CN101432635A - 用于卫星导航接收机的自适应代码发生器 - Google Patents

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CN101432635A CNA2007800157824A CN200780015782A CN101432635A CN 101432635 A CN101432635 A CN 101432635A CN A2007800157824 A CNA2007800157824 A CN A2007800157824A CN 200780015782 A CN200780015782 A CN 200780015782A CN 101432635 A CN101432635 A CN 101432635A
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Abstract

本发明描述一种卫星导航装置110，包括具有一可调节的代码发生器的接收机。所述可调节的代码发生器适用于产生一组扩频码信号。每一扩频码信号有一对应于一重复周期的相应长度。所述扩频码信号组包括具有不同的第一和第二长度的第一和第二扩频码信号。

Description

用于卫星导航接收机的自适应代码发生器
技术领域
本发明一般涉及一种全球导航卫星系统(GNSS)，并且更具体地说，涉及一种用于卫星导航的自适应代码发生器。
背景技术
诸如全球定位系统(GPS)的全球导航卫星系统(GNSS)中的接收机利用基于卫星广播的瞄准线导航信号的测距。接收机测量一个或多个广播信号的到达时间。该到达时间测量包括：基于一信号的粗捕获(C/A)编码部分的时间测量，称为伪距；及相位测量。
来自GNSS中的卫星的导航信号在载波信号频率上被广播并使用一个或多个伪随机码。导航信号中的导航信息，诸如伪距和/或相位测量，可利用码跟踪环中的相关性在一接收机中被恢复。相关性可解扩所述导航信号的能量，因而可解调一个或多个伪随机码编码的信号。相关性操作有效混合接收的来自卫星的导航信号与所述接收机中产生的信号的复制。接收机中复制信号的产生包括产生一相应的伪随机码。如果复制信号的相位、载波频率和计时实质上复制了接收的来自卫星的导航信号，那么输出功率被最大化。如果复制信号中有计时有误差，在伪随机码的计时误差小于一个伪随机码位时，所述输出功率被减小，或者在计时误差大于或等于所述伪随机码位时，所述输出功率为零。
然而，许多不同伪随机码对应于来自GNSS中(对于那些利用码分多址方法减轻卫星间的干扰的GNSSs)的不同卫星以及不同GNSSs的导航信号。为了恢复宽种类的导航信号，所述接收机通常会具有电路以产生许多不同的伪随机码。该电路增加了接收机的复杂性和成本。因此，需要改进GNSS接收机中伪随机码的产生。
发明内容
本发明描述一种卫星导航装置，包括一具有一可调节的代码发生器的接收机。所述可调节的代码发生器被配置以产生一组扩频码信号。每一扩频码信号有一对应一重复周期的相应长度。所述扩频码信号组包括具有不同的第一和第二长度的第一和第二扩频码信号。
所述可调节的代码发生器可包括一反馈回路和一可编程移位寄存器，该可编程移位寄存器具有位数大于或等于对应该组扩频码信号的可分解伽罗瓦多项式的次数。所述可编程移位寄存器的位数可对应相应多项式的次数的最大的和，所述相应多项式描述该组扩频码信号中的相应扩频码信号。所述组多项式可包括不可约伽罗瓦域多项式和/或该组扩频信号可包括最大的长度序列。
所述反馈回路还可包括可编程反馈掩码和反馈掩码表。该反馈掩码表可包含一组反馈掩码。对于相应扩频码信号的相应反馈掩码可以是二进制表示的相应多项式。
在一些实施例中，该反馈回路具有多输入位和单输出位。该单输出位是由所述多输出位的一”异”树决定。在一些实施例中，所述反馈回路具有多输入位和多输出位。每一多输出位是由来自所述可编程移位寄存器的一输出位的”异”和一相应的输入位决定。
所述可调节的代码发生器可包括一初态表。该初态表包含一组初态矢量。每一初态矢量对应相应于该组扩频信号的至少之一的所述可编程移位码寄存器中的位的初始值。
在一些实施例中，所述可调节的代码发生器可以包括控制逻辑，所述控制逻辑确定何时使用所述可调节的代码发生器产生的相应扩频信号已达到相应长度，并通过编程存储在初态矢量表中的所述组初态矢量中的一初态矢量输入所述可编程移位寄存器以开始下一码周期。在一些实施例中，所述控制逻辑确定何时使用所述可调节的代码发生器产生的相应扩频信号已达到一终止条件，并通过编程存储在所述初态矢量表中的所述组初态矢量中的所述初态矢量输入所述可编程移位寄存器以开始所述下一码周期。
可调节的代码发生器还可包括一短循环态表。所述短循环态表包含一组短循环态矢量，并且每一短循环矢量对应相应于在预定部分的相应长度的所述组扩频信号中至少之一的所述可编程移位寄存器的位值。所述控制逻辑确定何时使用所述可调节的代码发生器产生的所述相应扩频信号已达到所述预定部分的相应长度。
附图说明
本发明其他的信息和特征在下面结合所述附图的具体的说明书和附加的权利要求将更加明显。
图1是表示具有直接路径信号和多路径信号的全球导航卫星系统(GNSS)的示意图；
图2A是表示GNSS接收机的信道中的元件的方框图；
图2B是表示GNSS接收机的信道中的元件的方框图；
图3是表示GNSS接收机中的元件的方框图；
图4是表示粗捕获(C/A)代码发生器的方框图；
图5是表示L2C代码发生器的方框图；
图6是表示时分复用的L2C码的时序图；
图7是表示L5代码发生器的方框图；
图8是表示一代码发生器的方框图；
图9是表示二进制偏移码(BOC)方波形式的时序图；
图10是表示BOC和正交二进制偏移码(QBOC)方波形式的时序图；
图11是表示码信号和控制信号发生器的方框图；
图12是表示可编程代码发生器的一实施例的方框图；
图13是表示可编程代码发生器的一实施例的方框图；
图14是表示GNSS接收机中的元件的方框图；
图15是表示GNSS接收机中的可编程代码发生器的运行方法的流程图。
在所述附图中相同的参考数字指相应的部件。
具体实施方案
现在结合附图的例子详细说明本发明的具体实施方法。在下文的详细描述中，设定大量详细说明以供更好地理解本发明。然而，对本领域技术人员显而易见的是本发明在没有这些详细说明的情况下也可以实施。在其它例子中，公知的方法、程序、元件和电路没有进行详细描述以便不必要地使实施例难于理解。
本发明描述一种卫星导航装置，包括具有至少一个可配置和/或可调节的代码发生器的接收机，今后称为可调节的代码发生器。在一些实施例中，有单个可调节的代码发生器。在一些实施例中，所述可调节的代码发生器是可编程的。所述可调节的代码发生器可被配置以产生一组伪随机码信号，今后称为扩频码信号。每一扩频码信号有一对应于重复周期的相应长度。该组扩频码信号可包含具有不同的第一和第二长度的第一和第二扩频码信号。在一些实施例中，该组扩频码信号只包含具有第一长度的扩频码信号。所述可调节的代码发生器可在第一域或在第二域，所述第一域具有一有多输入位和单输出位的反馈回路，所述第二域具有一有多输入位和多输出位的反馈回路。所述可调节的代码发生器可减少GNSS中接收机的复杂性和/或成本。
在一些卫星导航装置的实施例中，导航被理解为包括确定方位或位置，也称为定位。导航被解释为确定卫星导航装置相对至少部分由GNSS中的卫星提供的参考系的位置。导航也可以在卫星导航装置中至少部分根据来自GNSS中一个或多个卫星的信号确定时间。全球导航卫星系统(GNSSs)包括但不限于：全球定位系统(GPS)、俄全球导航卫星系统(GLONASS)、伽利略定位系统(GALILEO)、欧洲地球同步导航重叠服务系统(EGNOS)、广域增强系统(WAAS)、多功能卫星增强系统(MSAS)、淮天顶卫星系统(QZSS)及来自纳夫科姆技术公司(NavComTechnology，Inc.)的星火(StarFire)网络。
除了GLONASS之外，GNSS卫星使用码分多址(CDMA)方法来减少卫星间的相互干扰。所述非GLONASS卫星在L频带中的载波信号频率上广播信号并使用扩频码信号。GLONASS系统使用频分多址(FDMA)来提供卫星之间的干扰防护。各GLONASS卫星使用相同的扩频码。除了位于地球相对侧的相同轨道内的对跖卫星之外，各卫星具有其自己的频带。对跖卫星可以共享相同的频带。
利用GPS作为例子，卫星在广播具有1575.42MHz L1载波信号频率和1227.6MHz L2载波信号频率的导航信号。第三GPS信号计划使用1176.45MHzL5载波信号频率。所述GALILEO系统计划提供在L1和L5(也称E5A)载波信号频率的信号及在1207.14MHz(E5B)和1278.75MHz(E6)载波信号频率的附加信号。GALILEO也将提供具有L1载波信号频率的具有不同扩频码的附加信号。所述QZSS系统计划提供在L1、L2及L5载波信号频率上的GPS兼容信号。QZSS也计划提供具有一至今未定义的L6载波信号频率上的信号。WAAS、EGNOS及MSAS中的卫星提供具有L1载波信号频率得GPS类信号，并计划提供一具有L5载波信号频率的第二信号。
所述StarFire网络，其功能至少部分作为通信链路，使用1525-1560MHz之间频带中840Hz宽的信道。StarFire网络以1200或2400编码位/秒传输数据。
GLONASS在1598.0635-1605.375MHz(L1)及1242.9375-1248.625MHz(L2)频带广播信号。GLONASS中信号的频带与GPS和GALILEO中信号的高端部分相应的频带重叠。
图1表示在GNSS100的实施例中，装置110接收的混合信号。所述混合信号包括由一个或多个卫星广播的一个或多个信号114以及由物体112反射的多径信号116。如上所述，所述信号114各包含与至少一个卫星相对应的至少一个扩频信号。
图2A表示装置110(图1)的接收机中的第一信道中的子信道电路200的实施例中的元件。所述混合信号由包含一个或多个天线的前端电路接收。天线输入可以是放大或非放大(无源)，并且在所述前端电路的路由器中的每个天线连接器可结合一个或多个频率。在具有非放大的天线或天线与路由器之间的长连接器或电缆的实施例中，所述前端电路可以包括一起始增益级。耦合至少部分混合信号210被发送至一个或多个信道。所述信道各包括一个或多个子信道电路，诸如子信道电路200。所述子信道电路200接收在至少部分混合信号210中对应至少第一卫星的至少一个扩频信号中相应的频带。
所述混合信号210被耦合至低损耗滤波器212以滤除信号图像和频带外的干扰。所述信号在被耦合至滤波器212之前也可以在一放大器(未示出)中被放大和/或在滤波器(未示出)中滤波。在具有所述前置电子设备中的初始低噪放大器的实施例中，可以省去此放大。使用一个或多个诸如混频器214的调制器，至少一部分信号被降频转换至一中频(IF)。在一些实施例中，在一个或多个附加子信道电路中的IF是相同的。所述混频器214中的降频转换混频具有相应的第一载波或本机振荡(LO)频率的第一基准信号，该基准信号由信号发生器218产生。
所述第一基准信号可以基于一个或多个时钟信号产生，所述时钟信号可以由基准振荡器216产生。所述的接收机中的各子信道电路具有唯一的第一本机振荡(LO)频率，从而允许相应的子信道电路，诸如子信道电路200，接收在至少一个来自所述第一卫星的扩频信号中的相应的频带。所述子信道电路可以接收来自所述接合机中的至少一个相同基准振荡器的一个或多个时钟信号。在其它实施例中，可以不是所述相同的基准振荡器。所述基准振荡器216可以包括一个或多个锁相环路、延迟锁定环路和/或内插电路。
在降频转换之后，在所述IF的信号穿过一高质滤波器220，诸如表面声波滤波器，其除去假信号和干扰信号并滤除频带外干扰。所述高质滤波器220可以允许所述信道300中的其它更低精度的滤波器，诸如前端预选滤波器，可允许自动增益控制(AGC)230的更易实现，也可允许在模拟数字(A/D)转换器238中更少位量化。诸如滤波器220的所述子信道电路中的滤波器为接收机中的信号限定信号处理带宽。因此，这些滤波器帮助限定所述接收机的总的信号处理特征。在一些实施例中，诸如滤波器220，可以具有大致等于所述IF的中心频率和大于大约第一卫星带宽的带宽。在一些实施例中，诸如滤波器220的一个或多个滤波器的带宽(3dB通带)可以大于约30MHz(双边)。在一些实施例中，诸如滤波器220的一个或多个滤波器的带宽(3dB通带)可以在大约30-32MHz(双边)范围内。在一示例性实施例中，滤波器220可以相当于6或更多复极。对相应于来自StarFire网络的信号的子信道，所述滤波器220也可以具有大致等于所述IF的中心频率。然而在此情形下，所述滤波器220的带宽可以是200kHz，因为StarFire网络的信号使用较小带宽。
通过确保诸如滤波器220的滤波器的带宽至少稍微大于应用于由一个或多个GNSS卫星广播信号的滤波，信号内容将不损失且尽可能多的频带外干扰被滤除。如果将来增加一个或多个卫星中的滤波器的带宽，则诸如滤波器220的一个或多个滤波器的带宽也增加，从而不损失信号内容。这能够改善多径信号116(图1)校正和/或改善接收机的循迹特性。
使用诸如混频器222的一个或多个调制器将诸如子信道电路200的一个或多个子信道电路中的信号转换至大致近基带(零频率)。在混频器222中的降频转换混频由正交信号发生器224提供的各具有第二载波或LO频率大致相互正交的第二基准信号。所述第二基准信号可以根据来自基准振荡器216和/或所述相同基准振荡器的至少一个时钟信号产生。大致近基带可以包括大致小于A/D转换器238中采样率的1/4。在一些实施例中，大致近基带可以包括小于约100kHz的频率。
降频转换至大致近基带有效产生一有意的多普勒频移。实现此的一种方法是设定至少一个时钟信号的载波信号频率，使其为大约40/百万(PPM)。此偏移确保来自所述A/D转换器238的同相I和异相Q样本都具有正的表观的多普勒频移，这简化了在诸如信号处理器242的信号处理电路中的诸如数控振荡器(NCOs)的信号发生器的设计。所述偏移也确保在来自至少第一卫星的至少一个扩频信号中的数字采样边界相对计时码位边界随机分布。
在一示例的实施例中，所述基准振荡器216具有16.36864MHz的标称载波信号频率。这是39.101MHz或比1.6倍GPS10.23MHz基频约大40PPM。在基准振荡器216寿命内，由于老化和/或温度变化，来自基准振荡器216的至少一个时钟信号的载波信号频率可以另一10PPM改变。在另一示例的实施例中，所述基准振荡器216可以包括温度补偿晶体振荡器(TCXO)和/或电压补偿晶体振荡器(VCXO)。
所述IF、第一LO和第二LO的频率可以保持GNSS信号使用的码与载波信号频率之间的相干关系。对于所有的GNSS信号，每一码位具有大致整数数量的载波周期。选择的降频转换频率，即相应的第一LO频率和第二LO频率，可以保持这些关系。然而应注意，所述关系对由卫星接收机运动导致多普勒频移、卫星或接收机中的基准信号和/或时钟信号误差和/或上述的有意的多普勒频移不敏感。如下所述，接收机利用这些特性。
所述IF和第二LO频率可以是来自所述接收机和/或所述基准振荡器216的相同基准振荡器的至少一相应时钟信号的大致同样的倍频。忽略多普勒源(上述的)，在每一子信道电路中的两个降频转换频率的和，即相应的第一LO频率和第二LO频率，可以大致等于与在至少一个来自第一卫星的扩频信号中的相应频带相对应的相应的载波信号频率。例如，GPS L1频带具有1575.42MHz的标称载频，其等于154·10.23MHz。在接收机200使用来自具有N1·10.23MHz频率的基准振荡器216的时钟信号的实施例中，第一LO和第二LO由该时钟信号产生。这些LO的相应的频率可以遵守几个关系，确保通过跟踪载频的测距与通过跟踪码多测距大致相同。每一L带信号的载频也可用下式表示：N0·154(其中：对于L1，N0＝154；对于L2，N0＝120；对于L5，N0＝115；对于E5A，N0＝118；对于E6，N0＝125)。通过用A乘以基准时钟信号产生所述的第一LO频率，即：LO1＝A·N1·10.23MHz。第二LO频率大致等于所述IF并通过用B乘以基准时钟信号产生，即：LO2＝B·N1·10.23MHz。乘数A和B的选择以使它们遵守关系式：s·(N0—A·N1)＝B·N2，其中，对于低端降频转换s＝1，对于高端降频转换s＝-1。例如，如果所述高端第一降频转换被用来转换L1信号至一等于13.7·10.23MHz(＝140.151MHz)的IF，则s＝-1并且B.N1＝154+13.7或167.7；如果改为利用低端降频转换，则s＝1并且B·N1＝154-13.7或140.3。每一GNSS频率可以使用不同的乘数A。相同的IF和乘数B可以用于所用频率。注意，在某种意义上，高端转换产生具有负数频率的IF，但是接收机的滤波器及随后的降频转换对于正和负的频率表现相同。
用于来自StarFire网络的信号的一个或多个子信道电路可以不使用正交检测。所述第二LO频率可以大约21Hz小幅调整，调到使所述第二LO频率与所述StarFire通信信道的中心频率相匹配。所述接收机中的控制器、所述第一信道和/或其中一个所述的子信道电路，诸如所述子信道电路200，可以顺序地程控信号发生器224至与每一可能的StarFire频带相应的合适频率，以确定相应的信号是否出现。注意可以不必要维持StarFire信号处理中的码与载波信号频率之间的特定关系，因此相应的第一LO频率和第二LO频率的选择可以更加自由。
在降频转换至接近基带之后，所述的I和Q信号被耦合至低通滤波器226，以滤除不需要的频谱成分。所述信号在AGC230中使用增益被放大并在A/D转换器238中被采样和量化，以产生I和Q样本。所述I和Q样本在信号处理器242中被处理。所述信号处理器242可以使用存储在查找表244中的值。AGC230和A/D转换器238可以由控制逻辑234利用存储在查找表236中的值配置和/或调整。所述AGC230和/或A/D转换器的配置和/或调整可包括至少一个AGC230的一个或多个增益和/或A/D转换器238中的一个或多个A/D量化阈值。在一个典型实施例中，AGC230的增益可在第一非零量化阈值决定，这样一非零样本的概率或活性大致为2/3。使用该增益，非零样本可由使用第二非零量化阈值决定，为了提高接收机的抗干扰性能，所述第二非零量化阈值大致为第一A/D量化阈值的二倍。接收机也可以使用消隐电路，以改善在存在强烈干扰信号时的性能。
在一些实施例中，在诸如所述子信道电路200的一个或多个子信道电路中的所述IF、第一LO频率和/或第二LO频率可以被调整和/或配置。这通过使用接收机中的控制器、所述第一子信道和/或所述子信道电路中其中之一调整和/或重新配置至少一个诸如信号发生器218的信号发生器来实现。例如，来自正交信号发生器224的基准信号中的第二LO频率可以几百Hz的步调进行调整。在调节或配置IF时，可以调整或重新配置滤波器220、滤波器226、混频器222和/或混频器214中的至少一个。
通过允许所述IF和第一LO频率和/或第二LO频率可配置，所述IF可以被配置成在大约100-350MHz范围内的值。在IF和第一LO频率和/或第二LO频率可调节的实施例中，可以允许一个或多个子信道电路被动态配置成具有所述范围的IF。可配置或可调节的IF提供附加的设计自由度。这些自由度可以允许一个或多个子信道电路中的IF被改变以符合诸如滤波器212、220和/或226、信号发生器218、正交信号发生器224、和/或混频器214和222的元件的要求。例如，如果在接收机的产品寿命内，一个或多个元件已过时或可获得更好的与不同IF范围相应的元件，通过配置或调整一个或多个子信道电路中的第一LO频率和/或第二LO频率可以改变所述IF。在示例的实施例中，所述IF可以是140、160和/或200MHz，因为这些值可以匹配已为移动电话开发的低成本滤波器和混频器的规格。
在其它实施例中，所述子信道200可以具有更少或更多的元件。两个或更多元件的功能可以在单个元件中实现。可选择地，一些元件的功能可以在所述元件的另外例子或接收机中别处的元件中实现。尽管图2A表示一个子信道电路200，在一些实施例中，可以有更多子信道电路。在一些实施例中，一个或多个子信道电路可以不使用正交检测和采样。代替地，所述信号可以在一个或多个混频器中利用具有第二载波或LO频率的所述第二基准信号转换至近基带。
图2B表示一子信道电路260的一实施例。垂直线262与图2A中的检测电路246对应。对于正常性能的子信道电路260，期望相等数量的来自A/D转换器238的正和负A/D样本。如果所述样本不平均为零，则它们包含一偏置，也称为DC偏置，其在码校正过程(图3中的332和334)中将被转换至附加的干扰噪声，或者，如果所述DC偏置大于由相应的扩频码提供的自动校正保护，则将作为干扰卫星信号出现。DC偏移校正电路248调整接近基带的所述I和Q信号，以减少在这些信号的一个或两个中的DC偏置。
一种消除DC偏置的方法是平均一段时间的A/D样本，并从入局的A/D样本减去所述得到的平均值。然而该方法可以在去偏置A/D样本中使用多位精度，从而在信号处理过程242中使用多位精度。其它方法包括DC偏置的手工或软件校准。这些方法测量所述DC偏置，并通过手工调整所述子信道电路260中的元件或利用数字/模拟(D/A)转换器提供一可变反馈电压调整A/D基准电压或阈值。在一些实施例中，耦合至运算放大器的计数器可被用于决定来自A/D转换器238的正和负样本数量和调整基准电压，这样具有相等数量的正和负样本，且所述I样本和Q样本的平均数为零。选择所述运放大器及其关联的反馈电路，以使脉冲的积分时间在100ms至10s之间。
所述转换器238具有几个用于将一个或多个GNSS信号从由模拟转换至数字形式的实施例。如现有技术所知，等于或大于奈奎斯特(Nyquist)率的相应的采样率是可以接受的。在使用复合采样的实施例中，采样率可以大于或等于滤波器226的带宽(图2A)。例如，对于GPS信号，采样率可大于32MHz。在其它示例性实施例中，采样率可以是40、60或80MHz。因为在信号处理过程中的功率消耗和时序约束增加与采样率成比例，40MHz的采样率可以适合现存的和计划的GNSS信号。如果将来可获得更高带宽的GNSS信号，则滤波器226的带宽和A/D转换器238的采样率可相应根据新的奈奎斯特率增加。
在一些实施例中，所述第一信道中诸如子信道电路260的一个或多个子信道电路可以被配置以输出一个或多个具有可调节或可配置位数的数字信号。所述位数可以是1、2、3、4或5，包括1位(2级)量化、2位(3级或一符号和一数值，即1、0和-1)量化、2位(4级)量化及3位(8级)量化。在一些实施例中，可以使用更大的位数。然而，诸如A/D转换器238的A/D转换器的复杂性正比于所述位数的平方，并且当位数增加到超过5时可能递减返回。位数可以动态配置或调节。所述配置和/或调节可以通过所述接收机中的控制器和/或至少其中一个所述子信道电路，诸如子信道电路260中的控制器来控制。所述A/D转换器可使用一个或多个存储在诸如查找表236的查找表中的映射。相应的映射可通过控制逻辑234实施。在一个或多个子信道电路被配置以输出1位数字信号的实施例中，一个或多个A/D转换器238可由一比较器替代。另外，在转换器238中使用1位数字量化，AGC230中的反馈可以不需要。
因为StarFire网络信号的信息内容(1200或2400比特/秒)大大小于GNSS信号的，所以可以使用较低采样率，诸如38.4kHz。此速率16或32倍于Nyquist率，并促进广播数据速率可能将来的增加。这也允许数据位边界与异步数字样本的同步，而无显著信号功率损失。
来自诸如子信道电路260的一个或多个子信道电路的样本可在可在信号处理器242中被处理。在一些实施例中，一个以上的子信道可以耦合样本至所述信号处理器242。在一些实施例中，可有一个以上的信号处理器，并且信号处理器可协助使用，这样，所述信号处理器起单个信号处理器的作用。来自相应的子信道电路的样本，例如子信道电路260，可以被发送一个以上的信号处理器。
信号处理可以在模拟电路、数字电路或者模拟和数字电路的结合中实施。除了A/D转换器238之外，操作可使用诸如专用集成电路的(ASIC)的硬件、软件以及硬件和软件相结合来实施。
图3表示诸如信号处理器242(图2A)的信号处理器300的实施例。A/D转换器310和312分别提供I和Q样本。所述的A/D转换器310和312是用于至少相应子信道电路的信号处理电路300的第一端口。因此第一端口至少对应信号的单一载波信号频率相应的子信道接收数据。可有一个或多个来自于附加子信道电路的附加端口耦合至信号处理电路300或者其它例子的信号处理电路300。在有多频率天线的实施例中，独立的子信道和端口可应用于信号中的每个载波信号频率。在一些有多个天线的实施例中，例如在姿态测量系统中，来自每个天线的信号的每个载波信号频率需要一个独立的端口。
所述I和Q样本被耦合至3级转换器314，所述3级转换器314执行由I和Q样本中的位数映射至符号和数值。在一些实施例中，所述3级转换器314可使用电路或诸如查找表244(图2A)的查找表来实施。所述样本被耦合至复用器316和318，所述复用器316和318耦合所述信号处理器电路300的剩余至至少所述端口中的一个。
参照图2A，来自所述正交信号发生器224的基准信号可以不是正好90°异相。如果所述信号被降频转换至基带，则会导致相位误差或偏差，以及相应的信号处理损失。因此，传统的接收机通常不会使用图2A中描述的正交检测和采样。另外，典型地，采样和量化通常不在基带。相反采样和量化典型地可在剩余IF进行，诸如例如A/D转换器238的A/D转换器的采样率的四分之一。通过增加A/D转换器的采样率和平均样本，所述剩余偏差可被去除。实际上，传统的接收机中的A/D转换器降频转换信号至基带。然而，所获得的I和Q样本的确定越过一时间间隔。这可以诸如多路径信号116(图1)的多路径信号的校正更困难。也有可能有功率损失与A/D转换器增加的采样率相关联。在这些传统的接收机中降频转换是直接从无线电频率转换至近基带来实现，通常不需要正交检测。
在装置110(图1)的接收机中，如前面对子信道电路200的讨论描述，所述信号被降频转换至大致近基带，并可以被采样和正交量化。此检测方法允许I和Q样本被大致同时确定。也可以依次提高多路径信号的校正和降低功率损耗。然而，在来自正交信号发生器224的基准信号中仍存在与相位偏差相关联的可能剩余偏差的问题。降频转换至充分近基带为这个问题提供了一个解决方法。如先前所提到的，所获得的信号有效地具有一有意的多普勒频移。在信号处理242过程中可以执行一复相旋转以校正该多普勒频移。在所述过程中，相应的偏差实际均匀分布在0-360°内，并且平均为零。
返回参照图3，用于校正剩余偏差和与降频转换至实际近基带相关联的多普勒频移的复相旋转在复合旋转电路326(例如，通过强制使Q样本等于零)中执行。如下面的进一步讨论，所述复相旋转是基于查找表324中的值。该值是基于载波信号发生器或NCO320确定的，所述载波信号发生器或NCO320是决定多普勒频率偏移被校正的载波或相位跟踪环的一部分。所述信号的样本中至少一个扩频码在作为码跟踪环的一部分的基于编码器330和码信号发生器或NCO328的相关器332和334中被解调。来自子信道相关器332和334的I和Q积累在一测量时间被输出至信号处理软件，在那里所述积累可被用于计算相位和码跟踪环的反馈。
如前面的讨论，所述相关性操作有效混合相应的信道产生的嵌入具有复制信号的I和Q样本中的卫星信号。如果复制信号的相位、频率和时序实际复制那些接收自卫星的信号，则由子信道相关器332和334积聚的功率将最大化。如果在所述复制信号中有时序误差，则当所述码的时序误差少于一个扩频码位时由所述相关器332和334积聚的功率减少，或在所述误差大于或等于一个扩频码位时由所述相关器332和334积聚的功率为零。
所述旋转和相关性操作发生在采样率，因此有非常小的由于信号处理的SNR损失。所述旋转和相关性操作的顺序是任意的。因而，在一些实施例中，相关性可以执行在旋转之前，旋转也可以执行在相关性之前，或者旋转和相关性操作合并在单一操作中。在一个典型实施例中，旋转执行在相关性之前。这允许每个I和Q样本对执行一个旋转。然而，有许多可能的相关性，包括每一子信道一组。
如图3所示，诸如来自子信道电路200(图2A)的一个或多个子信道电路的I和Q样本，通过所述I和Q样本的复合旋转326与用于相应信道的基准信号的载波信号成分混合。旋转样本IR和QR用下式产生：
IR＝I·cos(NCO)—Q·sin(NCO)
QR＝I·sin(NCO)+Q·cos(NCO)，
其中NCO表示来自基于载波NCO320的查找表的一值。所述的载波NCO320维持诸如第一信道的相应信道的基准信号的相位。在一些实施例中，基准信号的相位或载波相位利用相位累加器积分。当相位累加器在相应基准振荡器时钟脉冲边沿启动用于相应信道时，载波相位角被假定为零。实际上，所述相位在启动时间不为零，但是相应的跟踪错误将会反映在I和Q样本中。载波相位跟踪将会校正所述基准相位角。根据先前讨论的基准振荡器的有意频率偏移，有一个初始的正多普勒(Doppler)载波相位角。
如先前的讨论，有很多载波信号频率和扩频码被用于或计划用于不同的GNSSs。下面涉及在不同GNSSs中提出和/或使用的不同扩频码的概况。其他的信息在附录中概述。
所述的GNSS卫星提供导航信号，所述导航信号利用许多不同族的扩频码。除了GPS P码之外，所有这些扩频码是基于不同长度的最大序列(M-序列)扩频码，其中相应的长度确定相应扩频码的重复周期。此外，所述扩频码中的几个具有附加的复杂性。
所述GPS SBAS和QZSS GSSSs中的C/A码在具有L1载波信号频率的载波信号上被广播。所述GPS卫星据称有能力在具有在替代P(Y)的L2载波信号频率的载波信号上广播C/A码。所述C/A码被定义(Navstar GPS ICD-GPS-200，ARINC研究公司)为”异”的2个10位伽罗瓦域(Galois Field)极大多项式，即 CA = G 1 ⊕ G 2 , 其中
G1＝1+X3+X10
和
G2＝1+X2+X3+X6+X8+X9+X10
如图4所示，扩频码的产生通常使用诸如移位寄存器410的移位寄存器来实施。在实施例400中，伽罗瓦域的多项式的相应的X变量的幂n对应于移位寄存器级数，所述移位寄存器级数包括由先前的n位时间的反馈位。每一位时间所述寄存器被右移，并且”异”412的选择位(位的位置优先于偏移)被反馈入位1。来自所述移位寄存器410的”异”418的输出产生输出420，其为对应于C/A码的序列。
对于C/A码，所述两个移位寄存器410都有一初态所有1，即3FF十六进制。所述每个移位寄存器410产生一个不同序列的寄存器值，所述寄存器值包含所有1023唯一10位非零整数。所述两个移位寄存器410自动再循环至第1024码位的初状。因此，所述C/A码具有1023比特(210-1)或者对应于时钟周期的长度。
初态的G1移位寄存器410-1与GPS毫秒历元的码边缘同步。在一些实施例中，G2移位寄存器410-2(如GPS ICD 200所述)中不是采用”异”的专用级，而是G2移位寄存器410-2的初态可以通过用于每一不同卫星码的不同码位数相对所述毫秒厉元延迟(这种方法用于限定SBAS GNSS中的C/A码)。应用任一方法，所述移位寄存器410的”异”418为每一卫星产生一唯一C/A码。
所述G2移位寄存器410-2的延迟可被选择，这样所获得的C/A码420有一个位于1和0(由于序列中有一个奇数位，因此每一C/A码必须有一额外的0或1)之间的平衡。因而相应的互相关和自相关旁瓣的C/A码被最小化。所述码群被称为黄金码族。所述GPS GNSS使用37个黄金码，称为通过37的PRN1。这些码的第一32个被GPS卫星使用，其他的5个保留用于测试。所述SBAS GNSS使用用于来自不同卫星的具有L1载波信号频率的载波信号的相同黄金码族中的不同的C/A码。这些码定义为通过138的PRN120。所述QZSS GNSS计划使用用于具有L1载波信号频率的载波信号的C/A码。
GPS GNSS中的卫星也以50比特/秒通过用A/C码编码的信号编码二进制相移键控(BPSK)数据信息。这些信息使用哈明(Hamming)奇偶检验进行错误检验。
添加两个新的公共信号的过程中的GPS GNSS称为具有L2载波信号频率的载波信号L2CM和L2CL。该代码的多项式表示为：
P＝1+X3+X4+X5+X6+X9+X11+X13+X16+X19+X21+X24+X27.
图5中表示移位寄存器510实施L2C码的一个实施例500。实施例500有几点不同于实施例400(图4)。只有一个27级移位寄存器510，而不是两个10位移位寄存器410(图4)。为了与多项式中的X延迟相对应，移位寄存器510的位从右到左编号。并且对于L2C反馈，来自移位寄存器510的”异”的输出位由几个寄存器位确定(多位反馈，与图4中的单一位反馈相反)。
L2CM(用于民用，中等长度代码)和L2CL(民用的长的长度码)使用0.5115Mz码率，并且相互为50％时分多路复用。如图6中的实施例600所示，L2CM码信号610在每个0.5115MHz时钟的第一半被广播，L2CL码信号612在每个时钟的第二半被广播。所述L2CM码信号610和L2CL码信号612使用时域多重访问(TDMA)启用信号614结合。所述TDMA启用信号614可选择LZCM码信号610(图6中的M)和L2CL码信号(图6中的L)。在具有50％占空比的1.023MHz速率，所述TDMA启用信号614以用于每个码产生的L2C结合码信号616在码信号610和612之间切换。所述L2C结合码信号616的位边缘率为1.023MHz，并且它改变半位的L2CM码信号610和L2CL码信号。
所述L2CM码具有10230比特的长度并每20ms重复。所述L2CL码具有767250比特长的长度并每1.5秒重复。两码是长度为227-1比特的单一M序列的子集(大于134百万比特)。所述码只相差移位寄存器510(图5)状态在一起始的码序列。每个L2CM码和L2CL码的唯一初态被分配给每个卫星(PRN数)。由于所述码只是完整M序列的一部分，因此L2C结合码的序列不能像C/A码的情况一样自动重复。所述L2C结合码必须通过一个检测最终码状态或者计量合适的码位数来重新启动。在每个码周期的起始，所述移位寄存器510(图5)重置为初态。
数据信息也以每秒25比特的速率被调制到L2CM码信号610。使用一速率1/2约束或运行长度7的卷积码，因此符号率是每秒50个符号。所述L2CL码信号612不被调制，即：它不包含附加信息。因此，L2CL信号612可由锁相环跟踪(例如图3中使用的载波NCO320)，而不是科思塔斯(Costas)环(一相位跟踪环，其中正弦项I是通过余弦项Q归一化以跟踪数据位)，其通常以具有调制数据信息的信号使用。锁阈值是比相位锁定环更好的6dB。所述信号也可以被无限相干积分以改善非常弱信号条件下的噪声。相反，数据调制信号只能在关于所述调制是否需要的硬决策前对一长度的调制数据信息符号进行相干积分。
所述GPS GNSS也在添加具有L5载波信号频率的两个新的公共载波信号的处理过程中。这两个载波信号称为X5I和X5Q，并且使用具有L5载波信号频率和含有四相相移键控调制(QPSK)的信号同时广播。X5I被调制在所述载波信号的同相部分，X5Q被调制在所述载波信号的正交部分。如图7的实施例700所述，X5I和X5Q产生自三个13位移位寄存器XA710、XBI714和XBQ718。XBI714和XBQ718用相同的多项式表示，
PXB＝1+X+X3+X4+X6+X7+X12+X13
XA710使用
PXA＝1+X9+X10+X12+X13
提供“异或”712为每一移位寄存器710、714和718提供单一位反馈。移位寄存器710和718的一输出的一“异或”730产生X5Q732。
X5I 728和X5Q 732二者都有10.23MHz的位率并具有10230位的长度或1ms时间周期。由于13位的M-序列只有一213-1位(8191位)的长度，因此，当XA移位寄存器710达到第8190位时，即当XA移位寄存器710等于1FFD十六进制时，XA移位寄存器710是短循环提早一位返回其初态。所述XB移位寄存器714和718不是短循环，这导致所述两个码的进动。这使长度为2040位的第二M序列连接到所述第一8190位序列的端部。在第10230位之后，XB移位寄存器714和718二者都是短循环返回至它们的初态。所述短循环能够由计算位数或比较所述寄存器与它们的已知终态来实施。因此，在一些实施例中可包括一个或多个附加的计数器(如一个计数到8190和/或一个计数到10230)和/或一个或多个比较器(例如，比较XA和/或XB寄存器与终态)。在实施例700中，XA移位寄存器710的一状态被检测722并且符合(等于1FFD)1FFD十六进制的一初态的条件被设置722。在另一些实施例中，所述短循环可通过计算位数来实施。所述XB寄存器714和718的初态对于所述X5I和X5Q码是不相同的并且在不同的卫星上。
所述X5I信号以100符号/秒、速率1/2、约束或运行长度7的卷积码数据进行调制。除此之外，1ms时间周期X5I码序列进一步以1ms时间周期(1符号周期)纽曼-霍夫曼(Neuman-Hoffman)码的进行调制，对于零符号其等于035十六进制和对于一符号其等于3CA十六进制。在信号采集过程中，所述纽曼-霍夫曼(Neuman-Hoffman)码有效加长所述扩频码而无显著地损失。
所述X5Q信号也以数据进行调制，但所述X5Q码通过等于04D4E十六进制、20ms时间周期、20位纽曼-霍夫曼(Neuman-Hoffman)码的叠加被加长，以在无显著增加信号采集成本的情况下提高所述扩频码的长度。所述X5Q代码没有附加的调制，即不携带附加数据。所述X5Q代码能够使用诸如锁相环或利用科思塔斯(Costas)环的锁相技术进行跟踪，该技术经常用于具有调制数据的信号。所述锁相环提供一个附加的6dB的锁阈值灵敏度。所述无数据码也可以被无限相干积分以改善非常弱信号环境中的信号采集。
所有GLONASS GNSS中的卫星使用一9位扩频码作为具有L1或L2载波信号频率的载波信号上的它们的公共简码。目前，只有具有L1载波信号频率的载频适用于公共使用者。然而，GLONASS已经宣布，打算提供具有使用相同码的L2载波信号频率的载波信号。在GLONASS GNSS中，使用FDMA获得信号分集，即：不同的广播的载波信号频率。用于GLONASS码的多项式为：
P(X)＝1+X5+X9
图8表示具有“异或”812的移位寄存器810的一实施例800，提供单一位反馈以产生该码。
所述GLONASS码的长度为511位，并且每一511位将自然重新开始。所述码率为0.511MHz，因此重复频率为1ms。每秒50位的BSPK数据信息被调制在所述编码信号上。一曼彻斯特(Manchester)调制码被用于所述数据位。
所述GLONASS卫星使用FDMA防止相互干扰。各卫星使用具有不同载波信号频率的载波信号广播信号。占据相同轨道的两个卫星在它们占据地球相对侧的位置时可以共用一频率。所述GLONASS频率被编号为-7到13。所述公式用于以MHz形式的每一信道的频率：
L1k＝1602+k·0.5625
和
L2k＝1246+k·0.4275，
其中k的取值范围为-7-13。直到2005年，GLONASS计划只使用0-13频率信道。(L1上为1602-1609.3125MHz，L2上为1246-1251.6875MHz)信道0和13被保留用于系统检测。自2005年开始，GLONASS计划转移到较低频率，并且使用-7-+6信道(L1上为1598.0625-1605.375MHz，L2上为2142.0375-1248.625MHz)。频率5和6将被用于检测。
WASS，EGNOS和MSAS GNSSs当前提供具有L1载波信号频率的类似GPS的C/A编码信号。以GPS L5载波信号频率为基础为WASS卫星添加服务的讨论正在进行，但是定则尚无定论。
所述SBAS GNSS中的卫星使用BPSK编码的每秒500符号数据信息调制所述C/A码信号。使用一速率1/2、约束或运行长度7的卷积码，因此符所述数据率是每秒250比特。
在日本，QZSS GNSS计划使用具有高椭圆轨道的三个或更多个卫星，以保证在很高海拔时至少一个卫星一直可见。该卫星将会广播具有与相应GPS信号相同的L1、L2和L5载波信号频率的信号。
第四代QZSS试验信号也已经计划用于GALILEO E6载波信号频率。目前正在考虑二进制偏移码BOC(14，2)码，但具体标准尚无定论。下面讨论BOC代码。
所述GALILEO GNSS(以及一些可能的未来的GPS码)使用通过扩频码叠加不同类型的二进制偏移码(BOC)的码。GALILEO计划提供多达10个具有L1、L5(E5A和E5B)和E6载波信号频率的信号。一些信号将会适用于公共应用，一些将付费使用，另外一些将会预留给授权用户。GALILEO使用的代码具体定义还没有最后确定。一些信号类似GPS使用BPSK或者QPSK编码，而一些使用BOC。不同代码产生技术正在被考虑应用于包括M序列扩频码和不能算法上产生的代码的伽利略(Galileo)信号。所述非算法代码的码位序列必须被存储在所述接收机的存储器中并且当进行信号相关时逐位调用。
BOC为一BPSK代码和一方波的所述“异或”结合。所述经典曼彻斯特(Manchester)调制码是具有每一BPSK数据位一个方波循环的BOC码。使用具有BOC(A，B)标记的GNSSs分类所述方波和BPSK代码频率已经变成惯例，其中A是每一1.023MHz周期的方波循环数，B是每1.023MHz周期的BPSK位数。所述BOC代码正在被不同GNSSs考虑，所述GNSSs包括：应用于具有L1载波信号频率的GALILEO公共信号的BOC(1，1)，应用于具有L1和L2载波信号频率的GPS军用信号的BOC(10，5)，应用于具有L6载波信号频率的GQZZ信号的BOC(14，2)，应用于具有E5A和E5B载波信号频率的高精确度付费使用的信号的BOC(15，X)，以及应用于具有L1载波信号频率的GALILEO政府控制(只能授权使用)信号的BOC(15，2.5)。
使用BOC代码的原因之一是为了减少信号之间的干扰。例如，GPS C/A和P码信号的功率谱具有居中在所述L1载波信号频率的一基峰和任意一方在代码重复率(C/A码为1.023MHz，P码为10.23MHz)的零频率。旁瓣以码重复率重现。BOC代码中的叠加方波平均地分开两瓣间信号功率，所述两瓣被方波的重复频率从中心载波信号频率抵消。在GALILEO BOC(1，1)码中，两个BOC信号功率峰从其载波信号频率被转移约1MHz并且所述中心频率为零。结果所述BOC信号功率峰直接覆盖在C/A码信号功率零上，并且所述BOC零与所述C/A码信号功率峰一致。因而GPS和GALILEO信号间的干扰被最小化。
BOC码和所述BOC码的跟踪使用具有相对一开始的BPSK位边缘的几个不同相位关系的方波。其中四种类型的相对关系最为常见，即开始的方波边缘滞后所述开始的BPSK位边缘0、90、180或270°(在一方波循环中)。这四种可能的相位关系被称为[0011]、[0110]、[1100]和[1001]，所述相位关系和零点确定相应于BPSK位边缘的所述BOC波的相对相位和极性。图9表示BOC(1，1)时序图的一个实施例900。然而讨论适用于任何具有每一BPSK位一整数的方波的BOC码。[0011]方波912和[1100]方波914的前沿与BPSK码边缘910同相。对于第一半方波周期所述[0011]方波912是低的，而对于第一半方波周期所述[1100]方波914是高的。[0110]方波916和[1001]方波918以四分之一方波周期与所述BPSK码边缘910异相。所述[0110]方波916对于第一个四分之一所述方波周期是低的，对于接下来的一半是高的，而对于最后的四分之一是低的。所述[1001]方波918是[0110]方波916的反相。
所述[0011]方波912和[1100]方波914是“标准”的BOC波形。然而，通过其他的和草拟的BOC代码标准，选择用于GNSS卫星的非严格的标准，已经忽略了将哪一个应用于卫星。基于[0110]方波916和[1001]方波918的BOC代码也已被称为QBOC。
图10表示一实施例1000，结合一BPSK码和一方波以产生诸如BOC(1，1)或BOC(2，2)的BOC(A，B)码。BPSK码1010表示一个四位的A时序1.023MHz BPSK编码的信号。该四BPSK位是0-1-0-0。具有所述BPSK编码的信号1010的“异或”的B时序的1.023MHz BPSK[1100]方波1012产生一BOC(A，B)编码的信号1014。具有所述BPSK编码的信号1010的“异或”的B时序的1.023MHz BPSK[1001]方波1016产生一QBOC(A，B)编码的信号1018。
参照图3，如先前描述的复制信号的相位、频率和时序严重影响由相关器332和334累积的功率。所述码跟踪环用于维持所述复制信号和接收信号间的关系。图11表示所述码数控振荡器(NCO)328的一个实施例1100。一码NCO速率1110用于反馈至靠近所述码跟踪环并控制所述码的时序。所述反馈是所述码位率和所述多普勒(Doppler)的总和。典型的，所述码跟踪环由一相关宽载波跟踪环紧密协助。高频率动态由一个更宽的载波跟踪环跟踪。更窄的(低噪)带宽可用于码跟踪环。任何低于每毫秒一次的反馈更新率可用于码NCO速率1110。一个合适的更新率是所述码跟踪环的设计参数。例如，典型的反馈率等于所述环的带宽的约1/10。更快的反馈率增加了处理载荷，但是对环性能没有影响。低于所述环带宽的1/10的反馈率可以在动态情况下松开锁定或者增加所述环的噪音。
通过使用一加法器1112和一码相位累加器1114积分所述码NCO速率1110，所述码跟踪环中的所述码NCO328(图3)可以基本维持所述接收机中产生的复制码的相位。在一些实施例中，所述码NCO速率1110是所述接收信号中的码的码片速率。用于编码器330的计时和启用信号可以来自所述码NCO328，所述编码器330可产生BOC码、QBOC码、时分码、M-序列扩频码、和/或读取来自所述接收机存储器的非运算码位。对于BOC码，所述码NCO速率1110是所述方波的一位率。通过用除B1124除该位率获得一扩频码率。对于简单的扩频码，所述码NCO速率1110是所述码位率并且除B1124是1。
三个初级控制信号可由码NCO328产生(图3)。这些是半码片启用1146、BOC1148和QBOC 1150。半码片启用1146是用于所述编码器330和所述子信道的初级启用信号。BOC 1148和QBOC 1150是用于BOC码的方波。使用“异或”门1132和/或1134以及寄存器1126、1128和1130可以使BOC1148和QBOC1150被反相或被禁止。
所述BOC方波和M-序列扩频码的相关计时可使用除B1124进行编程，其是每一M-序列码率的方波数。在典型实施例中，对于非BOC码，除B1124被设置为1且所述BOC 1148和QBOC 1150信号被禁用。对于BOC(1，1)、BOC(2，2)或BOC(10，10)，除B 1124被设置为1。对于BOC(10，5)，除B1124被设置为2。对于BOC(15，2.5)，除B 1124被设置为6。以及对于BOC(14，2)，除B1124被设置为7。所述BOC方波BOC 1148和QBOC 1150一起共提供四种可能相位的BOC方波(如图9所示)。BOC可被配置为[0011]或[1100]，而QBOC 1150可以为[0110]或[1001]。相关器332和334的积累也可以配置使用BOC 1148或者QBOC 1150，以实施使用BOC 1148和QBOC 1150方波相结合的信号处理技术。
从前面的不同扩频码的讨论可看出很明显，接收机中诸如编码器330(图3)的一个或多个编码器可在使用移位寄存器的两个相等区域的一个实施。在诸如图4、7和8表示的第一个区域，利用一“异或”树的多位实施一模-2单一位反馈。该经典类型的编码器是指一斐波纳契(Fibonacci)配置。如图5所述，在第二区域使用多反馈位。每个反馈位是所述为“异或”的输出位和移位寄存器中的单独位。该类编码器是指伽罗瓦(Galois)配置。区域或代码类型可被于产生给定的扩频码。下面描述从一种区域转换到另一区域的运算。这允许所述接收机中诸如编码器330(图3)的单个编码器产生两个或多个扩频码。
GNSS信号中使用的每一不同的扩频码由一个或两个伽罗瓦域(Galois Field)多项式产生。所述L2C码(图5)和所述GLONASS GNSS中使用的码(图8)使用一个多项式和一个移位寄存器。其他的扩频码使用两个多项式，并且使用所述“异或”的两个移位寄存器输出产生它们的代码。然而，产生扩频码的移位寄存器的大小和伽罗瓦域的多项式有宽的变化。
所述GLONASS GNSS使用一个9位寄存器810(图8)。GPS GNSS中的C/A码使用两个10位寄存器410(图4)。GPS L5码使用两个13位的寄存器714和718(图7)，以及GPS L2C码使用一个单一27位寄存器510(图5)。如前面的讨论，所述GPS L5码(图7)的长度为10230位，但是所述伽罗瓦域多项式和寄存器710、714和718(图7)产生一个长度为8190的序列。因此，来自相同族的第二代码的2040位在第8190位被附加启动，以达到期望长度。
除GPS L2C之外，所有现有码的编码器都使用斐波纳契(Fibonacci)配置，一单一反馈位至一给定移位寄存器的“初期(young)”端。在所述编码的几个不同例子中，移位寄存器的初期端在左侧。然而在另一些实施例中，移位寄存器的初期端可能在右侧。反馈由所述“异或”的几个移位寄存器位产生。编码器中的许多输入“异或”可用于执行这些代码。相反，所述L2C码的编码器利用通过“异或”的输出位和单个寄存器位产生的反馈。所述反馈同时发生在几个不同的位位置。因此，所述L2C反馈利用2-输入、1-输出“异或”门实现。用于伽罗瓦域的多项式的所述“异或”门优选为应用于斐波纳契(Fibonacci)配置的多输入形式，尤其对于非常高速码。注意，所述L2C代码的移位寄存器510(图5)的初期(young)端在右手侧。然而，在另外一些实施例中，用于所述L2C编码器及使用伽罗瓦配置的其它编码器的移位寄存器的初期(young)端可以在左手侧。
不能分解的伽罗瓦域多项式可产生最大长度序列。因此，这些多项式也称为不可约或本原多项式。相应序列称为最大序列，并且所述码也被称为M-码。非重复长度的位序列是2N-1，其中N为多项式的次数。在最大长度序列产生过程中，如果移位寄存器不是短循环，则当用N-位整数表示时，所述移位寄存器的容量将具有1至2N-1之间的所有值。
通过利用所述“异或”的两最大长度序列(类似GNSSs中的许多扩频码)产生的扩频码可用一多项式表示，该多项式为用于两最大长度序列的位乘法(使用模-2加法，无进位)的多项式。产生的多项式的次数等于相乘的多项式的次数的总和。可选择地，产生的多项式的次数等于相乘的多项式的次数的总和。例如，所述C/A码是由次数10的多项式(如图10所示)限定的“异或”的两个码。所述扩频码可由次数20的单个多项式实现。所述结合的多项式不能产生一最大长度位序列。如果在1023位后重复，则正好类似10位C/A码多项式。
下面涉及一种多项式相乘和合并的方法，该方法以后称为Cahn转换。PRN-1的C/A扩频码作为该方法操作的具体例子。所述操作按一定的顺序执行。但是在一些实施例中，两个或多个操作顺序可被改变，可以增加附加操作，操作可以合并和/或操作可以省去。
在一个Cahn转换的实施例中，C/A多项式用最右边(最小有效位)为1和从所述右边的N位中的XN的N+1位整数的二进制形式表示。反转所述位的顺序，得到：
G1＝1+X3+X10＝10010000001
和
G2＝1+X2+X3+X6+X8+X9+X10＝10110010111
以通用乘法乘所述多项式位，但使用“异或”(模2)加法添加列(放弃进位)，得到
10110010111
10010000001
10110010111
10110010111
10110010111
101001001001000010111
以多项式形式表示所述结果，最少的有效位为X2N，并且所述最左侧1位是所述多项式种的1，得到：
C/A多项式＝1+X2+X5+X8+X11+X16+X18+X19+X20
在该实施例中产生的位序列在1023位后重复，所述位序列也是C/A码G1和G2序列的长度。移位寄存器的初态是相应扩频码(其余位为零)的第一N位。所述第一位进入所述移位寄存器的最右位。该位对应于XN。对于C/A扩频码PRN-1，所述第一20位(从右到左)为(第20位)0010 1001 1100 0001 0011(第一位)＝十六进制的29C13。新代码形式的反馈位由所述多项式用的所有位的“异或”构建。所述反馈位转移到移位寄存器的所述左侧的“最初期(youngest)”位。对于C/A扩频码，所述反馈为所述移位寄存器位的“异或”，其对应于非零多项式XN项：X2、X5、X8、X11、X16、X18、X19和X20。
使用此方法，接收机中的两个或多个、或所有的编码器可由单个移位寄存器实现。L2C码的多项式已经为正确形式，但是适当的反馈可基于该方法所示的多项式被构建。
在一些实施例中，所述方法可以利用所述移位寄存器中最右侧位为1位和最左侧位为XN位来实现。
一旦所有的扩频编码转换为单一寄存器形式，则单个编码器能够实现两个或多个或者所有GNSS扩频码位序列。图12表示一个描述此编码器的实施例1200。实施例1200描述的编码器可被改编、配置和/或编程。控制逻辑1224选择一个由反馈多项式掩码表1218产生的反馈多项式掩码1216(二进制表示的码多项式)用于扩频码。所述反馈掩码1216不包括相应多项式中的1。N-位移位寄存器1210和反馈多项式掩码1216的位是利用一树形的2-输入、1-输出“异或”门1220和1222的结合位。所述反馈位是所述结果的N-位的“异或”。在这个实施方式中，所述“异或”树具有约log2(N)+2的深度。在其被设置为正确结果之前，该树可以具有相当大的行波传送延迟。对于诸如GPS L5的扩频码，移位寄存器1210的初态可选自使用所述控制逻辑1214的初态表1212。输出1214对应于所述期望的扩频码信号。
应用诸如图5中表示的L2C编码器的所述伽罗瓦配置编码器的反馈类型可更易普及，并且受到较少的行波传送延迟。图13中的实施例1300表示一通用编码器。所述编码器可被改编、配置和/或编程。根据对扩频码的影响，控制逻辑1320可在初态矢量表1312中选择一用于移位寄存器1310的初态矢量，在短循环初态矢量表1314中选择一用于移位寄存器1310的短循环初态矢量和/或在反馈多项式掩码表1318中选择一反馈多项式掩码1316。可用作编码器330(图3)的实施例的可编程编码器可有一具有大于或等于最长的码多项式或具有最高次数的码多项式的移位寄存器310。所述GPS L2C代码有一对应于27位的多项式。在一些实施例中，为了容纳诸如一些GALILEO码的更长的码，可使用一32位寄存器。
可编程的终态和可编程的短循环态可使用逻辑1322和/或1324结合使用寄存器或表1326和/或1328的移位寄存器310的存储态确定。在一些实施例中，所述终态和/或短循环态可由采用硬件或软件的合适编码器的工具产生。在一些实施例中，从初态和对比终端计数，终态和/或短循环态可由输出1332的码位计数决定。
所述终态逻辑1322用于不能自然再循环码的码历元和码重启。例如，GPS L2C和L5代码的长度与它们的元件扩频码的固有长度不匹配。当所述终态被检测时，所述移位寄存器1310被重设至所述初态矢量表1312中的初态矢量。
所述短循环态逻辑1324用于实施诸如GPS L5码的码，所述码改变中间位序列的码寄存器的状态。所述短循环触发开关。当所述短循环被检测时，所述移位寄存器1310被重设至所述短循环初态表1314中的短循环初态矢量。短循环可能通过设置寄存器1328为诸如零的一值而被禁止，所述值从不会出现在所述移位寄存器1310中。
限定GPS和SBAS码的可编程表或寄存器值被列在附录中。用于所述终态寄存器1326和短循环寄存器1328的值由一软件模拟的编码器产生，所述编码器记录在适当位数的移位寄存器的内容。用于获得初态矢量表或寄存器1312的值的所述算法也被用于获得所述短循环初态矢量或寄存器1314的值。
当所述输出位1330是1时，实施例1300的所述可编程编码器通过具有移位寄存器中的位的位形式“异或”的反馈多项式掩码1316执行，所述反馈算法用伪码归纳为：
 if(X[0]≠0){
    X [ i = 0 to 30 ] = X [ i + 1 ] ⊕ FEEDBACK [ i ] ;
   X[31]＝FEEDBACK[31]
   }
else{
   X＝[0 to 30]＝X[i+1]；
   X[31]＝0；
   }，
其中X[i]表示移位寄存器1310中的位。
在实施例1300中，反馈多项式掩码1316的位由右至左编号(相反于图12中的实施例1200)。X1位于最右侧位(最小有效位)，XN位于最左侧位。来自于对应多项式的1被再次忽略。在一些实施例中，所述最大有效位和最小有效位的顺序可倒换。
在一些实施例中，所述移位寄存器1310的初态可由在输出1332上的扩频码的所述第一N输出位确定。这些第一N位输出可取自于公开表，其可以存储在初态矢量表1312中或由硬件或软件的适当编码器的工具计算。所述输出码位可以存储在一压缩数据word OK中并被用作至后面算法的输入。PRN-1的所述C/A扩频码被用作所述方法中每步操作的示例。
将所述初态矢量或寄存器S和移位寄存器X1310初始化为零。所述算法将计算所述初态寄存器S的位。将反馈多项式掩码或寄存器F 1316初始化至用于期望的码的伽罗瓦域反馈多项式，从左至右编号所述位并忽略所述多项式中的1。因此，S＝0，X＝0，所述反馈多项式为：
X20+X19+X18+X16+X11+X8+X5+X2+1
并且相应的反馈多项式掩码F为1110 1000 0100 1001 0010或E8492十六进制。C/A扩频码PRN1的输出位Ok 1332，第一位在右侧，Ok＝0010 1001 1100 0001 0011＝29Cl3十六进制。
设k＝1。这是将要处理的下一位。该位按1(第一输出位)到N进行编号。设SK为OK和XK的“异或”。因此O1＝1和S1＝1XOR 0＝1。将X右移1位，即X＝00000十六进制。如果Ok＝1，则设X为X和F的“异或”。因此，X＝X XOR F＝00000十六进制XOR E8492十六进制＝E8492十六进制。对于K＝2至N长度的多项式重复此段中的所述操作。下面描述几个K的值的操作。
当k＝2时，输出位O2＝1。X、X0的最小有效位等于0。S2＝X0 XOR O2＝0XOR1＝1。X右移1位得到X＝74249十六进制。然后X＝X XOR F＝74249十六进制XOR E8492十六进制＝9C6DB十六进制。
当k＝3时，输出位O3＝0。X、X0的最小有效位等于1。S3＝X0 XOR O3＝1XOR0＝1。X右移1位得到X＝4E36D十六进制，输出位等于0(无反馈)。
当k＝4时，输出位O4＝0。X、X0的最小有效位等于1。S4＝X0 XOR O4＝1XOR0＝1。X右移1位得到X＝271B6十六进制，输出位等于0(无反馈)。
当k＝5时，输出位O5＝1。X、X0的最小有效位等于0。S5＝X0 XOR O5＝0XOR1＝1。X右移1位得到X＝138DB十六进制。然后X＝X XOR F＝138DB十六进制XOR E8492十六进制＝FBC49十六进制。
当k＝6时，输出位O6＝0。X、X0的最小有效位等于1。S6＝X0 XOR O6＝0XOR1＝1。X右移1位得到X＝7DE24十六进制，输出位等于0(无反馈)。
当k＝7时，输出位O7＝0。X、X0的最小有效位等于0。S7＝X0 XOR O7＝0XOR0＝0。X右移1位得到X＝3EF12十六进制，输出位等于0(无反馈)。
当k＝8时，输出位O8＝0。X、X0的最小有效位等于0。S8＝X0 XOR O8＝0XOR0＝01。X右移1位得到X＝1F789十六进制，输出位等于0(无反馈)。
对于位9至20，所述操作被重复，得到C/A扩频码PRN-1的S＝0E53F十六进制。
实施例1300的可编程编码器可产生应用于公共GNSS卫星信号的任何扩频码。尽管实施例1300描述了伽罗瓦配置，但在其它实施例中可使用等同的斐波纳契(Fibonacci)配置。然而，斐波纳契(Fibonacci)配置可导致更大型的工具并且其利用更复杂的电路产生终态和短循环态。
图15表示卫星导航装置操作的一个实施例。一可调节的代码发生器被配置以产生选自一组扩频码信号(1510)的扩频码。所述扩频码信号(1512)被产生。在一些实施例中，可有更少或更多的操作，操作顺序可以重置和/或两步或多步操作可被合并。
图14表示全球导航卫星系统(GNSS)中的诸如装置110(图1)的装置1410一实施例。所述装置1410包括前端电路1412、诸如信号处理器242(图2A)的信号处理器1414、至少一个处理器1416和一存储器1418。所述存储器1418可包括高速随机存储器，也可以包括诸如一个或多个磁盘存储装置、EEPROM和/或快闪式EEPROM的磁盘存储设备的非易失性存储器，包括一操作系统1420和由处理器1416执行的至少一个程序模块1432。至少一个所述的程序模块1432包括对应用于AGC 1422、A/D转换器1424、直流偏置校正1426、解调1428、相位旋转1430、GNSS编码器/解码器1434和载波和码锁存1442的电路的指令和/或文件。所述A/D转换器1424可包括一个或多个量化映射。所述相位旋转1430可包括正弦/余弦查找表。所述编码器/解码器1434可包括反馈多项式掩码1436、初态矢量1438和短循环初态矢量1440。所述程序模块1432可包括可选的多径校正(例如一双三角(double-delta)校正、一选通相关器和一脉冲孔相关器)和/或多径计算器。所述程序模块1432也可包括同于调节所述IF、滤波器、混频器和/或诸如所述第一信道的一个或多个信道和/或诸如子信道电路200(图2A)的一个或多个子信道中的LO频率。在一些实施例中可以有一个以上的处理器1416。在另外一些实施例中，所述装置1410可包括一专用集成电路(ASIC)，且由处理器1416执行的至少一个程序模块1432的某些或所有功能可在所述ASIC中实现。
尽管已经描述了上下文GNSSs中的可编程编码器，使用移位寄存器的类似的代码发生器和伪随机序列发生器被广泛应用。因此，应该理解的是，所述伽罗瓦或斐波纳契配置的可编程编码器可在除GNSS接收机的其它应用中实施。此外，所述Cahn转换可用于在第一区域或第二区域实施伪随机代码发生器。这种代码发生器可被编程或固定。
前述为了说明目的的描述，使用具体的术语以提供对本发明完全地理解。然而很明显，对本领域的技术人员来说，所述详细的细节不是实现本发明的必要，所选和所描述的实施例是为了最好地说明本发明的原理及其实际应用，从而使本领域的技术人员最好地利用本发明及适用于其它具体使用所想到的具有不同修改的实施例。因此，前述的公开不是为了限制本发明于所揭示的具体形式。根据上文的教导，可以进行许多修改或变化。
通过所附权`利要求及其等效范围来限定本发明的范围。

Claims (29)

1、一种卫星导航装置，包括：
一包括一可调节的代码发生器的接收机，所述可调节的代码发生器可被配置以产生一组扩频码信号，其中每一扩频码信号具有一对应于重复周期的相应长度，并且所述扩频码信号组包括具有不同的第一和第二长度的第一和第二扩频码信号。
2、如权利要求1所述的卫星导航装置，其特征在于：所述可调节的代码发生器还包括一反馈回路和一可编程移位寄存器，所述可编程移位寄存器的位数大于或等于对应于所述扩频码信号组的一可分解伽罗瓦多项式的次数。
3、如权利要求2所述的卫星导航装置，其特征在于：所述可编程移位寄存器中的所述位数对应于相应多项式的次数的一最大的和，所述多项式描述所述扩频码信号组中的一相应的扩频码信号。
4、如权利要求3所述的卫星导航装置，其特征在于：所述组的多项式包括不可约伽罗瓦域多项式。
5、如权利要求2所述的卫星导航装置，所述反馈回路还包括一可编程反馈掩码和一反馈掩码表，其中所述反馈掩码表包含一组反馈掩码，并且用于一相应的扩频码信号的一相应的反馈掩码是一对应的多项式的二进制表示。
6、如权利要求2所述的卫星导航系统，其特征在于：所述反馈回路具有多输入位和一单输出位。
7、如权利要求6所述的卫星导航装置，其特征在于：所述单输出位由所述多输入位的一“异或”树确定。
8、如权利要求2所述的卫星导航装置，其特征在于：所述反馈回路具有多输入位和多输出位。
9、如权利要求8所述的卫星导航装置，其特征在于：所述多输出位的每一个由来自所述可编程移位寄存器的一输出位的与一相应的输入位的“异或”值确定。
10、如权利要求1所述的卫星导航装置，所述可调节的代码发生器还包括一初态表，其中所述初态表包含一组初态矢量，并且每一初态矢量对应于与所述组的扩频信号中至少一个相对应的所述可编程移位寄存器中的所述位的初始值。
11、如权利要求1所述的卫星导航装置，所述可调节的代码发生器还包括控制逻辑，其中所述控制逻辑确定何时一利用所述可调节的代码发生器产生的相应的扩频码信号已达到所述相应的长度，并通过把存储在一初态矢量表中的一组初态矢量中的一初态矢量编程进入所述可编程移位寄存器开始下一码周期，并且每一初态矢量对应于与所述组的扩频信号中至少一个相对应的所述可编程移位寄存器中的所述位的初始值。
12、如权利要求1所述的卫星导航装置，其特征在于：所述可调节的代码发生器还包括控制逻辑，其中所述控制逻辑确定何时一利用所述可调节的代码发生器产生的相应的扩频码信号已达到一结束条件，并通过把存储在一初态矢量表中的一组初态矢量中的一初态矢量编程进入所述可编程移位寄存器开始下一码周期，并且每一初态矢量对应于与所述组的扩频信号中至少一个相对应的所述可编程移位寄存器中的所述位的初始值。
13、如权利要求1所述的卫星导航装置，其特征在于：所述可调节的代码发生器还包括控制逻辑和一短循环态表，其中所述短循环态表包含一组短循环态矢量，并且每一短循环态矢量对应于所述移位寄存器中所述位的值，所述可编程移位寄存器与所述组的扩频信号中至少一个在相应长度的一预定部分相对应，及所述控制逻辑确定何时一利用所述可调节的代码发生器产生的相应的扩频码信号已达到所述相应长度的所述预定部分。
14、一种卫星导航装置，包括：
一种包括一发生器工具的接收机，所述发生器工具可被配置以产生一组扩频码信号，其中每一扩频码信号具有一对应于一重复周期的相应长度，并且所述扩频码信号组包括至少两个长度。
15、一种方法，包括：
配置一可调节的代码发生器以产生一选自一组扩频码信号的扩频码信号；及
产生所述扩频码信号，
其中所述扩频码信号组中的每一扩频码信号具有一对应于一重复周期的相应长度，并且所述扩频码信号组包括具有不同的第一和第二长度的第一和第二扩频码信号。
16、如权利要求15所述的方法，其特征在于：所述可调节的代码发生器还包括一反馈回路和一可编程移位寄存器，所述可编程移位寄存器的位数大于或等于对应于所述扩频码信号组和一反馈回路的一可分解伽罗瓦多项式的次数。
17、如权利要求16所述的方法，其特征在于：所述可编程移位寄存器中的所述位数对应于相应多项式的次数的一最大的和，所述多项式描述所述扩频码信号组中的一相应的扩频码信号。
18、如权利要求17所述的方法，其特征在于：所述组的多项式包括不可约伽罗瓦域多项式。
19、如权利要求16所述的方法，还包括选择一组反馈掩码中的一相应的反馈掩码，并利用所述反馈回路反馈所述相应的反馈掩码，其中用于一相应的扩频码信号的所述相应的反馈掩码是一对应的多项式的二进制表示。
20、如权利要求16所述的方法，其特征在于：所述反馈回路具有多输入位和一单输出位。
21、如权利要求20所述的方法，其特征在于：还包括利用所述多输入位的一“异或”树确定所述单输出位。
22、如权利要求16所述的方法，其特征在于：所述反馈回路具有多输入位和多输出位。
23、如权利要求22所述的方法，其特征在于：还包括利用来自所述可编程移位寄存器的一输出位与一相应的输入位的“异或”值确定所述多输出位的每一个。
24、如权利要求15所述的方法，其特征在于：还包括利用一组初态矢量中的一相应的初态矢量设置所述可编程移位寄存器的一初态，其中每一初态矢量对应于与所述组的扩频信号中至少一个相对应的所述可编程移位寄存器中的所述位的初始值。
25、如权利要求15所述的方法，其特征在于：还包括使用控制逻辑以确定何时一利用所述可调节的代码发生器产生的相应的扩频码信号已达到所述相应的长度，并利用一组初态矢量中的一相应的初态矢量设置所述可编程移位寄存器的一初态，其中每一初态矢量对应于与所述组的扩频信号中至少一个相对应的所述可编程移位寄存器中的所述位的初始值。
26、如权利要求15所述的方法，其特征在于：还包括使用控制逻辑以确定何时一利用所述可调节的代码发生器产生的相应的扩频码信号已达到一结束条件，并利用一组初态矢量中的一相应的初态矢量设置所述可编程移位寄存器的一初态，其中每一初态矢量对应于与所述组的扩频信号中至少一个相对应的所述可编程移位寄存器中的所述位的初始值。
27、如权利要求15所述的方法，其特征在于：还包括使用控制逻辑以确定何时一利用所述可调节的代码发生器产生的相应的扩频码信号已达到所述相应长度的一预定部分，并利用一组短循环态矢量中的一相应的短循环态矢量设置所述可编程移位寄存器的一短循环态，其中每一短循环态矢量对应于与所述组的扩频信号中至少一个相对应的所述可编程移位寄存器中的所述位在相应长度的一预定部分的值。
28、一种计算机程序产品，包括：
一计算机可读存储介质和嵌入其中的计算机程序机构，所述计算机程序机构包括：
用于配置一可调节的代码发生器以产生一选自一组扩频码信号的扩频码信号的指令；及
用于产生所述扩频码信号的指令，
其中所述扩频码信号组中的每一扩频码信号具有一对应于一重复周期的相应长度，并且所述扩频码信号组包括具有不同的第一和第二长度的第一和第二扩频码信号度。
29、一种计算机，包括：
一主存储器；
一具有缓冲存储器的处理器；及
一程序，其存储在所述主存储器中并由所述处理器执行，所述程序包括用于配置一可调节的代码发生器以产生一选自一组扩频码信号的扩频码信号的指令；及用于产生所述扩频码信号的指令，其中所述扩频码信号组中的每一扩频码信号具有一对应于一重复周期的相应长度，并且所述扩频码信号组包括具有不同的第一和第二长度的第一和第二扩频码信号。
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