CN101427466A - 带有使用跟踪滤波器和校准的调谐器前端的接收器 - Google Patents

Abstract

一种宽频段调谐器包括跟踪滤波器，所述跟踪滤波器带有对元件误差和漂移补偿的校准。所述滤波器使用管芯外电感器，所述管芯外电感器优选地位于带有其它重要调谐器元件的系统级封装(SIP)中，这提供了在单个封装中带有高Q值滤波器的、高度集成的调谐器前端。具有大调节范围的高电压变容二极管能够用于可变电容器。将调谐器集成到SIP中使得调谐器设计可以对成本和性能进行优化，同时在调谐器内保持重要的RF布局要求。可配置的调谐器前端使得在整个RF频段上能够有模式用于低噪声、高线性度和良好的输入回程损失(S11)，以及使得能够在校准模式中施加测试调。可切换的模式使得调谐器在弱地面接收、强地面接收和连接至线缆站期间是有效的。

Description

带有使用跟踪滤波器和校准的调谐器前端的接收器

相关申请

【0001】本申请要求2006年4月17日提交的、名称为“Receiver system withadjustable selectivity”的美国临时专利申请第60/792,539号和2006年4月17日提交的、名称为“Multi-mode low noise amplifier”的美国临时专利申请第60/792,593号的优先权，上述美国临时专利申请各自在此引入作为参考。

技术领域

【0002】本发明涉及通信系统，更具体地，涉及用在宽频段调谐器中的结构(architecture)和跟踪滤波器。

背景技术

【0003】调谐器(tuner)在TV、VCR、DVD刻录机、机顶盒、FM收音机、调制解调器和其它类似消费类装置内用于地面和电缆接收。调谐器从包括多个信道的广带或宽带信号内选择窄带信号。调谐器包括带通滤波和降频转换的组合。一个已知的调谐器结构在输入信号时利用可调谐带通滤波器(也称为跟踪滤波器)，接着降频转换，并在固定频率处额外滤波。该可调谐带通滤波器限制了放大的频率的范围，并降频转换以放松放大器的要求以及改进对不必要的信道、噪声和干扰的抑制。对于宽带调谐器的应用，目前最常见的解决方法是壳调谐器(can-tuner)。这是一个或两个单片IC和几百个放置在金属壳内的分离元件的典型组合。

【0004】频率调谐器和降频转换方法通常使用相对高电压(例如30伏特)的高电容比的变容管(也称为变容二极管或可变电容二极管)作为滤波器中的调谐元件。该方法的不利之处在于该传统方法与低电压半导体工艺(诸如CMOS)不兼容，并且导致所述变容管位于管芯外(off-die)，而且常常需要分离的电源。这增加了成本和空间的使用。

【0005】使用管芯上变容二极管的现有技术使用集成在管芯上且在例如对于CMOS为3伏特的电源干线下运行的电压变容二极管。电容比通常是2：1。这导致有限的调谐范围。在30伏特电压下运行的、离散的管芯外高电压变容二极管提供较高的电容比，例如10：1，并且如果需要，能够在此调谐范围上维持高的Q值。这些变容二极管是已知的，通常形成为3端子封装中的两个二极管的单一连接或背至背连接，但是不会有其它有源或无源元件集成在一起。通常在壳调谐器中，通过使用(共享)与PLL(锁相环)中变容二极管所用电压相同的电压，这些变容二极管的温度和老化变化得到补偿。该电压跟踪PLL中变容二极管的变化，因为PLL锁定至稳定的频率基准，并且通过校正变容二极管电压而维持所述频率。由于变容二极管是离散的，它们匹配较差，所以补偿会退化。此外，因为跟踪滤波器以与PLL不同的频率运行，在壳调谐器中补偿进一步地退化。

【0006】在壳调谐器中使用跟踪滤波器的现有技术应用对大的干扰信号提供衰减，从而显著地降低调谐器前端的线性度需求。通过降低线性度需求，能够显著地降低功率消耗。通过衰减由于相互混合导致的有害信号干涉效应，该滤波还降低对振荡器相位噪声的要求。此外，这些壳调谐器典型地包含跟踪陷波滤波器，以衰减图像信号，这增加复杂度和成本。

【0007】由于元件容限，该元件容限可以具有初始元件误差或随着时间和温度变化的漂移误差，滤波器的中心频率将具有误差。现有技术的跟踪滤波器使用在宽于所需信道带宽的频率范围上平直(flat)的滤波器通带响应，以便在中心频率出现误差时避免抑制所需信号的某些部分。宽的平直响应需要具有许多元件的、较高复杂度的滤波器。

【0008】该领域的现有技术包括下面的专利和申请：

【0009】2003年11月6日由丹格(Dang)和艾根(Egan)所公开的、名称为“Wideband Tuning Circuit for Low-Voltage Silicon Process andMethod for Generating a Tuning Frequency”的美国专利申请公开说明书US2003/0207672在此引入作为参考，其描述了适用于低压硅工艺的宽带调谐电路并包含多个用于在调谐范围的特殊频带内产生频率的频带模块。

【0010】2005年3月8日授予沃尔恩卡穆朴(Vorenkamp)等人的、名称为“System and Method for On-chip Filter Tuning”的美国专利6,865,381在此引入作为参考，其描述了在单一CMOS集成电路上基本实现信道选择和图像抑制(image rejection)的集成接收器，该单一CMOS集成电路使用与开关电容器并联的变容管来调谐VCO频率并使用开关电容器来调谐滤波器。

【0011】2004年11月23日授予斯宾塞(Spencer)的、名称为“TuneableFilter”的美国专利6,823,292在此引入作为参考，其描述了使用与开关电容器并联的单一变容管的可调谐滤波器。

【0012】1994年1月18日授予泊然穆勃(Porambo)等人的、名称为“RFFilter Self-alignment for Multiband Radio Receiver”的美国专利5,280,638在此引入作为参考，其描述了可变频率RF通带滤波器(passband filter)，使用基准频率来对准或校准所述可变频率RF通带滤波器，该基准频率是从存在于多频带接收器的不同带调谐段中的固定频率振荡器获得的。

【0013】2003年2月18日授予夜欧(Yeo)等人的、名称为“HighPerformance Integrated Varactor on Silicon”的美国专利6,521,939在此引入作为参考，其描述了新型MOS变容管装置。

【0014】2005年8月23日授予莫里纳尔(Molnar)等人的、名称为“On-ChipVCO Calibration”的美国专利6,933,789在此引入作为参考，其提供了用于校准压控振荡器(VCO)的技术。

【0015】2004年8月17日授予克里斯滕森(Christensen)的、名称为“Tunable Filter and Method of Tuning a Filter”的美国专利6,778,023在此引入作为参考，其描述了带通滤波器(bandpass filter)，通过使用负阻电路将滤波器转换为振荡器来调谐所述带通滤波器。

【0016】2005年2月10日由邓肯(Duncan)等人所公开的、名称为“Integrated VCO having an Improved Tuning Range over Process andTemperature Variations”的美国专利申请公开说明书US 2005/0030108在此引入作为参考，其描述了具有改进调谐范围的集成VCO。

【0017】2004年9月23日由库罗莎娃(Kurosawa)等人所公开的、名称为“Voltage Controlled Variable Capacitance Device”的美国专利申请公开说明书US 2004/0184216在此引入作为参考，其描述了具有在P型基底上形成的N阱的变容二极管元件。

【0018】1994年5月10日授予阿斯贝克(Asbeck)等人的、名称为“HighPower Tuning Device Using Layered Varactors”的美国专利5,311,158在此引入作为参考，其描述了分离变容管的矩阵装配。

【0019】2001年10月23日授予米耶尔(Meyer)等人的、名称为“EnhancedLC Filter with Tunable Q”的美国专利6,307,442在此引入作为参考，其描述了一种可调谐滤波器电路，该可调谐滤波器电路具有调谐可变电阻器的反馈控制电路，以便校准所述电路的品质因子。

【0020】2005年4月26日授予彤兹赤(Toncich)的、名称为“TunableFerro-Electric Filter”的美国专利6,885,263在此引入作为参考，其描述了以下发明：量化并减少具有铁电式电容器的可调谐带通滤波器中的损失。

【0021】2004年3月30日授予比尔莱森(Birleson)的、名称为“Systemand Method for an Image Rejecting Single Conversion Tuner with PhaseError Correction”的美国专利6,714,776在此引入作为参考，其描述了一种调谐器系统，该调谐器系统使用同相相移和正交相移信号路径作为图像抑制电路。

【0022】2004年5月4日授予琳德斯琼(Lindstrom)的、名称为“FullyIntegrated Broadband Tuner”的美国专利6,731,712在此引入作为参考，其描述了全集成单回路频率合成器。

【0023】由穆贾德(Mujahed)公开的、名称为“High Voltage GaN VariableCapacitance Diode”的出版物描述了在100伏特至250伏特的偏压范围内具有4：1电容调谐比率的GaN变容二极管，该出版物通过引用合并入本文。

【0024】由提尔曼(Tilmans)等人在微观力学及微工程学杂志(Journal ofMicromechanics and Microengineering)(2003年7月，第4期)中发表的、题目为“MEMS for wireless communications：＇from RF-MEMS componentsto RF-MEMS-SiP＇”的出版物描述了RF-MEMS的进展，该出版物通过引用合并入本文。

【0025】由纳斯(Nath)等人公开的、题目为“An Electronically-TunableMicrostrip Bandpass Filter Using Thin-Film Barium Strontium Titanate(BST)Varactors”的出版物描述了使用薄膜BST变容二极管的可调第三阶组合带通滤波器，该出版物通过引用合并入本文。

【0026】2001年10月23日授予迈耶(Meyer)等人的、名称为“EnhancedLC filter with tunable Q”的美国专利6,307,442在此引入作为参考，其描述了可调电子滤波电路，该可调电子滤波电路调谐可变电容器和可变电阻以设置中心频率和品质因子。

【0027】系统级封装(SIP)典型地由以下部分组成：承载用于互联的一个和多于一个图案化金属层的衬底，用引线焊接或倒装球焊(flip-chip-ball)连接的一个或多于一个单片式集成电路(IC)管芯，以及一个或多于一个分离元件，诸如电阻器、电容器、电感器、二极管、晶体管和其它元件。所述分离元件可以是表面安装器件、引线焊接器件或直接在衬底上制成的元件。

【0028】为节省空间和成本，需要具有单个、容易获得的电源的调谐器的单片或接近单片的方法。对调谐器的需求是低成本、具有良好的选择性、具有高线性度、能够改变信号输入状态并对于元件值误差和偏移不灵敏。

发明内容

【0029】根据本发明的宽频段调谐器包括跟踪滤波器和多模式低噪声放大器，所述跟踪滤波器带有对元件误差和漂移补偿的校准。所述跟踪滤波器使用管芯上(on-die)可变电容器，例如高电压变容二极管，以及至少一个管芯外电感器。替代地，所述电容器能够在管芯外。所述管芯外电感器可以是集中式的或分布式的元件。这些管芯外电感器优选地位于系统级封装(SIP)中。替代地，所述管芯外电感器能够位于印刷电路板(PCB)上。所述高电压变容二极管是有效的电压控制式电容器，其与低电压变容二极管的调谐范围相比具有更大的调谐范围。替代地，所述可变电容器可以是开关电容器，其能够与变容二极管组合。本发明提供在单个封装中带有高Q值滤波器的高度集成的调谐器前端。本发明的电路和方法对于高Q值滤波器以及低Q值滤波器是有用的。

【0030】离散的电感器能够具有比管芯上的集成式电感器可能的Q值更高的Q值。使用SIP技术使得可以使用与低成本IC衬底可用的Q值相比更高Q值的电感器，但仍然保持SIP内的调谐器的重要互联。这使得调谐器设计可以对成本和性能进行优化，同时不需要使用者提供具有重要RF布局要求的PCB设计来支持调谐器。这提高了调谐器的易用性，并且提高可重复性、质量和可靠性。而且，所述调谐器能够在SIP级别进行测试，从而在使用者的产品中提供较高程度的RF性能可信度。

【0031】由于跟踪滤波器的高Q值，在现有技术的复杂调谐器滤波器中通带不宽且不平直。为了避免衰减调节中的所需信道，滤波器必须精确地被调节至信道频率。通过将测试调(test tone)信号注入到滤波器中并调谐可变电容器至正确的滤波器响应，针对初始元件误差来校准跟踪滤波器。滤波器Q值也能够变化。前端上的开关构造使得能够进行校准，而不会将测试调泄漏出调谐器输入。通过比较固定的稳定基准电容器与分离的变容二极管以及然后根据在分离的变容二极管中测得的误差来校正滤波器变容二极管上的电压，能够进行滤波器的第二校准，其中分离的变容二极管的特性与滤波器变容二极管类似。在一个实施方式中，所述基准电容器和所述分离变容二极管被放入振荡器中并且测量振荡器频率以检测电容器值的改变。

【0032】前端开关配置调谐器前端以便实现整个RF频段上的低噪声、高线性度、良好的输入回程损失(S11)，或在校准模式中施加测试调。可切换的模式使得调谐器在弱地面接收、强地面接收和连接至线缆站期间是有效的。在对开关的替代方式中，放大器参数能够被调整以获得噪声系数和线性度之间的折中(trade off)。

【0033】采用此单封装实施方案，能够使用与诸如CMOS的一般集成式芯片工艺兼容的单一低电源(例如，3伏特)。变容二极管所需的高电压能够通过电荷汲取、电压叠置、二极管/电容器阶梯或其它已知技术形成。该高电压发生器能够包含在IC管芯上，包含在SIP中，包含在用于安装调谐器的PCB上，或前述位置的的任何组合。

附图说明

【0034】图1示出本发明的示例性调谐器系统的方框图。

【0035】图2示出带有并联路径的第一级跟踪滤波器的示例。

【0036】图3示出用于使用高电压变容二极管的第二级滤波器的滤波器电路的示例，图3还示出使用缓冲器来建立负电导系数，以及可编程损耗元件(loss element)的一些示例。

【0037】图4示出使用高电压变容二极管和耦连的储能电路(tank)以便提高选择性的第二级滤波器电路的示例。

【0038】图5示出用于向集成式变容二极管驱动器电路供应高电压的高电压源发生器。

【0039】图6示出高电压集成式变容二极管驱动器电路的示例。

【0040】图7示出使用配线金属(routing metal)和边缘电容的高电压线性电容器结构的示例。

【0041】图8示出现有技术滤波器和使用本发明技术的滤波器的滤波器幅值响应。

【0042】图9示出变容二极管校准电路的方框图。

【0043】图10示出弛缓振荡器拓扑结构的示例。

【0044】图11示出SIP，其中衬底承载管芯(die)和电感器。

具体实施方式

【0045】图1示出调谐器前端170的实施方案的示例。调谐器前端170包含多模式低噪声放大器160和跟踪滤波器130。跟踪滤波器130包含第一级跟踪滤波器140、低噪声放大器(LNA)142，后面跟着第二级跟踪滤波器144以实现所需的选择性。尽管现有技术中已知的其它滤波器排列方式是可用的，但是本示例的布局通过在信号由LNA 142放大之前以第一级跟踪滤波器140减小通带损失而导致低的噪声系数(NF)。单个LC(电感器-电容器)储能电路可以用在第一级跟踪滤波器140中(即，一个电感器和一个或数个电容器)。因为LNA 142接收已经由第一级跟踪滤波器限制带宽的信号，所以功率处理需求相对于带宽更宽的LNA被减小，因此，线性度得到提高，导致较小的失真。为了进一步提高接收器线性度，可以在LNA 142中采用可变的增益函数。所述调谐器前端可以包括单个跟踪滤波器。

【0046】过滤/LNA函数(140、142)显著地限制输入信号的带宽，以及显著地降低线性度需求、噪声系数以及接收链其余部分的功率消耗需求。此外这一过滤降低了接收链其余部分的伪转化需求。最重要的伪转化机制是图像频率处存在的干扰转化以及来自LO频率的调谐的干扰转化。所述过滤衰减这些频率处的信号功率，由此降低接收链其余部分的图像和调谐抑制需求。

【0047】滤波器设计的LC储能电路的负载Q值可以被改变为折中噪声系数、扭曲和/或平直。当有源信号被处理时，Q值可以在信道改变时或实时地适应性改变。可以通过一个或多个功率(宽频段或信道内(in-channel))检测器进行功率水平检测来确定Q值的必要改变，或根据在解调器后测得的所接收信号品质度量，例如BER(位错误率)、SNR或其它度量来确定Q值的必要改变。可以在信道变化时校准Q值以优化增益和/或带宽和/或平直度。可以采用Q值增强技术。在通信系统中，Q值增强电路通常使用负阻电路来抵消无源电感-电容(LC)振荡电路中的寄生损失。

【0048】本发明的示例性滤波器设计(图2、图3和图4)包括各种技术和技术的组合以优化其性能。为了避免滤波器的电容器(变容二极管)之间的耦合，可以采用的进一步改进是使用接地技术，诸如星形或总线接地方案。这减小各个级之间的共用电流，以及减小对于地的寄生电感，这将减小抑制性能。

【0049】所述调谐器设计可以采用带有跟踪滤波器的图像抑制混频器(IRM)以提供图像抑制。该图像抑制方法减小前端过滤的复杂性和成本，并且可以消除对陷波滤波器的需要。

【0050】延展变容二极管的调谐范围的技术是接通与滤波器中的变容二极管并联的多个固定值电容器。由于全部电容的较大部分现在由线性电容组成，所以线性度增加，且变容二极管不再需要是高电压型的。进一步地，采用此种方法，甚至有可能将变容二极管一起消除。在此情况下，可变电容仅仅通过接通或断开固定电容器而得到。实际上，这种类型的开关电容阵列可以互换地使用，代替和组合本文中讨论的所有电路技术和结构中的变容二极管。

【0051】图1示出TV调谐器的示例的框图。RF输入信号105首先通过任选的一组开关110、112、114以及放大器120和125达到多模式低噪声放大器160，这使得可以选择接收模式，其中各接收模式优化用于不同的接收条件。随后的跟踪滤波器130在第一级跟踪滤波器140和最终的第二级跟踪滤波器144之间被分开，第一级跟踪滤波器140之后紧接着带有任选VGA功能的LNA 142。调谐器前端170的有源元件可以被集成到单个管芯中，以获得高性能、低元件数量以及低成本。通过将调谐电压136施加至用在滤波器中的可变电容(例如变容二极管)，跟踪滤波器140、144的所需频率响应是可调节的。所述调谐电压由电路183、高电压发生器184和调谐电压发生器(也称为电压驱动器电路)产生。由于所述前端的多倍频程(multi-octave)需求，可能需要数个跟踪滤波器130。在此示例中，使用三个跟踪滤波器130。用于所有频段的第一级跟踪滤波器140是第一阶通带滤波器(BPF)(即单个储能电路)。第二级跟踪滤波器144的阶数可以取决于频段。在此示例中，已经进行下面的选择：第一阶-低LHF 150；第一阶-中VHF 151；第二阶-UHF 152。所述三个第一级跟踪滤波器140的输入耦合在一起(所有的滤波器被并行驱动)，以及同时三个第二级跟踪滤波器144的输出150、151和152可以并联地连接在一起；有时这有利于将它们连接至分离的有源电路输入以降低伪谐振的风险。然而，并联可以是可变的选择，特别是当如下所述采用未使用储能电路的de-Q(降低Q值)时。

【0052】在此示例中，带有跟踪滤波器130的调谐器前端170后接着下变频器模块180。有许多方法将调谐器前端输出150、151和152连接至该块并选择所需的频段。在此示例中，各第二级跟踪滤波器输出150、151和152连接至其自己的VGA 185、186和187，随后连接选择器开关188。下变频器189可以是图像抑制混频器，其将将过滤的RF信号的频率转换成其它的频率，通常转换成较低的中间频率。下变频器输出信号是到模拟视频中间频率(VIF)芯片192或到数字解调芯片194的输入信号。VIF芯片192可以适应使用诸如国家电视标准委员会(NTSC)、逐行倒相(PAL)和按顺序传送彩色与存储(SECAM)的模拟系统。数字解调芯片194可以适应使用诸如高级电视系统委员会(ATSC)、用于地面电视的数字视频广播和集成服务数字广播(分别为DVB-T或ISDB-T)和正交幅值调制(ATM)的数字系统。

【0053】尽管此示例说明了多种有利的组合，但是还有许多其它的连接组合具有不同的性能和成本优化。各信号路径可以以任何数量的LNA(固定或可变的增益)和任何数量的滤波器段组合而组成。它们连接的顺序和各滤波器段(滤波器阶数和类型)的复杂度可以提供各种性能和成本折中。所述滤波器段可以是低通、峰低通、高通、峰高通、带通以及甚至更高复杂度的滤波器功能。滤波器段可以包括一个或多于一个传输零点(transmission zero)。滤波器段可以包括两个或更多个紧耦合级，或两个或更多个轻耦合段，或轻耦合级和紧耦合级的各种组合。滤波器段可以是第一阶、第二阶、第三阶或更高阶。为了覆盖对于单个信号路径来说大到难以处理的频率范围，信号路径可以分成2、3、4、5、6或更多的平行路径。

【0054】如图1中所示，调谐器多模式低噪声放大器160可以采用前端开关110、LNA 120、QAM AMP 125、开关S2 112和开关S3 114，以提供一个或多个接收模式以及一个或多个校准模式，所有模式都具有不同的特征。在此示例中，我们举例说明三种接收模式和一种校准模式：

1.低噪声系数(NF)模式：该模式可以有利地在所需信号非常弱且干扰低至适中时的弱地面接收情况期间使用。在此，开关S1 110断开且输入信号经过低噪声系数(Low NF)放大器(LNA)120且进入跟踪滤波器130的第一级跟踪滤波器140。“QAM AMP 125”关闭或断开连接。从而，可以获得非常低的噪声系数，以及由于干扰低至适中功率，相关的较低线性度是可以接受的。

2.高线性度模式：该模式可以有利地在所需信号不是非常弱时的地面接收条件期间使用。在此，开关S1 110接通，“Low NF”LNA 120和QAM AMP”LNA 125关闭或断开连接。从而输入信号直接到达第一级跟踪滤波器140，且获得所有先前说明的线性度优点。然而，开关110和第一级跟踪滤波器140产生到达LNA/VGA 142之前的噪声，因此噪声系数将高于低噪声系数模式。

3.线缆模式：该模式可以有利地在接收器连接至线缆站(cable plant)时使用。在此，通常在整个频段上需要好的线性度和好的回程损耗(S11)，但噪声系数通常不像地面接收那样重要。情况2的高线性度模式提供高的线性度，但是对于远离所需信道频率的频率难以确保好的回程损失(S11)。为了解决此一问题，使用具有好的线性度和宽频段输入匹配的放大器125。开关S1 110断开，输入信号经过“QAM AMP”LNA 125进入跟踪滤波器130。“Low NF”LNA 120关闭或断开连接。“QAM AMP”LNA125可以包含可变的增益，以便响应于来自线缆站的变化的接收功率水平而优化噪声和线性度之间的平衡。QAM AMP的名称来自通用于线缆站中的数字电视的正交幅值调制。

4.校准模式：在跟踪滤波器的校准序列期间，来自测试调发生器和跟踪滤波器校准电路183的校准信号134将被施加至跟踪滤波器130。重要的是确保这些信号不会导致不可接收的RF发射。这对于最接近RF输入的第一级跟踪滤波器140是特别需要关注的。从而，在校准模式中，通过禁能“Low NF”LNA 120和“QAM AMP”LNA 125并断开开关S1 110和接通任选开关S2 112(当由于关闭开关S2 112所导致的输入回程损失可接受的时候)，使第一级跟踪滤波器140与所述输入隔离开。任选开关S3 114被接通，从而滤波器在校准期间连接至正确的终端阻抗116(Rt)。替代地，所述阻抗可以由“Low NF”LNA 120或“QAMAMP”LNA 125模块的输出提供。

【0055】开关S1 110优选地是低串联电阻开关，诸如PIN二极管，但是其也可以例如采用MOS设备来实现。可以以具有成本效率的方式用MOS设备实现开关S2 112和开关S3 114。此外，图1为了清楚而将“LowNF”LNA 120和“QAM AMP”LNA 125显示为两个不同的块，但是因为它们的功能非常相似，从而使用本领域公知的技术可以将所述块合成为单个块。如果需要，可以以数种已知的技术来实现Low NF模式和高线性度模式的不同性能的折中，例如，通过使用开关来接通或短接与增益器件的源极或发射极串联的退化电阻器。当退化电阻器被短接时，噪声系数将以线性度为代价而改善，这对于低NF模式(情况1)运行是适当的。当短接开关断开时，增益器件将会退化，且线性度以噪声系数为代价而改善，这可以适用于高线性度模式(情况2)运行。

【0056】连接到第一级跟踪滤波器的输入处的电容将根据放大器125和/或125是否工作而变化。与开关串联的电容器可以被加至第一级跟踪滤波器140的输入，以补偿放大器120、125的电容变化。这在第一级跟踪滤波器140处维持恒定的总输入电容，其贡献于滤波器频率响应。

【0057】可以在每次选择新信道时确定是使用高线性度还是使用低噪声系数模式。这一决定可以基于来自解调器的AGC信息和锁定而进行。例如，如果解调器AGC寄存器指示高增益且解调器没有锁定，则很可能所需的信号强度非常弱且调谐器可以被设置在低噪声系数模式，此后解调器可以试图再次锁定。

【0058】图2示出图1的第一级滤波器电路的示例的细节，所述第一级滤波器电路使用管芯上高电压变容二极管202、204和206来调谐滤波器频率。除了所需的共振频率之外，储能电路的并联耦合可以导致不想要的共振，这在某些频率处可以导致减小的衰减。如果需要，通过接通电阻以de-Q未使用的子储能电路，可以抑制这些共振。de-Q电路220在图2中示出。从而，如果使用VHF低频段路径226，则该频段的电阻器将被断开，而VHF高频段224和UHF频段22将被接通。这些附加电阻器的加入仅仅需要所需频率处的非常小的性能退化。输入耦合230确定噪声系数。输出耦合232提供增益补偿。衬底连接208示出用于集成的变容二极管，对于管芯外变容二极管这些衬底连接208将不会存在。

【0059】图3示出可以用于VHF频段的第二级滤波器电路的示例(例如，图1的第二级跟踪滤波器144)，所述第二级滤波器电路使用管芯上高电压变容二极管301、302、303和304来调节滤波器频率。传送特性是非对称的，在高频率处进行有利的衰减，由此改善图像和谐振抑制。输入和输出节点完全由线性电容隔离。因此，在前的和在后的级可以具有任何DC偏压，而不会扰乱所述调节。附加的高值(因此大的硅面积)AC耦合电容器得以避免，原因在于所述电容器是跟踪滤波器设计的重要部分。此外，除电容器310、312和314之外，所有的线性电容器在其上具有低的或为零的DC电压。则通过允许使用较高密度的低电压电容器，可以实现硅面积节省。任选的电容器310、312和314可以在其上具有高的DC电压，但是它们是相对较小的值，因此不会占用过大的硅面积。

【0060】输入分流电容(shunt capacitance)340是跟踪滤波器的整体部分，并且其值可以设置为相对较大，则使得跟踪滤波器非常容忍来自前一级的寄生电容；它可以简单地被合并在跟踪滤波器中。类似地，滤波器包含输出分流电容345，这改善其对来自后续级的寄生电容的容受能力。

【0061】可以通过如模块320和322中所示的变容二极管和固定电容器的组合而逼近所需的电容对调谐电压的关系。这避免了多个不同的调谐电压。

【0062】所述电路示出用于改善Q值的任选负电导单元350。它是高度线性的，因为其仅使用电压跟随器缓存351。与其它已知方法相比，噪声是低的，因为避免了噪声电流源。此外，通过选择电容器354大于电容器352，可以显示噪声低于4kT|G|，其中G是所需的负电导。

【0063】电容器360是用于实现传送零点的任选电容器。

【0064】在de-Q电路330中示出可以用于de-Q共振器的三个可编程损耗元件370、371和372。这些损耗元件可以是连续可调的、可切换的或二者的组合。此外，如果需要，这些损耗元件可以从电路中断开。这些损耗元件仅仅在滤波器中的示例位置处示出。实际上，通过在滤波器中跨任何节点设置这些元件可以实现de-Q效果。

【0065】图3还示出可以放置Q值改善电路350的位置的示意性示例，还示出附加特征的示例，其中可调节损失元件370、371和372允许平直化、增益、噪声系数和/或失真被折中用于各种优化以提供用于各种信号类型。示例的优化可以是包括损失以对线缆TV信号接收提供改进的平直化。

【0066】图4示出可以用于UHF频段的第二级滤波器的示例。该滤波器使用两个电感器420和422以及较小的耦合电感器424。主要的储能电路电容在410和411处示出。输入耦合网络408确定滤波器的噪声。电路402是源模型。电路406提供调谐电压。任选电路415和416各自容纳可变电阻和缓冲，并提供具有良好的线性度和噪声性能的负电导。任选的电阻器431与单端负电导一起逼近芯片外的电感器上的浮动负电导。这对通带以及传输零点提供Q值改进。小的变容二极管432和433用于取消底部电感器耦合的部分以在特定的频率处提供所需的耦合。这些变容二极管形成与电感器420、422的串联组合有效并联连接的等价电容435，也在较高的频率处提供传送零点，这有助于图像抑制。此外，通过在较高的频率处旁通所述电感器，电容性耦合435有效地减小电感性耦合的量，由此缩窄通带。此外，与耦合传感器424一起产生传送零点，这可以改善高频衰减。这可以用于改善图像抑制。输出耦合网络440有助于在多个频率上维持相当恒定的增益。

【0067】所述滤波器使用并联储能电路共振，因此具有比图3的第二级滤波器更对称的传送特性。这导致改进的低频衰减。高频衰减仍然足够，原因在于较高的滤波器阶数以及传送零点。如果需要附加的选择性，可以使用任选的Q值增强方案(415、416和431)以及任选的RC网络430，所述任选的RC网络430可以辅助抑制寄生振荡。

【0068】图4的耦合谐振滤波器保持了图3中所示滤波器的多个优点。例如，输入和输出完全由线性的电容器隔离开，防止来自前后电路的DC偏置电压扰乱调谐。此外，采用输入分流电容器和输出分流电容器，且除少量的低值电容之外，所有的电容可以是低电压型的。

【0069】高电压变容二极管的大调节范围允许较少的过滤频段来覆盖宽的输入范围；这导致需要减少的电感器。高电压(HV)变容二极管可以是阱-衬底结，或者可以以标准低成本IC工艺上存在的工艺步骤或以一个或多于一个附加的工艺步骤来制造。一个示例是双极晶体管的集电极-基极结，通过大致地调节注入剂量来在高电压下产生大的电容调节范围。可以用于减少调谐器成本的进一步选项是将单块IC模分成SIP中的两个或多个管芯。如果附加的高电压变容二极管增加所述工艺的成本的话，这有助于降低成本。如果这样，所述两个或多个IC管芯中的一个或多个可以使用标准的低成本IC工艺。类似地，多个不类似的IC管芯可以集成到SIP中，以使得可以优化成本和/或性能。通过将IC管芯分成两个或多个管芯可以得到的进一步好处是增加调谐器内信号路径之间的隔离。

【0070】本发明和现有技术传统壳调谐器之间的改进的一个示例是：响应于对调节不精确的补偿(初始调整误差、各频段上的跟踪误差等)、电源供应变动和由于温度和老化导致的漂移，壳调谐器过滤使用较多的电感元件来获得较宽和较平直的通带。本发明使用较少的电感器，可以产生较窄的响应，并且响应于对调节不精确的补偿而校准可变电容器和滤波器。

【0071】图5和6示出电压发生系统的示例(图1调谐电压发生器182和高电压发生器184)，用于与分别具有电压乘法器和变容二极管驱动器电路的示例结构的高电压变容二极管一起使用。该示例系统主要设置在带有一些位于SIP中和外部PCB上的分离元件的IC管芯上。

【0072】图5中的电压乘法器使用多个二极管/电容器级520(例如16个二极管及16个电容器530)、幅值受控二相位时钟发生器510以及电压驱动器540。电压驱动器540和输出级550电路将重复用于所需的许多独立的Vtune电压。电阻器554和电阻器556滤除噪声和脉动。电容器530的示例值是3.3pF，电阻器552是4MΩ，电阻器554是1MΩ，电容器556是10pF，电容器535是1nF。每个电压驱动器540具有输入信号VEXT 538、控制信号Vctrl[j]544以及输出信号542。

【0073】图6示出电压驱动器540的示例。高电压变容二极管驱动器以下述构造使用PMOS晶体管602和二极管604：使得它们避免在终端上由于3V工艺而损坏的问题。所述电路布局具有下述优点：低电压工艺的某些结可以耐受比用于该工艺的额定供应电压高很多的电压。例如，在PMOS晶体管中形成的阱-衬底二极管、P-N二极管和竖直PNP晶体管具有可以耐受N阱工艺中较高的电压。类似的，其它工艺通常有某些二极管结和/或隔离壁垒可以耐受比额定电压高很多的电压。其它示例是使用可以耐受比额定电压高很多的电压的配线金属结构。这些配线金属结构可以用于形成电容器。

【0074】图7示出用于形成高电压电容器的金属配线结构的示例。

【0075】图8示出现有技术的滤波器响应802(由于频率漂移810，在两个位置中示出)和使用本发明的滤波器响应804的关系。现有技术跟踪滤波器响应中的频率漂移810是因为诸如温度改变和变容二极管中的不匹配之类的因素。本方案使用复杂度降低的滤波器，其具有较少的电感性元件以及因此具有较低的成本。这导致较不平坦的通带，其需要高得多的调节精度；这是以校准实现的。至于校准方法的示例参见2005年12月14日申请的、序列号为11/300,047、名称为“System for Calibration ofintegrated circuit Filter”的申请，其在此引入作为参考，并转让给与本申请相同的受让人。该申请要求2004年12月15日提交的申请60/636,375的优先权。

【0076】现有技术方案的其它缺点在于使用离散的变容二极管，导致其匹配要比通过将变容二极管集成在单个管芯上所可以得到的匹配要差一些。现有技术中的此种差的匹配还至少部分地导致调节不精确和前述的漂移。本发明方案的进一步优点在于：对于温度变化有较高的滤波器精度。特别地，变容二极管的温度系数将非常好地匹配，这允许使用基准变容二极管，其温度系数将非常紧密地匹配滤波器中使用的变容二极管。基准变容二极管的电容可以被监控，且其调谐电压可以自动地调整以确保恒定的电容。该信息可以用于更新滤波器变容二极管的调谐电压，由此确保对由温度变化、供电电压变化和老化等导致的电容漂移有非常精确的补偿。

【0077】滤波器校准的使用消除对手动或自动外部调节跟踪滤波器的需要。这降低成本，提高质量并且增加设备的可靠性。此外，不同于壳调谐器，所述滤波器可以容易地在需要的时候被校准，从而进一步提高精度。

【0078】在接下来的部分中讨论的可变电容校准系统是一个可能应用于使用变容二极管的实施方案的示例。所建议的校准系统使用一个或多于一个匹配的可变-基准-电容器，从而可以间接地测量，而无需测量电路和信号路径之间的任何连接一个或多于一个信号-路径-可变-电容器的电容。这可以通过下述方式实现：测量位于所述校准电路中的一个或多于一个匹配的可变-基准-电容器，所述校准电路也可以与信号-路径-可变-电容器基本相同的条件构造。此外，所述基准-可变-电容器可以与所述信号-路径-可变-电容器设置在相同的衬底上以及可以以其几何形状和位置构造，从而它们基本上彼此匹配。然后，来自一次或多于一次测量的结果可以用于校正所述一个或多于一个信号-路径-可变-电容器，以及提供可以基本上稳定并且独立于温度、时间、电源变动和导致有害电容变化的其它机制的信号-路径-可变-电容器。如果基准电容器和信号-路径-电容器之间的初始偏差被校准消除，则仅仅电容-变化-机制需要匹配，例如温度偏移、老化、电源依赖性以及任何有害的变化机制。

【0079】图9和10示出使用变容二极管的校准的示例，但是其中任何类型的可变电容器均可以从该方法获益。可变电容器可以以连续可变电容器(诸如变容二极管、双极-结-晶体管结、MOSFET、MEM电容器等)和/或以分离的开关电容器组构造。此种方法的示例示出一个电容-时间测量系统，其用于获取基准-可变-电容器910和稳定的固定-基准-电容器920之间的电容比率，但是有很多其它电容-时间系统也可以被采用。此外，可以采用其它的电容测量技术，例如，AC驱动桥方法、电流和电压测量方法以及可以适用的任何其它方法。

【0080】图9示出变容二极管漂移校准电路的框图。所述电路具有稳定的基准电容器920、基准变容二极管910、将电容转换为频率的振荡器930、校准计数器932以及基准计数器934，还具有控制块936、计数器938、驱动基准计数器和控制块的基准振荡器940、积累漂移误差以及产生漂移校准值的误差计数器960、将漂移基准值与变容二极管调谐器字相加的加法器950，以及驱动基准变容二极管910和跟踪滤波器变容二极管的数模转换器942。

【0081】所述变容二极管校准电路测量变容二极管910的电容，并且将其与固定的稳定基准电容920相比较。从而，如果变容二极管910的电容已经由于温度漂移、老化、电源或任何其它原因而变化，则校准电路将对其进行检测与校正。

【0082】更特别地，所述校准电路测量变容二极管电容对基准电容的比率，并且所述校准方法使用两个不同的序列：

【0083】1)初始校准序列：在跟踪滤波器校准之后尽可能快地测量变容二极管和基准电容之间的比率。该比率被存储。

【0084】2)更新校准序列：一旦需要再校准(例如，当诸如温度或供电电压的环境参数变化超过预先设定的量是可以执行再校准，或者可以以规律的时间间隔执行再校准)，电路激活并再次测量变容二极管910和基准电容920之间的比率。如果所述比率不同于所存储的比率，则电路引导调谐电压向补偿方向改变。

【0085】从而，校准实质上是闭环系统，并且保持变容二极管电容恒定。还值得注意的是，只要所述电路是稳定的，则其对于基准电容920不敏感。实际上，仅仅基准电容器需要是稳定的，其它模拟块都不需要是稳定的。此外，不需要任何块或信号是绝对精确的。最后，变容二极管910的值不需要与跟踪滤波器中的变容二极管匹配，仅仅其漂移需要匹配，即其必须具有相同的温度、相同的老化特性等。这使得电路非常精确、可靠并且容易设计。

【0086】下面的子部分为振荡器注意事项(consideration)、初始校准序列、以及更新校准序列，详细描述所述校准方法的示例实施方案。

振荡器注意事项

【0087】图10示出松弛振荡器拓扑结构的示例。振荡器930用于将电容转化为频率。在图10中示出的振荡器拓扑结构电路之外，有数种已知的振荡器拓扑结构适用于本发明的目的。

【0088】重要的是确保变容二极管910上的平均电压C_var相当接近校准下滤波器中的变容二极管上的平均电压。这确保所述变容二极管的工作点类似后续的温度变化、电源变换等将对所有的变容二极管具有相同的效果。因此重要的是，ΔV＝V_H(1002)-V_L(1004)小，且V_L接近滤波器中变容二极管的平均阳极电压(其通常是地)。

初始校准序列

【0089】该序列在跟踪滤波器校准后进行。至关重要的是，在跟踪滤波器校准完成和此初始校准序列之间，变容二极管电容不显著地变化。在此序列期间的温度变化记为T_init。首先松弛振荡器930构造为使用基准电容器920。振荡周期是：

$t_1\left(T_{\mathrm{init}}\right)=\frac{C_r\left(T_{\mathrm{init}}\right)\·\mathrm{\ΔV}\left(T_{\mathrm{init}}\right)}{I_1\left(T_{\mathrm{init}}\right)}+\frac{C_r\left(T_{\mathrm{init}}\right)\·\mathrm{\ΔV}\left(T_{\mathrm{init}}\right)}{I_2\left(T_{\mathrm{init}}\right)}=C_r\left(T_{\mathrm{init}}\right)\·\mathrm{\ΔV}\left(T_{\mathrm{init}}\right)\·(\frac{1}{I_1\left(T_{\mathrm{init}}\right)}+\frac{1}{I_2\left(T_{\mathrm{init}}\right)})$

【0090】循环的特征数(specific number)N_ref被计数，并且在此时间期间基准接收器934计数R_ref循环，其中

R_ref(T_init)＝N_ref·t_l(T_init)·f_x(T_init)

【0091】该振荡器频率fx()941相对而言不是至关重要的，不需要是对温度稳定的。

【0092】然而，由于在所述系统中通常存在晶体振荡器，所以晶体振荡器可以方便地由此得出。

【0093】于是松弛振荡器930被切换以使用变容二极管910，且现在振荡周期是：

$t_2\left(T_{\mathrm{init}}\right)=C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{init}}\right)\·\mathrm{\ΔV}\left(T_{\mathrm{init}}\right)\·(\frac{1}{I_1\left(T_{\mathrm{init}}\right)}+\frac{1}{I_2\left(T_{\mathrm{init}}\right)})$

【0094】基准计数器934再次向下计数到0，并且在此期间振荡计数器932从N_ref向下计数。当基准计数器934到0时，振荡计数器932将具有以下值：

$R_{\mathrm{cal}}=N_{\mathrm{ref}}-\frac{R_{\mathrm{ref}}\left(T_{\mathrm{init}}\right)}{f_X\left(T_{\mathrm{init}}\right)}\·\frac{1}{t_2\left(T_{\mathrm{init}}\right)}=N_{\mathrm{ref}}\·(1-\frac{t_1\left(T_{\mathrm{init}}\right)}{t_2\left(T_{\mathrm{init}}\right)})=N_{\mathrm{ref}}\·(1-\frac{C_r\left(T_{\mathrm{init}}\right)}{C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{init}}\right)})$

【0095】从而R_cal测量变容二极管910电容和基准电容920之间的比率，我们现在可以在不同的温度重新进行该序列，并且调整变容二极管电压，直到达到相同的比率。由于基准电容920是对温度稳定的，从而变容二极管电容最终也是对温度稳定的。

更新校准序列

【0096】一旦初始校准序列已经进行，我们可以使用R_cal值来执行实际的校正性校准序列。在每次需要精确地调节变容二极管电容时应该执行此序列，例如在温度T_cal变化超过预先设置的量时，或者以规则的时间间隔执行。所述序列的第一步骤与初始校准相同，即构造松弛振荡器930以使用基准电容器920以及在振荡计数器中计数N_ref循环。在此期间，基准计数器934计数R_ref循环，其中：

R_ref(T_cal)＝N_ref·t₁(T_cal)·f_x(T_cal)

其中

$t_1\left(T_{\mathrm{cal}}\right)=C_r\left(T_{\mathrm{cal}}\right)\·\mathrm{\ΔV}\left(T_{\mathrm{cal}}\right)\·(\frac{1}{I_1\left(T_{\mathrm{cal}}\right)}+\frac{1}{I_2\left(T_{\mathrm{cal}}\right)})$

【0097】在序列的第二步骤中，校准计数器932被预先加载之前确定的R_cal值，松弛振荡器930被切换以使用变容二极管910，并且允许松弛振荡器930振荡，直到振荡计数器932达到N_ref。在此期间，基准计数器934向下计数，且在所述周期的最后，其将达到下述值：

R_final(T_cal)＝R_ref(T_cal)-(N_ref-R_cal)·t₂(T_cal)·f_x(T_cal)

其中

$t_2\left(T_{\mathrm{cal}}\right)=C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{cal}}\right)\·\mathrm{\ΔV}\left(T_{\mathrm{cal}}\right)\·(\frac{1}{I_1\left(T_{\mathrm{cal}}\right)}+\frac{1}{I_2\left(T_{\mathrm{cal}}\right)})$

代入前面得到的公式，得到

$R_{\mathrm{final}}\left(T_{\mathrm{cal}}\right)=\frac{C_r\left(T_{\mathrm{init}}\right)}{C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{init}}\right)}\·C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{init}}\right)\·\mathrm{\ΔV}\left(T_{\mathrm{init}}\right)\·(\frac{1}{I_1\left(T_{\mathrm{init}}\right)}+\frac{1}{I_2\left(T_{\mathrm{init}}\right)})\·f_X\left(T_{\mathrm{cal}}\right)$

$R_{\mathrm{final}}\left(T_{\mathrm{cal}}\right)=N_{\mathrm{ref}}\·t_1\left(T_{\mathrm{cal}}\right)\·f_X\left(T_{\mathrm{cal}}\right)-\frac{C_r\left(T_{\mathrm{init}}\right)}{C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{init}}\right)}\·(t_2\left(T_{\mathrm{cal}}\right)\·f_X\left(T_{\mathrm{cal}}\right))$

$R_{\mathrm{final}}\left(T_{\mathrm{cal}}\right)=f_X\left(T_{\mathrm{cal}}\right)\·\mathrm{\ΔV}\left(T_{\mathrm{cal}}\right)\·(\frac{1}{I_1\left(T_{\mathrm{cal}}\right)}+\frac{1}{I_2\left(T_{\mathrm{cal}}\right)})\·N_{\mathrm{ref}}\·(C_r\left(T_{\mathrm{cal}}\right)-\frac{C_r\left(T_{\mathrm{init}}\right)}{C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{init}}\right)}\·C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{cal}}\right))$

我们看到，当下述情况时R_final(T_cal)是0：

$C_r\left(T_{\mathrm{cal}}\right)-\frac{C_r\left(T_{\mathrm{init}}\right)}{C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{init}}\right)}\·C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{cal}}\right)=0$

或

$\frac{C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{cal}}\right)}{C_{\mathrm{var}}\left(T_{\mathrm{init}}\right)}=\frac{C_r\left(T_{\mathrm{cal}}\right)}{C_r\left(T_{\mathrm{init}}\right)}$

【0098】所以，如果C_r(T_cal)是对温度稳定的电容器，即C_r(T_cal)＝C_r(T_init)，那么R_final(T_cal)的值显示变容二极管电容是否必须减小、增大或保持不变：

R_final(T_cal)＝0变容二极管电容应该保持不变

R_final(T_cal)<0变容二极管电容应该减小

R_final(T_cal)>0变容二极管电容应该增大

【0099】图1中的接收器系统是可以从此可变电容校准系统获益的系统的示例。有许多类型的系统可以通过使用本办法获益。

【0100】如果滤波器系统采用一个或多于一个电容性分压器，可以构造可变-衰减和/或可变-增益器件。可以通过改变一个或多个分压器中的电容器的比率而改变信号路径和/或衰减。如果滤波器也被调谐，则各分压器的串联电容可能需要维持恒定以保持调谐恒定。如果是此情况，可以有利地采用该校准方法。

【0101】图11示出SIP，其中基板1102承载管芯1104和电感器1106。

Claims (36)

1.一种调谐器前端(170)，其与调节来自RF输入信号的信道的调谐器一起使用，并带有校准以消除对手动调节所述调谐器前端的需要，所述调谐器前端包括：

多模式低噪声放大器，其能够在低噪声模式和高线性度模式之间切换，以便放大所述RF输入信号；

第一级跟踪滤波器(140)，其用于过滤经放大的RF输入信号，所述第一级跟踪滤波器包括电感器和可变电容器以便设置滤波器频率；

放大器(142)，其耦合至第一级跟踪滤波器(140)并且产生经放大的信号；以及

测试调发生器和跟踪滤波器校准电路(183)，其将校准信号施加至所述调谐器前端，并调节所述第一级跟踪滤波器(140)的所述可变电容器以校准所述第一级跟踪滤波器的响应。

2.如权利要求1所述的调谐器前端，其进一步包括连接至所述放大器(142)输出的第二级跟踪滤波器(144)，其中所述第二级跟踪滤波器包括电感器和可变电容器以便设置滤波器频率。

3.如权利要求1所述的调谐器前端，其集成在至少一个管芯上，其中所述多模式低噪声放大器、所述放大器(142)和可变电容器在管芯上，而所述电感器在管芯外。

4.如权利要求1所述的调谐器前端，其中所述第一级跟踪滤波器具有单个电感器来设置滤波器频率。

5.如权利要求1所述的调谐器前端，其中所述多模式低噪声放大器包括多个接收模式和校准模式，这些模式包括：

低噪声系数模式，其中所述RF输入信号被传送经过低噪声系数放大器(120)；

高线性度模式，其中所述RF输入信号直接传送至所述第一级跟踪滤波器(140)；

线缆模式，其中所述RF输入信号经过宽频段输入匹配放大器(125)并进入所述跟踪滤波器(130)；以及

校准模式，其中，将来自测试调发生器和跟踪滤波器校准电路(183)的校准信号(134)施加至所述跟踪滤波器(130)。

6.如权利要求5所述的调谐器前端，其进一步包括解调器，其中所述接收模式由来自所述解调器的锁定信息确定。

7.如权利要求5所述的调谐器前端，其进一步包括解调器，其中所述接收模式由来自所述解调器的AGC信息确定。

8.如权利要求5所述的调谐器前端，其中宽频段输入匹配放大器(125)能够实现可变增益以响应于来自从线缆站所接收的信号的变化接收功率电平而优化噪声和线性度之间的折中。

9.如权利要求5所述的调谐器前端，进一步包括：

开关S1(110)，其连接在所述RF输入和所述跟踪滤波器输入之间；

开关S2(112)，其连接在所述RF输入和地之间；

开关S3(114)和连接至所述跟踪滤波器输入的终端阻抗(116)；其中，在校准期间，所述第一级跟踪滤波器(140)通过禁能低噪声系数放大器(120)和宽频段输入匹配放大器(125)而与所述输入隔离开，在校准期间，断开开关S1(110)并接通开关S2(112)和开关S3(114)，从而所述跟踪滤波器连接至所述终端阻抗(116)，由此所述校准信号与所述RF信号隔离开。

10.如权利要求1所述的调谐器前端，其中所述跟踪滤波器使用变容二极管作为可变电容器，并进一步包括漂移校准以校正跟踪滤波器信号路径中的跟踪滤波器变容二极管，所述跟踪滤波器信号路径包括：

稳定基准电容器(920)；

基准变容二极管(910)；

用于测量所述稳定基准电容器(920)和所述基准变容二极管(910)的装置；

用于将对所述稳定基准电容器(920)和所述基准变容二极管(910)的测量结果进行比较的装置，其使用所述测量结果校正所述跟踪滤波器变容二极管。

11.如权利要求10所述的调谐器前端，其中用于测量的装置和用于比较的装置包括：

振荡器(930)，其用于将电容转换为频率；

校准计数器(932)；

基准计数器(934)；

控制块(936)；

计数器(938)；

基准振荡器(940)，其用于驱动所述基准计数器和控制块；

误差计数器(960)，其用于积累漂移误差以及生成漂移校准值；

加法器(950)，其用于将所述漂移校准值与变容二极管调谐器字相加；以及

数模转换器(942)，其用于驱动所述基准变容二极管(910)和所述跟踪滤波器变容二极管。

12.如权利要求2所述的调谐器前端，其在所述第二级跟踪滤波器中进一步包括；Q值增强电路(350)以及可调节的损失元件(370、371和372)以允许平直度、增益、噪声系数和失真被折中。

13.如权利要求1所述的调谐器前端，其中所述第一级跟踪滤波器使用高电压变容二极管且所述调谐器进一步包括：

高电压发生器(184)；以及

调谐电压驱动器(182)，其耦合至所述高电压发生器以便对所述高电压变容二极管供应调谐电压。

14.如权利要求1所述的调谐器前端，其中所述第一级跟踪滤波器进一步包括多个可变电容器，其中所述多个可变电容器是高电压变容二极管并且所述多个高电压变容二极管位于单个管芯上。

15.一种用于调节信道的调谐器，其构造为系统级封装(SIP)，包括：

用于承载元件的衬底；

承载在所述衬底上的至少一个管芯，所述至少一个管芯包括控制电路和放大器；

连接至所述放大器的至少一个跟踪滤波器，其包括：

用于调谐滤波器频率的至少一个可变电容器；以及

承载在所述衬底上的至少一个离散电感器。

16.如权利要求15所述的调谐器，其中所述放大器是多模式放大器，所述多模式放大器具有包括低噪声接收模式、高线性度接收模式和校准模式在内的多个接收模式。

17.如权利要求16所述的调谐器前端，其进一步包括解调器，其中所述接收模式由来自所述解调器的锁定信息确定。

18.如权利要求16所述的调谐器前端，其进一步包括解调器，其中所述接收模式由来自所述解调器的AGC信息确定。

19.如权利要求16所述的调谐器，进一步包括：

测试调发生器和跟踪滤波器校准电路，以将校准信号施加至所述跟踪滤波器，并调节所述可变电容器以使所述信道上的跟踪滤波器频率居中。

20.如权利要求19所述的调谐器，其进一步包括漂移校准电路，其中所述至少一个可变电容器使用包括下述步骤的方法而被校准到稳定的基准电容器：

执行初始校准序列，其中测量所述可变电容器和基准电容之间的比率，且存储所述比率；以及

执行更新校准序列，其中再次测量所述可变电容器和基准电容之间的比率，如果该比率不同于所存储的比率，则引导所述可变电容器朝补偿方向改变调谐。

21.如权利要求15所述的调谐器，其进一步包括耦合至所述跟踪滤波器的图像抑制混频器以提供图像抑制。

22.如权利要求15所述的调谐器，其中所述可变电容器是高电压变容二极管，且所述调谐器在管芯上进一步包括：

高电压发生器；以及

调谐电压驱动器，其用于向所述高电压变容二极管供应调谐电压。

23.如权利要求15所述的调谐器，其中至少两个可变电容器是高电压变容二极管，且所述高电压变容二极管制成在共同的管芯上。

24.如权利要求15所述的调谐器，其中所述至少一个可变电容器是高电压变容二极管，且所述衬底承载所述高电压变容二极管。

25.如权利要求20所述的调谐器，其中所述漂移校准电路包括振荡器以将电容转换为频率用于相对电容测量。

26.如权利要求19所述的调谐器，其进一步包括漂移校准系统，所述漂移校准系统包括：

基准电容器(920)，其是稳定的；以及

基准变容二极管(910)；

用于测量所述基准变容二极管与所述基准电容器的电容比的装置，以及用于根据比率测量结果来调谐所述调谐器中变容二极管的电压的装置。

27.一种带有可选择的前端的调谐器，其包括：

RF输入；

多模式放大器(160)，其是可选择的以提供用于所述RF输入的低噪声接收模式或高线性度接收模式，或提供校准模式；

跟踪滤波器(130)，其耦合至所述多模式放大器；

所述跟踪滤波器(130)的输出耦合至第二放大器(185)；以及

下变频器(189)，其耦合至所述第二放大器(185)的输出；

其中通过所述RF输入来调谐信道。

28.如权利要求27所述的调谐器前端，其进一步包括解调器，其中所述接收模式由来自所述解调器的锁定信息和AGC信息确定。

29.如权利要求27所述的调谐器，其进一步包括：

多个跟踪滤波器(130)，其中每个跟踪滤波器(130)过滤不同频段的频率且具有共同的输入；

选择器开关(188)，以选择用于耦合至所述下变频器的调谐器前端输出；以及

测试调发生器和跟踪滤波器校准电路(183)，其用于将校准信号施加至所述跟踪滤波器。

30.如权利要求27所述的调谐器，其进一步包括：

测试调发生器和跟踪滤波器校准电路，以将校准信号施加至所述跟踪滤波器以及调节所述可变电容器以使所述信道上的滤波器频率居中。

31.如权利要求30所述的调谐器，其进一步包括漂移校准电路，其中所述至少一个可变电容器通过使用包括下述步骤的方法校准到稳定的基准电容器：

执行初始校准序列，其中测量所述可变电容器和基准电容之间的比率，且存储所述比率；以及

执行更新校准序列，其中再次测量所述可变电容器和基准电容之间的比率，如果该比率不同于在先存储的比率，则引导所述可变电容器朝补偿方向改变调谐。

32.如权利要求30所述的调谐器，其进一步包括耦合至所述跟踪滤波器的图像抑制混频器以提供图像抑制。

33.如权利要求30所述的调谐器，其中所述可变电容器是高电压变容二极管，且所述调谐器在管芯上进一步包括：

高电压发生器；以及

调谐电压驱动器，其用于向所述高电压变容二极管供应调谐电压。

34.如权利要求30所述的调谐器，其中至少两个可变电容器是高电压变容二极管，且所述高电压变容二极管制成在共同的管芯上。

35.如权利要求30所述的调谐器，其中所述至少一个可变电容器是高电压变容二极管，且所述衬底承载所述高电压变容二极管。

36.如权利要求31所述的调谐器，其中所述漂移校准电路包括振荡器以将电容转换为频率用于相对电容测量。

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