CN112514265A - 利用移相估计进行的发射器镜像校准 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了提高同相/正交(in‑phase/quadrature，简称I/Q)传输电路的校准的精度和缩短所需时间的技术。测量接收器测量I/Q失配，其中，引入RF相移以帮助区分发射器和测量接收器的I/Q失配。测量用于估计相移，而不是假设引入的相移量。然后，该相位估计用于确定和校正所述发射器和所述测量接收器中的I/Q失配。迭代过程可用于改善I/Q校正因子。使用简单的信号处理来测量校准过程中的相移，并使用它来执行镜像校准计算，可以显著地降低移相器的要求，从而加快设计时间、减小设计面积/成本。这种方法缩短了校准时间，从而有助于减少工厂生产时间并实现更快的实时模式镜像校准。

Description

利用移相估计进行的发射器镜像校准
相关申请案交叉申请
本申请要求于2018年6月13日递交的发明名称为“利用移相估计进行的发射器镜像校准(Transmitter Image Calibration Using Phase Shift Estimation)”的第16/007,241号美国非临时专利申请案的在先申请优先权，该在先申请的内容以引入的方式并入本文。
技术领域
本公开一般涉及同相/正交发射器的校准。
背景技术
线性同相/正交(in-phase/quadrature，简称I/Q)发射器通常由于同相路径和正交路径之间的增益和相位不平衡而存在镜像失真。这种镜像失真通常需要使用测量接收器对发射器路径进行镜像校准。但是，所述测量接收器本身也存在类似的镜像失真。一种在校准过程中区分发射器镜像和测量接收器镜像的方法是在所述发射器和所述测量接收器之间插入RF移相器，以提供已知的RF相移。但是，当在覆盖多个频带的非常宽的频率范围内设计这样的RF移相器时，使用单一网络在所述宽频率范围内设计近似恒定的相移成为一项艰巨的任务，这主要是由于在这样宽的频率范围内电路布局上寄生参数会发生变化，并且不可控。
发明内容
根据本公开的一个方面，提供了一种具有传输电路和发射器同相/正交失配校正电路的装置。发射器同相/正交失配校正电路用于：接收同相/正交信号和发射器校正系数，并基于所述发射器校正系数生成校正后的同相/正交信号，以减少接收到的所述同相/正交信号中的同相/正交失配量。传输电路用于接收所述校正后的同相/正交信号并从中生成传输信号。所述装置还包括测量接收器电路和测量接收器同相/正交失配校正电路。所述测量接收器电路用于接收所述传输信号并从中生成测量的同相/正交信号。所述测量接收器同相/正交失配校正电路用于：接收所述测量的同相/正交信号和接收器校正系数，并基于所述接收器校正系数生成校正后的测量的同相/正交信号，以减少所述测量的同相/正交信号中的同相/正交失配量。同相/正交失配估计电路用于：接收所述校正后的测量的同相/正交信号，估计所述校正后的测量的同相/正交信号中的相位，并从所述估计的相位中生成所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述测量接收器电路包括：第一信号路径，用于将第一相移引入所述测量的同相/正交信号；以及第二信号路径，用于将第二相移引入所述测量的同相/正交信号，其中，所述估计的相位为所述第一相移和所述第二相移的相位差。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述第一信号路径包括RC网络，所述第二信号路径包括CR网络。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述同相/正交失配估计电路用于在迭代过程中生成所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
可选的，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述传输电路包括直接转换式上变频器，所述测量接收器电路包括直接转换式下变频器。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述直接转换式上变频器和所述直接转换式下变频器使用相同的本振信号。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述直接转换式上变频器和所述直接转换式下变频器使用的本振信号由同一锁相环产生。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述同相/正交失配估计电路用于在频域内工作以从中生成所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述传输电路包括功率放大器和所述测量接收器电路，用于在所述功率放大器之后从所述传输电路中接收所述传输信号。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述同相/正交失配估计电路通过硬件实现确定所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述同相/正交失配估计电路用于通过固件实现确定所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
根据本发明的另一方面，提供了一种同相/正交失配校正方法。接收同相/正交信号，从接收到的所述同相/正交信号中生成第一传输信号。从所述第一传输信号的测量中估计同相/正交失配。基于估计的所述同相/正交失配对所述同相/正交信号进行校正。从校正后的所述同相/正交信号中生成第二传输信号。基于估计的所述同相/正交失配对所述第二传输信号的测量进行校正，以及根据从校正后的第二测量同相/正交信号中估计出的同相/正交失配对所述同相/正交信号进行进一步校正。
可选的，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述从所述第一传输信号的测量中估计同相/正交失配包括：估计所述第一传输信号的测量中的相位差。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述从所述第一传输信号的测量中估计同相/正交失配包括：从用于向所述测量中引入第一相位的第一信号路径中接收所述第一传输信号的测量，以及从用于向所述测量中引入第二相位的第二信号路径中接收所述第一传输信号的测量，其中，所述相位差为所述第二相位与所述第一相位的差值。
可选的，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述方法还包括：从所述进一步校正后的同相/正交信号中生成第三传输信号；基于估计的所述同相/正交失配对所述第三传输信号的测量进行进一步校正；以及根据从所述进一步校正后的第二测量同相/正交信号中估计出的同相/正交失配对所述同相/正交信号进行额外的校正。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述方法还包括：生成本振信号，其中，生成所述第一传输信号包括：使用所述本振信号对接收到的所述同相/正交信号进行直接变换式上变频，所述第一传输信号的测量包括：使用所述本振信号对所述第一传输信号进行直接变换式下变频。
根据本发明的另一个方面，提供了一种无线通信系统，包括：信号生成电路、正交生成器、发射器和校准段。所述信号生成电路用于生成通信信号。所述正交生成器用于从所述通信信号中生成同相/正交信号。所述发射器包括：发射器同相/正交失配校正电路，用于：接收同相/正交信号和发射器校正系数，并基于所述发射器校正系数生成校正后的同相/正交信号，以减少接收到的所述同相/正交信号中的同相/正交失配量；传输电路，用于接收所述校正后的同相/正交信号并从中生成传输信号。所述校准段包括：测量接收器电路，用于接收所述传输信号并从中生成测量的同相/正交信号；以及同相/正交失配估计电路，用于：接收所述测量的同相/正交信号，估计所述测量的同相/正交信号中的相位，并从所述估计的相位中生成所述发射器校正系数。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述校准段还包括测量接收器同相/正交失配校正电路，用于：接收所述测量的同相/正交信号和接收器校正系数，并基于所述接收器校正系数生成校正后的测量的同相/正交信号，以减少所述测量的同相/正交信号中的同相/正交失配量。所述同相/正交失配估计电路用于接收校正后的形式的测量的所述同相/正交信号，并从所述估计的相位中生成所述接收器校正系数。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述校准段还包括：第一信号路径，用于将第一相移引入所述测量的相位/正交信号；以及第二信号路径，用于将第二相移引入所述测量的同相/正交信号，其中，所述估计的相位为所述第一相移和所述第二相移的相位差。
可选地，在上述方面，根据本方面的另一种实现方式，所述同相/正交失配估计电路用于在迭代过程中生成所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
提供本发明内容是为了以简化的形式引入一系列概念，这些概念将在以下具体实施方式中进行进一步描述。本发明内容的目的不在于识别权利要求书保护的主题的关键特征或必要特征，也不用于限制权利要求书保护的主题的范围。所请求保护的主题不限于解决背景技术中所述的任何或所有缺点的实现方式。
附图说明
本公开的各个方面通过示例示出，并且不受附图的限制。附图中，使用相同的附图标记指示元件。
图1A示出了用于通信数据的无线网络；
图1B示出了可以用在图1A的网络中的无线通信系统的框图；
图2示出了图1B中的发射器段的实施例的更多细节的框图；
图3扩展了图2的发射器段；
图4扩展了图2的测量接收器段；
图5和图6分别为针对频率相关I/Q失配估计块的图4中的RC路径和CR路径的最小均方(Least Mean Square，简称LMS)适配的实施例；
图7示出了如何确定RC路径和CR路径的相位差的实施例的框图；
图8示出了带有和不带相移估计的校准参数的收敛；
图9是说明图1至图7中的元件在确定图2的发射器中的I/Q失配的校正参数时的操作的流程。
具体实施方式
现在将参考附图描述本公开，所述附图通常涉及改进同相/正交(in-phase/quadrature，简称I/Q)传输电路的校准的技术、缩短校准所需的时间。测量接收器用于测量I/Q失配，其中，引入RF相移以帮助区分发射器和测量接收器的I/Q失配。测量用于估计相移，而不是假设引入的相移量。该估计用于确定和校正所述发射器和所述测量接收器中的I/Q失配。迭代过程可用于改进校正因子。使用简单的信号处理来测量校准过程中的RF相移，并使用它来执行硬件或固件中的镜像校准计算，可以大大降低RF移相器的要求，从而加快设计时间、减小设计面积/成本。这种方法缩短了校准时间，从而有助于减少工厂生产时间并实现更快的实时模式镜像校准。
应理解，本公开实施例可以以多种不同的形式实现，权利要求范围不应理解为仅限于本文所阐述的实施例。相反，提供了这些实施例，使得本公开是彻底和完整的，并将本发明实施例的概念充分传达给本领域技术人员。事实上，本公开旨在覆盖包括在由所附权利要求书限定的本公开的精神和范围内的这些实施例的替代物、修改和等同物。另外，在以下本公开实施例的详细描述中，阐述了许多特定细节以便提供透彻理解。然而，所属领域的普通技术人员将清楚到，可以在没有这样具体细节的情况下执行本公开实施例。
图1A示出了用于通信数据的无线网络。例如，通信系统10包括用户设备11A至11C、无线接入网(radio access network，简称RAN)12A至12B、核心网13、公共交换电话网(public switched telephone network，简称PSTN)14、因特网15和其它网络16。其它或替代网络包括私有和公共数据包网络，包括企业内部网。虽然图中示出了特定数量的这些组件或元件，但是所述系统10可以包括任意数量的这些组件或元件。
在一个实施例中，所述无线网络可以是包括至少一个使用正交频分复用(orthogonal frequency-division multiplexing，简称OFDM)和/或非OFDM以及小于1ms(例如，100或200微秒)的传输时间间隔(transmission time interval，简称TTI)的第五代(fifth generation，简称5G)基站的5G网络，与所述通信设备进行通信。通常，基站也可以用于指代eNB和5G BS(gNB)中的任一个。此外，所述网络还可以包括网络服务器，用于处理通过至少一个eNB或gNB从所述通信设备处接收的信息。
所述系统10使得多个无线用户可以发送和接收数据和其它内容。所述系统10可以实现一种或多种信道接入方法，例如但不限于码分多址(code division multipleaccess，简称CDMA)、时分多址(time division multiple access，简称TDMA)、频分多址(frequency division multiple access，简称FDMA)，正交频分多址(orthogonal FDMA，简称OFDMA)，或单载波频分多址(single-carrier FDMA，简称SC-FDMA)等。
所述用户设备(UE)11A至11C用于在所述系统10中进行操作和/或通信。例如，所述用户设备11A至11C用于发送和/或接收无线信号或有线信号。所述用户设备11A至11C分别表示任何合适的终端用户设备且可以包括(或可以称为)用户设备、无线发送/接收单元(UE)、移动台、固定或移动用户单元、寻呼机、蜂窝电话、个人数字助理(personal digitalassistant，简称PDA)、智能手机、笔记本电脑、电脑、触摸板、无线传感器、可穿戴设备或消费电子设备等设备。
在所描述的实施例中，所述RAN 12A至12B分别包括一个或多个基站17A和17B(统称基站17)。每个所述基站17用于与一个或多个所述UE 11A、11B和11C进行无线交互，以便能够接入所述核心网13、所述PSTN 14、所述因特网15和/或所述其它网络16。例如，所述基站(base station，简称BS)17可以包括一个或者多个已知的设备，如基站收发信台(basetransceiver station，简称BTS)、NodeB(NodeB)、演进型基站(evolved NodeB，简称eNodeB)、下一代(第五代)(5G)基站(next generation NodeB，简称gNB)、家庭基站、家庭演进型基站、站点控制器、接入点(access point，简称AP)、无线路由器、服务器、路由器、交换机或者其它具有有线网络或者无线网络的处理实体。
在一个实施例中，所述基站17A构成所述RAN 12A的一部分，其中，所述RAN 12A可以包括其它基站、元件和/或设备。类似地，所述基站17B构成所述RAN 12B的一部分，其中，所述RAN 12B可以包括其它基站、元件和/或设备。每个所述基站17用于在特定地理区域内发送和/或接收无线信号，有时称为“小区”。在一些实施例中，可以针对每个具有多个收发器的小区采用多输入多输出(multiple-input multiple-output，简称MIMO)技术。
所述基站17使用无线通信链路通过一个或多个空中接口(未示出)与所述用户设备11A至11C中的一个或多个进行通信。所述空中接口可以使用任何合适的无线接入技术。
预期所述系统10可以使用多信道接入功能，例如，包括所述基站17和所述用户设备11A至11C用于实现长期演进(Long Term Evolution，简称LTE)无线通信标准、高级LTE(LTE Advanced，简称LTE-A)和/或LTE多媒体广播多播业务(Multimedia BroadcastMulticast Service，简称MBMS)的方案。在其它实施例中，所述基站17和所述用户设备11A至11C用于实现UMTS、HSPA或HSPA+标准和协议。当然，可以使用其它多接入方案和无线协议。
所述RAN 12A至12B与所述核心网13通信，以向所述用户设备11A至11C提供语音、数据、应用、基于互联网协议的语音传输(Voice over Internet Protocol，简称VoIP)或其它业务。可以理解的是，所述RAN 12A至12B和/或所述核心网13可以与一个或多个其它RAN(未示出)直接或间接通信。所述核心网13还可以作为其它网络(例如，所述PSTN14、所述因特网15和所述其它网络16)的网关接入。此外，部分或全部所述用户设备11A至11C可以包括通过不同无线技术和/或协议在不同无线链路上与不同无线网络进行通信的功能。
所述RAN 12A至12B还可以包括毫米和/或微波接入点(AP)。所述AP可以是所述基站17的一部分，或者可以位于远离所述基站17的位置。所述AP可以包括但不限于连接点(毫米波CP)或能够进行毫米波通信的基站17(例如，毫米波基站)。所述毫米波AP可以在24GHz到100GHz等频率范围内发送和接收信号，但是不需要在该整个范围内工作。如本文所使用的，术语“基站”用于指基站和/或无线接入点。
尽管图1A示出了通信系统的一个示例，但是可以对图1A进行各种改变。例如，在任何合适的配置中，所述通信系统10可以包括任意数量的用户设备、基站、网络或其它组件。还应理解，术语“用户设备”可以指与蜂窝或移动通信系统中的无线网络节点通信的任意类型的无线设备。所述用户设备的非限制性示例为目标设备、设备到设备(device-to-device，简称D2D)用户设备、机器类型用户设备或能够进行机器到机器(machine-to-machine，简称M2M)通信的用户设备、膝上型计算机、PDA、iPad、平板电脑、移动终端、智能手机、笔记本电脑嵌入式设备(laptop embedded equipment，简称LEE)、笔记本电脑安装设备(laptop mounted equipment，简称LME)和USB适配器。
图1B为示出了下文讨论的一些元件的无线通信系统100(例如，手机、用户设备11A至11C或基站17)的框图。为了从处理器111的电路元件中发射输出信号，发射器(transmitter，简称Tx)段101将所述输出信号从中频(intermediate frequency，简称IF)范围向上转换为射频(radio frequency，简称RF)范围并放大和过滤，在将发射信号提供给天线105之前可以进行其它处理。所述输出信号以同相/正交(I/Q)格式提供给所述Tx段101，作为由Tx I/Q块107生成的同相和正交信号ITx和QTx。为了向上转换所述Tx段101中的信号(并且，如下文所述，在测量接收器MRx中进行向下转换)，锁相环PLL 109可以提供本振频率LO。虽然在图1B中，所述PLL 109和所述Tx I/Q段107显示为与所述Tx段101分离的块，但是根据实施例，这些元件可以以各种方式组合为电路元件，并在硬件、固件、软件或及其组合中实现。
所述天线105接收信号，并将其提供给接收器(Rx)段103。所述Rx段103执行任何需要或想要的信号处理，例如，从所述RF范围到所述IF范围的下变频和过滤，然后将信号传递到所述处理器111上表示的设备的其它元件上。锁相环PLL'129可以提供RF到IF下变频中使用的本振频率LO'。在图1B的实施例中，所述Rx段103的输出为I/Q格式，并且所述Rx I/Q段117将其转换为提供给所述处理器的接收信号。虽然在图1B中，所述PLL'129和所述Rx I/Q段117显示为与所述Rx段103分离的块，但是根据实施例，这些元件可以以各种方式组合为电路元件，并在硬件、固件、软件或及其组合中实现。
线性同相/正交(I/Q)发射器，例如Tx段，通常由于同相路径和正交路径之间的增益和相位不平衡而存在镜像失真。这种镜像失真可以通过使用测量接收器(measurementreceiver，简称MRx)对发射器路径进行镜像校准来确定。但是，所述MRx(通常为直接转换，在I/Q下变频器中为0)本身存在了类似的镜像失真，因此为了能够从发射路径本身确定所述失真，需要将所述MRx引入的镜像失真分离出来。一种在校准过程中区分Tx镜像和MRx镜像的方法是在所述Tx和所述MRx之间插入RF移相器，以提供已知的RF相移(例如，通常为90度)。但是，当设计这样的RF移相器(例如，通过RC/CR网络)以在覆盖多个频带(例如，600MHz至6GHz)的非常宽的频率范围内工作时，使用单一网络在所述宽频率范围内设计近似恒定的相移成为一项艰巨的任务，这主要是由于在这样宽的频率范围内电路布局上寄生参数会发生变化，并且不可控。
为了克服这一困难，可以使用分别覆盖一定频率范围的多个移相器，但即使如此，由于建模问题，在设计级，仍然不能确保近似恒定的相移，也不能从模拟结果中准确地获取近似恒定的相移。这使得设计复杂化，并导致了额外的设计时间/迭代和增加了面积/成本。
使用简单的信号处理来测量校准过程中的RF相移，并使用它来执行镜像校准计算，可以大大降低RF移相器的要求，从而加快设计时间、减小设计面积/成本。这种方法可以缩短校准时间，从而有助于减少工厂生产时间并实现更快的实时模式镜像校准。
图2是为针对图1B的Tx段101的实施例提供更详细的细节以解决这些问题的框图，其中，发射器(Tx)级300和测量接收器(MRx)级400的更多细节分别如图3和图4所示。图2的框图示出了用于测量和校准Tx损伤的典型直接上变频(direct up conversion，简称DUCT)Tx I/Q发射器级300和零中频(zero-IF，简称ZIF)测量接收器MRx级400。所述Tx级300接收同相信号ITx和正交信号QTx，直接向上转换(使用本振信号LO)、放大、过滤和处理如进一步结合图3所述的信号，以生成传输信号Tx并将其提供给天线105。为了确定传输信号Tx中任意I/Q失配的校正参数，将所述信号Tx进一步提供给所述测量接收器部分。尽管提供给RC/CR移相器233的信号也被标记为Tx，但是该信号可以在Tx级300的各个点处被抽取，使得在一些实施例中，提供给所述RC/CR移相器233的信号与提供给所述天线105的信号相同，而在其它实施例中可能有所不同。例如，所述RC/CR移相器233级的信号可以在功率放大器级之前被抽取，例如，在前一个功率预放大器的输出端被抽取。
所述测量接收器包括MRx级400，简而言之，所述MRx级400在所述信号Tx被抽取进行测量之前撤销所述Tx级300对ITx和QTx执行的处理。如结合图4更详细描述的，RF到IF下变频可以是使用来自所述Tx级300的直接转换式上变频中使用的同一个锁相环的相同本振频率LO的直接下变频，尽管其它实施例可以针对所述本振信号使用单独的源。然后，所述MRx级的输出是所述测量接收器的同相信号IMRx和正交信号QMRx。
在将所述信号Tx提供给所述MRx级400之前，向所述RC/CR移相器233中引入RF相移，从而生成提供给存储器接收器级400的后续信号MRx。所述RF移相器233可以是提供相移(通常为90度)的任意网络。针对此处所示的实施例，所述RF移相器由图4所示的RC/CR网络表示，但是其它实施例可以使用其它RF移相器实现方式。在宽频率范围内设计出维持期望(已知)的相移的RF移相器是很困难的，这样很难将所述测量接收器引入的I/Q失配与所述传输路径上的I/Q失配区分开。
为了校正传输段中的I/Q不平衡，此处以复杂滤波器的通用形式示出的传输I/Q失配校正TxIQMC滤波器203在加法器205和207上引入校正，以消除频率相关的镜像失真。为了校正所述MRx段中的I/Q不平衡，此处同样以复杂滤波器的通用形式示出的测量接收器I/Q失配校正MRxIQMC滤波器213在加法器215和217上引入校正，以消除所述测量接收器引入的频率相关的镜像失真。
用于所述TxIQMC滤波器203和所述MRxIQMC滤波器213的I/Q失配校正参数TxIQMC和RxIQMC由频率相关I/Q失配估计(Frequency-Dependent I/Q Mismatch Estimation，简称FD-IQME)块211提供，其中，所述频率相关I/Q失配估计块211可以基于所述IMRx和QMRx信号以及ITx和QTx参考信号生成所述TxIQMC滤波器和所述RxIQMC滤波器。由于所述RF移相器的设计不能在存在隐藏的或难以建模的寄生参数的情况下提供期望的相移，所述FD-IQME211可以使用所述RF相移的估计值，这比针对所述相移使用固定的估计值有所改进。
图3和图4分别扩展了图2的传输路径和测量接收路径，为Tx级300和MRx级400的一组实施例提供了更多细节。更具体地，图3使用图2中的天线105、TxIQMC滤波器以及加法器205和207，但扩展了Tx级300。在所示实施例中，所述同相路径和所述正交路径的所述加法器205和207的后面分别是DC偏移校正311和313以及数字模拟转换器315和317，在这里显示为差分输出。然后，来自所述DAC 315和317的信号通过各自的低通滤波器319和321，然后使用本振信号LO在混频器323和325处向上转换为RF。然后，将I路和Q路合并，以形成所述传输信号Tx，所述传输信号Tx随后进入功率预放大器PPA 327和功率放大器PA 329。然后，放大的所述Tx信号通过双工/SAW滤波器331和开关333，再提供给所述天线105。图3是图2的传输级300的一个实施例，但是其它实施例可以与此处呈现的技术一起使用。
根据本实施例，所述Tx信号可以从所述传输路径的各个点提供回到所述测量接收器电路。在图3中，所述开关333之后的耦合器335向所述MRx级之前的移相器提供Tx。在其它实施例中，所述传输段可以提前被抽取，但通常在所述功率预放大器327之后的某个点上被抽取。
在一个实施例中，图4扩展了图2中的测量接收器部分。更具体地，重复图2中的FD-IQME 211、MRxIQMC滤波器213以及加法器215和217，但是图4扩展了所述移相器233和所述MRx级400。在图4的实施例中，将来自耦合器335的信号Tx通过可变电阻器431和放大器Gm433提供给所述RF移相器233，其中，所述放大器Gm 433可以通过开关434选择性地连接到顶部的RC路径、中间的CR路径和底部没有引入相移的路径。所述RC路径包括连接在所述开关434和缓冲器439之间的电阻器R1 435，连接在所述R1 435和所述缓冲器439之间的节点上的可调电容器C1 437接地。对于所述CR路径，所述电容器和所述电阻器的角色被互换，可调电容C2 441连接在所述开关434和缓冲器445之间，连接在所述C2 441和所述缓冲器445之间的节点上的电阻器R2 443接地。然后，所选择的路径上输出的是提供给所述MRx级的MRx信号。
所述缓冲器439和445是可选的，在一些实施例中可以省略。如果包含所述缓冲器，则有助于将R1 435和C1 437的RC路径与C2 441和R2 443的CR路径分隔开，并更准确地提供预期的相移。但是，这些缓冲器是以面积和电流为代价的。省略所述缓冲器可能导致所述RC相移和CR相移由于隔离度降低而不可控。但是，由于此处描述的实施例确定相移估计，而不是基于设计假设一个值，因此，在更精确的相移中进行设计就不那么重要了。因此，可以省略所述缓冲器439和445以节省面积和电流需求。
所述移相器233引入相移后，所述MRx信号用于在上同相路径上生成同相信号IMRx，在下正交路径上生成正交信号QMRx。在如图4所示的实施例中，MRx输入使用本振信号在混频器401和403处从RF向下转换为IF。所述本振信号可以是来自与图3中的所述混频器323和325处进行的上变频中使用的同一个锁相环的相同本振信号LO。可变增益放大器VGA 405和407通过低通滤波器409和411向模数转换器ADC 413和415提供差分输出。然后，在解码器/有限脉冲响应(finite impulse response，简称FIR)块417和419处对数字信号进行滤波，并且在DCOC 421和423处执行DC偏移校正，以分别为所述频率相关I/Q失配估计(FD-IQME)块211提供同相/正交信号IMRx和QMRx。
在MRx输出端的频域上测量的Tx信号可以为：
Figure BDA0002787437460000081
其中：
XL(f)是Tx复基带信号；
X*L(-f)是Tx复基带镜像信号；
KT1(f)、KT2(f)、KR1(f)和KR2(f)是频率相关Tx和MRx I/Q失配系数；
H(f)是Tx路径和MRx路径的级联频率响应；
α是给定LO频率上通过Tx和MRx路径的衰减；
Figure BDA0002787437460000082
是针对给定LO频率的Tx和MRx路径的RF相位。
术语KT2(f)KR2(f)是非常好的近似值且随着迭代次数的增加而变得更好。若忽略该术语，上述公式可以重新排列为：
Figure BDA0002787437460000083
其中：
A(f)＝K*T2(-f)/KT1(f)
B(f)＝K*T1(-f)KR2(f)/KT1(f)KR1(f)
C(f)＝H*(-f)/H(f).
对于非RF无源不对称，因子C(f)＝1，对于某种不对称，其影响在一次迭代后减小，在下文中被忽略。
将该最后的公式应用于相位为
Figure BDA0002787437460000084
的所述移相器233的RC路径，得到：
YBB1(f)≈H3(f)[XL(f)+H1(f)X*L(-f)] (3)
其中，H3(f)对应于公式(2)中的术语
Figure BDA0002787437460000085
H1(f)对应于
Figure BDA0002787437460000086
Figure BDA0002787437460000087
类似地，对于相位为
Figure BDA0002787437460000088
的所述移相器233的CR路径，得到：
YBB2(f)≈H4(f)[XL(f)+H2(f)X*L(-f)] (4)
则针对给定LO频率的RC路径和CR路径之间的RF相位偏移(或Δ)为
Figure BDA0002787437460000091
公式(3)和(4)可以形成使用快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，简称FFT)域估计、H1(f)、H2(f)、H3(f)和H4(f)或时域估计h1(t)、h2(t)、h3(t)和h4(t)的频率相关I/Q失配估计的基础。
在先前的配置中，通常假设所述相移
Figure BDA0002787437460000092
是预先已知的，并且该假定值被用于频域I/Q失配校正参数的最终计算，但是很难在宽频率范围内使用RF移相器来控制它的值。为了改进校正结果，此处的实施例中，生成相移
Figure BDA0002787437460000093
的估计值，该估计值可用于在迭代过程中以进一步改进结果。一种用于导出四个滤波器h1、h2、h3和h4的方法是使用最小均方(least mean square，简称LMS)适配，如下文结合图5和图6描述的实施例所示。然后，图5和图6的信息可用于生成所述相移
Figure BDA0002787437460000094
的估计值，例如，使用结合图7和下面的公式(9)所示的实施例。这些值提供了一种在最终计算中采用所述RF相移
Figure BDA0002787437460000095
来生成TxIQMC滤波器和MRxIQMC滤波器的方法。下面结合公式(7.1)和(7.2)给出了一个实施例。在替代实施例中，可以采用不同于LMS的方法来导出TxIQMC滤波器和MRxIQMC滤波器，但是如果最终目标是加快收敛、缩短校准时间并使得RF移相器设计要求更宽松，则最终的滤波器计算必须采用适当的相移估计值。
图5和图6分别示出了针对FD-IQME 211的RC路径(图4中的移相器233的顶部路径)LMS适配和CR路径(图4中的移相器233的中间路径)LMS适配的实施例。在这两种情况下，输入的是参考Tx信号ITx和QTx以及测量信号IMRx和QMRx。在图5和图6中，所有信号路径都是复信号。
在图5中，所述输入ITx+jQTx和IMRx+jQMRx在块501处按照时间对齐，然后，从输出中分离出一路输出直接发送至加法器507。另一分支在块503处被共轭，在进入所述加法器507之前由h1 505过滤。然后，所述合并信号进入滤波器h3 509，然后将所述滤波器h3 509的输出提供给加法器511并从测量值IMRx+jQMRx中减去，以确定用于设置滤波器h1 505和h3 509的误差因子e1(n)。在此处示出的实施例中，h1可以是双抽头滤波器，h3可以是单抽头滤波器，但是，更一般地，可以是多抽头滤波器。
对于图6中的CR路径，所述输入ITx+jQTx和IMRx+jQMRx在块601处再次按照时间对齐，然后，从输出中分离出一路输出直接发送至加法器607。另一分支在块603处被共轭，在进入所述加法器607之前由h2 605过滤。然后，所述合并信号进入滤波器h4 609，然后将所述滤波器h4 609的输出提供给加法器611并从测量值IMRx+jQMRx中减去，以确定用于设置滤波器h2 605和h4 609的误差因子e2(n)。在此处示出的实施例中，h2可以是双抽头滤波器，h4可以是单抽头滤波器，但是，更一般地，可以是多抽头滤波器。
通常情况下，h3和h4滤波器由相同数量的抽头表示。类似地，h1和h2滤波器也由相同数量的抽头表示。对于大多数实际应用来说，针对h3和h4使用一个抽头就足够了，而针对h1和h2通常使用多于一个抽头，以补偿频率相关的镜像。为了获得更强的镜像频率相关性，可以针对h1和h2可以使用更多的滤波器抽头。
对于图5所示的RC复LMS适配，在表示第n个数字时间样本的迭代n处：
h1(n)＝h1(n–1)+2μe1(n–1)h* 3(n–1)*xL(n–1) (5.1)
h3(n)＝h3(n–1)+2μe1(n–1){x* L(n–1)+h* 1(n–1)*xL(n–1)} (5.2)
其中，行内的*表示卷积运算符，上标*表示共轭。类似地，针对如图6所示的CR复LMS适配，在迭代n处：
h2(n)＝h2(n–1)+2μe2(n–1)h* 4(n–1)*xL(n–1) (6.1)
h4(n)＝h4(n–1)+2μe2(n–1){x* L(n–1)+h* 2(n–1)*xL(n–1)} (6.2)
其中，行内的*表示卷积运算符，上标*表示共轭。发射器和测量接收器I/Q失配(多抽头)校正因子为：
Figure BDA0002787437460000101
Figure BDA0002787437460000102
其中，x表示乘法，h3的上标*表示共轭。下面的公式(9)给出了一个用于确定RF相移
Figure BDA0002787437460000103
的实施例。根据该实施例，可以在硬件、固件、软件或及其各种组合中确定这些值。
通常，在进行几次迭代之后，Tx和MRx FDIQMC校正可以得到改进，其中，对于每个第k次迭代，例如，使用RC路径的N个样本(即，时间样本n＝0～N–1)按照如图5所示和上文所述进行处理，然后使用图6所示和上文所述的所述CR路径处理N个样本。这意味着在每个第k次迭代中，在继续进行下一次迭代的校准之前，将得到的FDIQMC滤波器系数应用回Tx和MRx。这可以表示为：
Figure BDA0002787437460000104
Figure BDA0002787437460000105
其中，k为第k次迭代，α为0至1之间的遗忘因子。
由于通常难以精确控制所述RF相移(或Δ)
Figure BDA0002787437460000106
因此，可以使用硬件或固件在每个第k次迭代中通过以下简单公式来进行估计，例如，小于实际相移误差的+/–1度。
Figure BDA0002787437460000107
其中，上述公式中的上标*为复共轭。请注意，上述公式(9)中的
Figure BDA0002787437460000108
只是简单地估计两个复数的乘积的角度。这可以在硬件中使用坐标旋转数字计算机(CoordinateRotation Digital Computer，简称CORDIC)或查找表来完成，也可以在固件中完成，如图7所示。然后，估计的相移可以用于公式(7.1)、(7.2)或(8.1)、(8.2)的TxIQMC和MRxIQMC滤波器计算中，以减少迭代次数、缩短校准时间。也可以根据其它实施例获得所述RF相移
Figure BDA00027874374600001012
的估计值，但是对于这些实施例中的任意一个实施例，使用确定的相位估计值可以提供和形成更准确和更快速收敛的镜像校正系数。
图7示出了说明如何使用h3和h4的实部和虚部来确定
Figure BDA0002787437460000109
的实施例的框图。h3和h4的实部在703处相乘，h3和h4的虚部在707处相乘，两个结果在713处相加。在717处的任意多个抽头上求和之后，为分级确定块719提供了实际输入。h4的实部和h3的虚部的混合实部/虚部在701处相乘，h3的实部和h4的虚部在705处相乘，结果(相对于701处的结果为负)在711处相加，将Imag输入到相位确定块719。根据本实施例，所述相位确定块719可以基于所述实部和Imag值使用CORDIC、查找表或固件确定
Figure BDA00027874374600001010
然后，可以在TxIQMC和MRxIQMC滤波器计算中使用确定的相移
Figure BDA00027874374600001011
估计值，以减少迭代次数、缩短校准时间。
例如，在Tx I和Q低通滤波器之间存在5％的不匹配的情况下，使用LTE 20MHz信号校准Tx镜像和MRx镜像。这通常意味着Tx IQMC滤波器需要至少两个抽头来校正镜像频率依赖性。在MRx测量值SNR＝25dB的系统中使用了5次迭代。为了限制噪声对校准的影响，在前两次迭代中将所述遗忘因子α设置为1，在第三次迭代中将所述遗忘因子α设置为0.75，在最后一次迭代中将所述遗忘因子α设置为0.25。α越小，收敛时间越长，但受到低MRx信噪比条件的影响越小。这在图8进行阐述。
图8是具有RF相移估计(801)和无相移估计(803)时的迭代次数与镜像抑制比(image rejection ratio，简称IRR，以相对于载波的分贝为单位，dBc)的对比图，以说明SNR＝25dB和针对h1和h2使用双抽头的示例的收敛。在该示例中，所述系统被设计为引入90°相移，但是由于寄生参数以及设计和工艺变化，实际的相移为70°。当使用相移估计只进行一次迭代之后，相对于基于假设的90°相移使用更多次的迭代，所述IRR具有更好的性能。
图9是示出从901开始的图1至图7中的元件在确定发射器段的I/Q失配的校正参数时的操作的流程。在903处，在传输段101接收同相/正交信号ITx和QTx，所述传输段的各个级产生传输信号Tx。除了将所述信号Tx提供给所述天线105之外，还将Tx提供给测量接收器段。
在所述测量接收器处，在905中，移相器233在接收的所述Tx信号中引入相移，以生成用于后续测量接收器级400的MRx信号。然后，加入了相移后的传输信号为MRx信号，并由此产生测量I/Q信号IMRx和QMRx。然后，将所述测量I/Q信号IMRx和QMRx提供给所述频率相关I/Q失配估计块211，并在907处接收。
如图5至图7所述，所述FD-IQME块211接收测量I/Q信号IMRx和QMRx和初始输入I/Q信号ITx和QTx。在909中，所述系统根据这些信号估计引入RC路径的相位和引入CR路径的相位之间的相位差
Figure BDA0002787437460000111
如上文关于图7和公式(9)所述。在910中，所述估计的相位差
Figure BDA0002787437460000112
用于估计I/Q失配，并生成校正参数TxIQMC和RxIQMC，如上文结合公式(7.1)、(7.2)、(8.1)和(8.2)所述。
在911中，将所述TxIQMC参数提供给传输I/Q失配校正滤波器203，并对加法器205和207处的输入I/Q信号ITx和QTx进行校正。将所述RxIQMC参数提供给测量接收器I/Q失配校正滤波器213，并针对所述FD-IQME块211的输入信号对913处的加法器215和217上的输入I/Q信号IMRx和QMRx进行校正。
在915中，确定是否执行其它迭代。根据本实施例，这可以是设定的迭代次数，或者可以基于当前迭代的准确性或相对于上一次迭代的变化量等因素来确定。如果需要或希望进行更多次迭代，则该流程循环回903。一旦在915中确定不再执行迭代，则在917中完成I/Q失配校正操作。
通过确定引入的RF相移的估计值而不是简单地将所述相移假设为已知值，该过程改进了针对发射器和存储器接收器镜像计算的I/Q失配校正过程。所述RF移相器的设计无需产生精确或预先已知的相移，因为RF相移估计用于Tx和MRx镜像计算。此外，相对于针对Tx和MRx上变频器和下变频器使用单独锁相环的一些其它技术，此处描述的实施例可以使用同一个PLL来驱动Tx段和MRx段，从而降低MRx输出处的功耗、面积和相位噪声。
此处描述的技术可以使用硬件、固件、软件或其组合来实现。所使用的软件或固件可以存储在一个或多个处理器可读存储设备上，以对图2至图7中的一个或多个块进行编程来执行本文描述的功能。所述处理器可读存储设备可以包括计算机可读介质，例如，易失性介质和非易失性介质、可移动介质和不可移动介质。例如但不限于，所述计算机可读介质可以包括计算机存储介质和通信介质。所述计算机可读存储介质可以在用于存储计算机可读指令、数据结构、程序模块或其它数据等信息的任何方法或技术中实现。所述计算机可读存储介质的示例包括RAM、ROM、EEPROM、闪存或其它存储技术、CD-ROM、数字多功能光盘(digital versatile disc，简称DVD)或其它光盘存储器、磁盒、磁带、磁盘存储器或其它磁存储设备，或能用于存储所需信息和上述组件能够访问的任何其它介质。计算机可读介质不包括传播的、调制的或暂时性的信号。
所述通信介质通常体现载波或其它传输机制等传播的、调制的或暂时性的信号中的计算机可读指令、数据结构、程序模块或其它数据，且包含任何信息传送介质。术语“调制的数据信号”是指已通过一种方式设置或改变信号的一个或多个特性以编码所述信号中的信息的信号。例如但不限于，所述通信介质包括有线介质，例如，有线网或直接有线连接，以及无线介质，例如，RF和其它无线介质。上述各项的组合也应包含在所述计算机可读介质的范围内。
在替代实施例中，所述软件或固件的部分或全部可被替换为专用硬件逻辑器件。例如但不限于，可以使用的说明性硬件逻辑组件类型包括现场可编程门阵列(Field-programmable Gate Array，简称FPGA)、专用集成电路(Application-specificIntegrated Circuit，简称ASIC)、专用标准产品(Application-specific StandardProduct，简称ASSP)、片上系统(System-on-a-chip，简称SOC)、复杂可编程逻辑器件(Complex Programmable Logic Device，简称CPLD)、专用计算机等。在一个实施例中，实现一个或多个实施例的软件(存储在存储设备上)用于对一个或多个处理器进行编程。所述一个或多个处理器可以与一个或多个计算机可读介质/存储设备、外围设备和/或通信接口进行通信。
应理解，本发明可以具体体现为许多不同的形式且不应被解释为仅限于本文所阐述的实施例。相反，提供了这些实施例，使得本主题是彻底和完整的，并将本公开充分传达给本领域技术人员。事实上，本主题旨在覆盖包括在由所附权利要求书限定的本主题公开的精神和范围内的这些实施例的替代物、修改和等同物。另外，在以下本主题的详细描述中，阐述了许多特定细节以便提供对本主题的透彻理解。然而，所属领域的普通技术人员将清楚到，可以在没有这样具体细节的情况下执行本请求保护的主题。
此处，结合本公开实施例的方法、装置(系统)以及计算机程序产品的流程图和/或框图描述本公开的各个方面。应理解，可以通过计算机程序指令实施流程图说明和/或框图中的每个方框以及流程图说明和/或框图中的方框的组合。可以将这些计算机程序指令提供给通用计算机、专用计算机或其它可编程数据处理装置的处理器以产生机器，使得经由计算机或其它可编程指令执行装置的处理器执行的指令创建用于实施在流程图和/或框图的方框中指定的功能/动作的装置。
为了说明和描述的目的，已经对本公开进行了描述，但并不打算详尽无遗或仅限于所公开的形式的本公开。在不偏离本公开的范围和精神的前提下，多种修改和改变对本领域技术人员而言是显而易见的。选择和描述的本公开各个方面以便更好地解释本公开的原理和实际应用，并且使本领域技术人员能够理解本公开适合预期特定用途的各种修改。
为了本文的目的，与所公开的技术相关联的每个过程都可以由一个或多个计算设备连续执行。一个过程中的每个步骤可以由与其它步骤相同或不同的计算设备执行，每个步骤不一定必须由单个计算设备执行。
虽然已经以特定于结构特征和/或方法动作的语言描述了主题，但是应该理解的是，权利要求书定义的主题不必局限于上面描述的具体特征或动作。相反，以上描述的具体特征和行为被公开为实现权利要求的示例形式。

Claims (20)

1.一种装置，其特征在于，包括：
发射器同相/正交失配校正电路，用于：接收同相/正交信号和发射器校正系数，并基于所述发射器校正系数生成校正后的同相/正交信号，以减少接收到的所述同相/正交信号中的同相/正交失配量；
传输电路，用于接收所述校正后的同相/正交信号并从中生成传输信号；
测量接收器电路，用于接收所述传输信号并从中生成测量的同相/正交信号；
测量接收器同相/正交失配校正电路，用于：接收所述测量的同相/正交信号和接收器校正系数，并基于所述接收器校正系数生成校正后的测量的同相/正交信号，以减少所述测量的同相/正交信号中的同相/正交失配量；以及
同相/正交失配估计电路，用于：接收所述校正后的测量的同相/正交信号，估计所述校正后的测量的同相/正交信号中的相位，并从所述估计的相位中生成所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述测量接收器电路包括：
第一信号路径，用于将第一相移引入所述测量的同相/正交信号；以及
第二信号路径，用于将第二相移引入所述测量的同相/正交信号，其中，所述估计的相位为所述第一相移和所述第二相移的相位差。
3.根据权利要求1和2中任一项所述的装置，其特征在于，所述第一信号路径包括RC网络，所述第二信号路径包括CR网络。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的装置，其特征在于，所述同相/正交失配估计电路用于在迭代过程中生成所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的装置，其特征在于，所述传输电路包括直接转换式上变频器，所述测量接收器电路包括直接转换式下变频器。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的装置，其特征在于，所述直接转换式上变频器和所述直接转换式下变频器使用相同的本振信号。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的装置，其特征在于，所述直接转换式上变频器和所述直接转换式下变频器使用的本振信号由同一锁相环产生。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的装置，其特征在于，所述同相/正交失配估计电路用于在频域内工作以从中生成所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的装置，其特征在于，所述传输电路包括功率放大器和所述测量接收器电路，用于在所述功率放大器之后从所述传输电路中接收所述传输信号。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的装置，其特征在于，所述同相/正交失配估计电路通过硬件实现确定所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的装置，其特征在于，所述同相/正交失配估计电路用于通过固件实现确定所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
12.一种同相/正交失配校正方法，其特征在于，包括：
接收同相/正交信号；
从接收到的所述同相/正交信号中生成第一传输信号；
从所述第一传输信号的测量中估计同相/正交失配；
基于估计的所述同相/正交失配对所述同相/正交信号进行校正；
从校正后的所述同相/正交信号中生成第二传输信号；
基于估计的所述同相/正交失配对所述第二传输信号的测量进行校正；以及
根据从校正后的第二测量同相/正交信号中估计出的同相/正交失配对所述同相/正交信号进行进一步校正。
13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述从所述第一传输信号的测量中估计同相/正交失配包括：
估计所述第一传输信号的测量中的相位差。
14.根据权利要求12至13中任一项所述的方法，其特征在于，所述从所述第一传输信号的测量中估计所述同相/正交失配包括：
从用于向所述测量中引入第一相位的第一信号路径中接收所述第一传输信号的测量；以及
从用于向所述测量中引入第二相位的第二信号路径中接收所述第一传输信号的测量，其中，所述相位差为所述第二相位与所述第一相位的差值。
15.根据权利要求12至14中任一项所述的方法，其特征在于，还包括：
从进一步校正后的所述同相/正交信号中生成第三传输信号；
基于估计的所述同相/正交失配对所述第三传输信号的测量进行进一步校正；以及
根据从所述进一步校正后的第二测量同相/正交信号中估计出的同相/正交失配对所述同相/正交信号进行额外的校正。
16.根据权利要求12至15中任一项所述的方法，其特征在于，还包括：
生成本振信号，其中，生成所述第一传输信号包括：使用所述本振信号对接收到的所述同相/正交信号进行直接变换式上变频，所述第一传输信号的测量包括：使用所述本振信号对所述第一传输信号进行直接变换式下变频。
17.一种无线通信系统，其特征在于，包括：
信号生成电路，用于生成通信信号；
正交生成器，用于从所述通信信号中生成同相/正交信号；
发射器，包括：
发射器同相/正交失配校正电路，用于：接收同相/正交信号和发射器校正系数，并基于所述发射器校正系数生成校正后的同相/正交信号，以减少接收到的所述同相/正交信号中的同相/正交失配量；
传输电路，用于接收所述校正后的同相/正交信号并从中生成传输信号；以及
校准段，包括：
测量接收器电路，用于接收所述传输信号并从中生成测量的同相/正交信号；以及
同相/正交失配估计电路，用于：接收所述测量的同相/正交信号，估计所述测量的同相/正交信号中的相位，并从所述估计的相位中生成所述发射器校正系数。
18.根据权利要求17所述的无线通信系统，其特征在于，所述校准段还包括：
测量接收器同相/正交失配校正电路，用于：接收所述测量的同相/正交信号和接收器校正系数，并基于所述接收器校正系数生成校正后的测量的同相/正交信号，以减少所述测量的同相/正交信号中的同相/正交失配量；其中
所述同相/正交失配估计电路用于接收校正后的形式的测量的所述同相/正交信号，并从所述估计的相位中生成所述接收器校正系数。
19.根据权利要求17至18中任一项所述的无线通信系统，其特征在于，所述校准段还包括：
第一信号路径，用于将第一相移引入所述测量的同相/正交信号；以及
第二信号路径，用于将第二相移引入所述测量的同相/正交信号，其中，所述估计的相位为所述第一相移和所述第二相移的相位差。
20.根据权利要求17至19中任一项所述的无线通信系统，其特征在于，所述同相/正交失配估计电路用于在迭代过程中生成所述发射器校正系数和所述接收器校正系数。
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