CN101454901B - 具有增益控制的宽动态范围感光元件或阵列系统和方法 - Google Patents

Abstract

一种宽动态范围感光元件或感光阵列，该感光元件使用相域积分技术精确获取高低亮度图像。本发明感光元件不限于现有固态像素结构显示的动态范围特性，因此能获取全电磁辐射波谱而生成高质量输出图像。

Description

具有增益控制的宽动态范围感光元件或阵列系统和方法

技术领域

本发明一般涉及电子成像领域，特别涉及一种使用光度测量和传送提高图像拍摄的方法和装置。

背景技术

照相是靠光的作用的成像过程。光是通常被使用的条件，其在电磁辐射中的频率是在人眼可见的范围内。从物体反射或发出的光型经一定时间的曝光由一图像传感器记录。图像传感器在性质上可是化学的、例如照相底片；也可是固态的、例如数码相机和摄像机使用的CCD和CMOS图像传感器。

数字相机具有一系列聚焦光而生成现场图像的透镜。但不是象传统照相机那样把光聚焦在底片上而是把光聚焦在图像传感器上，图像传感器把光的电磁辐射转换成电荷。该图像传感器被称为图形元素即“像素”。电荷表示图像传感器受到的电磁辐射的相对强度，一般用来关联光强值与像素。

图1为典型的数字图像处理系统10的部件方框图。系统10包括一信号源100和由积分器110、模数转换器(ADC)120和DSP 130构成的信号处理链。信号源100比方说可为一传感器，例如一响应电磁辐射，诸如照射其上的光生成电响应的光强传感器。

积分器110的输出V_OUT是对ADC 120的输入。ADC 120进行模数转换。模数转换功能在本领域是公知的。出现在ADC 120输入端的模拟信号V_OUT转换成可取一组分立电平之一的信号V_D。

该信号的质量由对信号V_IN进行积分的积分器110进行提升的特征。图2示出该信号提升。波形200为由信号源100生成的一常值信号和破坏该常值信号的附加噪声的组合。波形210为响应输入信号波形200生成的积分器输出。不难看出，噪声造成的信号波动在波形210中降低。

信号源100可为一使用在时控场合，例如数字相机场合中的光强传感器，此时传感器在通常称为曝光时间的一定时间中受光的照射。积分器110还起着把曝光时间中接收的所有光子造成的传感器100的响应积分成一值，例如一电压在曝光时间结束时读出的功能之作用。

图3示出一典型的图像传感器电路。信号源1000为一光传感器，例如一光电二极管。电容1040为一简单积分器。积分器的输入为信号源1000的输出。电容1040由在开始积分过程前处于闭合位置的开关1050复位。积分过程开始时开关1050打开，电容器1040上的电压开始响应从信号源1000输入的信号作改变。积分过程结束时开关1030闭合，对积分器输出1060V_OUT取样。图3为原理图。功能相同的其它类似积分器的原理在本领域的技术人员是公知的。

积分器输出1060V_OUT通常无法超过由可用电源电压所加的上限。电源电压在现有技术中由于功率消耗的必要需求而下降。积分器输出1060无法超过电源电压，如积分器输出信号在达到电源电压后继续增加就会饱和。图4A示出该饱和状态。饱和出现在输出电压达到可用电源电压而无法响应输入信号作进一步的提升之时。信号饱和造成系统性能下降。图4A-4C示出由感光元件结构、确切说积分器结构的动态范围不足造成的由光传感器100和积分器110构成的像素结构的输出的潜在失真。

图4A的线段(a)示出积分器110响应一不同电平的恒定输入信号的输出的线性增加。该图像传感器结构在输入光强造成线段(a)的线性输出的范围内性能良好；该图像传感器结构在输入光强造成线段(b)的饱和输出的范围内性能不好。

该积分器输出响应表明动态范围不足。如图4A所示，该图像传感器能显示图像暗部清晰度但不能显示亮部清晰度。可如图4B和4C所示移动该响应。在图4B和4C中该图像传感器的动态范围不变，但响应特性移位。图4B的响应特性的暗部和亮部清晰度显示不佳，但不明不暗部的中间范围响应良好。图4C的响应特性为保持亮部清晰度显示良好而牺牲暗部清晰度和一部分不明不暗部的中间范围清晰度。

图5A为许多像素如图4A中那样被驱动成饱和时曝光过度图像的像素亮度的直方图。如图5A所示，像素结构最大输出值为‘255’，所使用单位为与像素输出电压对应的ADC 120输出码。该光强随着曝光时间中曝光的进行造成许多光传感器100输出一个使得积分器110饱和的值。积分器110输出的该最大(饱和)值造成ADC生成对8位ADC来说是最大输出码的输出码‘255’。该图像的拍摄由于须接受高强度光输入的这些像素无法获得足够高的输出电平而无法达到最佳质量。积分器110的低增益造成须接受高强度光输入的光图像传感器输出以记录低于255的输出而防止高端失真。

图5B为许多像素光照不足以达到最小输出值时曝光不足图像的像素亮度的直方图。如图5B所示，像素结构最小输出值为‘0’，所使用单位为与像素输出电压对应的ADC 120输出码。该光强随着曝光时间中曝光的进行造成许多光传感器100输出的值无法造成积分器110输出一足以造成最小ADC输出码的高值。

该图像的质量由于须受到低强度光输入的这些像素无法达到足够高的输出电平而无法达到最佳质量。图5B直方图所示的失真与图4C的单个像素失真对应。积分器110的高增益造成须受到低强度光输入的光图像传感器的输出以记录0以上输出而防止低端失真。

图6示出使用双斜率技术确立的像素结构的响应曲线。图6所示动态范围的非线性延伸防止了饱和效应，但是照射在传感器上的电磁能强度与传感器输出之间的非线性关系在光强很高时造成被拍摄图像的分辨率降低。

还公开了其它方案如多次曝光组合、条件斜率转换和对数响应像素结构。多次曝光组合、条件斜率转换和对数响应像素结构表明性能下降而无法获得高性能图像。

积分器饱和是像素结构动态范围性能的限制因素。公开了解决积分器饱和问题的种种办法。这些公开的办法的一个共同特征是监控积分器输出，检测到积分器放电的饱和状态开始时记录该事件。这类办法由于模拟部件和进行非标准模拟的精度要求而在集成电路(IC)中很难有效执行。能在噪声环境下在积分器输出开始饱和的电源电压附近运行的精确比较器的实施是一项过度消耗功率的困难任务，从而是一种不希望有的运行状态。

模拟IC的设计困难且执行费时。最好使用已经过充分调试、并已使尺寸大小、功耗和性能最佳化的标准构件块。这类已公布的办法无法满足这一要求。

发明内容

按照本发明一个方面，一种获得一像素结构的宽动态范围读出信号的方法包括下列步骤：把一增益加于一像素结构的一感光元件提供的输入信号上，其中，该增益与该像素结构的一反馈有关。

按照本发明的另一个方面，一像素结构包括一响应电磁辐射生成一信号的感光元件和一增益控制器，其输入与一感光元件输出连接，输出与一积分器输入连接。

在这一结构下，提供一不管照射到传感器上的电磁能的强度如何都能可靠再现所拍摄图像和具有动态增益调整能力的固态像素。下面结合附图说明本发明上述和其它优点。

附图说明

图1为一图像传感器及其处理链中的部件的方框图；

图2示出积分器输出的噪声滤波；

图3为一典型像素结构的方框图；

图4A-4C为描述图3所示像素结构输出失真的转移曲线，示出动态范围不足；

图5A和5B为曝光过度和曝光不足图像的像素亮度的直方图；

图6示出使用双斜率技术建立的像素结构的响应曲线；

图7A为本发明像素结构的响应曲线；

图7B为本发明所拍摄图像中像素亮度的直方图；

图8为包括一相域积分器的一图像传感器及其处理链中的部件的方框图；

图9为本发明相域积分器一实施例的方框图；

图10A和10B为振荡器相位(9A)示意图和时域积分器输出信号(9B)示意图，用来描述本发明信号积分性能；

图11A为响应图11B的振荡器输入而改变频率的振荡器的波形；

图12为量子化误差对低强度信号的影响的示意图；

图13A-13D示出若干常见的VCO输出波形；

图14A和14B曲线图示出本发明相位展开机制；

图15为本发明传感元件的一相域积分器的方框示意图；

图16为用图15相域积分器在图像拍摄过程中进行的若干步骤的流程图；

图17示出能对电磁辐射作出非线性响应的本发明相域积分器第二实施例；

图18曲线图例示出本发明积分器作出的线性和非线性响应；

图19为图18原点处的放大图。

具体实施方式

相位积分

按照本发明的一个方面，提供一种使用相域积分技术精确拍摄高低亮度图像的宽动态范围传感器元件或阵列。本发明的传感器元件不受现有技术的固态像素结构所表现的动态范围性能的限制，因此能拍摄整个电磁辐射的范围来提供高质量输出图像。

图7A为使用本发明技术建立传感器元件的响应示意图。该传感器元件的扩展动态范围足以使它能在整个电磁辐射强度范围上的像素响应来对照射光作出响应。因此，传感器元件能够捕获最暗部分中足够电荷的同时避免所拍摄图像的亮部中的饱和效应。净效应不管照射在传感器上的电磁能量相对强度如何都能可靠再现所拍摄的图像。

图7B为所有像素输出都在8位ADC的0-255动态范围内的正确曝光图像的像素亮度的直方图。

本发明的传感器元件包括一基于频率振荡电路的新颖积分器。频率振荡电路为标准的IC构件块，没有现有固态装置的缺点。此外，本申请公开的传感器元件使用的精确积分器使得输出信号值可远远超过可用电源电压，并具有高的精度和动态范围非常大。

为获得高性能图像要求图像传感器只使用一个传感器读出步骤就能获得高分辨率和宽动态范围的图像。图8示出本发明像素结构。图8像素结构使用图3现有的信号获得结构，但用新颖相域积分器210取代时域积分器110。图9详细示出本发明相域积分器。

在本发明中，信号源100(图8)的输出与图9相域积分器的输入800连接。积分期结束时输入信号的积分在相域积分器输出端840处以相位格式读出。

图像传感器组件、特别是积分器部分满足两个标准：a)响应来自感光元件的弱输入信号生成很大输出；以及b)来自感光元件的输入信号很大时避免饱和。这两个标准在现有固态结构中是互相排斥的。但是，本发明认识到，通过使用例如图9的相域积分器这两个标准都可得到满足。

从研究积分、相位、频率的概念以及它们之间的关系中可最佳地充分理解相域积分器的工作情况。积分函数即积分是在本领域中公知的数学函数。简言之，积分是一解释看成面积或广义面积的数学对象。如一信号以一曲线绘出，该信号的积分为该曲线下方的面积。积分器为这样一种装置，对出现在输入处的一信号进行积分，在输出处生成一输入信号的积分。

相位与频率是微分关系。一振荡器输出V_out在时间ΔT中通过的总相位由下式计算得出

Δθ＝∫f_instdt＝∫(f_nom+f_gain·S_in)dt

其中，积分区间为时间ΔT。

分离各积分项

Δθ＝∫(f_nom+f_gain·S_in)dt＝∫f_nomdt+∫f_gain·S_indt＝K+f_gain∫S_indt

其中，项K是一为不变值f_nom和ΔT(积分时间)的函数的常数，因此是已知的。

在f_nom＝0、从而K＝0的特例中

Δθ＝f_gain·∫S_indt

第二项为不变值f_gain与输入信号S_in的积分∫S_indt的乘积。从时间ΔT结束时的Δθ值减去K的值即可容易得出项f_gain·∫S_indt：

f_gain·∫S_indt＝Δθ-K以及

∫S_indt＝(Δθ-K)/f_gain

在f_nom＝0、从而K＝0的特例中

∫S_indt＝Δθ/f_gain

上述关系确立起时间ΔT中VCO控制输入信号S_in与VCO或振荡器输出通过的相位Δθ之间的微分关系。图10A和10B为该关系的曲线图。图10A示出VCO输出通过的相位与时间之间的函数关系。图10B示出输入控制信号S_IN对时间的积分。

图11A示出响应图11B所示输入信号S_IN生成的电压控制振荡器的输出波形。S_IN由两段不变值构成，图11B中的第一段720的值小于第二段730。

回到图10B，积分器输出段620为S_IN低值段720输入积分器时作为时间的函数的积分输出。积分器输出段630为S_IN高值段730输入积分器时作为时间的函数的积分输出。

S_IN低值段720造成VCO的振荡频率比S_IN高值段730低。图11A波形段700示出VCO低振荡频率。VCO输入的S_IN高值段730造成VCO振荡频率比S_IN低值段高。图11A波形段710示出VCO高振荡频率。

图10A示出VOC通过的相位与时间之间的函数关系。段600与VCO输出段700对应。段610与VCO输出段710对应。段600的相位积累率比段610低。作为时间函数的相位积累率为VCO通过的相位，其单位为每秒弧度。VCO用以通过单位相位的速度为振荡频率，其单位也是每秒弧度，这与相位累积率是一致的。

VCO控制信号输入波形段720造成VCO输出波形段700。VCO输出相位与时间之间关系的函数图形生成曲线段600。

VCO控制信号输入波形段730造成VCO输出波形段710。VCO输出相位与时间之间关系的函数图形生成曲线段610。

图10A和10B的波形形状相同，在f_nom＝0、从而K＝0时由常数f_gain关联；而在f_nom≠0、从而K≠0时，则由常数f_gain和K关联。

因此可看出，输入信号S_IN的时域积分在功能上与输入信号S_IN的相域积分相同。输入信号S_IN的时域积分和输入信号S_IN的相域积分通过两常数关联，常数之一在f_nom＝0特例下为0。

使用本发明方法进行信号积分优于现有的积分器，解决了与现有积分器有关的性能难题。一个优点是解决了积分器输出可能饱和的问题。VCO或振荡器输出被严格地限制于上下限值(峰值)内，在任何情况下都绝不会超出。因此不会出现输出饱和的情况。

另一个优点是解决了量子化噪声问题。如图12所示，低电平信号310会遭受显著的并无法接受的量子化噪声，由值接近的输入强度生成的输出电压之间几乎没有差别。基于相位测量了在的积分度量积分时间ΔT中振荡器输出Δθ通过的相位。积分时间ΔT中振荡器输出Δθ通过的相位与输入控制信号在积分时间ΔT中的积分成正比，该两者成正比。Δθ最小值出现在积分输出最小之时。但是

f_gain·∫S_indt＝Δθ-K

其中，K为常数。因此只要调节VCO增益f_gain就可对于∫S_indt的任何给定值把Δθ-K独立设定成一特定值、包括其最小值。由于能设定积分器的增益、从而所测量积分器输出变量的最小值，使现有积分器中有关的量子化噪声问题得以消除。

再一个优点是，可变振荡电路是各式各样系统的常见、基本的构件块，因此它们很容易获得且已高度最佳化。

因此基于VCO的积分器在量子化噪声和动态范围或没有输出饱和方面远比现有的积分器优越。其它优点对本领域常见的技术人员来说是一目了然的。

振荡器是一类在本领域中公知的电路。振荡电路的输出可呈各种形状，但都是周期性的，即输出波形是反复的。输出波形的一次反复包括一个振荡周期，而一周期的持续时间称为振荡周期。

振荡频率f_osc定义为单位时间的振荡周期数，单位是赫兹(每秒振荡周期数)。按照惯例一振荡器的角频率定义为ω＝2πf_osc，一完整的振荡周期通过2π弧度相位角θ。

与一振荡器有关的是初始条件，即系统在某一任取时间t＝0时的状态。初始条件的一个例子是振荡器在t＝0时以弧度度量的初始相位。

图13A，B，C和D示出振荡电路常见的常见的输出波形。如在本领域所公知，图13A，B，C和D示出正弦、三角、锯齿和方波振荡器的输出波形。在所有这些例子中，所示电压峰值范围为1v。

电子振荡电路的振荡频率可固定，也可变动。振荡频率可变的常见的振荡器为电压控制振荡器(VCO)。一VCO至少有一电压输入端，信号电压S_in在该处控制振荡频率。电压通过欧姆定律与电流关联，因此可以说信号S_in通过其电流而不是电压控制振荡频率。

一VCO还可有标称振荡频率f_nom。在不存在频率控制输入S_in电平或其值不改变振荡频率如0v时VCO以f_nom振荡。标称振荡频率可为任何特定值，包括0赫兹。

VCO的输出频率随输入信号的振幅变动而变。因此VCO的即时振荡频率与VCO的标称振荡频率相差为下式给出的f_delta

f_inst＝f_nom+f_delta

其中

f_delta＝f_gain·S_in

在该例中f_delta的单位是每秒弧度，f_gain的单位是每秒每伏弧度，S_in的单位是伏。

如上所述，图11A示出VCO的输入和输出信号。VCO输出的振荡频率随输入信号振幅的变动而变。VCO输出段700与输入信号段720对应。VCO输出段710与输入信号段730对应。VCO输出段700的振荡频率比VCO输出段710的低。输入信号段720的振幅比输入信号段730的低。因此f_gain为正值，VCO振荡频率与输入控制信号振幅成正比。

VCO还可有其它输入端如复位/激活。复位/激活在复位状态时的作用是把VCO输出波形复位到其值可为电压上下峰值范围内任一值的一预定电压。复位/激活在激活状态时的作用是使得VCO输出振荡。

VCO有输出V_out。V_out振荡每一周期通过2π弧度的角相位。即，输出相位为可度量模数2π，隔开2π的各相位上的振荡器输出值都相同。图13A-13D示出若干常见的VCO输出波形。在一完整周期中图13中每一波形通过2π弧度，所有波形隔开2π的各相位上的波形值都相同。

振荡器输出在一周期的局部周期中通过的相位如下得出，在一周期中该局部周期的开始时刻和结束时刻对振荡器输出取样、得出每一样本的相位后对这两相位作减法计算。

振荡输出在一大于一个振荡周期的时段中通过的相位在使用基于在两时刻直接观察VCO输出的方法时只能确定为模数2π弧度。因此为解决该模糊不清增加一项功能，该功能对VCO输出通过的周期数或一周期的有效分数进行计数。

对VCO输出在一时间间隔中通过的周期数或一周期的有效分数进行计数即“展开”相位的电路很容易实施。与这类电路有关的波形示出在图14A和14B中。图14A中的VCO输出为三角波。在时刻t＝0、0.5T_p和T_pVCO输出波形达到与行程为0、π和2π弧度对应的标为900、910和920的状态。

相位展开电路的输出在t＝0、0.5TP和T_p时状态变为0、V和2V振幅的电平。经过的时间标为930、940和950，它们分别与标为900、910和920的VCO输出状态对应。

所示VCO输出的一个周期上的VCO输出与相位展开电路的输出之间的关系可扩展到任何数量的VCO输出周期，VCO输出每次通过其0和π(模数2π)相位值时相位展开电路的输出的值增加一个预定数量。如在本领域的科技人员所公知，也可用其它方法实施相位展开功能和标志VCO输出通过的展开相位的值。

VCO输出通过的总相位由两项之和得出。第一项为相位展开电路记录的总展开相位。第二项为VCO输出从相位展开电路输出的上次更新之后而通过的总相位。该量可由直接度量VCO输出明确得出。

图15为市售集成电路的ICL8038的VCO局部的方框图。另外增加了相位展开、通过的总相位和VCO复位/激活功能。

电流源860和855分别对电容845充电和放电。由受触发器825控制、连接电流源860或855与电容器845的开关865决定电容器845的充电和放电。

触发器825受比较器815和820的触发时改变状态。比较器815在电容器845达到预定高压时触发。比较器820在电容器845达到预定低压时触发。

比较器815触发时触发器825改变状态使得开关865闭合。电流源860的电流I₂造成电容器845放电，从而造成电容器845上的电压下降。电容器845上电压下降立即造成比较器815改变状态。

电容器845上的电压下降到足够低时比较器820触发。比较器820触发时触发器825改变状态使得开关865打开。电流源855的电流I₁造成电容器845充电，从而造成电容器845上的电压上升。电容器845上电压上升立即造成比较器820改变状态。

电容器845上的电压上升到足够高时比较器815重新触发，造成触发器825改变状态，电容器845反复充/放电。

电容器845的电荷与电容器845上的电压之间的关系为Q＝CV，其中，C为电容器845的电容，单位为法拉，Q为电容器845上所持有的电荷，单位为库仑，V为电容器845上的电压，单位为伏。

由不变电流I流动一段时间ΔT造成的电容器845上所持有电荷的变动为ΔQ＝I·ΔT，其中，ΔQ为单位为库仑的电容器845上所持有的电荷变动，I为单位为安培的电流值，ΔT为单位为秒的电流流动时间间隔。不变电流使得电容器845所持有的电荷与时间之间呈线性关系。电容器845所持有的电荷与时间之间的线性变化使得电容器845上的电压与时间之间呈线性变化。

电流源855和866生成的不变电流I₁和I₂使得电容器845上的电压线性增减而生成三角波形。如电流I₁和I₂的净效应相同，电容器845上三角形电压波形的上升段和下降段如图6c所示对称。如电流I₁和I₂的净效应不同，电容器845上三角形电压波形的上升段和下降段不对称。在电流I₁的净效应大大小于电流I₂的净效应的极端情况下电容器845上三角形电压波形如图6b所示呈锯齿形。

电容器845的充电和放电时间决定于电流源860和855生成的电流I₁和I₂的大小。电容器845充放电到比较器815和820的触发电压电平所需时间之和决定着VCO的振荡周期。因此电流I₁和I₂的大小决定着VCO的振荡周期和频率。

施加于输入端870处的控制信号控制电流源860和855、从而控制VCO振荡频率。尽管未示出，但可在施加于870处的控制信号与电流源860和855之间增加一在本领域中公知的简单电压或电流分流器来调节波形对称性。

电容器845上电压的反向受触发器825的状态的控制。每次触发器825改变状态时计数器835相应地触发而改变其输出状态。计数器835输出状态的改变可为图8b所示电压大小的改变。只要分开的状态能分辨，也可使用其它电压大小改变方法。计数器835输出也可为呈由包含B位的一数字字码构成的数字格式。此时其输出状态的改变可为一两进制数，其中，不同的一位或多位表示不同状态。

触发器825每次改变状态时计数器835改变输出状态，因此对VCO达到其最小和最大值的次数进行计数。如计数器835的输出状态为偶数，则VCO输出通过2π弧度的整数倍。从而VCO输出通过的2π弧度的次数由计数器835的输出计数除以2得出。

如计数器835的输出状态为奇数，则VCO输出通过2π弧度数为一整数加上一分数。VCO输出通过2π弧度数的整数部分由计数器835输出状态减1得出的一数除以2得出。VCO输出通过2π弧度数的分数部分决定于该波形的上升段和下降段的不对称程度，本领域常见的技术人员很容易算出该分数部分。举例说，如波形上升段为下降段的两倍长，则需要振荡周期的2/3才能完成。

电容器845上的电压与触发器825上次状态变动后VCO输出通过的相位成正比。本领域常见的技术人员可容易地得到，如a)比较器815和820的触发电压(即VCO输出的最大和最小电压)和b)VCO输出波形的上升段与下降段之间的不对称是已知的。举例说，如a)VCO输出电压在波形上升段上最小和最大值之间的一半处，以及b)波形上升段为下降段的两倍长，则在振荡周期1/3处度量波形。

VCO的输出通过的总相位为用电压与相位转换器840和计数器与相位转换器835记录的VCO输出通过的相位之和。该功能由加法器880执行，可在输出端890处得到。

开关850把电容器845复位、从而VCO振荡器输出复位到电压源810的初始电压输出。触发器825由信号895复位。电压源810的初始电压与触发器825的复位状态和VCO输出波形上升段与下降段之间的不对称程度一起足以确定VCO输出波形的初始相位。该推导在本领域是公知的。

如在本领域所公知的和如ICL9038应用文献所述，使用本文所述基本三角波形另加内部电路得出正弦波、方波和锯齿波波形。因此本文所述内容同样适用于VCO其它形状的输出波形。

因此本发明用在相域中进行输入信号的时间积分的高增益和宽动态范围积分器取代像素结构中的现有积分器。

图16为使用本发明相域积分器的像素结构的图像拍摄过程150中若干示范步骤的流程图。

所述曝光时间开始时(步骤151)，VCO输出和计数器与相位转换器835复位。在步骤152感光元件曝光而改变其电特性，使得VCO输出改变频率。该感光元件可为光电二极管、光电门、光电晶体管或光敏电阻之类的任何元件。本发明还涉及固态成像装置、例如呈像素的几何形状的CMOS或MOS成像装置，其至少一部分像素呈如上结构。

在步骤153计数器与相位转换器835记录VCO输出通过的展开相位。当在步骤154确定曝光机构结束了VCO的输出时，在步骤155电压与相位转换器840把VCO输出转换成弧度。计数器与相位转换器835和电压与相位转换器840的输出由总相位加法器880相加。如需要时在步骤156可把相域积分结果转换成时域积分结果。用虚线示出的步骤156表示该步骤在拍摄过程中不是必要的。

指数增益特性

因此以上说明了一种构作一动态范围很大的像素结构的方法和设备。图9、10A和10B示出一例示性实施例，在该实施例中，本发明一像素结构响应输入信号进行线性积分。按照本发明另一方面，积分输出也可遵从非线性特性，举例说，设输入信号的值不变，积分时间的加倍不造成积分输出值的加倍。举例说，非线性积分输出可呈与一非线性的指数函数有关的输出特性。

任何指数函数的特性是其斜率与其在一比例常数内的值成正比。图17示出图3b所示那样的相域积分器第二实施例，不同之处是积分器输出值的变动率受积分器输出值本身的控制。确切说，在图17相域积分器中积分器输出(通过的总相位)可控制积分器的增益、从而积分器输出的变动率。

增益块1805可有各式各样的功能特性。例如，设块1805的增益为输入电压1860的倒数。输入电压1860增加时块1805的增益减小。设输入1800(S_IN)不变，积分器输出1840的增加率随着控制电压1860的增加和增益块1805的增益的减小而减小。

如图17所示，开关1850可选择信号1840或信号1845而控制增益块1805。信号1840为一连续信号，而信号1845为一非连续阶梯信号。在所示例子中，开关1850选择信号1845控制增益块1805。

在一实施例中，增益块1805与积分器输出值的倒数成正比。因此增益块1805的增益为开关1850输出的信号1860的倒数。信号1855为积分器输入，等于信号1800(S_IN)乘以增益块1805的值。随着开关1850选择的积分器输出1860的值的增加，增益块1855的增益减小。输入信号1800(S_IN)值不变时，信号1855减小，造成相域积分器输出的增加率下降。

图18示出输入不变时线性(1700)和非线性(1710)特性的积分函数的输出。曲线1700表示线性积分器输出，示出积分时间加倍造成积分器输出值的加倍。曲线1710表示非线性积分器输出，示出积分时间加倍不造成积分器输出值的加倍。在图19中，曲线1710为在积分器输出的变动率通过倒数关系即积分器输出的变动率与由信号1845表示的积分器输出的倒数成正比时受不连续阶梯信号控制的情况下的积分器输出。

图19为图18原点处的放大图。曲线1720表示线性积分器输出。曲线1730表示非线性积分器输出。两曲线在(横轴上)任取开始时刻1和结束时刻2的初始部分上相同，然后分开。同时积分器输出值曲线1730的初始值等于1(为避免可能的增益非线性积分器输出位移1。最终输出除去该初始值位移)。

从图19显然可看出，曲线1700的线性积分器输出特性因设输入信号不变而随时间呈线性增加。随着积分器输出和输出分量1845阶梯形值的增加，积分器输出的增加率呈阶梯形减小。这从图18曲线1710可清楚看出。

在t＝16时线性积分器输出值在该例中达到16。在t＝16时非线性积分器输出值在该例中达到6。积分器输出的变动率随着其值增加而减小有利于减少积分器最终值编码状态数。在该例中线性积分器达到16的值需要5位输出的ADC编码，而非线性积分器达到6的值只需要3位输出的ADC编码。两装置都不会进入输出饱和状态。

因此图17-19示出一种方法和设备，使用该方法和设备，可响应像素结构的反馈控制像素结构的增益。尽管图17说明了使用积分器输出倒数的增益特性，但本发明不限于任何特殊增益特性，本发明也可根据设计要求使用其增益不同、固定、变动和/或适合的各种实施例的像素结构。此外，尽管图17示出反馈与积分器输出直接连接，但也可以不同方式处理积分器输出值来向增益装置提供反馈。因此本发明不限于任何特殊类型的反馈，而可根据观察到的系统状况向积分器提供反馈来调节积分器增益。

以上描述了一种用以获得一固态像素结构(包括基于CCD、CMOS-和MOS-的像素结构)的读出信号的方法和装置。该像素结构至少包括一有一输出节点的感光元件、在相域上对节点输出信号进行积分的装置和读出相域积分值的装置。如上所述，也可提供一响应观察到的系统状况调节积分器增益的装置。使用本发明方法进行信号积分优于公知积分器，解决了公知积分器的性能难题。一个优点是解决了积分器输出可能饱和的问题。VCO或振荡器输出被严格地限制于上下限值(峰值)内，在任何情况下都绝不会超出。因此不会出现输出饱和的情况。在这一结构下，提供一种不管照射到传感器上的电磁能的强度如何都能可靠再现所摄图像的固态像素。

以上说明了本发明各实施例，应该指出，尽管说明了某些部件和过程步骤，但该说明只是例示性的；本领域常见的技术人员可增加其它功能描述和另外的步骤和元件，因此本发明不限于所述具体实施例。各种代表性元件可用在一电脑上运行的硬件和软件实施，可在本发明原理范围内对所示实施例作出修正和改动。因此，本发明只受后附权利要求的范围和精神的限定。

Claims (18)

1.一种用于获得一像素结构的宽动态范围读出信号的方法，其特征在于，包括下列步骤：

把一增益加于一像素结构的一感光元件提供的输入信号上，以提供增益控制后的输入信号；

将增益控制后的输入信号转发给像素结构的相位积分器，所述相位积分器包括振荡器和累积器，所述振荡器响应于增益控制后的输入信号，并输出响应于所述增益控制后的输入信号的相位，所述累积器用于累积由所述振荡器输出的相位数量；以及

响应于所述相位积分器输出的累积的相位数量，控制加于所述输入信号上的增益。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该增益为常数增益。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该增益为非常数增益。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，该非常数增益为累积器的一连续输出。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，该非常数增益为累积器的一不连续输出。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，累积器在一曝光期间累积该振荡器的相位；以及该增益在该曝光期间动态变动。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该增益与该相位积分器的一输出的倒数成正比。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该增益与该相位积分器的一输出成正比。

9.一种像素结构，包括：

一增益控制器，用于把一增益加于一输入信号上，以提供增益控制后的输入信号；以及

一响应电磁辐射生成一信号的感光元件，所述感光元件的输出与该增益控制器的输入连接；以及

与增益控制器连接的相位积分器，用来接收增益控制后的输入信号，所述相位积分器包括振荡器和累积器，所述振荡器响应于增益控制后的输入信号，并输出响应于所述增益控制后的输入信号的相位，所述累积器用于累积由所述振荡器输出的相位数量；以及

所述增益控制器响应于所述相位积分器输出的累积的相位数量，控制加于所述输入信号上的增益。

10.如权利要求9所述的像素结构，其特征在于，该增益控制器把一常数增益加到该感光元件生成的信号上。

11.如权利要求9所述的像素结构，其特征在于，该增益控制器把一非常数增益加到该感光元件生成的信号上。

12.如权利要求11所述的像素结构，其特征在于，该非常数增益与该像素结构的相位积分器的一输出有关。

13.如权利要求11所述的像素结构，其特征在于，该非常数增益为该相位积分器的累积器的一连续输出。

14.如权利要求11所述的像素结构，其特征在于，该非常数增益为该相位积分器的累积器的一不连续输出。

15.如权利要求9所述的像素结构，其特征在于，该累积器在一曝光期间累积该振荡器的相位；以及该增益在该曝光期间动态变动。

16.如权利要求9所述的像素结构，其特征在于，该增益与该相位积分器的一输出的倒数成正比。

17.如权利要求9所述的像素结构，其特征在于，该增益与该相位积分器的一输出成正比。

18.如权利要求9所述的像素结构，其特征在于，该相位积分器用于使用相位信息在曝光时间上对感光元件对电磁辐射的响应进行积分。

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