CN101411058A - 失真补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种失真补偿电路，即使在超高频、宽频带中也可以进行高精度的非线性失真补偿。由存储矩阵(51)、电平比较器(52)、D/A转换器(53)构成发生用于补偿高频放大器的非线性失真的失真成分数据的失真发生电路。在存储矩阵(51)中，在水平方向的每一行存储有与包络线电平值对应的通过偶数次多项式得到的失真成分数据。电平比较器(52)对包络线电平与多个基准电压进行比较，据此，发生选择存储矩阵(51)的行中的1个的行选择信号。D/A转换器(53)将所读出的通过偶数次多项式得到的失真成分数据转换成模拟信号。由此，可以以大致实时的方式输出失真成分的波形，即使在超高频、宽频带中也可以进行高精度的非线性失真补偿。

Description

失真补偿电路

技术领域

本发明涉及适用于对由高频功率放大器发生的非线性失真进行补偿的失真补偿电路。

背景技术

在高频功率放大电路中，通常，将动作点设定在附加效率高的饱和点附近，所以发生很多非线性失真。由于这样的非线性失真，产生3次、5次等交叉调制，由于这样的交叉调制，产生频带内的C/N比(Carrier to Noise ratio，载波噪声比)的劣化，而产生BER(Bit ErrorRate，误码率)劣化这样的问题。另外，被频带限制的输入信号由于3次、5次交叉调制而向频带外扩展，产生对邻接信道造成干扰这样的问题。另外，由于由AM-PM变换引起的相位噪声，具有相位调制信号的BER劣化这样的问题。

为了解决这些问题点，例如如非专利文献1，提出了预矫正方式的失真补偿电路。

即，关于高频放大电路的非线性失真，具有非线性特性成为振幅失真而被表现的AM-AM特性、和非线性特性成为相位失真而被表现的AM-PM特性。在产生这样的非线性失真的情况下，在高频放大电路的前级预先附加特性与其相逆的失真即可。

在图33所示的以往的预矫正方式的失真补偿电路中，准备用于去除AM-AM特性的振幅失真的电路系统和用于去除AM-PM特性的相位失真的电路系统，而消除非线性失真。

在图33中，来自输入端子400的输入信号被供给到输入信号检测电路401，并且被供给到延迟电路402。延迟电路402的输出信号经由相位调制电路403、振幅调制电路404，被供给到高频放大电路410。

另外，来自输入信号检测电路401的包络线输出信号通过A/D转换器405被数字化，而被供给到查找表406a以及406b。

在查找表406a中，存储有用于根据AM-PM特性消除相位失真的相位失真成分数据。在查找表406b中，存储有用于根据高频放大电路110的AM-AM特性消除振幅失真的振幅失真成分数据。

从查找表406a读出的相位失真数据通过D/A转换器407a被转换成模拟值，而被供给到相位调制电路403。由相位调制电路403对输入信号的相位进行调制，以消除高频放大电路410的AM-PM特性。

从查找表406b读出的振幅失真数据通过D/A转换器407b转换成模拟值，而被供给到振幅调制电路404。由振幅调制电路404对输入信号的振幅进行调制，以消除高频放大电路410的AM-AM特性。

另外，高频放大电路410的输出信号从输出端子412输出，并且被供给到输出信号检测电路411。输出信号检测电路411的输出信号被供给到比较器408。由比较器408对输入信号的检测值与输出信号的检测值进行比较。根据该比较器408的比较输出，更新查找表406b。

非专利文献1：S.Kusunoki“Power-Amplifier Module WithDigital Adaptive Predistortion for Cellular Phones”IEEE Transactionon Microwave Theory and Techniques，Vol.50，N0.12，December 2002

发明内容

在上述以往的预矫正方式的失真补偿电路中，在查找表406a以及406b中，积蓄相位失真成分数据以及振幅失真成分数据，通过A/D转换器405将输入信号检测电路401的输出信号二进制化后送到查找表406a以及406b，通过D/A转换器407a以及407b将查找表406a以及406b的输出转换成模拟值，而提供到相位调制电路403以及振幅调制电路404。

这样，在将来自输入信号检测电路401的输出信号通过A/D转换器405二进制化后送到查找表406a以及406b，并将查找表406a以及406b的输出通过D/A转换器407a以及407b转换成模拟值的结构中，与数字电路的内部时钟同步地进行处理，所以在从A/D转换器405至D/A转换器407a以及407b之间，产生几个时钟的延迟。因此，RF信号通道与数字失真发生电路之间的延迟差变大，特性恶化。

因此，在这样的结构中，为了使RF信号通道与数字失真发生电路的延迟一致，在RF信号通道中，插入延迟电路402。作为延迟电路402，需要几个时钟的延迟量，所以附加SAW(Surface AcousticWave，表面声波)设备或长的延迟线路。

但是，在SAW设备的情况下，上限频率存在界限，界限大致为2GHz。另外，比列频带也存在大约5％位的界限。因此，在上述以往的预矫正电路中，在微波以上的宽频带中使用时，存在问题。另外，在延迟线路的情况下，线路长变长，而产生大型化、重量变大这样的问题。

另外，为了将数字失真发生电路的采样时钟频率至少设定成信号频带宽度的4倍左右并确保宽频带，需要提高采样时钟频率。但是，在上述以往的预矫正电路中，如果提高时钟频率，则在延迟电路402的动作中产生问题。因此，难以确保具有充分的频带宽度的电路。通常，在卫星通信等中要求36MHz至100MHz左右的频带宽度，所以要求144Msps至400Msps左右的速度。

另外，在以往，在A/D转换器405中以等间隔的电压宽度对检测信号进行量化。因此，如果希望增大补偿电路的动态范围，并且在整个范围内确保一定以上的C/N比，则量化步骤电压宽度被固定在具有最严格的规格的点处。因此，在饱和点附近或回退(back off)大的点处，被抑制成所需以上的低量化噪声，并且对A/D转换器，要求所需以上的位数。

进而，在这样的预矫正方式的失真补偿电路中，RF信号通道与失真发生电路的延迟差对性能的影响较大。因此，在延迟电路402那样的固定的延迟电路中，难以去除RF信号通道与失真发生电路的延迟差，需要调整RF信号通道与失真发生电路的延迟差。

进而，由于被补偿高频功率放大器、失真补偿电路本身的温度变化或经时变化，失真补偿电路中要求的失真特性产生变化。因此，需要与温度变化或经时变化对应地改写失真成分数据。

鉴于上述的课题，本发明的目的在于提供一种可以在宽频带、超高频下进行动作的失真补偿电路。

另外，本发明的目的在于提供一种可以实现小型、轻量且低成本的失真补偿电路。

另外，本发明的目的在于提供一种可以确保较宽的动态范围的失真补偿电路。

另外，本发明的目的在于提供一种可以简单地调整RF信号通道与失真发生电路的延迟差的失真补偿电路。

另外，本发明的目的在于提供一种可以将系统自动地校正成最佳的传递特性的失真补偿电路。

为了解决上述课题，本发明的预矫正方式的失真补偿电路包括：传送输入高频信号的RF通道；失真发生单元，根据输入高频信号的输入信号电平，发生用于消除高频放大器的非线性失真的失真成分；以及调制单元，通过来自失真发生单元的失真成分针对高频输入信号消除高频放大器的非线性失真，其特征在于，失真发生单元包括：电平比较器，将输入信号电平与多个基准电压进行比较，根据该比较结果发生选择存储矩阵中的某1行的行选择信号；存储矩阵，二维地排列有存储元件，在各行的每一行存储有与输入信号电平对应的失真成分数据，如果从电平比较器被供给行选择信号，则从通过行选择信号选择的行的存储元件以行单位一并读出与输入信号电平相当的失真成分数据；以及D/A转换单元，将通过行选择信号从存储矩阵读出的失真成分数据转换成模拟信号。

优选，其特征在于，RF通道包括对输入信号进行频带限制的带通滤波器，失真发生单元包括：检波单元，对输入信号的输入信号电平进行检测；第1数字失真发生单元，根据由检波单元检测出的输入信号电平，发生由关于同相分量的偶数次多项式得到的失真成分；以及第2数字失真发生单元，根据由检波单元检测出的输入信号电平，发生由关于正交分量的偶数次多项式得到的失真成分，调制单元包括：分支单元，将输入信号分支成同相信号分量和正交信号分量；第1振幅调制单元，对输入信号的同相信号分量与来自第1数字失真发生单元的通过关于同相分量的偶数次多项式得到的失真成分进行乘法计算；第2振幅调制单元，对输入信号的正交信号分量与来自第2数字失真发生单元的通过关于正交分量的偶数次多项式得到的失真成分进行乘法计算；以及同相合成单元，对第1调制单元的输出与第2调制单元的输出进行加法计算而合成。

优选，其特征在于，RF通道包括对输入信号进行频带限制的带通滤波器，失真发生单元包括：检波单元，对输入信号的输入信号电平进行检测；第3数字失真发生单元，根据由检波单元检测出的输入信号电平，发生相位失真成分；以及第4数字失真发生单元，根据由检波单元检测出的输入信号电平，发生振幅失真成分，调制单元包括：相位调制单元，对输入信号与来自第3数字失真发生单元的相位失真成分进行调制；以及振幅调制单元，对输入信号与来自第4数字失真发生单元的振幅失真成分进行调制。

优选，其特征在于，失真发生单元还包括延迟调整单元，针对从存储矩阵读出的失真成分数据，调整延迟时间而输出到A/D转换单元。

优选，其特征在于，将RF通道的带通滤波器设为用于使RF通道的延迟量与由失真发生单元产生的延迟量一致的延迟单元。

优选，其特征在于，电平比较器中的多个基准电压被设定成使量化步幅成为一定。

优选，其特征在于，电平比较器中的多个基准电压被设定成使量化步幅与输入信号电平之积成为一定。

优选，其特征在于，电平比较器中的多个基准电压被设定成使量化步幅与输入信号电平之比成为一定。

优选，其特征在于，电平比较器中的多个基准电压被设定成使量化步幅与输入信号电平的平方之积成为一定。

优选，其特征在于，对于电平比较器中的多个基准电压，根据输入信号电平，组合使量化步幅成为一定的设定、使量化步幅与输入信号电平之积成为一定的设定、使量化步幅与输入信号电平之比成为一定的设定、使量化步幅与输入信号电平的平方之积成为一定的设定。

优选，其特征在于，电平比较器中的多个基准电压被设定成，在输入信号电平大于规定值的区域中，使量化步幅与输入信号电平之比成为一定，在输入信号电平小于规定值的区域中，使量化步幅与输入信号电平之积成为一定。

优选，其特征在于，电平比较器中的多个基准电压被设定成，在输入信号电平大于规定值的区域中，使量化步幅与输入信号电平之比成为一定，在输入信号电平小于规定值的区域中，使量化步幅与输入信号电平的平方之积成为一定。

优选，其特征在于，电平比较器中的多个基准电压被分割成输入信号电平未超过高频放大器的饱和点的范围的电压、和超过高频放大器的饱和点的范围的电压，存储矩阵中的各行被分割成输入信号电平未超过高频放大器的饱和点的范围的区域、和超过高频放大器的饱和点的范围的区域，在输入信号电平未超过高频放大器的饱和点的范围的区域中，在存储矩阵的各行的每一行存储有与输入信号电平对应的失真成分数据，在输入信号电平超过高频放大器的饱和点的范围的区域中，在存储矩阵的各行的每一行存储有使输出信号电平成为一定的限制数据。

优选，其特征在于，电平比较器中的多个基准电压被设定成，在输入信号电平大于饱和点的区域中，使量化步幅Δr与输入信号电平r之比成为一定。

进一步优选，其特征在于，具有根据高频放大器的输出信号对失真成分数据进行更新的自动校正单元，自动校正单元包括：检波单元，对输入信号电平进行检测；正交分割单元，将输入信号分割成同相信号分量和正交信号分量；第1乘法单元，对高频放大器的输出信号与输入信号的同相分量进行乘法计算；第2乘法单元，对高频放大器的输出信号与输入信号的正交分量进行乘法计算；运算单元，使用检波单元的输出信号和第1以及第2乘法单元的输出信号，求出由失真发生单元以及高频放大器构成的信号路径的综合传递特性，对所求出的综合传递特性与预设的传递特性进行比较来计算出校正值；以及控制单元，根据由运算单元求出的校正值，更新存储矩阵的各行的失真成分数据。

根据本发明，预矫正方式的失真补偿电路包括：RF通道，被传送输入高频信号；失真发生单元，根据输入高频信号的输入信号电平，发生用于消除高频放大器的非线性失真的失真成分；以及调制单元，通过来自失真发生单元的失真成分针对高频输入信号消除高频放大器的非线性失真，其中，失真发生单元包括：电平比较器，将输入信号电平与多个基准电压进行比较，根据该比较结果发生选择存储矩阵中的某1行的行选择信号；存储矩阵，二维地排列有存储元件，在各行的每一行存储有与输入信号电平对应的失真成分数据，如果从电平比较器被供给行选择信号，则从通过行选择信号选择的行的存储元件以行单位一并读出与输入信号电平相当的失真成分数据；以及D/A转换单元，将通过行选择信号从存储矩阵读出的失真成分数据转换成模拟信号。由此，从失真发生单元，以1个时钟以下的大致实时方式，进行波形转换，可以得到失真成分，可以改善由数字失真发生器产生的延迟时间与由RF通道产生的延迟时间的时间差的问题。由此，通过高速采样，可以在宽频带中得到良好的特性。另外，由于以大致实时的方式进行波形转换，所以结构变得简单，可以实现小型、轻量、成本降低。另外，由于无需特别的延迟电路，所以可以提高时钟频率来实现宽频带化。

另外，根据本发明，失真发生单元包括：检波单元，对输入信号的输入信号电平进行检测；第1数字失真发生单元，根据由检波单元检测出的输入信号电平，发生由关于同相分量的偶数次多项式得到的失真成分；以及第2数字失真发生单元，根据由检波单元检测出的输入信号电平，发生由关于正交分量的偶数次多项式得到的失真成分，调制单元包括：分支单元，将输入信号分支成同相信号分量和正交信号分量；第1振幅调制单元，对输入信号的同相信号分量与来自第1数字失真发生单元的通过关于同相分量的偶数次多项式得到的失真成分进行乘法计算；第2振幅调制单元，对输入信号的正交信号分量与来自第2数字失真发生单元的通过关于正交分量的偶数次多项式得到的失真成分进行乘法计算；以及同相合成单元，对第1调制单元的输出与第2调制单元的输出进行加法计算而合成。由此，将输入信号分割成同相信号分量和正交信号分量，可以改善由高频放大器产生的非线性失真。

另外，根据本发明，失真发生单元包括：检波单元，对输入信号的输入信号电平进行检测；第3数字失真发生单元，根据由检波单元检测出的输入信号电平，发生相位失真成分；以及第4数字失真发生单元，根据由检波单元检测出的输入信号电平，发生振幅失真成分，调制单元包括：相位调制单元，对输入信号与来自第3数字失真发生单元的相位失真成分进行调制；以及振幅调制单元，对输入信号与来自第4数字失真发生单元的振幅失真成分进行调制。由此，将输入信号分割成相位分量和振幅分量，可以改善由高频放大器产生的非线性失真。

另外，根据本发明，失真发生单元还包括延迟调整单元，针对从存储矩阵读出的失真成分数据，调整延迟时间而输出到A/D转换单元。这样，通过微细地调整延迟时间，可以更有效地抑制交叉调制。

另外，根据本发明，将RF通道的带通滤波器设为用于使RF通道的延迟量与由失真发生单元产生的延迟量一致的延迟单元。因此，无需设置特别的延迟电路，而可以调整由数字失真发生器产生的延迟时间与由RF通道产生的延迟时间的时间差。

另外，根据本发明，电平比较器中的多个基准电压被设定成使量化步幅成为一定。另外，电平比较器中的多个基准电压被设定成使量化步幅与输入信号电平之积成为一定。另外，电平比较器中的多个基准电压被设定成使量化步幅与输入信号电平之比成为一定。另外，电平比较器中的多个基准电压被设定成使量化步幅与输入信号电平的平方之积成为一定。

这样，通过对基准电压进行最佳化，可以减少量化步骤数，可以在能够制造的逻辑电路数的范围内确保所需充分的量化噪声比，同时可以确保所需的动态范围。其结果，可以一并具有限制功能，可以适用于通信卫星搭载用的放大器等多种信号的放大器。另外，可以减少电路的元件数，所以可以使用比较大的元件，而可以构成高速的数字电路。

另外，根据本发明，对于电平比较器中的多个基准电压，根据输入信号电平，组合使量化步幅成为一定的设定、使量化步幅与输入信号电平之积成为一定的设定、使量化步幅与输入信号电平之比成为一定的设定、使量化步幅与输入信号电平的平方之积成为一定的设定。由此，可以对基准电压进一步进行最佳化，而可以减少量化步骤数。

另外，根据本发明，电平比较器中的多个基准电压被设定成，在输入信号电平大于规定值的区域中，使量化步幅与输入信号电平之比成为一定，在输入信号电平小于规定值的区域中，使量化步幅与输入信号电平之积成为一定。由此，可以对基准电压进一步进行最佳化，而可以减少量化步骤数。

另外，根据本发明，电平比较器中的多个基准电压被设定成，在输入信号电平大于规定值的区域中，使量化步幅与输入信号电平之比成为一定，在输入信号电平小于规定值的区域中，使量化步幅与输入信号电平的平方之积成为一定。由此，可以对基准电压进一步进行最佳化，而可以减少量化步骤数。

另外，根据本发明，电平比较器中的多个基准电压被分割成输入信号电平未超过高频放大器的饱和点的范围的电压、和超过高频放大器的饱和点的范围的电压，存储矩阵中的各行被分割成输入信号电平未超过高频放大器的饱和点的范围的区域、和超过高频放大器的饱和点的范围的区域，在输入信号电平未超过高频放大器的饱和点的范围的区域中，在存储矩阵的各行的每一行存储有与输入信号电平对应的失真成分数据，在输入信号电平超过高频放大器的饱和点的范围的区域中，在存储矩阵的各行的每一行存储有使输出信号电平成为一定的限制数据。由此，可以一并具有限制功能，而可以适用于通信卫星搭载用的放大器等各种信号的放大器。

另外，根据本发明，电平比较器中的多个基准电压被设定成，在输入信号电平大于饱和点的区域中，使量化步幅Δr与输入信号电平r之比成为一定。由此，即使一并具有超过饱和点的宽的限制输入区域，也可以抑制量化步骤数的急剧增大。

另外，根据本发明，具有根据高频放大器的输出信号对失真成分数据进行更新的自动校正单元，自动校正单元包括：检波单元，对输入信号电平进行检测；正交分割单元，将输入信号分割成同相信号分量和正交信号分量；第1乘法单元，对高频放大器的输出信号与输入信号的同相分量进行乘法计算；第2乘法单元，对高频放大器的输出信号与输入信号的正交分量进行乘法计算；运算单元，使用检波单元的输出信号和第1以及第2乘法单元的输出信号，求出由失真发生单元以及高频放大器构成的信号路径的综合传递特性，对所求出的综合传递特性与预设的传递特性进行比较来计算出校正值；以及控制单元，根据由运算单元求出的校正值，更新存储矩阵的各行的失真成分数据。由此，可以在动作中改写失真成分数据的变换表，并且可以以采样数据单位改写失真成分数据的变换表，所以可以将改写时的特性的偏差抑制成最小，可以应对温度变化、经时变化等连续性变化，无需停止动作，而可以维持最适合于抑制交叉调制的特性。

附图说明

图1是示出本发明的第1实施方式的整体结构的框图。

图2是本发明的第1实施方式的动作说明中使用的波形图。

图3是本发明的第1实施方式的动作说明中使用的波形图。

图4是本发明的第1实施方式的动作说明中使用的波形图。

图5是本发明的第1实施方式的动作说明中使用的波形图。

图6是本发明的第1实施方式的动作说明中使用的波形图。

图7是本发明的第1实施方式的动作说明中使用的波形图。

图8是本发明的第1实施方式的动作说明中使用的波形图。

图9是本发明的第1实施方式的动作说明中使用的波形图。

图10是本发明的第1实施方式中的数字延迟发生电路的说明中使用的框图。

图11是本发明的第1实施方式中的数字延迟发生电路的一个例子的框图。

图12是本发明的第1实施方式中的数字延迟发生电路的基本结构的框图。

图13是本发明的第1实施方式中的数字延迟发生电路中的表的一个例子的说明图。

图14是一并具有限制功能的数字延迟发生电路中的表的一个例子的框图。

图15是一并具有限制功能的数字延迟发生电路中的表的一个例子的说明图。

图16是数字延迟发生电路中的量化失真的说明中使用的框图。

图17是数字延迟发生电路中的量化失真的说明图。

图18是数字延迟发生电路中的量化失真的说明图。

图19是量化步骤的组合的说明图。

图20是量化步骤的说明中使用的曲线图。

图21是数字延迟发生电路的具体结构的说明中使用的框图。

图22是数字延迟发生电路中的电平比较器的第1具体结构的框图。

图23是数字延迟发生电路中的电平比较器的第2具体结构的框图。

图24是数字延迟发生电路中的存储矩阵的第1具体结构的框图。

图25是数字延迟发生电路中的存储矩阵的第1具体结构中的存储元件的连接图。

图26是数字延迟发生电路中的存储矩阵的第1具体结构的说明中使用的时序图。

图27是数字延迟发生电路中的存储矩阵的第2具体结构的框图。

图28是数字延迟发生电路中的存储矩阵的第2具体结构中的存储元件的连接图。

图29是数字延迟发生电路中的存储矩阵的第2具体结构的说明中使用的时序图。

图30是数字延迟发生电路中的A/D转换器的具体结构的一个例子的连接图。

图31是数字延迟发生电路中的延迟调整电路的具体结构的一个例子的连接图。

图32是示出本发明的第2实施方式的整体结构的框图。

图33是以往的预矫正方式的高频放大电路的一个例子的框图。

标号说明

1预矫正数字线性化器

2RF通道

3正交调制器

4数字失真发生器

5自动校正电路

11输入端子

12分支电路

13带通滤波器

14分支电路

1590度混合器

16a、16b振幅调制器

17同相合成器

18线性检波电路

19a、19b数字失真发生电路

20时钟发生电路

21延迟调整电路

22a、22b低通滤波器

23a、23b偏置电路

24高频放大器

25分支电路

26输出端子

27分支电路

28a、28b乘法器

29延迟电路

30 90度混合器

31线性检波电路

32a、32b、32c A/D转换器

33运算电路

34控制电路

51存储矩阵

52电平比较器

53 D/A转换器

54延迟调整电路

56门电路

具体实施方式

第1实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。图1是示出本发明的第1实施方式的预矫正数字线性化器1的结构的图。

在图1中，RF通道2由分支电路12、带通滤波器13、分支电路14构成。来自输入端子11的输入信号通过分支电路12被分支成2个路径的信号。由分支电路12分支的主信号经由带通滤波器13被供给到分支电路14。带通滤波器13确保输入信号的频带。该输入信号通过分支电路14被分支成2个路径的信号。

正交调制器3由90度混合器15、振幅调制器16a、16b、同相合成器17构成。振幅调制器16a、16b是乘法器。同相合成器17是加法器。由分支电路14分支的主信号被供给到90度混合器15。通过90度混合器，输入信号被分支成与输入信号同相的同相信号分量和相对于输入信号具有90度的相位差的正交信号分量。同相信号分量被供给到振幅调制器16a，正交信号分量被供给到振幅调制器16b。

数字失真发生器4由线性检波电路18、数字失真发生电路19a、19b、时钟发生电路20、延迟调整电路21、低通滤波器22a、22b、偏置电路23a、23b构成。

由分支电路12分支的信号被供给到线性检波电路18。线性检波电路18通过线性检波对输入信号的包络线电平进行检测。另外，虽然在此设置了线性检波电路18，但也可以使得对包络线的电平的平方进行检测。由线性检波电路18得到的包络线电平的检测值被供给到数字失真发生电路19a以及19b。

在数字失真发生电路19a以及19b中，如后述那样，分别设置有积蓄了通过将输入信号的包络线电平设为变量并基于提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分数据、以及通过将输入信号的包络线电平设为变量并基于提供正交信号失真的偶数次多项式得到的失真成分数据的查找表。如果由线性检波电路18检测出的输入信号的包络线的检测值被供给到数字失真发生电路19a以及19b，则根据该输入信号的包络线的检测值，从数字失真发生电路19a以及19b，分别输出通过提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分数据以及通过提供正交信号失真的偶数次多项式得到的失真成分数据。

另外，可以使用偏置电路23a、23b来发生失真波形的直流分量。失真波形成为将来自偏置电路23a、23b的直流分量和来自数字失真发生电路19a、19b的信号组合的波形。

数字失真发生电路19a以及19b的输出分别经由低通滤波器22a以及22b，分别被供给到振幅调制器16a以及16b。另外，偏置电路23a以及23b的输出分别被供给到振幅调制器16a以及16b。

低通滤波器22a以及22b是用于去除采样信号的混叠的奈奎斯特(Nyquist)滤波器。另外，上述RF通道2的带通滤波器13确保输入频带，并且提供与由该低通滤波器22a以及22b和数字失真发生电路19a、19b发生的延迟之和相当的延迟。

由时钟发生电路20发生的时钟被供给到数字失真发生电路19a、19b。

由振幅调制器16a对输入信号的同相信号分量与通过提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分进行乘法计算。另外，由振幅调制器16b对相对于输入信号具有90度的相位差的正交信号分量与通过提供正交信号失真的偶数次多项式得到的失真成分进行乘法计算。

振幅调制器16a以及振幅调制器16b的输出信号被供给到同相合成器17。可以通过同相合成器17对振幅调制器16a的输出信号与振幅调制器16b的输出信号进行加法计算。由此，针对输入信号，求出同相信号分量与通过提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分的乘法值、和正交信号分量与通过提供正交信号失真的偶数次多项式得到的失真成分的乘法值之和。

同相合成器17的输出信号被供给到作为被补偿电路的高频放大器24。高频放大器24对输入信号进行功率放大，作为高频放大器24，例如使用行波管放大器(TWTA：Traveling Wave Tube Amplifier)或晶体管放大器。

高频放大器24具有非线性失真特性，但如上所述，针对输入信号，对同相信号分量与通过提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分的乘法值、和正交信号分量与通过提供正交信号失真的偶数次多项式得到的失真成分的乘法值进行加法计算。由此，消除非线性失真的失真成分在高频放大器24的前级被调制到输入信号，可以得到线性特性的输出信号。

即，如果向输入端子11输入了图2(A)所示的波形的高频输入信号，则如图3(A)以及图3(B)所示，该输入信号通过90度混合器15被分支成同相分量和正交分量。另外，该输入信号被供给到线性检波电路18，由线性检波电路18如图2(B)所示对输入信号的包络线电平进行检波。该线性检波电路18的输出信号被供给到数字失真发生电路19a以及19b。从数字失真发生电路19a，根据图2(B)所示的输入信号的包络线电平的检测值，输出通过提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分，并且从数字失真发生电路19b，根据图2(B)所示的输入信号的包络线电平的检测值，输出通过提供正交信号失真的偶数次多项式得到的失真成分。由振幅乘法器16a对数字失真发生电路19a的输出信号与输入信号的同相分量进行乘法计算，由振幅乘法器16b对数字失真发生电路19b的输出信号与输入信号的正交分量进行乘法计算，而由同相合成器17对它们进行相加。由此，得到图2(C)所示的波形的输出信号。由此，可以消除高频放大器24的非线性失真。

例如，高频放大器24的AM-AM传递特性成为图4所示，其AM-PM特性成为图5所示。在该情况下，从数字失真发生电路19a以及19b，如图6的特性A1以及A2所示，输出同相失真成分以及正交失真成分。从振幅调制器16a以及16b，如图7的特性B1以及B2所示，得到同相信号分量以及正交信号分量的调制输出。通过它们的和，从预矫正数字线性化器1，如图8所示，得到消除高频放大器24的AM-AM传递特性的那样的AM-AM特性，并且，如图9所示，得到消除高频放大器24的AM-PM传递特性的那样的AM-PM特性。

自动校正电路5由分支电路27、乘法器28a、28b、延迟电路29、90度混合器30、线性检波电路31、A/D转换器32a、32b、32c、运算电路33、控制电路34构成。自动校正电路5对输入信号的包络线电平进行检测，求出预矫正数字线性化器1与高频放大器24的合成特性，检测出从预定的线性特性的偏差，对数字失真发生电路的数据的改写进行校正。

高频放大器24的输出信号被分支电路25分支后从输出端子26输出，并且被供给到自动校正电路5的分支电路27。通过分支电路27，高频放大器24的输出信号被分支成2个，而被供给到乘法器28a以及28b。

另外，由RF通道2的分支电路14分支的输入信号经由延迟电路29，被供给到90度混合器30，并且被供给到线性检波电路31。

由线性检波电路31对输入信号的包络线电平进行检测。该线性检波电路31的输出信号经由A/D转换器32c被数字化，而被供给到运算电路33。

另外，通过90度混合器30，高频输入信号被分支成同相信号分量和正交信号分量。同相信号分量被供给到乘法器28a，正交信号分量被供给到乘法器28b，在各乘法器28a以及28b中通过取与高频放大器24的输出的积，将高频输入信号设为基准，得到输出信号的同相分量的包络线电平和正交分量的包络线电平。乘法器28a以及28b的输出信号分别经由A/D转换器32a以及32b被数字化，而被供给到运算电路33。

运算电路33使用线性检波电路31、乘法器28a以及28b的输出信号，求出预矫正数字线性化器1和高频放大器24的综合传递特性，对所求出的传递特性与预设的传递特性进行比较，决定校正值，对当前的数字失真发生电路19a以及19b的表中的输入输出特性施加校正，来决定输入输出特性。根据由运算电路33决定的数据，通过控制电路34，设定数字失真发生电路19a以及19b的表的数据。运算电路33再次进行传递特性的测定来确认是否收敛于预设的传递特性，如果需要则再次决定校正值，对数字失真发生电路19a以及19b的表中的输入输出特性施加校正，来决定输入输出特性，并直到收敛为止将其重复。在本发明的第1实施方式中，可以如上所述逐次改写数字失真发生电路19a以及19b的表。由此，可以对应于温度变化、经时变化等连续变化。

如上所述，在本发明的第1实施方式中，由数字失真发生电路19a以及19b，根据输入信号的包络线电平的检测值，输出通过提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分数据以及通过提供正交信号失真的偶数次多项式得到的失真成分数据，由振幅调制器16a以及16b，求出同相信号分量与通过提供同相信号失真的偶数多项式得到的失真成分的乘法值、和正交信号分量与通过提供正交信号分量的偶数次多项式得到的失真成分的乘法值，由同相合成器17对它们进行加法计算。由此，消除非线性失真的那样的失真成分在高频放大器24的前级被调制到输入信号，可以得到线性的特性的输出信号。以下对其进行说明。

首先，在高频放大器24中由于元件的非线性传递特性发生非线性失真。一般，由于该非线性特性，输出基带分量、基波分量、2倍·3倍的高次谐波分量等。但是，线性化器对基波的非线性特性进行补偿，所以仅注目于这样的非线性电路的基波分量的传递函数，并将其求出。

角频率wo的附近的输入信号x一般被表示成下式。

x＝a(t)·cos(wo·t)+b(t)·sin(wo·t)    (1)

如果对非线性电路施加输入信号，则按照电路的AM-PM传递特性发生正交信号分量。与输入信号x正交的正交信号分量y被表示成下式。

y＝-a(t)·sin(wo·t)+b(t)·cos(wo·t)    (2)

输出信号z可以通过由式(1)所示的输入信号的同相信号分量x的多项式、和由式(2)所示的正交信号分量y的多项式之和来近似。

进而，使用饱和输出点对输入输出特性进行归一化，来简化以后的考察。首先，由于不会从sin函数或cos函数以及它们等的线性和的偶数方产生基波附近的分量，所以不会通过偶数次的项传递基波分量。另外，由于从奇数次的项必定产生基波分量。所以，可知如果仅着眼于基波分量，则多项式仅由奇数次的项构成。因此，如果将输出信号设为z，则基波分量的传递函数一般成为下式。

z＝c1·x+c3·x³+c5·x⁵+c7·x⁷+c9·x⁹+……

                                            (3)

+d1·y+d3·y3+d5·y5+d7·y7+d9·y9+……

如果向上式分别代入如下的同相信号分量x以及正交信号分量y，

x＝a(t)·cos(wo·t)+b(t)·sin(wo·t)

y＝-a(t)·sin(wo·t)+b(t)·cos(wo·t)

进而仅提取出基波分量并进行整理，则成为下式。

z＝((c1+(3/4)·c3·(a²+b²)+(5/8)·c5·(a²+b²)²+(35/64)·c7·(a²

+b²)³+(63/128)·c9·(a²+b²)⁴+……)·x

+((d1+(3/4)·d3·(a²+b²)+(5/8)·d5·(a²+b²)²+(35/64)·d7·(a²+    (4)

b²)³+(63/128)·d9·(a²+b²)⁴+……)·y

即，同相信号分量x的系数部分、正交信号分量y的系数部分分别成为一般的复数传递函数的实部、虚部。

此处，如果将同相信号分量x转换成极坐标系，则成为下式。

x＝a(t)·cos(wo·t)+b(t)·sin(wo·t)＝r(t)·sin(wo·t+φ(t))    (5)

此处，

r(t)＝SQRT((a(t))²+(b(t))²)

tan(φ(t))＝a(t)/b(t)     。

另外，如果将正交信号分量y转换成极坐标系，则成为下式。

y＝r(t)·sin(wo·t+φ(t)+π/2)＝r(t)·cos(wo·t+φ(t))    (6)

因此，成为下式，

[公式1]

$z=(c_1\·r\left(t\right)+\frac{3}{4}\·c_{3\·}\·r^3\left(t\right)+\frac{5}{8}\·c_5\·r^5\left(t\right)+\frac{35}{64}\·c_{7\·}\·r^7\left(t\right)+\frac{63}{128}\·c_9\·r^9\left(t\right)+\·\·\·)\·\left(\sin ({\mathrm{\ω}}_0\·t+\mathrm{\φ}\left(t\right))\right)+$

$(d_1\·r\left(t\right)+\frac{3}{4}\·d_{3\·}\·r^3\left(t\right)+\frac{5}{8}\·d_5\·r^5\left(t\right)+\frac{35}{64}\·d_{7\·}\·r^7\left(t\right)+\frac{63}{128}\·d_9\·r^9\left(t\right)+\·\·\·)\·\left(\cos ({\mathrm{\ω}}_0\·t+\mathrm{\φ}\left(t\right))\right)---\left(7\right)$

从而可知非线性电路的传递函数是通过输入信号的包络线分量的多项式来决定的。

如果对上式(7)进行进一步变形，则成为下式。

[公式2]

$z=(c_1+\frac{3}{4}\·c_{3\·}\·r^2\left(t\right)+\frac{5}{8}\·c_5\·r^4\left(t\right)+\frac{35}{64}\·c_{7\·}\·r^6\left(t\right)+\frac{63}{128}\·c_9\·r^8\left(t\right)+\·\·\·)\·(r\left(t\right)\·\sin ({\mathrm{\ω}}_0\·t+\mathrm{\φ}\left(t\right)))+$

$(d_1+\frac{3}{4}\·d_{3\·}\·r^2\left(t\right)+\frac{5}{8}\·d_5\·r^4\left(t\right)+\frac{35}{64}\·d_{7\·}\·r^6\left(t\right)+\frac{63}{128}\·d_9\·r^8\left(t\right)+\·\·\·)\·(r\left(t\right)\·\cos ({\mathrm{\ω}}_0\·t+\mathrm{\φ}\left(t\right)))---\left(8\right)$

即，通过上式(8)，非线性的高频电路的特性可以表示成对同相信号分量r(t)·sin(wo·t+φ(t))乘上通过将输入信号的包络线信号r(t)设为变量的提供同相信号失真的偶数次多项式而得到的部分、

[公式3]

$(c_1+\frac{3}{4}\·c_{3\·}\·r^2\left(t\right)+\frac{5}{8}\·c_5\·r^4\left(t\right)+\frac{35}{64}\·c_{7\·}\·r^6\left(t\right)+\frac{63}{128}\·c_9\·r^8\left(t\right)+\·\·\·)(r\left(t\right)\·\sin ({\mathrm{\ω}}_0\·t+\mathrm{\φ}\left(t\right)))$

以及对正交信号分量r(t)·cos(wo·t+φ(t))乘上通过将输入信号的包络线信号r(t)设为变量的提供正交信号失真的偶数次多项式的部分

[公式4]

$(d_1+\frac{3}{4}\·d_{3\·}\·r^2\left(t\right)+\frac{5}{8}\·d_5\·r^4\left(t\right)+\frac{35}{64}\·d_{7\·}\·r^6\left(t\right)+\frac{63}{128}\·d_9\·r^8\left(t\right)+\·\·\·)(r\left(t\right)\·\cos ({\mathrm{\ω}}_0\·t+\mathrm{\φ}\left(t\right)))$

之和。

由此，如果准备实现式(8)所示的式的电路，则可以实现具有任意的失真的非线性电路，可以消除高频放大器的失真。本实施方式的预矫正数字线性化器1是将其具体化的部分。

如果将高频放大器的输入设为r(t)·sin(wo·t+φ(t))，则改写非线性电路的一般式式(8)，而输出z成为下式。

[公式5]

z＝R_r(r(t))·sin(ω₀·t+φ(t))+R_i(r(t))·cos(ω₀·t+φ(t))

＝R(r(t))·sin(ω₀·t+φ(t)+θ(r(t)))

此处，

[公式6]

$R\left(r\left(t\right)\right)=\sqrt{{R_r}^2\left(r\left(t\right)\right)+{R_i}^2\left(r\left(t\right)\right)}$

θ(r(t))＝arctan(R_i(r(t))/R_i(r(t)))

θ((t))表示由非线性电路引起的相位失真。另外，Rr(r)、Ri(r)是r的奇数次多项式(奇函数)。线性化器的传递特性是高频放大器24的传递特性的反函数，如果将输入设为r(t)·sin(wo·t+φ(t))，则线性化器的输出zl成为下式，

[公式7]

zl＝R^-1(r(t))·sin(ω₀·t+φ(t)-θ(R^-1(r(t))))

如果将其设为高频放大器的输入，则输出z成为下式，

[公式8]

z＝R(R^-1(r(t)))·sin(ω₀·t+φ(t)-θ(R^-1(r(t)))+θ(R^-1(r(t))))

＝r(t)·sin(ω₀·t+φ(t))

可知由线性化器补偿了非线性特性。

奇函数多项式R(r)的反函数也是奇数次多项式，根据R(r)的各项的系数来求出反函数的各项的系数，而可以从低次项的系数依次求出。但是，实际上已经使用表或曲线提供了TWTA的传递特性，由此可以仅通过更换输入输出的数值容易地决定逆传递特性。

另外，在正交调制器的情况下，将线性化器的式变形成下式，

[公式9]

zl＝R^-1(r(t))·sin(ω₀·t+φ(t)-θ(R^-1(r(t))))

＝R^-1(r(t))·(cos(θ(R^-1(r(t))))·sin(ω₀·t+φ(t))-sin(θ(R^-1(r(t))))·cos(ω₀·t+φ(t)))

因此，向同相分量的数字失真发生电路19a，存储通过下式决定的数据，

[公式10]

R^-1(r)·(cos(θ(R^-1(r)))/r

向正交分量的数字失真发生电路19b，存储通过下式决定的数据，

[公式11]

R^-1(r)·(sin(θ(R^-1(r)))/r

从而可以补偿非线性特性。

即，在本发明的第1实施方式中，向输入端子11输入成为下式的输入信号。

x＝a(t)·cos(wo·t)+b(t)·sin(wo·t)

通过90度混合器15，输入信号被分支成同相信号分量x和正交信号分量y。

x＝a(t)·cos(wo·t)+b(t)·sin(wo·t)＝r(t)·sin(wo·t+φ(t))

y＝-a(t)·sin(wo·t)+b(t)·sin(wo·t)＝r(t)·cos(wo·t+φ(t))

输入信号的同相信号分量x被供给到振幅调制器16a，正交信号分量y被供给到振幅调制器16b。

由线性检波电路18通过线性检波对输入信号的包络线电平进行检测。即，在线性检波的情况下，通过cos分量的振幅值(a(t))和sin分量的振幅值(b(t))的平方和的平方根r(t)＝SQRT((a(t))²+(b(t))²)，得到输入信号的包络线电平。另外，在平方律检波的情况下，通过r(t)²＝(a(t))²+(b(t))²，得到输入信号的包络线的平方电平。

传递函数的同相信号分量的系数部分以及正交信号分量的系数部分是包络线r(t)的函数，是将检波输出设为变量的偶数次多项式的唯一函数。因此，数字失真发生电路19a以及19b可以通过将输入信号的包络线电平r(t)设为输入的查找表来实现。

在数字失真发生电路19a以及19b中，分别设置有积蓄了用于消除高频放大器24的非线性失真的通过提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分数据、以及通过提供正交信号失真的偶数次多项式得到的失真成分数据的查找表。如果由线性检波电路18检测出的包络线的检测值被供给到数字失真发生电路19a以及19b，则根据该包络线电平，从数字失真发生电路19a以及19b，输出通过提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分以及通过提供正交信号失真的偶数次多项式得到的失真成分，其被供给到振幅调制器16a以及振幅调制器16b。另外，可以由偏置电路23a、23b发生失真波形的直流分量。

由振幅调制器16a对输入信号的同相信号分量与通过提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分进行乘法计算。另外，由振幅调制器16b对输入信号的正交信号分量与通过关于正交分量的偶数次多项式得到的失真成分进行乘法计算。由同相合成器17对振幅调制器16a的输出信号与振幅调制器16b的输出信号进行加法计算。

由此，如式(8)所示，求出输入信号的同相分量与通过关于同相信号分量的偶数次多项式得到的失真成分的乘法值、和输入信号的正交分量与通过关于正交信号分量的偶数次多项式得到的失真成分的乘法值之和。

在图1中，在自动校正电路5中，使用线性检波电路31的输出和高频放大器的输出，对输入信号的包络线电平进行检测，求出预矫正数字线性化器1和高频放大器24的合成特性，检测出从预定的线性特性的偏差，进行数字失真发生电路19a以及19b的查找波的改写。

即，从线性检波电路31的输出，对预矫正前的输入信号的包络线电平进行检测。此处，将输入信号设为下式，

a(t)·sin(wo·t)+b(t)·cos(wo·t)

将高频放大器24的输出信号设为下式。

c(t)·sin(wo·t+θ)+d(t)·cos(wo·t+θ)

高频放大器24的输出信号通过分支电路25被分支，经由分支电路27被供给到乘法器28a以及28b。在该情况下，乘法器28a的基带输出成为下式。

[公式12]

$\frac{1}{2}(a\left(t\right)\·c\left(t\right)+b\left(t\right)\·d\left(t\right))\·\cos \left(\mathrm{\θ}\right)+\frac{1}{2}(b\left(t\right)\·c\left(t\right)-a\left(t\right)\·d\left(t\right))\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)$

另外，乘法器28b的基带输出成为下式。

[公式13]

$\frac{1}{2}(b\left(t\right)\·c\left(t\right)-a\left(t\right)\·d\left(t\right))\·\cos \left(\mathrm{\θ}\right)-\frac{1}{2}(a\left(t\right)\·c\left(t\right)+b\left(t\right)\·d\left(t\right))\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)$

如果对乘法器28a的输出与乘法器28b的输出分别进行平方并求和，则成为下式。

[公式14]

$\frac{1}{4}(a^2\left(t\right)+b^2\left(t\right))\·(c^2\left(t\right)+d^2\left(t\right))$

另一方面，线性检波电路31的输出成为下式，

[公式15]

$\sqrt{a^2\left(t\right)+b^2\left(t\right)}$

所以，通过上式得到下式那样的AM-AM特性。

[公式16]

$\sqrt{(c^2\left(t\right)+d^2)/(a^2\left(t\right)+b^2\left(t\right))}$

通过对乘法器28a的输出与乘法器28b的输出的平方和与线性检波电路31的输出进行比较，可以得到AM-AM特性。

另外，对于AM-PM特性，需要使乘法器28a的输出与乘法器28b的输出之比成为一定。实际上，通过下式来决定系数c和d。

c²+d²＝k(a²+b²)

c/d＝常数

另外，延迟电路29提供与从分支电路14至正交调制器3、高频放大器24的路径的延迟量相当的延迟。

接下来，对本发明的第1实施方式中的数字失真发生电路19a、19b进行说明。

在数字失真发生电路19a以及19b中，分别设置有积蓄了通过提供同相信号失真的偶数次多项式得到的失真成分数据以及通过提供正交信号失真的偶数次多项式得到的失真成分数据的查找表。

在以往这样的查找表通常如图10所示，由将输入信号转换成二进制的数字值的A/D转换器301、将A/D转换器301的输出设为地址而输出与其对应的失真成分数据的存储器302、将存储器302的输出转换成模拟值的D/A转换器303构成。在该情况下，从将输入信号转换成二进制的数字值到对存储器302进行访问而输出失真成分的波形为止，需要几个时钟的时间。

与其相对，在本发明的第1实施方式中，如图11所示，由存储矩阵51、电平比较器52、D/A转换器53构成数字失真发生电路1 9a以及19b。在该例子中，不使用将输入模拟值转换成二进制的A/D转换器301，而从查找表直接读出失真数据，可以以1个时钟以内的大致实时方式，得到失真成分的波形。另外，数字失真发生电路19a以及19b同样地构成。

参照图12对这样的结构的数字失真发生电路19a以及19b的概要进行说明。

在图12中，在存储矩阵51中，二维地排列有存储元件。在该存储矩阵51中，在各行的每一行中存储有失真成分数据。

电平比较器52包括多个比较器55_1、55_2、55_3、...、55_n和门电路56。比较器55_1、55_2、55_3、...、55_n对输入信号的包络线电平的检测值与阶段性地变化的各基准电压e₁、e₂、e₃、...进行比较。门电路56根据比较器55_1、55_2、55_3、...的输出，与输入信号的包络线电平对应地输出选择存储矩阵51的1个行的行选择信号。

来自图1中的线性检波电路18的输入信号的包络线电平的检测值被供给到输入端子50。该输入信号的包络线电平的检测值从输入端子50被供给到电平比较器52的各比较器55_1、55_2、55_3、...，由比较器55_1、55_2、55_3、...对输入信号的包络线的检测值与基准电压e₁、e₂、e₃、...分别进行比较。比较器55_1、55_2、55_3、...的输出被供给到门电路56。从门电路56，根据比较器55_1、55_2、55_3、...的输出，发生选择存储矩阵51的1个行的行选择信号。

如果来自电平比较器52的行选择信号被供给到存储矩阵51，则存储矩阵51中的被选择的1个行的数据被读出，该数据被发送到D/A转换器53。从存储矩阵51读出的数据通过D/A转换器53被转换成模拟信号，从输出端子58输出。

图13是查找表的一个例子。在图13所示的查找表中，将输入信号的包络线电平为e₁以下时的失真成分数据设为D1，将输入信号的包络线电平为e₁～e₂时的失真成分数据设为D2，将输入信号的包络线电平为e₂～e₃时的失真成分数据设为D3，以下同样地，将输入信号的包络线电平为e_n以上时的失真成分数据设为Dn+1。

在该情况下，如图12所示，在存储矩阵51的行L1中存储失真成分数据D1，在存储矩阵51的行L2中存储失真成分数据D2，在存储矩阵51的行L3中存储失真成分数据D3，以下同样地，在存储矩阵51的行Ln+1中存储失真成分数据Dn+1。

从输入端子50向电平比较器52的比较器55_1、55_2、55_3、...供给输入信号的包络线电平的检测值。在该输入信号的包络线电平的检测值为e₁以下时，从门电路56，输出选择行L1的选择信号SEL 1。由此，从存储矩阵51的行L1，一并读出失真成分数据D1。

在输入信号的包络线电平的检测值为e₁～e₂时，从门电路56，输出选择行L2的选择信号SEL 2。由此，从存储矩阵51的行L2，一并读出失真成分数据D2。

在输入信号的包络线电平的检测值为e₂～e₃时，从门电路56，输出选择行L3的选择信号SE 3。由此，从存储矩阵51的行L3，一并读出失真成分数据D3。

以下同样地，根据输入信号的包络线电平的检测值，从门电路56，输出选择存储矩阵51中的1个行的选择信号，通过该选择信号，从存储矩阵51一并读出失真成分数据。

从该存储矩阵51读出的失真成分数据被供给到D/A转换器53，通过D/A转换器53，失真成分数据被转换成模拟信号，并从输出端子58输出。在本发明的实施方式中，如上所述，由存储矩阵51、电平比较器52、D/A转换器53构成数字失真发生电路19a以及19b。在这样的结构中，可以以1个时钟以内的大致实时的方式发生失真成分。另外，在这样的结构中，不仅仅使得发生失真成分，而且还可以使数字失真发送生电路19a以及19b具有限制功能。

图14是使数字失真发生电路19a以及19b具有限制功能的图。在使数字失真发生电路19a以及19b具有限制功能的情况下，如图14所示，在电平比较器52中，设置比较器55_1～55_n以及比较器55_n+1～55_m，在存储矩阵51中，设置行L1～Ln以及行Ln+1～Lm+1。而且，对比较器55_1～55_n，设定基准电压e₁～e_n，对比较器55_n+1～55_m，设定基准电压e_n+1～e_m。基准电压e_n+1～e_m相当于超过高频放大器24的饱和区域的输入电压。

图15是示出使数字失真发生电路19a以及19b具有限制功能时的查找表的图。如图15所示，查找表被分割成用于失真成分数据的表和用于限制数据的表。

对于基准电压e₁～e_n+1，在失真成分数据用的表中，将输入信号的包络线电平的检测值为e₁以下时的失真成分数据设为D1，将输入信号的包络线电平的检测值为e₁～e₂时的失真成分数据设为D2，将输入信号的包络线电平的检测值为e₂～e₃时的失真成分数据设为D3，以下同样地，将输入信号的包络线电平的检测值为e_n～e_n+1以上时的失真成分数据设为Dn+1。

对于基准电压e_n+1～e_m，在限制数据用的表中，将输入信号的包络线电平的检测值为e_n+1～e_n+2时的失真成分数据设为LMD 1，将输入信号的包络线电平的检测值为e_n+2～e_n+3时的失真成分数据设为LMD 2，将输入信号的包络线电平的检测值为e_n+3～e_n+4时的失真成分数据设为LMD 3，以下同样地，将输入信号的包络线的检测值为e_m以上时的失真成分数据设为LMD m。

如图14所示，在存储矩阵51的行L1中存储有失真成分数据D1，在存储矩阵51的行L2中存储有失真成分数据D2，在存储矩阵51的行L3中存储有失真成分数据D3，以下同样地，在存储矩阵51的行Ln+1中存储有失真成分数据Dn+1。进而，在存储矩阵51的行Ln+2中存储有限制数据LMD 1，在存储矩阵51的行Ln+3中存储有限制数据LMD 2，在存储矩阵51的行Ln+4中存储有限制数据LMD 3，以下同样地，在存储矩阵51的行Lm+1中存储有限制数据LMD m。

这样，当使在数字失真发生电路19a以及19b中具备限制功能的情况下，直到对超过高频放大器24的饱和区域的输入信号的包络线电平的基准电压为止，基准电压的范围被扩大。而且，存储矩阵51被分割成构成失真成分数据的查找表的行L1～Ln+1、和构成限制数据的查找表的行Ln+2～Lm。由此，针对超过饱和区域的输入信号电平，发生限制数据，而可以使输出信号电平成为一定。

此处，限制数据使输出信号电平成为一定。即，针对饱和输入点以上的输入，对振幅调制器16a、16b供给提供与输入信号的包络线电平r成比例的衰减量的限制数据，从而将线性化器的输出保持成一定。此时，对于振幅调制器16a、16b的衰减量之比，通过保持饱和点处的衰减量之比，可以将限制区域中的相位保持成一定，可以使向相位调制信号或频率调制信号提供的失真成为最小。

具体而言，如果将高频放大器24的输出信号的同相分量设为a，将正交分量设为b，则求出(a²+b²)或SQR(a²+b²)成为一定的那样的数据，并根据该数据，设定限制数据LMD 1～LMD m。

进而，如后述那样，通过设定基准电压以使Δr1max/r成为一定，可以大幅减少步骤数。

在限制区域中，高频放大器24的输入大致成为饱和点输入点，所以AM-AM传递特性成为极大点，相对于输入的变化，输出的变化成为最小。因此，可以通过以何种程度控制AM-PM转换，来决定Δr1max/r＝k的值。

在本发明的第1实施方式中，如上所述，作为数字失真发生电路19a以及19b，利用如下部件，其具有：二维排列了存储元件的存储矩阵51；根据信号电平与多个基准电压的比较结果，发生选择存储矩阵51的行中的1个行的行选择信号的电平比较器52；以及将从存储矩阵51读出的失真成分数据转换成模拟信号的D/A转换器53。由此，可以改善由数字失真发生器4产生的延迟时间与由RF通道2产生的延迟时间的时间差td的问题。由此，可以在宽频带中得到良好的特性。以下对其进行说明。

在图1所示的预矫正数字线性化器1中，为了确保充分的频带宽度，而得到良好的特性，由数字失真发生器4产生的延迟时间与由RF通道2产生的延迟时间的时间差td变得重要。

即，交叉调制抑制的机理被考虑成由预矫正数字线性化器1产生的交叉调制成分与由高频放大器24产生的交叉调制成分被抵消的结果。因此，这些2个交叉调制成分的相位差变得重要。

在本发明中，着眼于由该数字失真发生器4产生的延迟时间与由RF通道2产生的延迟时间的时间差td的重要性，减少由数字失真发生器4产生的绝对延迟时间，而减小由数字失真发生器4产生的延迟时间与由RF通道2产生的延迟时间之差td。

即，在本发明的实施方式中，数字失真发生电路19a、19b如图11所示，由存储矩阵51、电平比较器52、D/A转换器53构成。在这样的结构中，不使用将输入值转换成二进制数据的A/D转换器，而从存储矩阵51的各行一并读出与输入信号的包络线的电平的检测值对应的失真成分数据。因此，可以以1个时钟以内的大致实时的方式，得到失真成分的波形，由数字失真发生电路19a、19b产生的延迟时间变小。

另外，在RF通道2的路径中，如图1所示，设置具有与奈奎斯特滤波器的低通滤波器22a、22b的延迟时间、与由数字失真发生电路19a、19b产生的延迟时间之和相当的延迟量的带通滤波器13，而使由数字失真发生器4产生的延迟时间与由RF通道2产生的延迟时间一致。

即，带通滤波器13是用于确保频带的滤波器，如果将该带通滤波器13的延迟量设为与作为奈奎斯特滤波器的低通滤波器22a、22b大致相当的延迟量，则可以使由数字失真发生器4产生的延迟时间与由RF通道2产生的延迟时间一致。基本上，该带通滤波器13只要是对与低通滤波器22a、22b等同的部分进行频率变换而使用的滤波器即可。另外，为了使数字失真发生电路的延迟时间等效，可以采取增大滤波器的级数或减少频带宽度等手段。因此，无需使用SAW滤波器那样的特别的元件，而可以实现小型化，且还可以改善高频特性。

由此，在本发明的实施方式中，通过高速采样，可以在宽频带中得到良好的特性。例如，在希望抑制包括频带外的3次交叉调制整体来改善特性的情况下，需要在数字失真发生电路19a、19b中，生成时对输入信号的包络线信号进行平方而得到的2倍波成分。其频带宽度与高频信号的频带宽度相等。如果为了防止由于重叠而引起的混叠，而进行过采样，则需要至少高频信号的频带宽度的4倍左右的采样时钟。例如通过500Msps的采样，可以实现频带宽度125MHz的线性化器。另外，由于大致实时地进行波形变换，所以结构被简化，而可以实现小型、轻量、降低成本。另外，由于无需特别的延迟电路，所以可以提高时钟频率，而实现宽频带化。

如上所述，在本发明的第1实施方式的预矫正数字线性化器1中，作为数字失真发生电路19a以及19b，利用如下部件，其具有：二维排列了存储元件的存储矩阵51；根据信号电平与多个基准电压的比较结果，发生选择存储矩阵51的行中的1个行的行选择信号的电平比较器52；以及将从存储矩阵51读出的失真成分数据转换成模拟信号的D/A转换器53。在该情况下，在数字失真发生电路19a以及19b中，通过电平比较器52对包络线电平的检测值进行量化，从存储矩阵51读出失真成分数据，通过D/A转换器53转换成模拟值，所以由电平比较器52以及D/A转换器53产生量化误差。此处，考察该量化误差。

本发明的第1实施方式的预矫正数字线性化器1如图16所示，可以表示成通过正交调制器3对来自RF通道2的信号与经由数字失真发生器4的信号进行调制的构成。由此，如果将数字失真发生器4的传递函数设为下式，

g(r)＝(c3/c1)·r²+(c5/c1)·r⁴+(c7/c1)·r⁶+…    (9)

则，预矫正数字线性化器1的输出z成为下式。

z＝c1·r·(1+g(r))                      (10)

此处，将由电平比较器52和D/A转换器53引起的量化误差设为Δr1、Δr2。本来信号电平应为r，但由于通过电平比较器52进行量化，在数字失真发生器4中判断为(r+Δr1)，从而产生Δr1。进而，在D/A转换器53中，也仅采用离散值，所以发生与误差Δr2相伴的量化误差。

因此，预矫正数字线性化器1的输出z成为如下所示。

z+Δz＝c1·r·(1+g(r+Δr1)+Δr2)

＝c1·r·(1+g(r)+dg/dr·Δr1+Δr2)      (11)

另外，无误差时的输出如下所示，

z＝c1·r·(1+g(r))

所以，输出中的量化误差Δz成为下式。

Δz＝c1·r·dg/dr·Δr1+c1·r·Δr2    (12)

如果将高频放大器24的传递函数设为F(z)，则高频放大器24的输出中的量化误差成为下式。

Δy＝dF/dz·Δz                (13)

如果对高频放大器24的传递函数F(z)进行幂级数展开，则成为下式。

F(z)＝a1·z+a3·z³+a5·z⁵+a7·z⁷+a9·z⁹+……    (14)

如果对其进行微分，则成为下式，

dF/dz＝a1+3·a3·z²+5·a5·z⁴+7·a7·z⁶+9·a9·z⁸+…·    (15)

而得到dF/dz。进而，如果代入式(10)，则成为下式，

Δy＝dF/dz·Δz＝(2·a1·c3·r²+c1(6·a3·c1·c3+(4·a1·c5/c1))(r⁴)+……)·Δ

r1+(a1·c1·r+3·a3·(c1³)·(r³)+……)·Δr2    (16)

而得到高频放大器24的输出中的量化误差Δy。

此处，如图1 7所示，对于电平r_i，将量化步宽考虑成Δr1max、-Δr1max。同样地，将D/A转换器53的量化步宽考虑成Δr2max、-Δr2max。

用式(16)的两边除以输入信号的包络线电平r，由此输出中的量化误差对包络线电平比成为下式。

Δy/r＝(2·a1·c3·r+c1(6·a3·c1·c3+(4·a1·c5/c1))(r³)+……)·Δr1max·(Δr1/

Δr1max)+(a1·c1+3·a3·(c1³)·(r³)+……)·Δr2max·(Δr2/Δr2max)    (17)

此处，可以假设成输入信号的包络线电平r在某微小范围内概率上一样地分布。即，Δr1/r1max、Δr2/r2max在(-1，+1)中一样地分布且处于该范围内。因此，输出中的包络线电平对量化噪声比Δy/r是通过量化步幅r1max、r2max来决定的。

据此，考察电平比较器52的设定电压。另外，电平比较器52的设定电压决定量化步骤，所以该电平比较器52的设定电压具体而言是对各比较器55_1、55_2、55_3、...设定的基准电压e₁、e₂、e₃、...。

在电平比较器52中，如图12所示，将输入信号的包络线电平与多个基准电压e₁、e₂、e₃、...进行比较。在该情况下，可以考虑为输入信号的包络线电平相当于各基准电压的中间值。即，包络线电平的检测值r_i如图18所示成为r_i＝(e_i+e_i-1)/2。

另外，量化步幅Δr1max如图18所示那样成为Δr1max＝(e_i-e_i-1)/2。

另外，设为作为D/A转换器53使用一定的量化步幅的转换器，并将量化步幅Δr2max设为一定。D/A转换器53的输入被二进制化，量化步幅Δr2max可以设成充分小于量化步幅Δr1max，即使在该情况下，存储矩阵的尺寸也不会急剧变大。例如即使将步幅设为一半，存储矩阵的列(column)也仅增加1列。在以下的议论中，忽略量化步幅Δr2max。

作为电平比较器52的基准电压，假设如下那样设定。

(a)进行设定以使量化步幅Δr1max成为一定。

(b)进行设定以使输入信号的包络线电平与量化步幅之积r·Δr1max成为一定。

(c)进行设定以使输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r成为一定。

(d)进行设定以使输入信号的包络线电平的平方与量化步幅之积r²·Δr1max成为一定。

以上，对使用了线性检波电路18的情况进行了论述，但在将其置换成平方律检波电路的情况下，或在置换成其他检波电路的情况下，只要包络线电平r与量化步幅Δr满足上述关系，则也可以与使用了线性检波电路的情况同样地实现步骤数的最佳化。

另外，在由A/D转换器、查找表、D/A转换器构成的以往的失真发生电路中，通过设置A/D转换器的基准电压以使输入信号的包络线电平与量化步幅之积r·Δr1max成为一定、使输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r成为一定、使输入信号的包络线电平的平方与量化步幅之积r²·Δr1max成为一定，也可以减少AD转换器的位数，其结果可以大幅减少存储器的容量。

但是，需要根据检波器的特性来变换比较器52的基准电压。例如，在平方律检波电路中输入信号的包络线电平r与检波电路的输出r’的关系是r’＝r²，所以平方律检波电路时的基准电压e_i’相对于在上述中求出的线性检波电路时的基准电压e_i，成为e_i’＝e_i ²。

首先，考察将量化步幅Δr1max设为一定的情况。通过式(17)，输出中的量化误差对包络线电平比Δy/r与输入信号的包络线电平和量化步幅之积r·Δr1max成比例。

在设定基准电压以使量化步幅Δr1max成为一定、即Δr1max＝k(k为固定值)的情况下，式(17)成为下式，

Δy/r＝(2·a1·c3·r+c1(6·a3·c1·c3+(4·a1·c5/c1))(r³)+……)·k·(Δr1/Δr1max

                                         (18)

由于第2项以下为3次以上的微小量而可以忽略，所以输出中的量化误差对包络线电平比Δy/r与输入信号的包络线电平r成比例。

此处，由于量化步幅Δr1max为一定，所以成为下式。

Δr1max＝(e_i-e_i-1)/2＝k

因此，电平比较器52的各基准电压的设定值成为下式。

e_i＝2·i·k+e₀    (19)

此处，k是在被提供了某输入电平r下的量化误差对信号电平比时通过式(18)求出的。如果在包括该输入电平r的最小值e_low、最大值e_hi的范围内应用该步骤，则该范围内的步骤数N0通过式(19)而成为下式。

N0＝(e_hi-e_low)/(2k)    (20)

接下来，考察进行设定以使输入信号的包络线电平与量化步幅之积r·Δr1max成为一定的情况。

在设定基准电压以使输入信号的包络线电平与量化步幅之积r·Δr1max成为一定、即r·Δr1max＝k(k为固定值)的情况下，通过式(17)，成为下式，

Δy/r＝(2·a1·c3+c1(6·a3·c1·c3+(4·a1·c5/c1))(r²)+……)·k·(Δr1/Δr1max)

                                     (21)

如果将第2项以下作为2次以上的微小量而忽略，则输出中的量化误差对包络线电平比Δy/r与输入信号的包络线电平r无关而总是成为一定。

如果设为r·Δr1max＝k，则此时步骤i的基准电压成为下式。

r·Δr1max＝((e_i+e_i-1)/2)·((e_i-e_i-1)/2)＝k    (22)

因此，得到下式那样的递推公式。

e_i ²-e_i-1 ²＝4·k                  (23)

因此，电平比较器52的各基准电压成为下式。

e_i＝2·SQRT(k·i+e₀ ²)            (24)

在被提供某输入电平r下的量化误差对信号电平比时通过式(21)求出k。如果在包括该输入电平r的最小值e_low、最大值e_hi的范围内应用该步骤，则该范围内的步骤数N1成为下式。

N1＝(e_hi ²-e_low ²)/(4k)                   (25)

接下来，考察将输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r设为一定的情况。如果将式(17)改写，则得到下式。

Δy/r＝(2·a1·c3·r²+c1(6·a3·c1·c3+(4·a1·c5/c1))(r⁴)+……)·(Δr1max/r)·(

Δr1/Δr1max)                                 (26)

此处，如果将输入信号的包络线电平r与量化步幅Δr1max之比(Δr1max/r)设为一定、即Δr1max/r＝k(k为固定值)，并代入到上式，则成为下式，

Δy/r＝(2·a1·c3·r²+c1(6·a3·c1·c3+(4·a1·c5/c1))(r⁴)+……)·k·(Δr1/Δr1max)

                                            (27)

输出中的量化误差对包络线电平比与包络线电平的检测值r的平方成比例。如果设为Δr1max/r＝k，则此时步骤i的基准电压成为下式。

Δr1max/r＝(e_i-e_i-1)/(e_i+e_i-1)＝k    (28)

因此，得到下式那样的递推公式。

e_i＝(1+k)/(1-k)·e_i-1    (29)

电平比较器52的各基准电压成为下式。

e_i＝((1+k)/(1-k))ⁱ·e₀               (30)

此处，k是在被提供了某输入电平r下的量化误差对信号电平比时通过式(27)求出的。如果在包括该输入电平r的最小值e_low、最大值e_hi的范围内应用该步骤，则该范围内的步骤数N成为下式。

N＝(loge_hi-loge_low)/log((1+k)/(1-k))    (31)

接下来，考察进行设定以使输入信号的包络线电平的平方与量化步幅之积r²·Δr1max成为一定的情况。如果对式(17)变形，则成为下式。

Δy＝(2·a1·c3+c1(6·a3·c1·c3+(4·a1·c5)/c1)r²+…)r²Δr1max(Δr1/Δr1max)

                                                (32)

此处，如果设为r²·Δr1max＝k一定，则成为下式，

Δy＝(2·a1·c3+c1(6·a3·c·c3+(4·a1·c5)/c1)r²+…)k(Δr1/Δr1max)  (33)

第2项以下作为r的平方以上的微小量而可以忽略，输出中的量化误差Δy与r无关而成为一定。

此时步骤i的基准电压根据r²·Δr1max＝k而成为下式。

r²·Δr1max＝((e_i+e_i-1)²/4)·((e_i-e_i-1)/2)＝k    (34)

如果为了得到更简单的递推公式，而使用下式那样的近似式，

(e_i+e_i-1)²/4＝(e_i ²+e_i·e_i-1+e_i-1 ²)/3          (35)

则得到下式那样的递推公式。

(e_i ³-e_i-1 ³)/6＝k    (36)

因此，电平比较器52的各基准电压成为下式。

e_i ³＝6·i·k+e₀ ³    (37)

在被提供了某输入电平r下的量化误差对信号电平比时通过式(19)来求出k。如果在包括该输入电平r的最小值e_low、最大值e_hi的范围内应用该步骤，则该范围内的步骤数N2成为下式。

N2＝(e_hi ³-e_low ³)/(6k)    (38)

当总结以上的结果时，如下所述。

(a)在进行设定以使量化步幅Δr1max成为一定的情况下：量化误差与包络线电平r的平方成比例，量化误差对包络线电平比与r成比例。

(b)在进行设定以使输入信号的包络线电平与量化步幅之积r·Δr1max成为一定的情况下：量化误差与包络线电平r成比例，量化误差对包络线电平比与r无关而成为一定。

(c)在进行设定以使输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r成为一定的情况下：量化误差与包络线电平r的3次方成比例，量化误差对包络线电平比与r的平方成比例。

(d)在进行设定以使输入信号的包络线电平的平方与量化步幅之积r²·Δr1max成为一定的情况下：量化误差与包络线电平r无关而成为一定。

根据以上的考察，进而考察预矫正数字线性化器1中的电平比较器52的设定电压。

首先，在将量化步幅Δr1max设为一定的情况下，如上所述，输出中的量化误差对包络线电平比与输入信号的包络线电平r成比例。与其相对，3次交叉调制对信号比与输入信号的包络线电平r的平方成比例(参照式(8))。因此，量化误差对3次交叉调制比与输入信号的包络线电平的检测值r成反比，越靠近饱和点，越小。

如果考虑3次交叉调制可以稳定地改善大约20dB左右的情况、和无法改善饱和点附近处的交叉调制的情况，则在饱和点附近的交叉调制失真为主导的区域中，减小量化误差对3次交叉调制比变得无意义。在饱和点附近及其以上的输入中，不管在饱和点以下如何改善非线性，也无法改善3次交叉调制失真。实际上，当输入输出特性在饱和点以下为线性而相对饱和点以上的输入具有一定的输出的理想的情况下，2波3次交叉调制在饱和点处也大约成为10dB。对于该值，通过经验或模拟都可知，无论饱和点以下是什么样的特性，也几乎不变化。

与其相对，如果在饱和点附近的交叉调制为主导的区域中，将量化误差对3次交叉调制比保持为一定，则可以增大量化步幅Δr1max，而可以减少量化步骤数。从难以将3次交叉调制从20dB改善至30dB以上这样的情况来说，将量化误差对3次交叉调制比保持为一定的做法是合理的考虑方法。

在将输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r设为一定的情况下，如上所述，输出中的量化误差对包络线电平比与包络线电平r的平方成比例。其含义为，如果输入信号的包络线电平下降10dB，则输出中的量化误差对包络线电平比被改善20dB，与信号对3次交叉调制的关系一致。即，该关系的含义为，在使用分贝表示的两个对数曲线来表示输入值和输出值时，输出中的量化误差对输入信号的包络线电平的变化和3次交叉调制对输入信号的包络线电平以相同斜率变化。因此，如果将输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r设为一定，则可以将量化误差对3次交叉调制比保持为一定。

另外，由于成为下式，输出的量化噪声具有与3次交叉调制同样的频率成分。因此，输出中的量化噪声总是被3次交叉调制屏蔽。

Δy＝α·r³·(Δr1max/r)＝α·r³·k·(Δr1/Δr1max)

α＝2·a1·c3

如果考虑为由预矫正数字线性化器1发生的3次交叉调制与由高频放大器24发生的3次交叉调制在相位上相互抵消而被抑制，则该函数提供最佳的关系。因此，可以考虑为在饱和点附近的交叉调制失真为主导的区域中，将输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r设为一定的做法是最佳的。

但是，如果将输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r设为一定，则当输入信号的包络线电平r变小时，量化步幅Δr1max也一起变小且没有止境，而步骤数成为无限。

因此，如图19(A)所示，在饱和点附近的交叉调制为主导的区域中，设定电平比较器52的基准电压以使输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r成为一定，将量化误差对3次交叉调制比保持为一定，在输入信号的包络线电平为规定值rx以下时，进行设定以使输入信号的包络线电平与量化步幅之积r·Δr1max成为一定，将量化误差对包络线电平比设为一定，或者，如图19(B)所示，在输入信号的包络线电平为规定值rx以下时，进行设定以使输入信号的包络线电平的平方与量化步幅之积r²·Δr1max成为一定，将量化误差设为一定。

即，如图20所示，设为使用数字表示的两个对数曲线来表示输入值和输出值。在图20中，P1表示补偿后的输入输出特性，P2表示补偿前的3次交叉调制特性，P2表示补偿后的3次交叉调制，P4表示最佳化后的量化误差，P5表示将量化步幅设为一定时的量化误差。

补偿前的3次交叉调制如用特性P2所示，成为斜率3的特性。与其相对，如果将量化步幅Δr1max设为一定，则量化误差与包络线电平的平方成比例，所以如用特性P5所示，成为斜率2的特性。这样，3次交叉调制的特性成为斜率3且量化误差的特性成为斜率2，所以在将量化步幅设为一定的情况下，在饱和点附近的逻辑上无法预料交叉调制特性的改善的区域中，3次交叉调制对量化噪声比随着输入的增加而变大。其表示在饱和点附近将步幅减小到所需以上而增大了量化步骤数。

在交叉调制失真为主导的区域中，如果将输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r设为一定，则量化误差与包络线电平r的3次方成比例，而成为斜率3的变化。因此，与3次交叉调制的特性的斜率相同，可以将3次交叉调制对量化噪声比保持为一定。但是，在该情况下，如果输入信号的包络线电平变小，则量化步幅Δr1max也一起变小，且没有止境，而步骤数变成无限。

因此，在交叉调制失真为主导的区域中，进行设定以使输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r成为一定，在量化噪声成为充分变小的规定值rx以下时，进行设定以使输入信号的包络线电平与量化步幅之积r·Δr1max成为一定。在该情况下，如用特性P4所示，在规定值rx以下时，斜率成为1、即输出信号对量化噪声比成为一定，如果超过规定值rx，则成为斜率3的特性，而得到最佳的量化误差特性。

一般，在无线通信中，在考虑了热噪声等外部噪声的基础之上进行系统设计、电路设计，即使仅仅极端地抑制量化噪声，也无法得到作为系统的效果。实际上在接收侧，热噪声等来自外部的噪声与来自放大器的发送输出无关而为一定。因此，在发送输出为某一定电平以下时，无需抑制发送信号中包含的量化噪声。在该情况下，在规定值rx以下时，可以通过将输入信号的包络线电平的平方与量化步幅之比r²＊Δr1max设为一定，而使量化噪声与包络线电平无关而成为一定，由此可以进一步减少量化步骤数。在3次交叉调制以外的信号中附随的噪声、或热噪声等外部噪声为主导的区域中，可以通过上述的方法来减少量化步骤数。

如上所述，通过组合量化步幅的设定的做法，可以设定对各系统最佳的针对量化噪声的要求。由此，可以大幅减少步骤数，可以实现电路的简化、高速化，还可以降低成本。

例如，通过将饱和点处的输出中的量化误差对包络线电平之比设为-45dB、在IBO(Input Back-off，输入回退)10dB的点处设为-65dB，而相对其以下的输入电平设定成-65dB的一定值，可以保持系统中所需的量化噪声对信号电平，并且与由等差数列比较器构成的情况相比可以大幅削减量化步骤数。从饱和点至IBO 10dB点为止，根据非补偿的高频放大器24的3次交叉调制特性，大约是降低-35dB的值。如果考虑通过线性化器将3次交叉调制改善20-30dB的情况，则该值是充分的值。特别，如果考虑饱和点附近处的2波C/3IM(载波对3次交叉调制)为几十dB左右的情况、和是几乎无法改善交叉调制的区域的情况等，则是充分的值。

从IBO 10dB至饱和点，所设定的量化误差对包络线电平之比以2dB/dB增加，其是通过设定电平比较器52的基准电压以使输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r成为一定而得到的。另外，在IBO 10dB以下的区域中，所设定的量化误差对包络线电平比为一定，其是通过进行设定以使输入信号的包络线电平与量化步幅之积r·Δr1max成为一定而得到的。

通过根据高频放大器的特性求出近似式，进而求出反函数，可以求出下式的各系数。

Δy＝(2·a1·c3·r²+c1(6·a3·c1·c3+(4·a1·c5/c1))(r⁴)+……)·Δr1

如果在实际的TWTA中求出第1项的系数则成为2·a1·c3＝0.544。在该情况下根据r＝0.316(OBO；-10dB)、Δy＝0.00017783(-75dB)，而成为下式

Δr1max/r＝0.01034

r·Δr1max＝0.00103

通过式(25)、(31)求出步骤数，分别得到55.6、24.2而比较器中要求的总步骤数大约成为80步骤。这样，直到输入信号的量化误差对包络线电平比成为65dB的位置为止，设定量化步幅以使输入信号的包络线电平与量化步幅之比Δr1max/r成为一定，在输入信号的量化误差对包络线电平比成为65dB的位置以下，设定量化步幅以使输入信号的包络线电平r与量化步幅Δr1max之积r·Δr1max成为一定的情况下，整个的步骤数大约成为80步骤。在该情况下，除了零的最小的量化步骤e1相当于信号输入-24dB，在其以下不进行数字化。

与其相对，如果在将量化步幅Δr1max设为一定的情况下，进行设定以在IBO 10dB的点处，使量化误差对包络线电平比成为65dB，则通过式(20)步骤数成为306。其原因为，在量化步幅Δr1max一定的情况下如上所述量化误差对包络线电平比相对输入电平的变化以1dB/dB变化，不论在3次交叉调制为主导的区域中，还是在IBO10dB以下的区域中，与上述的例子相比步骤被设定得更细而未被最佳化。

通过这样对量化步幅进行最佳化，可以大幅减少量化步骤数，可以在能够制造的逻辑电路数的范围内确保所需充分的量化噪声比，同时可以容易地得到20dB～30dB的动态范围。另外，在卫星搭载用的设备等中，由于可以增大元件的大小，所以可以实现耐辐射线特性优良的部件。

如上所述，在本发明的实施方式中，如图11所示，由存储矩阵51、电平比较器52、D/A转换器53构成数字失真发生电路19a、19b，在这样的结构中，如图14所示，通过扩展查找表，不仅可以发生失真成分数据，而且还可以用作限制器。但是，由于附加限制功能，电平比较器52的输入电压范围成为2-3倍。如果如以往那样将Δr1max设为一定则量化步骤数也相应地成为2-3倍，比较器和存储器的元件数急剧增加。因此，在使其具有限制功能的情况下，减少量化步骤数变得重要。

如上所述，通过对量化步幅进行最佳化，而减少量化步骤数，可以容易地实现限制功能，由此，可以适用于通信卫星搭载用的放大器等多种信号的放大器。

另外，在本发明的第1实施方式中的数字失真发生电路19a、19b中，如图12所示，根据包络线电平的检测值与基准电压的比较结果，选择存储矩阵51的行中的1个行，所以步骤数的增加意味着存储矩阵51的行数的增加。因此，通过削减量化步骤数，可以削减电路的元件数。另外，其意味着可以使用比较大的元件，而可以构成高速的数字电路。

数字失真发生电路的具体例

接下来，对数字失真发生电路19a、19b的具体例进行详细说明。如图11的原理结构所示，数字失真发生电路19a、19b基本上由存储矩阵51、电平比较器52、D/A转换器53构成。进而，在具体例中，如图21所示，经由延迟调整电路54，向D/A转换器53发送从存储矩阵51读出的失真成分数据。延迟调整电路54对由数字失真发生器4产生的延迟时间和由RF通道2产生的延迟时间的时间差td进行调整。首先，对电平比较器52的具体结构进行说明。

图22是示出电平比较器52的第1例子的图。在图22中，在基准电压(VREF)的输入端子151与接地之间，设置有梯形电阻153_1、153_2、153_3、...。梯形电阻153_1、153_2、153_3、...的级间的输出被供给到比较器154_1、154_2、154_3、...的一个输入端。

来自输入端子152的输入信号被供给到比较器154_1、154_2、154_3、...的另一个输入端。由比较器154_1、154_2、154_3、...对输入信号与来自梯形电阻153_1、153_2、153_3、...的级间的多个基准电压分别进行比较。

向比较器154_1、154_2、154_3、...，供给选通信号(STB)。如果向比较器154_1、154_2、154_3、...供给了选通信号，则从比较器154_1、154_2、154_3、...分别输出比较输出。

比较器154_1、154_2、154_3、...的输出被供给到“与非”门156_1、156_2、156_3、...。

即，最下位的比较器154_1的输出被反相后供给到“与非”门156_1的2个输入端，并且被反相后被供给到“与非”门156_2的一个输入端。比较器154_2的输出被反相后被供给到“与非”门156_2的另一个输入端，并且被供给到“与非”门156_3的一个输入端。以下，各比较器154_3、154_4、...的输出分别被反相后供给到“与非”门156_3、156_4、...的另一个输入端，并且被供给到“与非”门156_4、156_5、...的一个输入端。而且，向最上位的“与非”门电路156_n的2个输入端，供给最上位的比较器154_n-1的输出。

“与非”门156_1、156_2、156_3、...的输出被分别供给到反相器157_1、157_2、157_3、...。向反相器157_1、157_2、157_3供给时钟。

如果向反相器157_1、157_2、157_3供给了时钟，则“与非”门156_1、156_2、156_3、...的输出通过反相器157_1、157_2、157_3、...而分别被反转输出。

在这样的结构的电平比较器中，对输入值的电平与在电阻153_1、153_2、153_3、...的级间设定的多个基准电压进行比较，根据该比较结果，可以发生选择存储矩阵的行中的1行的行选择信号。

图23是示出电平比较器52的第2例子的图。在该例子中，作为比较器154_1、154_2、...，使用了可以输出同相输出和反相输出的比较器。关于其他结构，基本上与图22所示的第1例子相同，省略其说明。

接下来，对存储矩阵51的具体结构进行说明。图24是示出存储矩阵51的第1例子的图。

在图24中，在存储矩阵51中，二维地排列有存储元件161以及开关元件162。在同一行排列的存储元件161分别与所对应的行的写入选择线SWL 1、SWL 2、...、SWL m连接。另外，在同一行排列的开关元件162的控制端子分别与读出选择线SRL 1、SRL 2、SRL m连接。

在同一列排列的存储元件161分别与所对应的列的数据写入线WL_1以及^-WL_1、WL_2以及^-WL_2、...、WL_n以及^-WL_n连接。另外，在同一行排列的开关元件162的输出端子分别与所对应的列的数据读出线RL_1、RL_2、...、RL_n连接。此处，^-表示“非”(NOT)。

存储元件161如图25所示，包括：由MOS晶体管Q1～Q4构成的触发器；和作为存取晶体管发挥功能的MOS晶体管Q5以及Q6。由MOS晶体管Q1～Q4构成的触发器经由由MOS晶体管Q5以及Q6构成的存取晶体管，与数据写入线WL j以及^-WL j连接。MOS晶体管Q5以及Q6的栅极与写入数据线SWL i连接。在这样的存储元件中，如果将写入选择线SWL i设为H(高)电平，则MOS晶体管Q5以及Q6成为导通，从数据写入线WL以及^-WL送来的数据经由MOS晶体管Q5以及Q6被写入到由MOS晶体管Q1～Q4构成的触发器。

另外，MOS晶体管Q1～Q4的存储数据经由开关元件162被读出到数据读出线RL j。开关元件162是拍频倒相器(clock inverter)。如果将读出选择线SRL i设为H电平，则开关元件162成为动作状态，存储在由MOS晶体管Q1～Q4构成的触发器71中的数据经由开关元件162被反相而读出到数据读出线RL j。

在图24中，从行地址解码器163经由反相器164_1、164_2、...以及拍频倒相器165_1、165_2、...，导出写入选择线SWL 1、SWL2、...、SWL m。向拍频倒相器165_1、165_2、...，提供写入信号(Write)。

从行数据缓冲器166，导出数据写入线WL 1、WL 2、...、WL n，并且经由反相器167_1、167_2、...、167_n，导出数据写入线^-WL 1、^-WL 2、...、^-WL n。

读出选择线SRL 1、SRL 2、...、SRL m从电平比较器52被导出。数据读出线RL 1、RL 2、...、RL n经由延迟调整电路54被导出到D/A转换器53。

在读出时，根据来自电平比较器52的输出，向读出选择线SRL1、SRL 2、...、SRL m中的1个，发送H电平的读出选择信号。通过该读出选择信号，所选择的行的开关元件162成为激活状态，从所选择的行的存储元件161，以行单位进行数据的读出。

该数据经由该行的开关元件162，被发送到数据读出线RL 1、RL 2、...、RL n，从数据读出线RL 1、RL 2、...、RL n，经由延迟调整电路54，被送到D/A转换器53。

在写入时，通过输入到行地址解码器163的行地址，选择存储矩阵51的1个行。根据所选择的行，向写入选择线SWL 1、SWL 2、...、SWL m中的1个，从行地址解码器163发送H电平的写入选择信号。然后，来自行数据缓冲器166的数据经由数据写入线WL 1以及^-WL1、WL 2以及^-WL 2、...，被送到期望的行的存储元件161，向在该行排列的存储元件161写入数据。

图26是示出这样的存储矩阵51的各部的动作的时序图。从电平比较器52，如图26(A)所示，如果在时刻t1的定时，输出了选择第i行的信号，则该信号经由读出选择线SRL i，被送到在第i行排列的开关元件162。由此，从在第i行排列的存储元件161，如图26(B)所示，输出失真成分数据的列数据。该失真成分数据的列数据经由数据读出线RL 1、RL 2、...、RL n被输出，而经由延迟调整电路54，在图26(C)所示的定时，被输入到D/A转换器53。从D/A转换器53，如图26(D)所示，仅被延迟由延迟调整电路53引起的延迟时间Td，在时刻t2，输出失真成分的模拟值。

另外，所更新的失真成分数据的地址如图26(E)所示，在时刻t11被确定，从行地址解码器163，如图26(F)所示，向第i行的写入选择线SW i，提供选择信号。另外，如图26(G)所示，向行数据缓冲器166，输出所更新的失真成分数据。

如图26(B)所示，在时刻t1从在第i行排列的存储元件161的数据读出完成后的时刻t12，如图26(H)所示，写入信号Write被送到拍频倒相器165。由此，如图26(I)所示，向在第i行排列的存储元件161，写入新的失真成分数据。这样，从存储矩阵51，可以以1个时钟以内的大致实时的方式输出失真成分。另外，在该存储矩阵51中，如果激活开关元件162而结束数据的读出，则可以立即向存储元件61写入数据。由此，可以在动作中，以采样数据单位，进行失真成分数据的改写。这样，可以在动作中改写失真成分数据的变换表，并且，由于以采样数据单位改写失真成分数据的变换表，所以可以将改写时的特性的偏差抑制成最小，可以应对温度变化、经时变化等连续性变化，无需停止动作，而可以维持最适合于抑制交叉调制的特性。

接下来，对存储矩阵51的其他具体结构进行说明。图27是示出存储矩阵51的第2例子的图。

在图27中，在同一行排列的存储元件171分别与所对应的行的写入选择线SWL_1、SWL_2、...、SWL_m连接。另外，在同一行排列的存储元件171分别与读出选择线SRL 1、SRL 2、...、SRL m连接。

在同一行排列的存储元件171分别与所对应的列的数据写入线WL_1以及^-WL_1、WL_2以及^-WL_2、...连接。另外，在同一列排列的存储元件171分别与所对应的列的数据读出线RL_1以及^-RL_1、RL_2以及^-RL_2、...连接。

存储元件171如图28所示，包括：由MOS晶体管Q11～Q14构成的触发器；写入侧存取晶体管Q15以及Q16；和读出侧存取晶体管Q17以及Q18。

由MOS晶体管Q11～Q14构成的触发器经由由MOS晶体管Q15以及Q16构成的存取晶体管，与数据写入线WL j以及^-WL_j连接。另外，由MOS晶体管Q11～Q14构成的触发器经由由MOS晶体管Q17以及Q18构成的存取晶体管，与数据读出线RL j以及^-RL_j连接。

MOS晶体管Q15以及Q16的栅极与写入选择线SWL i连接。另外，MOS晶体管Q17以及Q18的栅极与读出选择线SRL i连接。

在这样的存储元件中，如果将写入选择线SWL i设为H电平，则MOS晶体管Q15以及Q16成为导通，从数据写入线WL以及^-WL送来的数据经由MOS晶体管Q15以及Q16被写入由MOS晶体管Q11～Q14构成的触发器。

另外，如果将读出选择线SRL i设为H电平，则MOS晶体管Q17以及Q18成为导通，MOS晶体管Q11～Q14的存储数据经由MOS晶体管Q17以及Q18，被读出到数据读出线RL j以及^-RL j。

在图27中，从行地址解码器163，分别经由反相器164_1、164_2、...以及拍频倒相器165_1、165_2、...，导出写入选择线SWL1、SWL 2、...、SWL_m。向拍频倒相器165_1、165_2、...提供写入信号(Write)。

从行数据缓冲器166导出数据写入线WL 1、WL 2、...、WL n，并且经由反相器167_1、167_2、...、167_n，导出数据写入线^-WL 1、^-WL 2、...、^-WL n。

读出选择线SRL 1、SRL 2、...、SRL m从电平比较器52被导出。

在数据读出线RL 1、RL 2、...、RL n以及^-RL 1、^-RL 2、...、^-RL n中，设置有预充电电路173。另外，在数据读出线RL 1、RL 2、...、RL n以及^-RL 1、^-RL 2、...、^-RL n的输出侧，设置有读出放大器172。数据读出线RL 1、RL 2、...、RL n经由延迟调整电路54，被导出到D/A转换器53。

在读出时，由预充电电路173对数据读出线RL 1、RL 2、...、RL n以及^-RL 1、^-RL 2、...、^-RL n进行预充电。根据来自电平比较器52的输出，向读出选择线SRL 1、SRL 2、...、SRL m中的1个，发送H电平的读出选择信号。通过该读出选择信号，从所选择的行的存储元件171，以行单位进行数据的读出。该数据被送到数据读出线RL_1以及^-RL_1、RL_2以及^-RL_2、...、RL_n以及^-RL_n，从数据读出线RL_1、RL_2、...、RL_n经由延迟调整电路54被发送到D/A转换器53。由D/A转换器53将该数据转换成模拟信号并输出。

在写入时，通过输入到行地址解码器163的行地址，选择存储矩阵51的行。根据所选择的行，向写入选择线SWL 1、SWL 2、...、SWL m中的1个，从行地址解码器163发送H电平的写入选择信号。然后，来自行数据缓冲器166的数据经由数据写入线WL 1以及^-WL1、WL 2以及^-WL 2、...，被送到期望的行的存储元件161，向在该行排列的存储元件161写入数据。

图29是示出这样的存储矩阵51的各部的动作的时序图。如图29(B)所示，在时刻t0，由预充电电路173对数据读出线RL 1以及^-RL 1、RL 2以及^-RL 2、...进行预充电。

从电平比较器52，如图29(A)所示，如果在时刻t1的定时，输出了选择第i行的信号，则该信号经由读出选择线SRL i，被送到在第i行排列的开关元件162。由此，从在第i行排列的存储元件171，如图29(C)所示，输出失真成分数据的列数据。该失真成分数据的列数据经由数据读出线RL 1以及^-RL 1、RL 2以及^-RL 2、...被输出，而经由延迟调整电路54，被送到D/A转换器53。从D/A转换器53，如图29(D)所示，仅被延迟由延迟调整电路54引起的延迟时间Td，在时刻t2被输入到D/A转换器53，如图29(E)所示，从D/A转换器53，输出失真成分的模拟值。

另外，所更新的失真成分数据的地址如图29(F)所示在时刻t11被确定，从行地址解码器163，如图29(G)所示，向第i行的写入选择线SW i，提供选择信号。另外，如图29(H)所示，向行数据缓冲器166，输出所更新的失真成分数据。

如图29(B)所示，在读出完成后的时刻t12，如图29(I)所示，写入信号Write被送到拍频倒相器165。由此，如图29(J)所示，向在第i行排列的存储元件161，写入新的失真成分数据。这样，从存储矩阵51，可以以1个时钟以内的大致实时的方式输出失真成分。另外，在该存储矩阵51中，如果结束了数据的读出，则可以立即向存储元件161写入数据。由此，可以在动作中，以采样数据单位，进行失真成分数据的改写。

接下来，对D/A转换器53的具体例进行说明。作为D/A转换器53，使用快速类型的D/A转换器。

图30是这样的D/A转换器53的一个例子。该D/A转换器53是R-2R梯形的结构的快速类型的D/A转换器。

在图30中，在基准电压Vref与接地之间串联连接有电阻值为R的电阻181_1、181_2、181_3、...、和电阻值为2R的电阻182。在电阻181_1、181_2、181_3、...以及电阻值为2R的电阻182的各连接点，连接了电阻值为2R的电阻183_1、183_2、183_3、...的一端。电阻183_1、183_2、183_3、...的另一端与开关电路184_1、184_2、184_3、...连接。

开关电路184_1、184_2、184_3、...的一个接点与运算放大器185的反相输入端子连接。开关电路184_1、184_2、184_3、...的另一个接点与运算放大器185的非反相输入端子连接。开关电路184_1、184_2、184_3、...分别通过输入数字数据的各位来进行切换。

运算放大器185的非反相输入端子被接地。在运算放大器185的输出端子与反相输入端子之间，连接有电阻186、开关电路187。

在这样的结构的D/A转换器中，由电阻值为R的电阻181_1、181_2、181_3、...、电阻值为2R的电阻182、和电阻183_1、183_2、183_3、...构成R-2R梯形。而且，通过输入数字数据的各位对开关电路184_1、184_2、184_3、...分别进行切换，从而可以从运算放大器185的输出得到与输入数字数据对应的模拟值的电压。

接下来，对延迟调整电路54的具体例进行说明。图31是示出延迟调整电路54的一个例子的图。如图31所示，延迟调整电路54由拍频倒相器191、192、在n个时钟的期间保持数据的存储元件193、194、在必要的延迟时间之后向D/A转换器53输出数据的拍频倒相器195、196构成。在该实施方式中，可以通过2相来实现最大2个采样时钟的延迟。

从存储矩阵51读出的数据通过数据读出线RL 1、RL 2、...、RL n，被送到拍频倒相器191以及192。另外，此处由于是2相所以设置有2个拍频倒相器191以及192，但在n相的情况下设置有n个拍频倒相器。

向拍频倒相器191以及192施加的采样时钟CK 1、CK 2被交替施加，所以作为2相的数据，数据被交替积蓄到存储元件193以及194。另外，在n相的情况下依次向n个存储器积蓄数据。各存储元件193以及194直到接下来的数据到来为止，在2个时钟(n个时钟)的期间保持数据，所以在该期间，通过时钟CK 3、CK 4，等待任意的延迟时间，而打开输出的拍频倒相器195以及196，从而可以向D/A转换器53输出具有所需的延迟时间的数据。

如上所述，为了进行高精度的失真校正，缩短由数字失真发生器4产生的延迟时间与由RF通道2产生的延迟时间之差td变得重要。这样，如果设置延迟调整电路54，则可以进行调整，以使由数字失真发生器4产生的延迟时间与由RF通道2产生的延迟时间之差td缩短。

第2实施方式

图32是示出本发明的第2实施方式的预矫正数字线性化器101的结构的图。在上述的第1实施方式中，将输入信号分割成同相信号分量和正交信号分量，而进行了预矫正处理，与其相对，在本实施方式中，分成振幅分量和相位分量来进行预矫正处理。

在图32中，RF通道102由分支电路112、带通滤波器113、分支电路114构成。来自输入端子111的输入信号通过分支电路112被分支成2个路径的信号。由分支电路112分支的主信号经由带通滤波器113被提供给分支电路114。通过分支电路114，该输入信号被分支成2个路径的信号。

相位和振幅调整器103由相位调制器116、振幅调制器117构成。由分支电路114分支的主信号经由相位调制器116、振幅调制器117被送到高频放大器124。

数字失真发生器104由线性检波电路118、数字失真发生电路119a、119b、时钟发生电路120、延迟调整电路121、低通滤波器122a、122b、偏置电路123a、123b构成。

由分支电路112分支的信号被供给到线性检波电路118。线性检波电路118通过线性检波或平方律检波，对输入信号的包络线进行检测。由线性检波电路118得到的包络线的检测值被供给到数字失真发生电路119a以及119b。

在数字失真发生电路119a中，设置有关于振幅失真数据的查找表。如果由线性检波电路118检测出的包络线的检测值被供给到数字失真发生电路119a，则根据该包络线的检测值，从数字失真发生电路119a，输出振幅失真数据。

另外，在数字失真发生电路119b中，设置有关于相位失真数据的查找表。如果由线性检波电路118检测出的包络线的检测值被供给到数字失真发生电路119b，则根据该包络线的检测值，从数字失真发生电路119b，输出相位失真数据。

数字失真发生电路119a的输出经由低通滤波器122a被供给到振幅调制器117。数字失真发生电路119b的输出经由低通滤波器122b被供给到相位调制器116。

另外，低通滤波器122a以及122b是用于去除重叠失真的奈奎斯特滤波器，上述的RF通道102的带通滤波器113确保输入频带，并且提供与该低通滤波器122a以及122b相当的延迟。

由时钟发生电路120发生的时钟被供给到数字失真发生电路119a、119b。

由相位调制器116附加消除高频放大器124的相位失真的那样的相位失真。另外，由振幅调制器117附加消除高频放大器124的振幅失真的那样的振幅失真。

经由相位调制器116以及振幅调制器117的输入信号被供给到高频放大器124。高频放大器124对输入信号进行功率放大，作为高频放大器124，例如使用行波管放大器(TWTA)或晶体管放大器。由高频放大器124对输入信号进行功率放大。

高频放大器124具有非线性失真特性，但如上所述，由相位调制器116以及振幅调制器117对输入信号附加消除其相位失真以及振幅失真的那样的相位失真以及振幅失真。由此，相对输入信号可以得到线性特性的输出信号。

自动校正电路105由分支电路127、乘法器128a、128b、延迟电路129、90度混合器130、线性检波电路131、A/D转换器132a、132b、132c、运算电路133、控制电路134构成。自动校正电路105对输入信号的包络线的瞬时值进行检测，求出预矫正数字线性化器101与高频放大器124的合成特性，检测出从预设的非线性特性的偏差，改写失真发生电路的数据而进行校正。

在本发明的第2实施方式中，作为数字失真发生电路119a以及119b，如图11所示，使用如下部件，其具有：二维地排列有存储元件的存储矩阵51；根据信号电平与多个基准电压的比较结果，发生选择存储矩阵51的行中的1个行的行选择信号的电平比较器52；以及将从存储矩阵51读出的通过偶数次多项式得到的失真成分数据变换成模拟信号的D/A转换器53。由此，减少由数字失真发生器104产生的延迟时间，减小由数字失真发生器104产生的延迟时间与由RF通道102产生的延迟时间之差td，确保所需的频带，改善特性。关于数字失真发生电路119a以及119b的详细内容，由于与上述的第1实施方式基本相同，所以省略其说明。

本发明不限于上述的实施方式，可以在不脱离本发明的要旨的范围内进行各种变形和应用。

产业上的可利用性

本发明可以用作卫星通信的转播发射应答器或地面电台的高频放大电路，另外还可以使用在便携电话等各种高频放大电路。

Claims (15)

1.一种预矫正方式的失真补偿电路，包括：

传送输入高频信号的RF通道；

失真发生单元，根据上述输入高频信号的输入信号电平，产生用于消除高频放大器的非线性失真的失真成分；以及

调制单元，通过来自上述失真发生单元的失真成分针对上述高频输入信号消除上述高频放大器的非线性振幅以及相位失真，

其特征在于，

上述失真发生单元包括：电平比较器，将输入信号电平与多个基准电压进行比较，根据该比较结果产生选择上述存储矩阵中的某1行的行选择信号；

存储矩阵，二维地排列有存储元件，在各行的每一行存储有与输入信号电平对应的失真成分数据，如果从上述电平比较器被供给行选择信号，则从通过上述行选择信号选择的行的上述存储元件以行为单位一并读出与上述输入信号电平相当的失真成分数据；以及

D/A转换单元，将通过上述行选择信号从上述存储矩阵读出的失真成分数据转换成模拟信号。

2.根据权利要求1所述的失真补偿电路，其特征在于，上述失真发生单元包括：检波单元，对输入信号的输入信号电平进行检测；第1数字失真发生单元，根据由上述检波单元检测出的输入信号电平，产生由关于同相分量的偶数次多项式得到的失真成分；以及第2数字失真发生单元，根据由上述检波单元检测出的输入信号电平，发生由关于正交分量的偶数次多项式得到的失真成分，

上述调制单元包括：分支单元，将输入信号分支成同相信号分量和正交信号分量；第1振幅调制单元，对上述输入信号的同相信号分量与来自上述第1数字失真发生单元的通过关于同相分量的偶数次多项式得到的失真成分进行乘法计算；第2振幅调制单元，对上述输入信号的正交信号分量与来自上述第2数字失真发生单元的通过关于正交分量的偶数次多项式得到的失真成分进行乘法计算；以及同相合成单元，对上述第1调制单元的输出与上述第2调制单元的输出进行加法计算而合成。

3.根据权利要求1所述的失真补偿电路，其特征在于，上述失真发生单元包括：检波单元，对输入信号的输入信号电平进行检测；第3数字失真发生单元，根据由上述检波单元检测出的输入信号电平，产生相位失真成分；以及第4数字失真发生单元，根据由上述检波单元检测出的输入信号电平，产生振幅失真成分，

上述调制单元包括：相位调制单元，对上述输入信号与来自上述第3数字失真发生单元的相位失真成分进行调制；以及振幅调制单元，对上述输入信号与来自上述第4数字失真发生单元的振幅失真成分进行调制。

4.根据权利要求1～3中任意一项所述的失真补偿电路，其特征在于，上述失真发生单元还包括延迟调整单元，该延迟调整单元针对从上述存储矩阵读出的失真成分数据调整延迟时间而输出到上述A/D转换单元。

5.根据权利要求2或3所述的失真补偿电路，其特征在于，上述RF通道包括对输入信号进行频带限制的带通滤波器，上述带通滤波器被设为用于使上述RF通道的延迟量与由上述失真发生单元产生的延迟量一致的延迟单元。

6.根据权利要求1～3中任意一项所述的失真补偿电路，其特征在于，上述电平比较器中的多个基准电压被设定成，相对输入信号电平r，使量化步幅Δr成为一定。

7.根据权利要求1～3中任意一项所述的失真补偿电路，其特征在于，上述电平比较器中的多个基准电压被设定成，相对输入信号电平r，使量化步幅Δr与输入信号电平r之积成为一定。

8.根据权利要求1～3中任意一项所述的失真补偿电路，其特征在于，上述电平比较器中的多个基准电压被设定成，相对输入信号电平r，使量化步幅Δr与输入信号电平r之比成为一定。

9.根据权利要求1～3中任意一项所述的失真补偿电路，其特征在于，上述电平比较器中的多个基准电压被设定成，相对输入信号电平r，使量化步幅Δr与输入信号电平r的平方之积成为一定。

10.根据权利要求1～3中任意一项所述的失真补偿电路，其特征在于，对于上述电平比较器中的多个基准电压，根据输入信号电平，组合相对输入信号电平r使量化步幅Δr成为一定的设定、使量化步幅Δr与输入信号电平r之积成为一定的设定、使量化步幅Δr与输入信号电平r之比成为一定的设定、使量化步幅Δr与输入信号电平r的平方之积成为一定的设定。

11.根据权利要求1～3中任意一项所述的失真补偿电路，其特征在于，上述电平比较器中的多个基准电压被设定成，在输入信号电平大于规定值的区域中，使量化步幅Δr与输入信号电平r之比成为一定，在输入信号电平小于规定值的区域中，使量化步幅Δr与输入信号电平r之积成为一定。

12.根据权利要求1～3中任意一项所述的失真补偿电路，其特征在于，上述电平比较器中的多个基准电压被设定成，在输入信号电平大于规定值的区域中，使量化步幅Δr与输入信号电平r之比成为一定，在输入信号电平小于规定值的区域中，使量化步幅Δr与输入信号电平r的平方之积成为一定。

13.根据权利要求1所述的失真补偿电路，其特征在于，上述电平比较器中的多个基准电压被分割成上述输入信号电平未超过上述高频放大器的饱和点的范围的电压、和超过上述高频放大器的饱和点的范围的电压，

上述存储矩阵中的各行被分割成上述输入信号电平未超过上述高频放大器的饱和点的范围的区域、和超过上述高频放大器的饱和点的范围的区域，在上述输入信号电平未超过上述高频放大器的饱和点的范围的区域中，在上述存储矩阵的各行的每一行存储有与上述输入信号电平对应的失真成分数据，在上述输入信号电平超过上述高频放大器的饱和点的范围的区域中，在上述存储矩阵的各行的每一行存储有使输出信号电平成为一定的限制数据。

14.根据权利要求13所述的失真补偿电路，其特征在于，上述电平比较器中的多个基准电压被设定成，在输入信号电平大于饱和点的区域中，使量化步幅Δr与输入信号电平r之比成为一定。

15.根据权利要求1～3中任意一项所述的失真补偿电路，其特征在于，

还具有根据上述高频放大器的输出信号对上述失真成分数据进行更新的自动校正单元，

上述自动校正单元包括：

检波单元，对输入信号电平进行检测；

正交分割单元，将上述输入信号分割成同相信号分量和正交信号分量；

第1乘法单元，对上述高频放大器的输出信号与上述输入信号的同相分量进行乘法计算；

第2乘法单元，对上述高频放大器的输出信号与上述输入信号的正交分量进行乘法计算；

运算单元，使用上述检波单元的输出信号和第1以及第2乘法单元的输出信号，求出由上述失真发生单元以及上述高频放大器构成的信号路径的综合传递特性，对所求出的综合传递特性与预设的传递特性进行比较来计算出校正值；以及

控制单元，根据由上述运算单元求出的校正值，更新上述存储矩阵的各行的失真成分数据。

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