CN101447735B

CN101447735B - 开关电源装置

Info

Publication number: CN101447735B
Application number: CN 200810181628
Authority: CN
Inventors: 城山博伸
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2007-11-28
Filing date: 2008-11-27
Publication date: 2013-06-19
Anticipated expiration: 2028-11-27
Also published as: CN101447735A; JP2009153364A; JP5167929B2

Abstract

本发明提供一种具有比现有技术更低的校正电路损耗的开关电源装置，并使调整不影响过电流限制或其它特征。用于电源控制的集成电路IC基于来自反馈电路的反馈信号和来自电流检测输入端的电压信号产生开关信号，并将来自输出端的开关信号输出至开关元件。提供压控振荡器，该压控振荡器当基于反馈信号的大小将负载判定为轻时降低开关频率。该校正电路连接于集成电路的输出端和用于电流检测的信号输入端之间，仅当开关元件导通时发生作用，并具有进一步降低集成电路中设定的开关频率的功能。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及根据预设电压将规定输出功率提供给负载的开关电源装置，尤其涉及在轻负载或无负载或待机(在下文中简称为“轻负载”)期间降低开关元件的开关频率，从而在轻负载或无负载期间减少功耗或在待机期间减少待机功耗的开关电源装置。

背景技术

在现有技术中已采用用于开关电源控制的IC电路，这种IC电路通过降低轻负载期间的开关频率来改善电源效率，其目的是降低开关电源中的开关损耗(例如参见2007-215316号日本专利公报[0002]段—[0025]段，图4、图5)。在2007-215316号日本专利公报([0002]段—[0025]段，图4、图5)中，披露了一种采用电流模式控制(正向检测方法)的开关电源控制电路，其中流入功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)或其它开关元件的电流的值作为正电压信号被检测出。

图9是示出2007-215316号日本专利公报([0002]段—[0025]段，图4、图5)中披露的准谐振开关电源的控制电路的方框图。图9的准谐振开关电源仅作为现有技术的开关电源的一个例子而被示出，本发明不局限于准谐振装置，而可广泛地适用于准谐振装置以外的开关电源。

在电源控制电路10中，底部检测电路(波谷检测)11连接于输入端ZCD，用于零电流检测。底部检测电路11是将施加于输入端ZCD的电压与接近0V电平(门限)的基准电压进行比较的比较器；该底部检测电路11的输出端连接于AND电路12的输入端之一，并通过AND电路12连接于单触发电路13。压控振荡器(VCO)14的输出端连接于AND电路12的另一输入端。压控振荡器14是输出频率根据输入电压(VCO电压)大小而变化的振荡器并包括电压信号输入端VCO和复位信号输入端Reset。压控振荡器14的VCO电压输入端连接于输入端FB，用于反馈信号VFB检测，而复位信号Reset的输入端连接于单触发电路13的输出端。

用于反馈信号VFB的检测的输入端FB连接于比较器15的反相输入端(-)。比较器15的正相输入端(+)经由0.5V基准电源E1接地，并从输出端向逆变电路16输出禁用信号Disable。逆变电路16的输出连接于单触发电路13的清零端(CLR)。5V基准电源E2经由电阻器R和二极管D的串联电路连接于输入端FB，并确定FB端电压。

电流比较器17连接于电流检测的信号输入端IS，并且电流检测信号被提供给电流比较器17中的四个输入端中的正相输入端(+)。剩下的三个反相输入端(-)各自连接于反馈信号VFB检测的输入端FB、1V基准电源E3和软启动电路18的输出端。电流比较器17的输出端连接于触发电路19的复位端R。触发电路19的置位端S连接于单触发电路13的输出端。触发电路19的Q输出端经由AND电路20连接于输出端OUT，且触发电路19的输出信号Q作为来自输出端OUT的开关信号输出至外部连接的功率MOSFET或其它开关元件Q1(参见后面的图10)。软启动电路19产生软启动信号，它在开关电源启动期间限制了开关元件Q1的导通周期。

用于过载检测的比较器21的反相输入端(-)连接于用于反馈信号VFB检测的输入端FB，而正相输入端(+)经由3.3V基准电源E4接地。比较器21的输出端连接于定时器电路22的复位端Reset。定时器电路22用来设定两段延迟时间；在比较器21检测到过载状态100ms后将第一输出信号(低)输出至AND电路20，并强行中止将开关信号提供给开关元件Q1。

在检测到过载状态800ms后将定时器电路22的第二输出信号输出，并作为复位信号提供给设置在电源控制电路10中的启动电路(未示出)。

在2007-215316号日本专利公报[0002]段—[0025]段，图4、图5)中披露的开关电源的电源控制电路10中，过零检测时施加于开关元件Q1的电压是谐振波形的最小值，且通过这种定时导通开关元件Q1以开始下一开关周期，这一般被称为准谐振型或部分谐振型开关电源控制。

在图9所示的控制电路中，在正常操作中，将开关元件Q1的电流信号输入至输入端IS，电流比较器17将该电流信号与输入至输入端FB的反馈信号VFB进行比较；通过当负载轻时使开关元件Q1中的电流变小并当负载重时使开关元件Q1中的电流变大而控制提供给次级侧的功率，使输出电压基本等于电压设定值。

输入至输入端FB的反馈信号VFB在负载轻且输出电压高时减小，而在负载重且输出电压下降时增大。压控振荡器14对更小的反馈信号VFB(即VCO电压)降低更多的频率，因此负载越轻，压控振荡器14的振荡频率越低，而负载越重，频率越高。这里省去详细说明，但从电源控制电路10的输出端OUT输出的开关信号的频率(开关频率)受压控振荡器14的振荡频率的控制，因此，本质上说，负载越轻则开关频率越低。这是因为在轻负载下，开关损耗占全部损耗的比值也在增加，因此频率降低以减轻轻负载期间的开关损耗。在轻负载期间降低开关频率的技术也广泛地适用于除准谐振型装置以外的开关电源。

连接于电流比较器17的基准电压E3(1V)是用于限制开关元件Q1中过电流的基准电压。在过电流等类似情形下，电流信号的最大值被限制在基准电压E3(1V)，以保护电源电路和负载。

图10是示出现有技术的正向检测型开关电源装置的一个例子的方框图。

图10的开关电源装置根据电压设定从变压器T1的初级侧DC输入电源VIN将功率提供给次级侧负载(未示出)。LC谐振电路由变压器T1的初级侧绕组Lp的电感(Lp)和并联于功率MOSFET或其它开关元件Q1的谐振电容器Cr的电容(也可以仅仅是开关元件Q1的寄生电容)构成。输入电压V_IN被提供给平滑电容器C1的一端和变压器T1的初级绕组Lp的一端；初级绕组Lp的另一端连接于开关元件Q1的漏极。开关元件Q1的源极经由检测电阻Rs连接于平滑电容器C1的另一端，而栅极经由电阻R1连接于集成电路IC的输出端OUT。

图10的开关电源电路中的集成电路IC例如等效于图9中的电源控制电路10；在图9中，只有零电流检测输入端ZCD、反馈信号检测输入端FB、电流检测的信号输入端IS以及将控制信号输出至开关元件Q1的输出端OUT被示出。

变压器T1的初级绕组Lp、辅助绕组Ls和辅助绕组Lb全部缠绕在同一变压器T1的铁心周围。辅助绕组Ls的电感为Ls，而辅助绕组Lb的电感为Lb。谐振电容器Cr并联于开关元件Q1和检测电阻Rs的串联电路，但也可并联于初级绕组Lp。辅助绕组Lb连接于形成集成电路IC的电源的整流二极管D2和平滑电容器C2。电阻器R2在开关元件Q1和检测电阻Rs之间的连接点处将电压提供给电流检测的信号输入端IS；提供电阻器R3以在辅助绕组Lb两端就这样不经整流地将电压输入至集成电路IC的输入端ZCD。检测电阻器Rs充当电流检测元件。

对出现在辅助绕组Ls两端的电压进行整流的二极管D3和平滑电容器C3被设置在变压器T1的辅助绕组Ls处。二极管D3的阳极连接于辅助绕组Ls的一端，而阴极连接于电源输出端Vout，又连接于平滑电容器C3的一端。平滑电容器C3的另一端连接于辅助绕组Ls的另一端，又连接于接地端Gnd。

集成电路IC的输出端OUT处的电平在高电平和低电平之间变化以驱动开关元件Q1的栅极，将开关元件Q1导通和断开，并藉此在变压器T1的辅助绕组Ls侧在电源输出端Vout和接地端Gnd之间产生经理想平滑的DC电压。在这期间，漏极电流流入开关元件Q1，而在与开关元件Q1连接的变压器T1的初级绕组Lp侧流过电流，从而积蓄能量。此后开关元件Q1断开，但借助积蓄在变压器T1中的能量，在开关元件Q1的断开期间，电流在变压器T1的辅助绕组Ls侧流过二极管D3并流入平滑电容器C3。如此，在电源输出端Vout和接地端Gnd之间，经平滑的DC电压出现在变压器T1的辅助绕组Ls侧。

在电源输出端Vout和接地端Gnd之间设有输出检测电路，该输出检测电路包括电阻器R5和R6的串联电路电阻器R7、含光电晶体管PT和光耦合器的发光二极管PD、电容器C4和分路调整器D4。这里，电流根据输出电压流入光电二极管PD(输出电压高出电压设定值多少，则流过的电流就大出多少)，光电二极管PD发出光量与该电流对应的光，并将反馈信号提供给连接在集成电路IC的反馈信号检测输入端FB和接地端Gnd之间的光电二极管PT。由光电二极管PD发出的光量越大，流入光电二极管PT的电流越大，并且该电流流入电阻器R，以使电阻器R两侧的电压降增加。即，输出电压越高，流入光电晶体管PT的电流越大，因此反馈信号VFB变小。借助这种反馈功能，开关电源装置可根据未示出的负载的变动而供电。反馈电路25包括包围在虚线中的部分。

图10所示的正向检测开关电源装置具有作为电流检测元件的检测电阻器Rs，其特征在于，包括过载保护(OLP，也称为过电流保护OCP)功能，其借助过电流限制电路保护负载不受到过量电流的作用，所述过电流限制电路利用对通过检测电阻器Rs检测出的电流检测信号(信号本身为一电压)借助电阻器R4和R2施加偏压获得的信号。在最近的装置中，寻求电源控制电路10本身的低功耗，并构想用于减小从输入电源V_IN流过电阻器R4、R2、Rs的路径的电流的方法。在解释该方法前，首先解释电阻器R4和R2的功能。

首先，考虑其中不设置电阻器R4、R2的状态。该过电流限制电路不直接监测变压器T1的次级侧上的过电流，而是监测初级绕组Lp侧的电流变化以检测负载的过电流并停止开关操作。这是因为：当直接监测次级侧负载电流时，反馈信号至初级侧的电路变得必不可少。具体地说，将作为图10中的电流检测元件的检测电阻器Rs两端的电压与作为过载保护(OLP)判断基准的基准电压(下文中称其为判断基准电压Vth)相比较，当检测电阻器Rs两端的电压达到该基准电压时，判定过电流已发生。

图11示出与不同输入电压对应的初级侧电流波形。这里，当各输入电压V_IN作为V1和V2施加时，在电阻器Rs两端产生的正向检测电流检测信号被表示为与流入变压器T1的初级绕组Lp的电感器电流I_L对应的电流波形。

电感器电流I_L在开关元件Q1(N沟道MOS晶体管)导通时开始流入初级绕组Lp，并且该电流以正比于输入电压V_IN的斜率(dI_L/dt＝V_IN/Lp)增加。当电流检测信号达到过载保护(OLP)的判断基准电压Vth时，图9中的(集成电路IC的)电源控制电路10判定发生过电流，并断开开关元件Q1。

在图10所示正向检测型开关电源装置中，在实际判定在集成电路IC中已发生过电流的时间和开关元件Q1断开的时间之间存在响应滞后时间Δt。为此，如图(A)和(B)所示，在过电流限制操作时，在实际流入开关元件Q1的电感器电流I_L中发生超过判断基准的过冲。尽管电感器电流I_L的斜率正比于输入电压V_IN，但由于电源控制电路10(图10中的集成电路IC)的电源电压被调整，由控制系统的操作确定的响应滞后时间Δt不受输入电压V_in影响。因此，在图11(A)所示的输入电压V_IN是小值(V1)的情形下和图11(B)所示的该值是V2(>V1)的情形下，将来自检测电阻器Rs的电流检测信号进行比较，输入电压V_IN的值越高，上述过冲量ΔV越大(ΔV1<ΔV2)。

图12示出图10的开关电源装置中在过电流限制操作中的电感器电流的变化。当开关元件Q1在滞后时间后断开，即在过电流限制操作中，流入变压器T1的初级绕组Lp的电感器电流I_L与输入电压V_IN正比地增加，如图11所示。在传统的正向检测型开关电源装置中，当该装置例如用作日本个人计算机的电源时，可将100V交流市电整流和平滑以用作DC输入电源。在其它国家中可使用200V的交流电源。另一方面，作为来自变压器T1的辅助绕组Ls或来自变压器T1的辅助绕组Lb的输出电压，只需要至多将近10-20V的电压。当交流市电的电压，即在输入电压V_IN中存在偏差时，如果输入电压V_IN越高，则断开开关元件Q1时流过的电感器电流I_L越大，由此产生电源安全性的问题。

因此，以校正图10所示开关电源装置中的过冲为目的，提供一种电阻电路，其中电阻器R2和R4串联。借助该电阻电路，检测电阻器Rs的电压电平沿正向偏移。输入电压V_IN越高，电平偏移量越大，因此输入电压V_IN越高，则在检测电阻器Rs的电压达到过电流限制判断基准电压Vth前能更快地判断出该级的过电流状态。因此，实际断开开关元件Q1时的过冲量ΔV可由该电阻电路予以补偿。

然而，在电平因电阻电路偏移的正向检测方法中，当从近年来作为电源系统中的课题出现的轻负载或无负载状态下降低功耗或待机状态下减少待机功率的角度来看，从输入电源V_IN(在正常的电源系统中，输入电源V_IN处于最高电压)流过电阻器R4、R2、Rs的电阻电路至地(Gnd)的电流所产生的功耗成为问题。因此，已知一种方法，其中为了不使不必要的电流通过开关电源装置，尽管存在如图12所示的当开关元件Q1断开时输入电压V_IN越高则过电流越大的补偿现象，电流检测信号电平沿负向偏移，以实现功耗减小(参见2003—299351号日本专利公报[00016]段—[0018]段，图2)。

图13是示出现有技术的负向检测型开关电源装置的一个例子的方框图。

对于2003—299351号日本专利公报([00016]段—[0018]段，图2)中披露的开关电源装置的情形，负向检测型开关电源装置被配置成使电流检测装置利用检测电阻Rs检测流入初级绕组的电流或流入开关元件的电流并将其作为负电压。因此在图13所示的开关电源装置中，电流检测的信号输入端IS和检测电阻器Rs经由电阻器Ra相连。而且，信号输入端IS经由电阻器Rb和校正电阻器Rc分别连接于辅助绕组Lb和整流二极管D2之间的连接点，并连接于为集成电路IC供电的电源端VCC。

首先，解释电阻器Ra和Rb的功能(校正电阻器Rc的功能在后面予以解释)。如图13的电路结构中清楚看出的那样，初级侧的电流越大，则成为电流检测信号的负电压的绝对值越大。电阻器Ra和Rb与图10的正向检测方法中的各电阻器R2和R4对应并用来将负偏压施加于电流检测信号。在开关元件Q1导通的间隔内，在辅助绕组Lb和整流二极管D2之间的连接点出现负电位。该负电位通过整流二极管D2与平滑电容C2隔绝，因此与输入电压V_IN成正比(但符号相反)。因此，就象当正电压电流检测信号具有在正向检测方法中施加的正偏压时那样，在负向检测方法中，负电压电流检测信号具有与输入电压V_IN成正比地施加的负偏压。

在正向检测方法和负向检测方法中，在电阻器R4、R2、Rs和电阻器Rb、Ra、Rs中消耗的功率大为不同。这是因为在电阻器中消耗的功率与施加于电阻器的电压的平方成正比((伏)²/电阻值)，且施加的电压大为不同。如上所述，当交流市电被整流和平滑化以获得值接近100-200V的输入电压V_IN时，来自辅助绕组Lb的输出电压(绝对值)最多接近10-20V，因此能以大约两个数量级降低功耗。

在图13的电源控制电路10(IC电路)中，仅示出构成电路的一部分元件。这里，压控振荡器14、电流比较器17、触发电路19是与图9所示控制电路对应的电路，设置信号逆变电路23以将信号从反馈信号VFB检测输入端FB提供给电流比较器17的正相输入端(+)，并在电流检测输入端IS和电流比较器17的反相输入端(-)之间提供电平移动电路24。尽管在图13中未示出，电源控制电路10还包括零电流检测输入端ZCD、对其提供启动电流的端VH等。

压控振荡器14是用来确定开关频率的振荡器；振荡频率受从反馈电路25输出的反馈信号VFB的控制(该信号等同于所谓的误差信号)，该反馈信号VFB是通过放大输出至负载的电压和设定电压之间的差而获得的。频率特征如下：在判断负载为轻的范围内(例如当反馈信号VFB为0.9V或更小时)，频率与反馈信号VFB的电压成正比并且几乎线性地下降至最小频率。当负载为重时，频率为常数(最大频率)。反馈电路25与图10所示的相同。

反馈信号VFB越大，则负载被判定为越重，因此增加输出电流以使输出电压达到目标电压设定是困难的，因此提高开关频率以容许大的负载电流变化。且反馈信号VFB越小，则具有小输出电流的负载被判定为越轻，因此开关频率被设定为低。

当反馈信号VFB比规定值(例如0.4V)更小时，停止开关动作，并等待高于上述规定值0.4V的反馈信号VFB电压。不执行开关动作，以不将电荷提供给次级侧输出电容器C3，且电流仅被提供给负载，因此输出电压下降。结果，输出电压和电压设定之间的差增加，且反馈信号VFB的电压值上升。

图14示出图13所示开关电源装置的信号逆变电路23的配置。信号逆变电路23包括运算放大电路26、电阻器R11和R12以及基准电源E5，如图14所示。

这里，反馈信号VFB作为适用于正向检测方法的1-2V电压信号经由输入端FB从反馈电路25提供。该信号由信号逆变电路23逆变和放大，转换成符合负向检测方法的2-1.5V的内部信号VFB2。由信号逆变电路23使用的电压值例如用来解释信号所取值的范围，且信号不局限于这些值。

图15示出图13所示的开关电源装置中的电平移动电路24的配置。电平移动电路24包括连接在内部基准电压E6和电流检测的信号输入端IS之间的防静电的电阻器R13和分压的电阻R14、R15的串联电路，以及对电阻器R13和R14之间的连接点接地的齐纳二极管D5、D6。这里，施加于信号输入端IS的负电压电流检测信号(信号本身是电压)VIS从电阻器R14和R15的连接点输出至电流比较器17，作为已电平移动至正电位的内部信号VIS2。

如此，电流检测信号VIS作为负电压(0至—1V)提供给电流检测的信号输入端IS，由于不具有负电源的IC电路实际无法处理负电压信号，因此图15的电平移动电路24将信号电平移动至正电位(2至1.5V)。

此时，调整电阻器R11、R12的电阻值，以使输出电平即使对处理反馈信号VFB的信号逆转电路23而言也符合该电流检测信号。

接着，解释校正电阻器Rc的功能。校正电阻器Rc将正(正电压)偏压(偏压)施加于电流检测信号VIS，以使通过集成电路IC确定的开关频率实际上降低，从而降低在轻负载或无负载期间的功耗或待机期间的待机功率。下面，解释校正电阻器Rc使开关频率下降的方式。

图16是解释在开关电源装置中的电流检测信号VIS的校正操作的信号波形图。这里，信号VFB3是用于说明的假想信号并等同于上述内部信号VFB2，其在正电压范围内(例如2至1.5V)的工作范围电平移动以使上限为0V，从而适应负电压值的电流检测信号VIS的工作范围。可将其视为反馈信号VFB的逆变结果。

这里，假设压控振荡器14的振荡频率受提供给电源控制电路10的反馈信号VFB的控制。

首先，如图(A)所示，考虑由校正电阻器Rc的校正不被执行的情形。此时，开关元件Q1的导通时间比和反馈信号VFB的值处于平衡状态，使输出至负载Vout的电压为电压设定值。随后通过反馈信号VFB的大小确定开关频率。

接着，假设添加校正电阻器RC并突然将校正应用于图16(A)的状态。在这种情形下，电流检测信号VIS是从比图(A)更大的正电压开始下降的信号。另一方面，反馈信号VFB(即图中的信号VFB3)无法快速变化，因此相同电压电平将持续一定时间。开关元件Q1不切断，直到电流检测信号VIS达到VFB3，如图(B)所示，开关元件Q1的导通时间ton延长(导通时间ton是电流检测信号VIS开始下降直到到达信号VFB3的间隔)。此时，如果开关频率保持不变，则一个周期内的断开时间缩短，开关元件Q1的导通比增加。结果，输出至负载的电压上升，反馈信号VFB减小，且反馈信号VFB3的绝对值也减小。

当反馈信号VFB变小时，开关频率下降，且时间比下降，以使图16(A)所示的最初导通时间比接近。因此如图16(C)所示，在新的开关频率下存在平衡，最终产生与图(A)相同的导通时间比。此时，反馈信号VFB和经偏移的电压值VFB3的绝对值比校正前的值更小。此时，受压控振荡器14控制的频率降低，而由电流比较器17确定的导通时间也延长。

在上述负向检测型开关电源装置中，轻负载期间流入校正电阻器Rc的电流在增进能量效率方面仍有问题。即，由于现有技术的开关电源装置中的校正电阻器Rc连接于电源端VCC，因此电流总是从电源端VCC流过校正电阻器Rc以及电阻器Ra和Rs的串联电路，并流过校正电阻器Rc以及电阻器Rb和辅助绕组Lb的串联电路，直至地面(GND)，因此存在功率损失的问题。

来自两个源的偏压被提供给电流检测信号VIS：一个源是经由电阻器Rb从辅助绕组Lb输出的电压，另一个源是经由校正电阻器Rc来自电源端VCC的电压。电源端VCC的电压与输出电压Vout成正比，且输出电压Vout受控以成为恒定电压，以使电源端VCC的电压也是恒定电压。另一方面，由于辅助绕组Lb的输出电压正比于输入电压V_IN，值本质上是变动的。因此存在校正电阻器Rc对国电流检测具有复杂影响的问题。

即，通过将来自电流检测输入端IS的电压信号与某一基准电压比较而执行过电流检测；然而这难以调整电路常数以使比较提供恒定结果，不管输入电压V_IN的值为何。这是因为与输入电压V_IN成正比的辅助绕组Lb电压被施加于电阻器Rb的一端，且该电阻器Rb与校正电阻器Rc并联地连接于输入端IS，其一端施加恒定电压(电源控制电路10的电源电压VCC，经调整的电压)，两者都影响电流检测信号VIS，且电路常数的恒定调整是困难的。

发明概述

鉴于上述问题而构思出本发明，本发明的目的是提供一种开关电源装置，当添加外部校正电路并从外部调整轻负载期间的开关频率时，使校正电路中的损耗相比现有技术而减小，并可实现更多调整而不会影响过电流限制或其它特性。

为了解决上述问题，本发明提供一种开关电源装置，其包括：DC电源；变压器，所述变压器根据电压设定向次级侧负载供电；开关元件，所述开关元件串联于变压器的初级绕组；反馈电路，所述反馈电路将通过放大电压设定和对负载输出的电压之间的差而获得的反馈信号输出至变压器初级侧；开关电源控制装置，所述开关电源控制装置基于反馈信号执行开关元件的导通/断开控制；以及电流检测装置，所述电流检测装置将流入开关元件的电流的值作为具有随着电流值增加，电压相对开关电源控制装置的基准电位减小的极性的电压信号检测出；所述DC电源连接于变压器的初级绕组，从DC电源输入的DC电压通过开关元件导通和断开以产生脉动电流，且根据电压设定将所要求的输出功率提供给负载，其中开关电源控制装置具有：用于电流检测的信号输入端，对其输入电压信号；电流比较器，所述电流比较器将来自反馈电路的反馈信号与电压信号比较；振荡电路，当基于反馈信号的大小而将负载判定为轻时降低工作频率以延长开关元件的开关间隔；控制电路，所述控制电路根据振荡电路的工作频率和电流比较器的比较结果而产生具有一定频率和脉冲宽度的控制信号，并驱动开关元件；以及输出端，所述输出端输出控制信号，开关电源装置还包括校正电路，它仅在开关元件的导通间隔内作用并将正偏压施加于从电流检测装置输出的电压信号。

在该开关电源装置中，校正是仅在开关信号导通开关元件的期间通过校正电路将偏置加至用于检测电流值的电压信号而实现的。

借助本发明，发生在校正电路中的损耗仅发生在控制信号导通的间隔内，因此相比现有技术的方法可减少功率损耗。

附图说明

图1是示出本发明的开关电源装置的一个实例的方框图；

图2是示出实施例1的开关电源装置的方框图，其包括利用电阻器的校正电路；

图3示出图2的开关电源装置中的电流比较器输入信号的工作波形；

图4是示出实施例2的开关电源装置的方框图，其包括利用电阻器和电容器的校正电路；

图5示出图4中的开关电源装置中的电流比较器输入信号的工作波形；

图6是示出实施例3的开关电源装置的方框图，其包括利用电容器的校正电路；

图7是示出实施例4的开关电源装置的方框图，其包括利用电阻器、电容器和齐纳二极管的校正电路；

图8示出图7的开关电源装置的不同部分的工作波形；

图9是示出2007-215316号日本专利公报[0002]段—[0025]段，图4、图5)中披露的准谐振开关电源的控制电路的方框图；

图10是示出现有技术的正向检测型开关电源装置的一个实例的方框图；

图11示出与不同输入电压对应的初级侧电流波形；

图12示出在过电流限制操作期间图10的开关电源装置中的电感器电流的变化；

图13是示出现有技术的负向检测型开关电源装置的一个实例的方框图；

图14示出图13的开关电源装置中的信号逆变电路的结构；

图15示出图13的开关电源装置中的电平移动电路的结构；以及

图16是解释对校正开关电源装置中的电流检测信号VIS的操作的信号波形图。

具体实施方式

下面，参照附图阐述本发明的各实施例。

[实施例1]

图1是示出本发明的开关电源装置的一个实例的方框图，而图2是示出实施例1的开关电源装置的方框图，其包括利用电阻器的校正电路。

首先阐述如图2所示包含仅采用电阻器R0的校正电路2的开关电源装置。这里，校正电路2作为外部电路连接于集成电路IC。

如图2所示，包含电源控制电路(电源控制装置)的集成电路IC具有：电流比较器17，该电流比较器17将来自反馈电路25的反馈信号VFB与来自电流检测输入端IS的电压信号进行比较；压控振荡器14，该压控振荡器14当基于反馈信号VFB的大小判定负载为轻时降低工作频率以使开关元件Q1的开关间隔延长；以及触发电路19，该触发电路19产生频率和脉冲宽度与压控振荡器14的工作频率和电流比较器17的比较结果对应的控制信号，以驱动开关元件Q1。电源控制电路10还具有信号逆变电路23和电平移动电路24。这些与图13所示的内容相同，因此省去其详细说明。充当校正电路2的电阻器R0连接在电源控制电路10的输出端OUT和电流检测的信号输入端IS之间。

与图13所示的相同，图1的开关电源装置是负向检测型开关电源装置。另一方面，与图13所示的开关电源装置的区别在于：连接有校正电路1，对从作为电流检测装置的检测电阻器Rs输出的电流检测信号VIS施加正偏压，并被配置成仅在开关元件Q1导通间隔内工作。其它的结构与图13所示的结构相同；此后，相同部分用相同附图标记表示并省去对其的说明。图1中的电源控制电路10本身使用如现有技术那样配置的集成电路IC。

在图2所示实施例1的开关电源装置的情形下，电流仅在开关元件Q1导通的间隔内，即仅在从输出端OUT输出的开关信号为高的间隔内，流入校正电阻器R0，在断开间隔内没有电流流过(严格地说，由于在断开期间电阻器Rs和R0之间的连接点处的电位是来自辅助绕组Lb的输出电压通过电阻器Rb、Ra、Rs分压的结果，尽管小于导通期间的电流，但还是有小电流流过)。结果，相比现有技术可减少损耗。具体地说，负载越轻，导通时间比越小，因此由流入校正电阻器R0的电流造成的功率损耗得以进一步减小。

图3示出图2的开关电源装置中的电流比较器17的输入信号的工作波形。

图3(A)中示出在重负载期间的电流检测信号(电压信号)。该电流检测信号是随着流入开关元件Q1的电流增加、相对开关电源装置的基准电位(在本例中为接地电位)下降的极性电压信号，并且一旦达到电流比较器17的判定基准电压VFB3(与结合图16阐述的假想信号VFB相同)，则使开关元件Q1断开。在导通开关元件Q1的开关信号已输出但开关元件Q1尚未导通的瞬间，电阻器R0开始对电流检测信号校正并且电流检测信号取正值，然而当开关元件导通且对应于重负载的大绝对值的电流检测信号出现时，经校正的电流检测信号VIS在初期成为负信号。

图3(B)示出轻负载期间的电流检测信号。与图3(A)相同，在开关元件Q1导通的瞬间，电阻器R0开始对电流检测信号校正，并且电流检测信号VIS变为正。由于在轻负载下电流检测信号的绝对值不大，因此经校正的电流检测信号VIS为正的期间占周期ii中较长的部分。

这里，不仅是判断基准电压VFB3的绝对值小，而且轻负载期间的开关间隔T2相比重负载情形下的开关间隔T1来得长。

在开关元件Q1断开的间隔内，电阻器R0不进行校正，因此电流检测信号VIS处于接地电位(0V)。电阻器Rb的电阻值高于其它电阻器R0、Ra、Rs的值，对电流值的功耗的影响也小于其它电阻器，因此简单地说，可忽略电阻器Rb的影响(与下面图4和图6的情形相同)。校正电路1不必作为外部电路，可包含在集成电路IC中。

[实施例2]

图4是示出实施例2的开关电源装置的方框图，其包括利用电阻器和电容器的校正电路；图5示出图4的开关电源装置的电流比较器17的输入信号的工作波形。

这里，校正电路3由电阻器R0和电容器C0的串联电路构成。在这种情形下，使由电阻器R0和电容器C0确定的时间常数比电源控制电路10中设定的开关周期T1更短。

图5(A)示出在重负载期间的电流检测信号(电压信号)；图5(B)示出在轻负载期间的电流检测信号。当开关元件Q1导通时，开关信号从低变为高，电流流过校正电路3的电容器C0和电阻器R0，并在电流检测信号中产生偏压。之后，电容器C0的充电结束，电流不再流入校正电路3。如此，只有对电容器C0充电的电流流入校正电路3的事实(或从另一角度看，由于校正电路3形成微分电路或高通滤波器)，在控制信号导通间隔内发生的校正电路3中的功率损耗被进一步减小。

过电流检测是通过将由校正电路3校正的电流检测信号VIS与充当过载保护(OLP)判断基准的基准电压(判断基准电压Vth)进行比较而实现的；然而，由于在校正电路3的校正间隔Tc期间，校正电路3在开关元件Q1导通后立即作为微分电路那样工作，因此对过电流限制动作没有影响。

[实施例3]

图6是示出实施例3的开关电源装置的方框图，其中图1的校正电路利用电容器。

当校正电路4仅包括电容器C0时，其操作基本与校正电路3相同，其中电阻器R0和电容器C0串联。这是因为，在实际校正电路4中，电路中的寄生电阻成分和检测电阻Rs或串联的电阻器Ra和Rb以及其它电阻成分作为电阻成分的作用是等同的。

在上述实施例2和实施例3的的开关电源装置中，在过电流可能成问题的重负载期间，导通时间延长，因此借助象图4和图6所示的校正电路3和4那样包含电容器C0的结构，通过将时间常数设定为比导通时间更短，可在电流检测信号到达判断基准电压Vth前消除校正电路3或4的影响。结果，针对过电流检测电平不再需要考虑校正电路3或4的影响，而只需要考虑电阻器Rs、Ra、Rb，因此使电路常数调整变得简单。然而，如实施例1的仅包含电阻器R0的校正电路2的情形(图2)是个别的。

(实施例4)

图7是示出实施例4的开关电源装置的方框图，其包括采用电阻器、电容器和齐纳二极管的校正电路。

这里，校正电路5由电阻器R0、电容器C0和齐纳二极管ZD0构成。在这种情形下，理想地将电阻器R0和电容器C0确定的时间常数设为与电源控制电路10中设定的开关间隔T1近乎相同，或不大于T1；但该时间常数也可比开关间隔T1更长。齐纳二极管ZD0的齐纳电压VZD被设定为低于从输出端OUT输出的驱动信号Q1的高电平。

图8示出图7的开关电源装置的不同部分的工作波形。

如图8(A)所示，当开关元件Q1导通时，来自电源控制电路10的输出端OUT的开关信号的电压从低变为高(时间t1)。然后，与上述校正电路3的情形相同(见图4)，电流IC0流过电阻器R0至校正电路5的电容器C0，并且该电流IC0从中途注入包含电阻器Rs、Ra、Rb的串联电路，因此在电流检测信号VIS中产生偏置。然后，对电容器C0充电，图7中点A的电压上升(见图8(B))。

此后，当点A的电压达到齐纳二极管ZD0的齐纳电压VZD时，流入电阻器R0的电流从电容器C0偏移至齐纳二极管ZD0，并如图8(C)所示，不再流入电容器C0。结果，如图8(D)所示，在流入电阻器R0的电流偏移至齐纳二极管ZD0的时间t2后，因校正电路5出现在电流检测信号VIS中的偏压不复存在。

因此在实施例4中，通过调整齐纳二极管ZD0的齐纳电压VZD，可自由调整因校正电路5导致偏压发生在电流检测信号VIS中的时间。因此即使当由电阻器R0和电容器C0确定的时间常数被设定为比开关间隔T1更长时，通过适当地选择齐纳电压VZD，可将因校正电路5发生偏压的间隔设定为紧随开关元件Q1导通之后，结果对过电流限制动作不再有影响。因此相比图4的校正电路3，可从更宽范围的电阻值或电容值中选择电阻器R0和电容器C0，且更易于调整。

Claims

1.一种开关电源装置，包括：

DC电源；

变压器，所述变压器根据电压设定值向次级侧负载供电；

开关元件，所述开关元件串联于所述变压器的初级绕组；

反馈电路，所述反馈电路将反馈信号输出至所述变压器初级侧，其中所述反馈信号通过对电压设定值和输出至负载的电压之差进行放大来获得；

开关电源控制装置，所述开关电源控制装置基于反馈信号对所述开关元件执行导通/断开控制；以及

电流检测装置，所述电流检测装置将流入所述开关元件的电流值检测作为具有极性的电压信号，该极性是指随着电流值增加、电压相对于所述开关电源控制装置的基准电位减小；

所述DC电源连接于变压器的初级绕组，从DC电源输入的DC电压通过所述开关元件导通和断开而产生脉动电流，并根据电压设定值将所要求的输出功率提供给负载，其中

所述开关电源控制装置具有：

用于电流检测的信号输入端，流向开关元件的电流的值作为电压信号被输入；

电流比较器，所述电流比较器将来自所述反馈电路的反馈信号与所述电压信号进行比较；

振荡电路，所述振荡电路当基于反馈信号的大小判定负载为轻时降低工作频率以延长所述开关元件的开关间隔；

控制电路，所述控制电路根据所述振荡电路的工作频率和所述电流比较器的比较结果产生具有一定频率和脉冲宽度的控制信号，以驱动所述开关元件；以及

输出端，所述输出端输出控制信号，

所述开关电源装置还包括校正电路，所述校正电路仅在所述开关元件导通的间隔内作用并将正偏压施加于从所述电流检测装置输出的电压信号。

2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述校正电路是连接于所述输出端和用于电流检测的信号输入端之间的电阻器。

3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述校正电路是连接于所述输出端和用于电流检测的信号输入端之间的电容器。

4.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述校正电路是连接于所述输出端和用于电流检测的信号输入端之间的电阻器和电容器的串联电路。

5.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述校正电路位于包含所述开关电源控制装置的集成电路的外部。

6.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述校正电路包含在包含所述开关电源控制装置的集成电路中。

7.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，所述校正电路包括电阻器和电容器的串联电路以及齐纳二极管，所述齐纳二极管的阴极连接于所述电阻器的一端和所述电容器的一端之间的连接点上，而所述电阻器的另一端连接于所述输出端；所述电容器的另一端连接于用于电流检测的信号输入端；此外所述齐纳二极管的阳极连接于所述开关电源控制装置的基准电位。