CN101459093A - 验证非对称高压场效应管漂移区电阻的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种验证非对称高压场效应管漂移区电阻的方法，通过对非对称高压场效应管的纵向结构改进，形成一寄生双极型晶体管，根据寄生三极管特性，采用高频精确测试基区电阻的方法，通过源端和漂移区两端加高频率信号，根据所测到的S11数据用双极型晶体管的模型公式来推算出漂移区的电阻值，从而验证直流测试和高压场效应管模型提取的电阻值是否正确。

Description

验证非对称高压场效应管漂移区电阻的方法

技术领域

本发明半导体技术领域，特别涉及一种验证非对称高压场效应管漂移区电阻的方法。

背景技术

非对称高压场效应管是一种最常用的高压场效应管结构，它的漏端位置有大面积的轻掺杂区域(称作漂移区)且能够形成大阻值的漂移区电阻，而源端结构又同普通场效应管结构相同，因此这种结构称作非对称高压场效应管。非对称高压场效应管漂移区电阻值反映了高压场效应管的击穿电压，输出阻抗以及电路的灵敏度。在线测试非对称高压场效应管漂移区电阻最常用的方法为用非对称高压场效应管宏模型提取漂移区电阻，根据直流测得的源漏电流数据曲线，通过调整模型中相关电阻参数，用模型仿真的曲线同直流实测的源漏电流数据曲线相拟合，来提取相关的模型参数，从而提取出漂移区电阻。因为非对称高压场效应管的漂移区的内部结构复杂，通过直流MOS模型推算其电阻值无法得到物理上的验证，无法知道提取的电阻值是否合理，缺乏合理性。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种验证非对称高压场效应管漂移区电阻的方法，采用该方法，能获得更符合物理意义的非对称高压场效应管漂移区电阻，从而可验证在线提取的非对称高压场效应管漂移区电阻的合理性。

为解决上述技术问题，本发明的验证非对称高压场效应管漂移区电阻的方法，包括以下步骤：

(1)将非对称高压场效应管中的源、漏端注入杂质替换成和漂移区同极性的注入杂质，形成一个寄生双极型晶体管，然后源端用金属线引出作为寄生双极型晶体管的发射极，漏端用金属线引出作为寄生双极型晶体管的集电极，漂移区用金属线引出作为寄生双极型晶体管的基极；

(2)通过在寄生双极型晶体管的发射极和基极施加从低频到高频的扫描信号，来测试从低频到高频的从基极到发射极串连阻抗的变化；

(3)根据从低频扫描到高频所测得的阻抗变化曲线，通过圆的解析公式来描绘阻抗曲线，根据公式外推频率达到无穷大以后的阻抗变化，再利用双极型模型公式推算出漂移区电阻值；

(4)将在线测量取得的非对称高压场效应管漂移区电阻同上述方法取得的非对称高压场效应管漂移区电阻比对，验证在线测量取得的非对称高压场效应管漂移区电阻的合理性。

本发明通过直流和RF(射频)测试相结合的测试方法，通过加高频信号后所测得的S11数据，利用高频BJT(双极型晶体管)模型公式来推算出非对称高压场效应管漂移区电阻值，以此来验证通过直流等方法在线测试提取的管漂移区电阻值是否正确。

附图说明

下面结合附图及具体实施方式对本发明作进一步详细说明。

图1是LDMOS剖面示意图；

图2是本发明的验证非对称高压场效应管漂移区电阻的方法为测试漂移区电阻而改进结构的一实施方式示意图；

图3是寄生BJT的一AC等效电路图；

图4是寄生BJT当BE两端的电源频率加到无穷大的等效电路图；

图5是S11 smith圆图；

图6是BJT的基区电阻示意图；

图7是考虑外部偏置电压变化时的S11阻抗曲线；

图8是Rbb+Re随着Ib的变化趋势图。

具体实施方式

本发明的验证非对称高压场效应管漂移区电阻的方法的一实施方式包括以下步骤：

1、改进非对称高压场效应管的工艺结构。

为了测试普通非对称高压场效应管漂移区电阻以及其寄生双极型晶体管的特性数据，对普通非对称高压场效应管结构进行改进，将原非对称高压场效应管中的源端、漏端注入杂质替换成和漂移区同极性的注入杂质，形成一个寄生双极型晶体管，然后源端用金属线引出作为寄生双极型晶体管的发射极，漏端用金属线引出作为寄生双极型晶体管的集电极，漂移区用金属线引出作为寄生双极型晶体管的基极。

一普通非对称PMOS高压场效应管纵向图如图1所示，从寄生双极型晶体管(BJT)为考虑出发点，先在原先的非对称高压场效应管的测试结构上作一些改进。如图2所示，将源端、漏端移走，将原先的N+注入改为P+注入，然后用金属线引出。该经改进后的结构从原先源端高浓度P掺杂到P阱到N阱和N外延，再到原先漏端P+，就正好是一个寄生的横向PNP晶体管，源端作为寄生双极型晶体管的发射极、漏端作为寄生双极型晶体管的集电极，从漂移区用金属线引出作为寄生双极型晶体管(BJT)的基极。而通过双极型晶体管的直流测试方法，很容易能够提取出发射区(即原先源端)的P阱电阻。

2、通过网络分析仪的双端口在上述寄生双极型晶体管的发射极和基极施加从低频到高频的扫描信号，同时在发射极偏置正向固定电压，来测试从低频到高频的从基极到发射极串连阻抗的变化，测得的阻抗变化曲线。

在网络分析仪的端口1连接附图2中BJT的基极(B，base)端，PORT2端口连接BJT的发射极(E)，同时基极和集电极接地，BJT的发射极(E)端加入一个固定的正向电压。BJT的AC等效电路图3，当BE两端的电源频率加到无穷大以后，等效电路图中的Cbe电容可以近似视为短路，如图4所示。为了估算基区电阻Rbb(即漂移区电阻)，必须测量S11数据，可以在smith(史密斯)圆图上显示出来(Smith圆图是一个图形化的匹配电路设计和分析工具，在微波电路设计过程中会经常用到。smith圆图是反射系数(伽马)的极座标图，反射系数也可以从数学上定义为单端口散射参数，即S11)，如图5所示。

3、根据从低频扫描到高频所测得的S11阻抗变化曲线，通过圆的解析公式来描绘阻抗曲线，根据公式外推频率达到无穷大以后的阻抗变化，再利用双极型晶体管模型公式，例如Gummel-Poon模型(一种专门描述双极型晶体管的工业模型)公式，推算出漂移区电阻值。

由S11公式S11＝(R-50)/(R+50)，首先假设基区加上一固定电压，在低频的条件下网络分析仪的端口1输入电阻应该等于Rbb+1/gbe+Re(1+Beta)，(如图3所示，Rbb为基区电阻，Re为发射极电阻)随着频率的增高，基区和发射区之间的结电容Cbe将越来越接近短路，当频率达到无穷大的时候，基区和发射区之间的结电容Cbe相当于电阻为0的导线，电阻应该等于Rbb+Re。从频率从0到无穷大的阻抗变化过程可以参考图5。因为Re可以从直流测试数据中提取出来，可作为已知常量，通过测试S11得到频率无穷大时的电阻值R，由R-Re来算出Rbb电阻值。

因为之前考虑Rbb是固定不变的，但实际上漂移区的电阻要更加复杂，当漂移区电阻流过的时候，由于电流集聚效应，基极电流Ib电流越大，集电极电流Ic靠近内部基区接触的电流流过的区域也越大，这就意味着基区电阻将随着外部偏置电压的变化而变化。当外部偏置电压变大时，所测到的电阻就变小，所以实际的测量结果将会如图7所示。为了将漂移区电阻从中分离出来，必须将低频到高频所测得的S11曲线从无穷大频率外推，外推到X轴的交点就是Rbb+Re。而Rbb+Re是随着Ib的变化而变化的，具体变化趋势如图8，具体Ib的数值可以参考LDMOS正常工作时经过漂移区的电流值来定。

也可以通过测试获得图7后，用ICCAP(安捷伦公司提供的建模软件)提取Rbb值。提取的方法为，首先获得图7中低频可测量的区域，用圆的解析公式来拟合从低频到高频所测到的曲线。

公式为：(x-x₀)²+y²＝r²，可以将公式转换为：

ylin＝b+mxlin，其中x²+y²＝ylin，r²-x₀ ²＝b，2x₀＝m，x＝xlin；

根据公式转换，将圆的解析公式转化为线性公式。通过斜率m可以得到x₀，通过线性公式在y轴的截距，算出r＝(b+x₀ ²)^0.5

最终圆同X轴左边的交点就由可以根据公式Rbb+Re＝x₀-r求出，从而算出基区电阻Rbb。

由双极型晶体管模型公式：

$\mathrm{Rbb}=\mathrm{RBM}+3(\mathrm{RB}-\mathrm{RBM})\frac{\tan \left(z\right)-z}{z\tan ^2\left(z\right)}$

其中IRB是固定常数，代表基区电阻下降到最大值的1/2时的Ib，BJT的基区电阻如图6所示，RBM为靠近基区表面的电阻值，RB为内部基区电阻值。

将Ib＝0代入上述方程得Rbb＝RB+3(RB-RBM)/3(频率＝无穷大)

将Ib＝IRB代入上述方程得：Rbb＝RBM+(RB-RBM)*0.51(频率＝无穷大)

将上面两个方程联立，可以计算出RBM的值，由于场效应管是多子导电器件，绝大部门电流应该流过靠近器件表面的区域，因此，电阻值应该更加接近于RBM的值。

4、将在线测量取得的非对称高压场效应管漂移区电阻同上述方法取得的非对称高压场效应管漂移区电阻比对，验证在线测量取得的非对称高压场效应管漂移区电阻的合理性。

最后根据LDMOS宏模型中电阻的定义，进行单位归一化，即漂移区电阻参数，将其同原先直流提取的电阻参数比对，进行验证。

从非对称高压场效应管的纵向图来看，把原先的结构加以改进，将源端、漏端移走，将原先的N+注入改为P+注入。该经后的结构从体端高浓度P掺杂到P阱到N阱和N外延，再到原先漏端P+，就正好是一个寄生的横向PNP晶体管。而通过双极型晶体管的直流测试方法，很容易能够提取出发射区(即源端的P阱电阻)。在源端加正向固定电压偏置，同时通过网络分析仪在漂移区(基极)和源端加从低频到高频的扫描信号，在扫描得到的曲线上通过数学解析公式(x-x₀)²+y²＝r²推算出频率无穷大时从源端到漂移区(基极)的串连电阻，因为频率无穷大以后N阱和P阱的结电容可视为短路，P阱电阻事先已经得到，因此电阻分压定理可以算出漂移区电阻值。

上述实施方式给出的是一PMOS非对称高压场效应管的实施例，基于相同的方法，也可以实现对PMOS非对称高压场效应管漂移区电阻的验证。

在改进的高压场效应管测试结构上用高频测试方法最后得到的电阻值和原先直流方法获得的电阻值同工艺模拟软件的计算后的结果相比，用新的方法取得的电阻值和工艺模拟计算出的结果更加匹配，因此用本发明的方法获得的结果更加符合物理意义。

Claims (2)

1、一种验证非对称高压场效应管漂移区电阻的方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)将非对称高压场效应管中的源、漏端注入杂质替换成和漂移区同极性的注入杂质，形成一个寄生双极型晶体管，然后源端用金属线引出作为寄生双极型晶体管的发射极，漏端用金属线引出作为寄生双极型晶体管的集电极，漂移区用金属线引出作为寄生双极型晶体管的基极；

(2)通过在寄生双极型晶体管的发射极和基极施加从低频到高频的扫描信号，来测试从低频到高频的从基极到发射极串连阻抗的变化；

(3)根据从低频扫描到高频所测得的阻抗变化曲线，通过圆的解析公式来描绘阻抗曲线，根据公式外推频率达到无穷大以后的阻抗变化，再利用双极型模型公式推算出漂移区电阻值；

(4)将在线测量取得的非对称高压场效应管漂移区电阻同上述方法取得的非对称高压场效应管漂移区电阻比对，验证在线测量取得的非对称高压场效应管漂移区电阻的合理性。

2、根据权利要求1所述的验证非对称高压场效应管漂移区电阻的方法，其特征在于，非对称高压场效应管为PMOS，在发射极偏置正向固定电压。

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