CN101465665B

CN101465665B - 收发信机

Info

Publication number: CN101465665B
Application number: CN2008101871305A
Authority: CN
Inventors: 葛西正浩; 横山敬; 大川滋
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2007-12-19
Filing date: 2008-12-17
Publication date: 2013-08-28
Anticipated expiration: 2028-12-17
Also published as: KR101010844B1; EP2073393A2; EP2073393A3; JP2009152788A; CN101465665A; KR20090067052A; US8155037B2; EP2073393B1; JP4962298B2; US20090161586A1

Abstract

本发明涉及收发信机。提供了一种收发信机装置，其中在接收侧包括定向耦合器和单刀双掷开关。在定向耦合器中，输入接收信号，并将其分离成彼此相位相差90°的两个信号，并且将两个分离信号输出到单刀双掷开关。每个单刀双掷开关在通过模式期间将每个分离信号输出到连接至放大器的输出端子，而在阻止模式期间将其输出到端接有预定阻抗的端子。

Description

收发信机

技术领域

本发明涉及以时分方式执行发送和接收的时分双工(TDD)系统的收发信机装置。

背景技术

作为TDD系统中的收发信机，迄今已知具有这样结构的收发信机，其中在接收电路的前级中设置有在接收时隙的时段内处于接通状态的开关电路，并且在发送/接收天线以及发送功率放大器和开关电路之间连接有循环器。在日本特开平05-252074中描述的技术中，在发送时隙的时段内，将发送信号从功率放大器通过循环器提供到发送/接收天线。在接收时隙的时段内，将发送/接收天线接收的接收信号通过循环器和开关电路提供到接收电路。

然而，当使用微波带或毫米波带执行无线电通信时，上述专利文献中公开的收发信机存在以下问题。首先，在发送时段期间，接收电路的前级中的开关电路进入断开状态，并且在该断开状态期间，开关电路中的阻抗未被考虑，因此，在发送期间，从发送侧看到的阻抗不会成为预定负载(50Ω)。结果，在发送期间，在开关电路中出现反射，从而出现了发送侧的功率放大器(即，发送放大器)不能以满意的状态操作的问题。

其次，在近些年，随着发送功率的增大趋势，进入接收侧的发送功率呈现向上的趋势。因此，接收电路前级中的开关电路需要具有阻止发送功率进入的较高能力。因此，必需以大尺寸的部件来构成开关电路，导致出现了成本增加的问题。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种能够以满意的状态对发送放大器进行操作的收发信机装置。本发明的另一个目的是提供允许减少成本的收发信机装置。

本收发信机是以时分方式执行发送和接收，并且在接收侧设置有定向耦合器和单刀双掷(以下称为SPDT)开关的收发信机。在定向耦合器中，接收信号输入到第一端口；到第一端口的输入信号分离为彼此相位相差90°的两个信号，并且这两个分离的信号从第二端口和第三端口输出；并且第四端口端接有预定阻抗。

在第一SPDT开关中，来自定向耦合器的第二端口的输出信号进入第一输入端子。在通过模式期间，到第一输入端子的输入信号从第一输出端子输出，而在阻止模式期间，第一输入端子连接到第二输出端子。在第二SPDT开关中，来自定向耦合器的第三端口的输出信号进入第二输入端子。在通过模式期间，到第二输入端子的输入信号从第三输出端子输出，而在阻止模式期间，第二输入端子连接到第四输出端子。

根据该收发信机，通过在接收侧提供端接有预定阻抗的定向耦合器和平衡型开关，在发送期间，反射波在定向耦合器中被抵消，使得从发送侧看到的负载可以始终表现为预定阻抗。此外，通过将接收信号分离为两个信号，允许SPDT开关阻止发送功率进入所需的能力较低，这使得开关能够由小型部件构成。

附图说明

图1示出了根据第一实施方式的发送器和接收器的示意性框图；

图2示出了图1中示出的发送器和接收器的操作的定时图的示例；

图3示出了根据第二实施方式的发送器和接收器的示意性框图；

图4示出了根据第三实施方式的发送器和接收器的示意性框图；

图5是示出VSWR的反射功率之间的比值的特性图；

图6示出了根据第四实施方式的发送器和接收器的示意性框图；

图7示出了图6中示出的发送器和接收器的操作的定时图的示例；

图8示出了根据第五实施方式的发送器和接收器的示意性框图；

图9示出了用于说明在图8中示出的第五实施方式的发送器和接收器中使用的接收电平阈值确定单元的特性图；

图10示出了用于说明在图8中示出的第五实施方式的发送器和接收器中使用的接收电平阈值确定单元的表格；

图11示出了根据图8中示出的第五实施方式的发送器和接收器的操作的定时图的示例；以及

图12示出了根据第六实施方式的发送器和接收器的示意性框图。

具体实施方式

以下，将参考附图详细描述该收发信机的优选实施方式。这里，对在以微波带或毫米波带发送/接收电磁波的移动无线电通信设备中的DDT系统的收发信机装置进行描述。在以下描述中，相同的标号指示相同或等同的组件。

概要

图1是示出收发信机装置的结构示例的框图。如图1中所示，该收发信机在发送和接收之间共享同一天线。另外，收发信机可以在发送和接收之间共享带通滤波器2。在发送接收单元3中，接收侧具有平衡型开关结构，该平衡型开关结构包括第一定向耦合器30、用作第一开关的第一SPDT开关31、以及用作第二开关的第二SPDT开关32。

第一定向耦合器30将输入信号分离为彼此相位相差90°的两个信号并且输出它们。第一SPDT开关31允许输出信号中的一个在接收期间通过，而在发送期间阻止它。第二SPDT开关32允许输出信号中的另一个在接收期间通过，而在发送期间阻止它。

第一实施方式

如图1中所示，在发送接收单元3中，收发信机包括第一定向耦合器30、第一SPDT开关31、第二SPDT开关32、具有作为发送/接收开关电路的功能的循环器33、具有作为第一接收放大器的功能的第一低噪声放大器34、具有作为第二接收放大器的功能的第二低噪声放大器35、具有作为发送放大器的功能的大功率放大器36。循环器33包括天线用端口、接收用端口以及发送用端口。

天线用端口连接到天线1，或者当在发送接收单元3和天线1之间设置有带通滤波器2时连接到带通滤波器2。接收用端口连接到第一定向耦合器30的第一端口。发送用端口连接到大功率放大器36的输出端子。大功率放大器36的输入端子连接到发送处理单元(未示出)。

在循环器33中，把到发送用端口的输入信号输出到天线用端口，而不输出到接收用端口。把到天线用端口的输入信号输出到接收用端口，而不输出到发送用端口。把到接收用端口的输入信号输出到发送用端口，而不输出到天线用端口。

第一定向耦合器30由90°混频耦合器(HYB)构成，并且可操作以将输入到第一端口的信号分离为彼此相位相差90°的两个信号，将分离信号中的一个从第二端口输出，而将分离信号中的另一个从第三端口输出。第一端口连接到循环器33的接收用端口。第二端口连接到第一SPDT开关31的第一输入端子。第三端口连接到第二SPDT开关32的第二输入端子。第四端口连接到例如50Ω的端接器37。

在第一SPDT开关31中，其第一输出端子连接到第一低噪声放大器34的输入端子，并且其第二输出端子连接到例如50Ω的端接器38。在第二SPDT开关32中，其第三输出端子连接到第二低噪声放大器35的输入端子，并且其第四输出端子连接到例如50Ω的端接器39。第一低噪声放大器34的输出端子和第二低噪声放大器35的输出端子连接到接收处理单元(未示出)。

在控制单元4中，收发信机包括控制电路40、开关驱动电路41、以及PA驱动电路42。基于TDD控制信号，控制电路40将接收开关驱动信号和PA驱动信号分别输出到开关驱动电路41和PA驱动电路42。例如，如图2中的定时图所示，当PA驱动信号处于高电平时，接收开关驱动信号处于低电平，而当PA驱动信号处于低电平时接收开关驱动信号处于高电平。

这里，值得推荐的是，基于单个TDD控制信号，控制电路40创建接收开关驱动信号和PA驱动信号。这样，可以避免接收开关驱动信号和PA驱动信号因故障等而都成为高电平。即，可以防止接收侧的第一低噪声放大器34和第二低噪声放大器35因发送功率进入接收侧而被损坏。

当从控制电路40输入的接收开关驱动信号处于高电平时，开关驱动电路41将与该接收开关驱动信号的高电平对应的电压转换为用于操作开关的电压。当接收开关驱动信号处于高电平时，第一SPDT开关31和第二SPDT开关32分别被切换到第一输出端子侧和第三输出端子侧。另一方面，当接收开关驱动信号处于低电平时，第一SPDT开关31和第二SPDT开关32分别被切换到第二输出端子侧和第四输出端子侧。

例如，当第一SPDT开关31和第二SPDT开关32都是由分流器PIN二极管构成的SPDT开关时，开关驱动电路41将处于TTL电平的接收开关驱动信号转换为要施加给PIN二极管的偏置电压。

例如，当SPDT开关被切换到端接器侧时，即在阻止模式期间，把低于0伏的反向偏置电压施加给连接到端接器侧的PIN二极管，并且把高于正向电压的正向偏置电压施加给连接到低噪声放大器侧的PIN二极管。另一方面，当SPDT开关被切换到低噪声放大器侧时，即在通过模式期间，执行与前述操作反向的操作。

存在第一SPDT开关31和第二SPDT开关32都由场效应晶体管(FET)构成的情况。在这些情况下，开关驱动电路41将处于TTL电平的接收开关驱动信号转换为要施加给FET的栅极端子的控制电压。

例如，对于FET与传输线并联连接的结构，当SPDT开关被切换到端接器侧时，即在阻止模式期间，把低于限幅(pinch-off)电压的控制电压施加给连接到端接器侧的FET的栅极端子，并且把0伏的控制电压施加给连接到低噪声放大器侧的FET的栅极端子。另一方面，当SPDT开关被切换到低噪声放大器侧时，即在通过模式期间，执行与前述操作反向的操作。对于FET与传输线串联连接的结构，要执行的操作与在并联连接FET的结构的情况下执行的操作相反。

当从控制电路40输入的PA驱动信号处于高电平时，PA驱动电路42将PA驱动信号的电平转换为用于操作大功率放大器36的电压。如果PA驱动信号处于高电平，则大功率放大器36的电源处于接通状态，而如果PA驱动信号处于低电平，则大功率放大器36的电源处于断开状态。例如，当大功率放大器36由FET构成时，PA驱动电路将处于TTL电平的PA驱动信号转换为要施加给FET的栅极端子的控制电压。当要使大功率放大器36的FET导通时，把高于阈值电压的电压施加到FET的栅极端子，而当要使FET截止时，把低于阈值电压的电压施加到其栅极端子。

收发信机的操作如下。在发送期间，大功率放大器36的电源由PA驱动信号接通，从而对已由发送处理单元(未示出)输入到大功率放大器36的信号进行放大。从大功率放大器36输出的信号通过循环器33，通过带通滤波器2，并且从天线1辐射到空中。此时，当第一SPDT开关31和第二SPDT开关32具有相同阻抗(例如，它们中的每一个都是50Ω或者处于开路状态)时，在第一定向耦合器30中抵消了反射波，使得从发送侧看到的负载总是50Ω。

此外，在发送时段期间，第一SPDT开关31和第二SPDT开关32已分别切换到端接器38侧和端接器39侧。这使得可以阻止发送功率进入第一低噪声放大器34和第二低噪声放大器35中，由此使得可以防止第一低噪声放大器34和第二低噪声放大器35被损坏。

进入接收侧的发送功率由第一定向耦合器30分离，并且进入第一SPDT开关31和第二SPDT开关32。因此，与由单个开关阻止发送功率进入接收侧的情况相比，允许第一SPDT开关31和第二SPDT开关32的电力耐受性较低。换言之，第一SPDT开关31和第二SPDT开关32中的每一个可由小型部件构成。

例如，当第一定向耦合器30将进入接收侧的发送功率分为两半时，第一SPDT开关31和第二SPDT开关32中的每一个的电力耐受性可以是在由单个开关阻止发送功率进入接收侧的情况下的电力耐受性的一半。在此情况下，第一SPDT开关31和第二SPDT开关32中的每一个可由小型部件构成，该小型部件的最大许可功率比在用于阻止发送功率进入接收侧的单个开关中使用的部件小3dB，由此第一和第二SPDT开关31和32中的每一个都可增大其尺寸。

在接收时段期间，根据接收开关驱动信号，第一SPDT开关31和第二SPDT开关32已分别切换到第一低噪声放大器34侧和第二低噪声放大器35侧。接收信号从天线1经由带通滤波器2和循环器33而通过，并且进入第一定向耦合器30的第一端口。然后，在第一定向耦合器30中，将接收信号分离为彼此相位相差90°的两个信号。

在由第一定向耦合器30分离的信号中，一个从第二端口输出，而另一个从第三端口输出。从第二端口和第三端口输出的信号分别通过第一SPDT开关31和第二SPDT开关32，进入第一低噪声放大器34和第二低噪声放大器35，并且在那里被放大之后，它们被发送到接收处理单元(未示出)。在接收时段期间，大功率放大器36的电源处于断开状态。

第二实施方式

图3是示出根据第二实施方式的收发信机装置的结构的框图。如图3中所示，在收发信机中，第一SPDT开关31的第二输出端子处于开路状态，并且第二SPDT开关32的第四输出端子处于开路状态。其余的结构和操作与第一实施方式中的相同。这样，即使第一SPDT开关31的第二输出端子和第二SPDT开关32的第四输出端子未连接到50Ω的端接器，在发送期间，在第一定向耦合器30中也抵消了来自第一SPDT开关31或第二SPDT开关32的反射波，从发送侧看到的负载总是50Ω。

第三实施方式

图4是示出根据第三实施方式的收发信机装置的结构的框图。如图4中所示，收发信机包括第二定向耦合器50、同相组合电路51、以及VSWR检测电路52，并且可操作为使用大功率放大器36的输出功率作为正向功率来检测电压驻波比(VSWR)。第二定向耦合器50连接到大功率放大器36的输出端子。第二定向耦合器50例如由连接到500Ω的端接器53的耦合器构成，并且可操作为取出从大功率放大器36输出的发送信号的一部分。

同相组合电路51连接到第一SPDT开关31的第二输出端子和第二SPDT开关32的第四输出端子。同相组合电路51以同相方式(即，以0°的相位差)组合从第一SPDT开关31和第二SPDT开关32输入的两个信号。VSWR检测电路52连接到第二定向耦合器50和同相组合电路51。因为同相组合电路51和VSWR检测电路52在本技术领域是公知的，所以省略其详细描述。其余的结构与第一实施方式中的相同。

在收发信机的VSWR检测期间的操作如下。在发送时段期间，把由第二定向耦合器50取出的信号提供到VSWR检测电路52作为正向功率。当输出部分的阻抗由于天线1或线缆的劣化或故障而减小时，即使通过第二定向耦合器50且去往天线1的发送信号(它的传送路径由图4中的虚线T表示)的一部分被反射，它也返回到发送接收单元3。已被反射回的信号通过带通滤波器2和循环器33，并且进入第一定向耦合器30(该信号的传送路径由图4中虚线A表示)。

已输入到第一定向耦合器30的信号分为彼此相位相差90°的两个信号。已由第一定向耦合器30分离的信号通过第一SPDT开关31和第二SPDT开关32，并且进入同相组合电路51(这些信号的传送路径由图4中的虚线B和C表示)。由同相组合电路51组合的信号被提供到VSWR检测电路52，作为反向功率(该信号的传送路径由图4中的虚线D表示)。

VSWR检测电路52基于由第二定向耦合器50馈送的正向功率和由同相组合电路51馈送的反向功率来检测电压驻波比。把检测到的结果发送到控制单元中的错误处理单元(未示出)等。关于发送和接收的操作与第一实施方式中的相同。

图5是示出针对VSWR检测的反射功率之间的比值的特性图。在图5中，特性曲线A、B、C和D示出了由图4中的虚线A、B、C和D表示的传送线中的反射功率。这里，以第一定向耦合器30将功率A的每一半分配给功率B和C的情况作为示例。

如图5中所示，因为功率B和C彼此相位相差90°，所以以同相方式组合了功率B和C的功率D相比于功率A来说变化幅度较低，具体地说，功率D的变化幅度是功率A的变化幅度的0.7倍。即，根据第三实施方式，相比于将功率A直接输入到VSWR检测电路52，而不安装第一定向耦合器30、第一SPDT开关31、第二SPDT开关32以及同相组合电路51的情况，取决于反射点(相位)的位置，可以减小针对VSWR检测电路52的输入的电平变化。这导致VSWR检测功能的准确性提高。

第四实施方式

图6是示出根据第四实施方式的收发信机装置的结构的框图。如图6中所示，收发信机包括VSWR检测电路52、错误信号生成器60、隔离装置61、第三定向耦合器62、以及VCO驱动电路64，并且可操作为使用错误信号的功率作为正向功率来检测电压驻波比(VSWR)。错误信号生成器60例如由压控振荡器(VCO)来构成。错误信号生成器60由设置在控制单元4中的VCO驱动电路64来驱动。

当从控制电路40输入的VCO驱动信号处于高电平时，VCO驱动电路64将VCO驱动信号的电平转换为用于操作错误信号生成器60的电压。例如，如在图7中示出的定时图中，当PA驱动信号和接收开关驱动信号都处于低电平时，即，在收发信机既不执行发送也不执行接收的非发送/接收时段期间，VCO驱动信号处于高电平。当PA驱动信号和接收开关驱动信号中的任何一个处于高电平时，即，当收发信机正执行发送或接收时，VCO驱动信号处于低电平。

简而言之，错误信号生成器60仅当收发信机既不执行发送也不执行接收时才输出错误信号。因此，收发信机仅当收发信机既不执行发送也不执行接收时才执行VSWR检测。在图7中，尽管在每个非发送/接收时段内VCO驱动信号处于高电平，但也可每隔合适的次数或者以合适的时间间隔将VCO驱动信号设置为处于高电平。VCO驱动电路64通过控制其本身的输出电压来控制错误信号生成器60的振荡频率。

隔离装置61作为负载稳定器连接到错误信号生成器60的输出端子。第三定向耦合器62例如由90°混频耦合器(HYB)构成，并且可操作为将输入到其第五端口的信号分离为彼此相位相差90°的两个信号。第三定向耦合器62将分离信号中的一个从其第六端口输出，并且将分离信号中的另一个从其第七端口输出。第五端口连接到隔离装置61的输出端子。第六端口连接到VSWR检测电路52。第七端口连接到第二SPDT开关32的第四输出端子。其第八端口连接到例如50Ω的端接器63。

第一SPDT开关31的第二输出端子连接到VSWR检测电路52。其余的结构与第一实施方式中的相同。

在收发信机的VSWR检测期间的操作如下。在非发送/接收时段期间，从错误信号生成器60输出并且已通过隔离装置61的错误信号进入第三定向耦合器62，并且分离为两个信号。从第三定向耦合器62的第六端口输出的信号被提供到VSWR检测电路52，作为正向功率(该信号的传送路径由图6中的虚线E表示)。从第三定向耦合器62的第七端口输出的信号通过第二SPDT开关32，进入第一定向耦合器30的第三端口(该信号的传送路径由图6中的虚线F表示)，并且从第一端口输出。

从第一定向耦合器30的第一端口输出的信号通过循环器33(该信号的传送路径由图6中的虚线G表示)，并且在大功率放大器36中被反射之后，去往天线1(该信号的传送路径由图6中的虚线H表示)。当输出部分的阻抗由于天线1或线缆的劣化或故障而减小时，即使去往天线1的信号的一部分被反射，它也返回到发送接收单元3。已反射回的信号通过带通滤波器2和循环器33，并且进入第一定向耦合器30的第一端口(该信号的传送路径由图6中的点划线J表示)。

已进入第一定向耦合器30的信号从第二端口输出，通过第一SPDT开关31，并且被提供到VSWR检测电路52，作为反向功率(该信号的传送路径由图6中的点划线K表示)。VSWR检测电路52基于由第三定向耦合器62反馈的正向功率和由第一SPDT开关31反馈的反向功率来检测电压驻波比。将检测到的结果发送到控制单元中的错误处理单元(未示出)等。关于发送和接收的操作与第一实施方式中的相同。

根据第四实施方式，因为从错误信号获得VSWR检测所需的正向电压，所以不需要在大功率放大器36和循环器33之间提供耦合器等以将大功率放大器36的输出电压的一部分作为正向功率提供到VSWR检测电路52。因此，可以使得传送系统中的通过损耗低于第三实施方式的通过损耗。这里，第三定向耦合器62还可以是耦合器。此外，作为错误信号生成器60的振荡频率，可以使用大功率放大器36的带外频率。

第五实施方式

图8是示出根据第五实施方式的收发信机装置的结构的框图。如图8中所示，收发信机包括具有第一检测电路功能的第一RF检测电路71、具有第二检测电路功能的第二RF检测电路72、倒相器73、第一“与”电路74、第二“与”电路75、以及接收电平阈值确定单元76。响应于接收电平，收发信机在第一低噪声放大器34和第二低噪声放大器35之间进行切换以接收一接收信号。在第五实施方式中，第一低噪声放大器34和第二低噪声放大器35在接收灵敏度(动态范围)上彼此不同。在以下的描述中，假设第二低噪声放大器35具有比第一低噪声放大器34更高的接收灵敏度。

第一RF检测电路71的输入端子连接到第一SPDT开关31的第二输出端子。第一RF检测电路71检测从第一SPDT开关31的第二输出端子输入的信号，并且感测它的接收电平。第二RF检测电路72的输入端子连接到第二SPDT开关32的第四输出端子。第二RF检测电路72检测从第二SPDT开关32的第四输出端子输入的信号，并且感测它的接收电平。因为这些RF检测电路在本技术领域中是公知的，所以省略其详细说明。

接收电平阈值确定单元76连接到第一RF检测电路71的输出端子和第二RF检测电路72的输出端子。如图9中所示，在接收电平阈值确定单元76中，设置阈值电压X。接收电平阈值确定单元76将第一RF检测电路71的输出电压和第二RF检测电路72的输出电压与阈值电压X进行比较，并且将处于对应于比较结果的电平的信号输出到控制电路40。

图10示出了第一RF检测电路71的输出电压、第二RF检测电路72的输出电压、以及接收电平阈值确定单元76的输出电压之间的关系。如图10中所示，在来自第一RF检测电路71的输出电压对应于未接收的情况下，如果第二RF检测电路72的输出电压不高于阈值电压X，则接收电平阈值确定单元76的输出电压变为低电平(情况1)，而如果第二RF检测电路72的输出电压高于阈值电压X，则接收电平阈值确定单元76的输出电压变为高电平(情况2)。

另一方面，在来自第二RF检测电路72的输出电压对应于未接收的情况下，如果第一RF检测电路71的输出电压不高于阈值电压X，则接收电平阈值确定单元76的输出电压变为低电平(情况3)，而如果第一RF检测电路71的输出电压高于阈值电压X，则接收电平阈值确定单元76的输出电压变为高电平(情况4)。这里，表述“来自第一RF检测电路71的输出电压或者来自第二RF检测电路72的输出电压对应于未接收”指因为对应的第二SPDT开关31和32连接到相应的低噪声放大器34和35，所以针对第一RF检测电路71或者第二RF检测电路72的输入是微小的这样的状态。接收电平阈值确定单元76的输出电压的电平例如一直保持到执行了电平切换为止。

控制电路40响应于接收电平阈值确定单元76的输出电压而输出LAN开关信号。在开关驱动电路41中，将该开关信号转换为用于操作第一SPDT开关31和第二SPDT开关32的电压。该LAN开关信号在转换为电压之后被采用为接收LAN选择信号。

倒相器73颠倒从开关驱动电路41输出的接收LAN选择信号的极性。这里，采用从第一实施方式中的开关驱动电路41输出并且针对第一SPDT开关31和第二SPDT开关32执行切换控制的信号，作为开关切换信号。第一“与”电路74向第一SPDT开关31输出在接收LAN选择信号的倒相信号和开关切换信号之间的逻辑“与”，作为第一开关切换信号。第二“与”电路75向第二SPDT开关32输出在接收LAN选择信号的倒相信号和开关切换信号之间的逻辑“与”，作为第二开关切换信号。

当从第一“与”电路74输出的第一开关切换信号处于高电平时，第一SPDT开关31切换到第一输出端子侧，而当第一开关切换信号处于低电平时，第一SPDT开关31切换到第二输出端子侧。另一方面，当从第二“与”电路75输出的第二开关切换信号处于高电平时，第二SPDT开关32切换到第三输出端子侧，而当第二开关切换信号处于低电平时，第二SPDT开关32切换到第四输出端子侧。其余的结构与第一实施方式中的相同。

在收发信机的接收期间的操作如下。图11是示出根据第五实施方式的收发信机的操作定时的定时图。如图11中所示，例如，假设在接收时段期间，第一SPDT开关31已切换到第一RF检测电路71侧，并且第二SPDT开关32已切换到第二低噪声放大器35侧。在该状态下，第二低噪声放大器35接收一接收信号，而第一RF检测电路71检测接收电平。

假设第一RF检测电路71的输出电压高于阈值X(图10中的第四种情况)。在该情况下，接收电平阈值确定单元76的输出电压处于高电平。在接收开关驱动信号处于高电平的接收时段期间，从第一“与”电路74进入第一SPDT开关31的第一开关切换信号处于低电平，而从第二“与”电路75进入第二SPDT开关32的第二开关切换信号处于高电平。因此，第二低噪声放大器35接收一接收信号，而第一RF检测电路71检测接收电平。

在下一接收时段期间，假设第一RF检测电路71的输出电压不高于阈值电压X(图10中的第三种情况)。在该情况下，接收电平阈值确定单元76的输出电压处于低电平。在接收开关驱动信号处于高电平的接收时段期间，第一开关切换信号处于高电平，而第二开关切换信号处于低电平。结果，第一SPDT开关31切换到第一低噪声放大器34侧，并且第二SPDT开关32切换到第二RF检测电路72侧。因此，第一低噪声放大器34接收一接收信号，而第二RF检测电路72检测接收电平。

在下一接收时段期间，假设第二RF检测电路72的输出电压低于阈值电压X(图10中的第一种情况)。在该情况下，接收电平阈值确定单元76的输出电压处于低电平。在接收开关驱动信号处于高电平的接收时段期间，第一开关切换信号处于高电平，并且第二开关切换信号处于低电平。因此，第一低噪声放大器34接收一接收信号，而第二RF检测电路72检测接收电平。

在下一接收时段期间，假设第二RF检测电路72的输出电压高于阈值电压X(图10中的第二种情况)。在该情况下，接收电平阈值确定单元76的输出电压处于高电平。在接收开关驱动信号处于高电平的接收时段期间，第一开关切换信号处于低电平，并且第二开关切换信号处于高电平。结果，第一SPDT开关31切换到第一RF检测电路71，并且第二SPDT开关32切换到第二低噪声放大器35侧。因此，第二低噪声放大器35接收一接收信号，而第一RF检测电路71检测接收电平。在接收期间的其余操作以及关于发送的操作与第一实施方式中的相同。

第六实施方式

图12是示出根据第六实施方式的收发信机装置的结构的框图。如图12中所示，代替循环器，收发信机具有连接在大功率放大器36和第一定向耦合器30之间的第四定向耦合器80，以及带通滤波器2。第四定向耦合器80例如由90°混频耦合器(HYB)构成。其第九端口连接到带通滤波器2。其第十端口连接到大功率放大器36的输出端子。其第十一端口连接到第一定向耦合器30的第一端口。其第二端口例如连接到50Ω的端接器81。其余的结构与第一实施方式中的相同。

因为根据第一实施方式的循环器33和根据第六实施方式的第四定向耦合器80在特性上有区别，所以必需注意以下要点。例如，当收发信机用于高输出设备时，必须减少传送系统的通过损耗。因此，优选地不是使用3dB的一致分布类型，而是使用非一致的分布类型以减少传送系统的通过损耗，如构成第四定向耦合器80的90°混频耦合器。相比于使用循环器的情况，使用90°混频耦合器增加了当在天线1侧出现发送功率的反射时返回到大功率放大器36的功率。因此，当代替循环器而使用90°混频耦合器时，优选地在认为其天线1无故障的设备中使用它，或者在不造成大功率放大器36的故障的条件下使用它。而且，在上述第二到第五实施方式中的每一个中，也可代替循环器而使用第四定向耦合器80。

如上所述，根据每个实施方式，因为在发送期间从接收侧看到的负载总是50Ω，所以能以满意的状态操作大功率放大器36。此外，因为第一SPDT开关31和第二SPDT开关32中的每一个可由小型部件构成，所以可实现成本的降低。而且，相比于在发送侧和接收侧以及天线1之间设置大型TDD开关的情况，可以用小型且便宜的电路结构来构造系统。在该情况下，由于不需要大型TDD开关，所以可减少发送功率。

这使得可以将小型放大器用作大功率放大器36。这导致功耗的降低，由此允许减小散热片的尺寸。

相比于在发送侧和接收侧以及天线1之间设置循环器，并且在该循环器和接收侧之间设置大隔离装置的情况，根据每个实施方式的收发信机可以用小型电路结构构建系统。此外，因为不需要第一SPDT开关31和第二SPDT开关32具有阻止发送功率进入的高能力，所以可减小接收侧的设备电阻，这导致成本降低。因此，根据每个实施方式的收发信机适于以微波带或毫米波带发送/接收电磁波的移动无线电通信设备或者以微波带或毫米波带发送/接收电磁波的雷达设备中的时分型收发信机。

Claims

1.一种收发信机装置，其能够操作以按时分方式在发送时段期间从公用天线发送信号而在接收时段期间通过该公用天线接收信号，该收发信机装置包括：

第一定向耦合器，其具有第一、第二、第三和第四端口，该第一端口用于在所述发送时段和所述接收时段期间接收信号，该第二端口用于输出第一信号，该第三端口用于输出第二信号，该第一信号和该第二信号彼此相位相差90度，所述第四端口端接有预定阻抗；

第一开关，其包括第一输入端子、第一输出端子、以及第二输出端子，该第一输入端子连接到该第二端口以接收所述第一信号，该第一开关用于在该第一输入端子连接到该第一输出端子的通过模式期间的第一连接状态与该第一输入端子连接到该第二输出端子的阻止模式期间的第二连接状态之间进行切换；以及

第二开关，其包括第二输入端子、第三输出端子、以及第四输出端子，该第二输入端子连接到该第三端口以接收所述第二信号，该第二开关用于在该第二输入端子连接到该第三输出端子的通过模式期间的第三连接状态与该第二输入端子连接到该第四输出端子的阻止模式期间的第四连接状态之间进行切换。

2.根据权利要求1所述的收发信机装置，其还包括：

第一接收放大器，其用于放大从该第一输出端子输出的信号；和

第二接收放大器，其用于放大从该第三输出端子输出的信号。

3.根据权利要求2所述的收发信机装置，其还包括：

发送放大器；和

接收和发送切换电路，其用于将从该发送放大器输出的信号发送到该公用天线，和将从该公用天线接收的信号发送到该第一端口。

4.根据权利要求3所述的收发信机装置，其还包括控制单元，该控制单元用于控制该第一开关和该第二开关，以把第一开关和该第二开关设置为发送时段期间的阻止模式和把第一开关和该第二开关设置为接收时段期间的通过模式。

5.根据权利要求3所述的收发信机装置，其中，该第一开关的该第二输出端子和该第二开关的该第四输出端子端接有单独的预定阻抗。

6.根据权利要求3所述的收发信机装置，其中，该第一开关的该第二输出端子和该第二开关的该第四输出端子单独地在端部开路。

7.根据权利要求4所述的收发信机装置，其还包括：

第二定向耦合器，其用于取出从该发送放大器输出的信号中的一部分；

组合电路，其用于在该阻止模式期间组合从该第二输出端子输出的信号和从该第四输出端子输出的信号；以及

检测电路，其用于基于从该第二定向耦合器输出的信号的功率和从该组合电路输出的信号的功率来检测电压驻波比。

8.根据权利要求4所述的收发信机装置，其还包括：

错误信号生成器，其用于生成错误信号，所述错误信号的功率用于检测电压驻波比；

第三定向耦合器，其具有第五端口、第六端口以及第七端口，用于在该第五端口处接收该错误信号，并且从该第六端口和该第七端口输出该错误信号；

检测电路，其用于基于以下两个信号的功率来检测所述电压驻波比，所述两个信号中的一个信号从该第六端口输出，所述两个信号中的另一个信号接连从该第七端口输出，通过该第二开关和该第一定向耦合器馈送，在该第一定向耦合器和该公用天线之间反射，通过该第一定向耦合器和该第一开关馈送，并且从该第一开关输出；以及

控制单元，其用于控制该错误信号生成器以使该错误信号生成器在发送时段与接收时段之间的时段期间生成该错误信号，并且控制该第一开关和该第二开关以把该第一开关和该第二开关设置为阻止模式。

9.根据权利要求3所述的收发信机装置，其还包括：

第一检测电路，其用于检测从该第一开关的该第二输出端子输出的信号的第一量；

第二检测电路，其用于检测从该第二开关的该第四输出端子输出的信号的第二量；

开关控制单元，其用于控制该第一开关和该第二开关，以使该第一开关和该第二开关在发送时段期间变成阻止模式，并且基于该第一量和该第二量中的一个在接收时段期间控制该第一开关和该第二开关中的一个开关以使该一个开关变成通过模式，而控制该第一开关和该第二开关中的另一个开关以使该另一个开关变成阻止模式。

10.根据权利要求3所述的收发信机装置，其还包括控制单元，该控制单元用于控制该发送放大器的电源，使得在通过该公用天线发送信号期间接通该发送放大器，而在通过该公用天线接收信号期间断开该发送放大器。