干涉时，光耦合器109的输出光172的相位点配置，如图26(C)所示沿I轴位移。当对该输出光172使用正交四值相位调制器133-2实施四值的正交相位调制时，正交四值相位调制器133-2的输出光172的相位点配置，成为图26(D)那样，成为和图25(D)不同的相位点配置。
这样，在本实施例中，通过改变基于光相位调整器106的相位移动量、或者基于可变光衰减器140的衰减量，能够生成具有不同的相位点配置的多值光振幅·相位调制光，所以能够实现具有灵活性的光发送器。
实施例8
作为本发明的第八实施例，图27表示生成具有同心圆状的相位点配置的八值的光振幅·相位调制信号157的八值光振幅·相位调制器156的结构。
八值光振幅·相位调制器156的左半部与图9所示的现有的正交相位调制器类似，但是在本实施例中与现有例的不同点在于，从二值光相位调制器(BPSK)105-1、105-2输出的二值相位调制光107-1、107-2，如图28(A)所示，有意识地使相位偏移一定值角度θ来进行合成。结果，输出光172成为振幅和相位两者被调制的光信号，其相位点配置，如图28(B)所示，成为以原点为中心的菱形配置。
在本实施例中，上述输出光172被输入到把调制量设定为90度的调制度可变的二值相位调制器(BPSK)130中。结果，BPSK130的输出光157成为图28(C)中用黑圆圈和白圆圈表示的八个相位点被配置为同心圆状的八值的振幅相位调制光(振幅二值，相位四值)。振幅调制的大小，可以通过改变合成角θ来调整。
本实施例的八值相位调制光的生成，例如可以最初通过图17的结构，生成图18(B)表示的以原点为中心将4个相位点全部配置在I轴上的振幅·相位调制光，然后用调制度可变的二值相位调制器实施90度的相位调制。这样，本发明的光振幅调制器或多值光振幅相位调制器，通过与现有的相位调制器，特别是与具有抑制码间干扰的特性的相位调制器级联连接，能够用于抑制码间干扰的复杂的多值振幅·相位调制光的生成。
此外，现有的多值相位调制器因为仅能生成相位调制光，所以即使在像本实施例那样与相位调制器级联连接时，作为输出光只能得到相位调制光，无法得到和本发明同等的效果。另外，现有的光振幅调制器或多值光振幅·相位调制器因为与本发明不同，不能完全抑制码间干扰，所以即使将其与现有的相位调制器组合，只能生成波形恶化大，不完全的多值信号。
(实施例9)
作为本发明的第九实施例，图29表示使用了图24所示的光发送器201的可变多值光发送器180。
和图24相同，从激光光源150输出的无调制光151被输入到四值光振幅·相位调制器(MOD4)171中，从调制器171输出的多值光信号182被输入到后续的正交四值相位调制器(QPSK)133中，向光输出路径110输出多值光信号183。可变多值光发送器180具有CPU181和可变编码器186，CPU181根据经由通信路径187从外部接收到的指令，变更发送多值信号的相位点配置。
具体说，CPU181根据控制信号184-1、184-2，变更在四值光振幅·相位调制器171中内置的可变光衰减器或者相位调整器的设定值，生成希望的相位点配置。伴随上述设定值的变更，CPU181通过编码切换信号变更可变编码器186的动作模式，以使可变编码器186中的电数据信号188的编码处理适合相位点配置。由此，从可变编码器186向数据信号输入端子160-1～4提供恰当地进行了编码处理的数据信号。
图30表示第九实施例的相位点配置的变更例。
这里，CPU181通过变更图24所示的四值光振幅·相位调制器171的可变光衰减器141-2的设定，来变更正交四值相位调制光的振幅a。在a＝0.5时，输出光183成为具有图30(A)表示的相位点配置的16QAM调制光。当变更为a＝1.0时，输出光183例如如图30(B)所示，成为一部分相位点相互重合，9个相位点被配置成格状的9QAM调制光。反之，当使a＝0时，四值光振幅·相位调制器171的输出182成为无调制光，输出光183成为具有图30(C)表示的相位点配置的正交四值相位调制光。
多值光信号的值数越小能够传输的信息量越小，但另一方面接收灵敏度升高，对于光纤的波长色散或非线性效果等传输恶化的适应性强。因此，希望根据传输路径的SN比或传输距离，选择最合适的相位点配置。根据本实施例，例如在传输距离长、SN或波形恶化大的情况下，可以选择四值相位调制，在传输距离短的区间中，例如可以像16值相位调制那样选择可以传输两倍信息的相位点配置。
(实施例10)
作为本发明的第十实施例，图31表示由应用了上述可变多值光发送器180的波分复用光传输装置190-1、190-2组成的波分复用光传输系统的结构例。
光传输装置190-1具有与波长合波器192-1连接的可变多值光发送器180-1～180-3、与波长分波器195-2连接的可变多值光接收器196-4～196-6，光传输装置190-2具有与波长合波器192-2连接的可变多值光发送器180-4～180-6、与波长分波器195-1连接的可变多值光接收器196-1～196-3。波长合波器192-1和波长分波器195-1、波长合波器192-2和波长分波器195-2，分别通过上行下行两组光纤传输路径194-1～194-2、以及194-3～194-4相向连接。另外在各光纤传输路径的途中，配置了补偿光信号的损失的光放大器193-1～193-4。
在各光纤传输路径中，分别波分复用了不同的3波长λ1～λ3、以及λ4～λ6。各发送器180(180-1～180-3、180-4～180-6)的输出光，在由波长合波器192-1或者192-2合波后，输入到光纤传输路径中，在相向的波分复用传输装置内，通过波长分波器195-1或者195-2对每个波长进行分离，使用可变多值光接收器196(196-1～196-3、196-4～196-6)接收。在波分复用传输装置190-1、190-2中，分别设置了光波分复用终端控制部191-1、191-2。
例如，在波分复用光传输装置190-1(190-2)中，光波分复用终端控制部191-1(191-2)，根据紧接各接收器196-4～196-6(196-1～196-3)之后设置的传输质量提取装置197-4～197-6(197-1～197-3)输出的传输质量信号198，监视接收信号的质量恶化。将监视结果经由用虚线表示的通信线路199，通知给相向的光波分复用终端控制部191-2(191-1)。光波分复用终端控制部191-2(191-1)通过根据上述监视结果，在传输质量恶化小的波长中增加数据发送过程中光发送器中的值数，能够传输更多的信息。
作为传输质量提取电路装置197，例如可以使用Q值或波形的监视器、SN监视器等专用的检测电路、或者传输信号的误码率计算部等。另外，通信线路199可以是和光纤传输路径不同的通信线路，或者还可以是使用了通过光纤传输路径进行通信的光信号的开销部或监视数据组的内通道(inchannel)形式。
图32表示光波分复用终端控制部191(191-1、191-2)启动时执行的值数设定过程的流程图例。
控制部191把全部的可变多值光发送器180的值数设为最小状态(步骤301)，开始通信。其后，把用于确定通道(可变多值光发送器180)的参数i设定为初始值“1”，判定参数i的值是否超过了通道数N(在图31中N＝3)(302)。在i的值超过了N时，结束该过程。
如果i的值没有超过N，则控制部191把第i通道的发送器180-i的值数增加1步，对相向的传输装置通知第i通道的值数的设定状态(303)。控制部191当接收到相向的传输装置检测到的传输质量信息时(304)，判定传输质量是否足够(305)。如果传输质量足够，则控制部191重复步骤303和304，在第i通道的传输质量超过允许限度的时刻，停止值数的增加。此时，控制部191把第i通道的发送器180-i的值数返回到传输质量刚超过允许限度之前的值，并将其通知给相向的传输装置(306)，增加参数i的值，执行步骤302。
在上述实施例中，表示了波分复用传输装置具有传输质量的检测功能和发送器的值数变更功能的情况，但是也可以将同样的功能安装在由一对可变多值光发送器和可变多值光接收器组成的可变多值光转发器中。此时，各转发器只要在和相向的可变多值光转发器之间，互相交换传输质量信息，同时分别构成具有最佳值数的调制器即可。
根据以上多个实施例可知，在本发明中，通过以同一相位、或者±π/2以外的任意相位角使多条光路径的输出光干涉，能够应用相位调制器生成振幅调制光、或者振幅和相位双方被调制的三值以上的多值振幅·相位调制光。
如在实施例中所示，在作为相位调制器应用了波形失真抑制型的相位调制器时，因为能够抑制相位方向的波动，所以组合相位调制和振幅调制，能够进行值数大、传输效率高的多值光振幅·相位调制。另外，通过抑制多值光强度调制的相位波动(啁啾)以及相位方向的码间干扰，能够把用光纤传输光信号时产生的波长色散导致的波形恶化抑制到最小，扩大传输距离。
本发明在使用光纤的光传输系统中，在抑制码间干扰发生的光调制信号的发送中有效。

Claims (11)

1.一种光调制器，其特征在于，
由以下的单元构成：
输入光路径；
把从所述输入光路径输入的光信号分支为N条光路径的光分支器，其中，N是2以上的整数；
在所述N条光路径中的N-1条光路径上配置的M个K值光相位调制器，其中，M是N-1以上的整数；以及
使所述N条光路径的输出光在同一偏振状态下互相干涉，并向输出光路径输出的光耦合器，
通过以同一相位或者±π/2以外的任意相位角，使包含配置了所述光相位调制器的光路径以及不具有光相位调制器的一条光路径的至少两条光路径的输出光干涉，由此向所述光输出路径输出具有K的M次方以下的振幅值的振幅调制光、或者具有K的M次方以下的相位点的振幅和相位双方被调制的多值振幅·相位调制光。
2.一种光调制器，其将来自输入光路径的输入光分支为N条光路径，使来自这些光路径的输出光互相干涉，在输出光路径上生成调制光信号，其中，N是2以上的整数，其特征在于，
在所述N条光路径中的N-1条光路径中具有二值光相位调制器，
通过以同一相位或者±π/2以外的任意相位角，使包含具有所述二值光相位调制器的光路径以及不具有光相位调制器的一条光路径的至少两条光路径的输出光干涉，由此对于在所述输入光路径输入的光给予二值以上的多值振幅调制或者振幅和相位双方被调制的三值以上的多值振幅·相位调制。
3.根据权利要求2所述的光调制器，其特征在于，
在所述N条光路径的至少两条上具有所述二值光相位调制器，该二值光相位调制器全部是马赫曾德尔型光相位调制器。
4.根据权利要求1所述的光调制器，其特征在于，
在所述N条光路径中的至少一条上具有用于调整与其他特定的光路径的输出光之间的相位差的光相位调整器。
5.根据权利要求4所述的光调制器，其特征在于，
具有相位控制部，其自动控制所述光相位调整器，以使所述干涉的光信号的振幅调制成分成为最大。
6.根据权利要求5所述的光调制器，其特征在于，
所述相位控制部与配置在相互不同的光路径上的多个光相位调整器连接，
控制所述各光相位调整器，以使所述干涉后输出的光信号的振幅调制成分成为最大。
7.根据权利要求6所述的光调制器，其特征在于，
通过多级配置的多个耦合器耦合所述N条光路径，以便在使从一对光路径输出的光信号干涉后，进一步与从其他的光路径输出的光信号干涉，
所述相位控制部根据不同的光耦合器的输出光，单独控制配置在相互不同的光路径上的多个光相位调整器，以使从所述各光耦合器输出的光信号的振幅调制成分成为最大。
8.根据权利要求1所述的光调制器，其特征在于，
至少在配置了所述光相位调制器的光路径上，具有用于调整光信号的振幅的可变光衰减器，
通过预定的振幅比使来自所述N条光路径的输出光干涉。
9.根据权利要求1所述的光调制器，其特征在于，
所述N条光路径中的至少一条具有用于调整与其他特定的光路径的输出光之间的相位差的光相位调整器，
至少在配置了所述光相位调制器的光路径上，具有用于调整光信号的振幅的可变光衰减器。
10.根据权利要求9所述的光调制器，其特征在于，
与所述输出光路径级联连接地具有第二光调制器，改变从所述第二光相位调制器输出的调制光的值数或者相位点配置。
11.根据权利要求1所述的光调制器，其特征在于，
所述光相位调制器由具有抑制码间干扰的功能的、波形失真抑制型二值相位调制器组成。
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