CN101356736B - 具有高分辨率值选择与控制的可变无源元件 - Google Patents

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Abstract

本系统提供了一种在电子电路中改变无源器件值的方法。无源器件可以从基本电阻器、电容器和电感器到复杂的结构比如传输线和谐振腔变化。值选择和变化可以在电路运行时动态执行或作为制造过程的一次性(one-time)部分，这取决于具体应用的需求。数模转换器(DAC)电路用于数字输入值选择数据，并用基于DAC分辨率的值分辨率控制值选择。为高频运行提供了替代实施例。

Description

具有高分辨率值选择与控制的可变无源元件
相关申请的交叉参考
本申请要求2005年11月7日提交的美国临时专利申请号60/734,516的利益，该申请的全部内容并入本文以供参考。
本专利文件公开内容的一部分包含受版权保护的内容。版权拥有者不得拒绝任何人对专利文件或专利公开部分的复制，因为该专利文献出现在专利和商标部门专利文件或记录中，然而在别的方面却无论如何保留所有版权权利。
技术领域
本系统涉及可变的无源电子器件。
背景技术
纵观电子学的历史，与定值无源器件的出现相关的内在特性与后果影响了电路的性能。这些特性包括器件容限、容限建立、使用高精密度器件的相对较高成本、为提供精确控制或精确设置器件值或性能特性而需要增加的电路、以及由于元件老化、运行历史及环境条件变化而导致的器件值或性能的改变。
图1说明了可变电阻器R100、可变电容器C100和可变电感器L100形式的理想化解决方案。这些器件性质上应与将来它们要替换的现有无源器件相当，但其值可以被调节以在各种不同的运行环境下基本保持额定性能。可变性也将成为制造过程的一部分，或在实际运行中动态获得，这由具体情况决定。所示的一个有用的应用是针对为传输线结构(TL100)提供匹配的复合终端(Z100)。
由于长期意识到与使用可变无源器件相关的好处，利用现有技术已研发了多种技术以提供这一能力。这些技术的有效性通常受限于有限运行条件范围(例如频率或功率水平)内的具体器件类型。图2A示出了现有技术的数字控制的可变电阻器的一个示例。开关电阻器网络与控制场效应管(FET)一起使用，以便使一个或多个场效应管“打开”将电阻器并联，从而减少此组合的有效电阻值。电阻器网络更频繁地实现为串联结构，其中使用一个或多个FET使电路中不需要的电阻器短路。对电阻器来说，值选择控制用串联非常简单。开关电容器结构一般被配置为并联网络，再一次简化了值选择控制。
变值器件的其它实施方式通常实现了其功能但对电路有很大影响或限制了电路性能。图2B说明了FET的通道电阻作为可变电阻器的用法(注意到电阻器R206是可变的，意味着某种栅压控制)。此方法中不期望的特性是很大数量的未使用的器件和FET开关的特性。当选择了一个值后，一般存在着很多未使用的器件。这对集成电阻器网络一般不是大问题，但开关电容器网络可能需要分立电容器以实现高值，这就增加了成本且占用了可能用于功能电路的电路板区域。
开关FET也可能出现严重问题。如果这些FET保持小尺寸以最小化芯片占用面积，则它们易于具有很大的电阻，这会因随温度的增加阻值迅速增大而加重(图2B中电路所经受灵敏度的影响甚至更大)。如果这些FET被扩大以减小电阻，则它们就占用更大的面积。无论哪一方法都促使人们减少开关设备的数量(4位是最常见的，通常到8位为最大)，从而限制器件值的分辨率。
图2C说明了提供受控可变电容器的功能的变容二极管。该实施方式需要直流控制电压和直流隔离。用途通常限制于射频(RF)应用，其中反向结偏压下的小二极管电容为电路运行生成合适值。
电感器是其中实现可变性的特别困难的器件，因为它们常常缠绕在磁芯材料周围。芯材料和绕组之间几何关系的改变提供电感调节能力。但是，此调节能力一般是机械调整，实时调节很不切实际，特别是在高频时实时调节更行不通。
与器件值可变性的实现相关的重要问题是能量存储，能量存储是器件值(无论事实上是原有的还是寄生的)的函数。器件值的改变通常涉及能量进出与具体无源器件类型相关的存储机构，因此严重限制了电路的运行速度。对于很多应用而言，不要求重大能量转移而改变器件表观值将非常有益。
因此迫切需要为通用无源器件实现低成本、高分辨率的值变化。
发明内容
本系统是一种电子的数模转换器(DAC)电路，其提供检测流过无源器件的电流和源或汇(sink)附加电流的装置，这样无源器件的值看来似乎与实际值或定值不同。术语“定值”并不意味无源器件值不随环境或电路应用条件改变，或者包括初始容限变化。术语“定值”意味着在具体电路中和器件运行的实际环境条件下器件(或器件特性)的瞬时实际值，而不是不变的。
本系统采用反馈以使得附加电流跟踪流过无源器件的电流。DAC的功能是作为附加电流源并直接为附加电流供电，或者作为外电流驱动电路的基准或参考。DAC的数字输入的功能是设置DAC的增益并从而提供等效可变器件值的高分辨率调节。等于或大于24位的分辨率可能被实现，其中分辨率主要受组合的DAC运行频率和每个具体应用的分辨率限制。
在一个或多于一个实施例中，本系统与电子电路中的定值无源器件耦连，由此本系统的运行产生与定值无源器件的改变值所产生的操作基本等效的电子电路的操作。
在本系统的一个或多于一个实施例中，定值无源器件的值是线性器件。
在本系统的一个或多于一个实施例中，定值无源器件的值是非线性器件。
在本系统的一个或多于一个实施例中，定值无源器件是有源器件的特性例如半导体结电容。
在本系统的一个或多于一个实施例中，互阻抗放大器感测通过定值无源器件的电流。
在本系统的一个或多于一个实施例中，互阻抗放大器的输出与DAC基准电压输入耦连。
在一个或多于一个实施例中，本系统包括与定值无源器件串联的电流感测电阻器。
在本系统的一个或多于一个实施例中，来自电流感测电阻器的反馈信号与DAC基准电压输入耦连。
在一个或多于一个实施例中，本系统包括直接从电路节点获得或汇集电流的DAC，这些电路节点端接定值无源器件和电流感测电阻器的串联组合。
在一个或多于一个实施例中，本系统包括为从电路节点获得或汇集电流的外部驱动电路提供基准电流的DAC，这些电路节点端接定值无源器件和电流感测电阻器的串联组合。
在一个或多于一个实施例中，本系统包括具有单侧电流感测和单输出的外部驱动电路，以驱动与接地的电流感测电阻器并联的无源器件。
在一个或多于一个实施例中，本系统包括具有差动电流感测和差分输出的外部驱动电路，以驱动与浮动电流感测电阻器串联的无源器件。
在一个或多于一个实施例中，本系统包括用于高电流应用的外部驱动电路，包括具有差分输入和差分输出的一个或多于一个输出电流放大器。
在本系统的一个或多于一个实施例中，定值无源器件是分布式结构比如传输线、谐振腔、开槽线、短线调谐器、波导或天线。
在本系统的一个或多于一个实施例中，多于一个DAC控制从单一一对节点注入或分出的电流。
在本系统的一个或多于一个实施例中，电流感测反馈从连接在节点之间的无源器件获取，电流不注入也不流出这些节点以响应电流感测反馈。
在本系统的一个或多于一个实施例中，本系统提供在两个或多于两个定值无源器件之间耦连的信号。
在本系统的一个或多于一个实施例中，本系统的一个或多于一个可变器件按照频率的函数被改变，这样电路起跟踪滤波器的作用。
附图说明
图1是本系统的不同实施例可实现的许多可变无源器件的图示；
图2A是开关电阻器网络的电路图；
图2B是可变电阻器的FET实现的电路图；
图2C是可变电容器的变容二极管实现的电路图；
图3A是定值串联电阻器的电路图；
图3B是定值分流电阻器接地的电路图；
图3C是图3A的电阻器结合本系统的电流感测功能的电阻性实施例的电路图；
图3D是图3B的电阻器结合本系统的电流感测功能的电阻性实施例的电路图；
图3E是图3C的电路用定值电容器代替定值电阻器的电路图；
图3F是图3D的电路用定值电容器代替定值电阻器的电路图；
图3G是本系统的一个实施例的功能框图；
图3H是具有浮动电流感测电阻器的本系统的一个实施例的功能框图；
图3I是结合零阻抗电流感测的本系统的优选实施例的功能框图；
图3J是图3I中所示互阻抗放大器功能的简化电路图；
图4A是说明用可变器件值来控制输出信号幅值的电路图；
图4B是说明用于实现图4A中所示的器件可变性的装置的电路图；
图4C是说明用于实现图4B中所示的器件可变性的替代装置的电路图；
图5A是本系统的单输出实施例的电路图；
图5C是本系统的差分输出实施例的电路图；
图6是本系统的可变电阻器实施例的功能框图；
图7是具有替换的电流馈电极性的本系统的可变电阻器实施例的功能框图；
图8是具有优良调节能力的本系统的可变电阻器实施例的功能框图；
图9是本系统的高电流可变电阻器实施例的功能框图；
图11是本系统的功能框图，其说明了从第二无源器件耦连到第一可变无源器件的开环信号；
图12是本系统的跟踪滤波器实施例的RF频率特性的图示；
图13是本系统的跟踪滤波器实施例的IF频率特性的图示；
图14是采用常规滤波器的通用接收器系统的功能框图；
图15是用本系统的多个跟踪滤波器实施例实现的图14的通用接收器系统的功能框图。
具体实施方式
本系统针对具有高分辨率、数字值选择及控制的可变无源器件。在以下描述中，阐述了众多具体细节以提供对系统实施例的更全面描述。但是显然，对于本领域的技术人员来说，没有这些具体细节也可以实行该系统。在其他实例中，众所周知的特征没有被具体描述以便不使系统难理解。除了本文提到的之外，由普通参考指示符表示的普通器件和连接在每个电路中功能相似。
本系统是为线路提供动态改变无源器件的表观值的功能的模数转换器电路，在模拟和混合信号电子电路中所述无源器件以各种方式耦连到该线路。术语“定值”不意味器件的值不随运行或环境条件改变，而是表示当运行在电路中而没有本系统的操作去改变它的表观值时的器件值。术语“无源器件”代表各个分立无源部件或者其它器件如二极管、双极结晶体管、FET等的无源特性。无源器件可以是线性的或非线性的。
在本系统的实施中需要考虑的事项是无源器件是否有一端与地(或者浮动参考或返回节点)相连。与任意连接的无源器件相比，接地的器件一般更容易随实施方式的更多选择而改变。
本系统的一个元件是用于感测流过要改变其表观值的定值无源器件的电流的装置。感测电流的一个示例性装置是添加与无源器件串联的小值电流感测电阻器。图3A至3F说明了无源器件的一些不同配置，每一个都有附加的串联的电流感测电阻器。
图3G说明了本系统的一个实施例。DAC310是具有基准电压输入VREF的电流输出DAC。电流感测电阻器320与定值无源器件330串联。电阻器320两端的电压表示流过无源器件320的电流，并且施加到DAC310的参考输入。在DAC参考放大器的带宽内，输出电流作为时间的函数保持与流过定值无源器件的电流相同的特性曲线形状。因此，DAC的输出相当于与无源器件330相同类型并与其并联的定值无源器件。“附加的并联器件”的值由DAC数字输入设定与DAC输出电流的比例换算决定。对于一些应用而言，定值无源器件的表观值可在循环内(intracycle)被改变高达某一频率。
如图3所示，DAC输出是交叉耦连的，这样正向DAC输出电流以与流过感测电阻器的正向电流相同的方向流动。如果无源器件是电容器，所示配置将使电容器的数值看起来更大。如果无源器件是电阻器或电感器，表观并联组合将是更小值。若DAC的正和负输出被交换，如图8所示，电容值会明显减小而电阻值或电感值会增大。因此，本系统可以容易产生负器件值。当然，实际上值的变化是动态的并且不提供能量存储。
图3H说明了具有浮动电流感测电阻器的替代实施例。
图3G的实施例一般用于与地耦连的器件。下面讨论了用于不接地器件的实施例。注意，与无源器件330串联的任何电阻的附加对于一些应用可能影响电路性能。下面讨论互阻抗放大器电流感测实施例中的一个替代方案。而且，这些DAC一般不是针对这种应用设计的而是用DC基准电压来操作。结果，参考输入放大器的带宽可能被限制(500KHz左右)。但是，在一些更新的DAC中，此带宽可以是几十MHZ。浮动器件的实施例提供了一种避免参考放大器带宽限制并且在RF频率实施本系统的直接装置。
互阻抗放大器电流感测实施例
图3I和3J说明了一种可行时用于感测分流器件流入地的电流的方法。在互阻抗放大器的带宽内，当无源器件终端保持在虚地时电流被感测。互阻抗放大器的使用避免了由电流感测电阻器的存在或任何与DAC参考放大器相关的偏移电压引起的可能容易修正也可能不容易修正的性能恶化。
宽频互阻抗放大器用适当设计的反馈是可实现的。希望的是把互阻抗放大器电路整合到具有供用户选择外部反馈的DAC集成电路。图3J说明了互阻抗放大器350的实施例。
可变器件等效电路
图4A是使用和实施可变器件的方法之一的示意图。VSOURCE1是电压源，在节点N401产生任意的输出波形。节点N402的输出电压VO是节点N401的电压减小后的幅值表示。幅值减小是由电阻分压器网络产生的，该电阻分压器网络包括耦连节点N401至节点N402的电阻器R401和包含电阻器R402和R403的并联组合的等效电阻器，该等效电阻器把节点N402耦连到地。电阻器R402是可变的并用于补偿电阻器R401和R403的值变化，从而在节点N401和N402提供期望的电压比例。流过电阻器R402的电流是IR402。
图4B示出了用于保持节点N401和N402电压比例的等效电路。第二电压源VSOURCE2将节点N403耦连到地并与电阻器R404串联，电阻器R404将节点N403耦连到节点N402。电压源VSOURCE2和电阻器R404一起工作，这样流过电阻器R404的电流是IR402，与图4A中流过电阻器R402的电流相等。因此，电压源VSOURCE2和电阻器R404的组合功能上等效于可变电阻器R402。电压源VSOURCE2的输出一般是可变的且电阻器R404的值会是固定的。
图4C是图4B中所示电路的替代表示。电流源ISOURCE2将节点N402耦连到地并代替电压源VSOURCE2和电阻器R404的串联组合。被供给的电流是IR402，这样电流源是图4A中可变电阻器R403的功能等效物。对于图3G、3H、3I、6、7、8、10和11所示的实施例，电流源ISOURCE2由电流输出DAC的输出直接提供。对于图9中所示的实施例，电流源ISOURCE2由电流输出数模转换器DAC310和电流放大器900A的组合提供。
通用无源器件值选择的实施例
如上所讨论，目前可获得的DAC经常被限制用于图3G中所示的实施例和图3I中所示的互阻抗放大器实施例。这可能是由于模拟参考输入的有限带宽。虽然一些器件具有几个MHz的参考带宽，但多数器件被限制在大约500KHz。对于本系统，这将限制这些器件用于音频应用或等效电路。
图5A和5C中所示的实施例代表用于实现最高级别速度和性能而避免DAC参考限制的实施例。这些实施例在配置中使用DAC来设定差分放大器的增益。该差分放大器作为输入或感测元件。
图5A示出了与分流接地器件一起使用的单端形式。图5C示出了待与两个任意电路节点之间的器件一起使用的更通用的双端电路。图5C的电路也能和地参考一起使用，代替图5A中所示的。这两种配置都有额外的优点：避免了参考输入的有限带宽的问题。每种配置都具有高速的差分放大器输入电路，其允许标准DAC与DC参考电平(一般为地)一起使用。图5A中所示的配置是图5C的配置的单一输出形式。
大电流实施例
除了参考输入的有限带宽外，使用现有技术DAC的另一个问题是它们有限的输出电流能力。很多可变器件应用只不过要求比20毫安更大的电流水平，20毫安是大多DAC的典型最大输出。电流量问题的一个解决方案是只增加DAC的电流输出能力。但是，这种方法只能在其影响DAC集成电路及其功能的性质和实现之前用来获得有限的增加。不过，可变器件值在大电流功率电路中的重要意义和在低功率数字处理和通信应用中的一样大。
一般的解决方法涉及将差分电流放大器附加到控制DAC的输出，如图9所示。数模转换器DAC310的正输出与差分电流放大器900A的正输入耦连。数模转换器DAC310的负输出与差分电流放大器900A的负输入耦连。电流放大器900A的正输出与电阻器R602在节点N301耦连。电流放大器900A的负输出在节点N200与地耦连。如同前面的配置一样，电流放大器900A的输出可以换为负输出耦连到节点N301而正输出耦连到节点N200的地，只要对数模转换器DAC310的数字输入做出相应的改变。
对于大电流应用，可能需要使用电流放大器900A。对于高达几个安培的中等较大电流应用，可以用替代实施例来避免对单独电流放大器900A的需要。图5A和5C说明了此替代实施例的两种形式，其由单个大电流或多个更小电流输出电路实现，由推-拉电流镜组成。用图5A和5C的替代实施例来解决有限DAC电流能力的问题具有额外的优点：同时避免了前述的参考输入有限带宽的问题。
使用多个控制器的器件值选择
图11说明了一种配置，其中使用两个单独DAC来改变单个器件。严格的说，这种配置改变了流过无源器件330A的电流波形，改变该无源器件330A以使其不再像同一类型的无源器件。如果无源器件330B与330A是同一类型，可能减轻这一问题。
此配置的使用不可能时常发生，因为受数字控制器300控制的典型标定程序可以达到和附加混合信号电路一样的效果。多个控制器的使用对于把信号耦连到单个电路具有更大的潜力。
实时频率跟踪电路实施例
多种电子电路产生不同的频率信号或者对不同频率信号选择性地响应。示例为可变频率振荡器或滤波器。实际上任何信道系统使用一个或多于一个可调谐滤波器。调谐需要调谐元件的机械运动或者需要使用动态跟踪器件。动态跟踪器件的示例包括锁相环或能够影响网络中电抗值的器件。后一类型的器件的示例包括变容二极管，其作用是调谐传输线或腔的有效谐振频率。
在历史上，有许多的方法处理区分期望信号和邻近信号及噪声源的基本问题。图12说明了通带内的信号。在这种情况下，信噪比优良，标准处理方法足够用。图13说明了更典型的情形，简化到三个交流信号。频率低于F1的信号一般被充分衰减，这样就不是问题，除非它有非常大的相对功率。通带内的两个剩余信号中，期望信号是两个中较小的一个，应出现选择过程否则较大的信号将主导检测过程。
图14说明了典型的选择过程。通过混合宽频带、经放大并滤波后的接收信号和本地振荡器L01400的输出以产生和频与差频，完成选择。滤波器F1402跟随混频器并且一般被设计成既传递差频又衰减和频。
与此方法相关的一个问题由混频器是非线性器件这一事实引起。如果干扰信号足够大，则使混频器压缩且较小的期望信号的输出幅值被严重衰减。结果是需要混频器中非常高的IP3性能，导致降低处理非常小信号的能力。
图15说明了动态可调谐滤波器在三个不同位置的实施例。相比那些典型地发送整个系统通带，使输入滤波器F1500和F1501窄带的能力大体减小了来自其他信号/噪声源的干扰。例如，如果跟踪滤波器的带宽为正常通带的10％，“噪声”功率相比跟踪滤波器通带中的期望信号功率减小了10倍，假设以一般拥挤的蜂窝电话频带为例。这显著降低了IP3需求，减小互调分量，且顾及低幅值信号的更佳灵敏度。跟随混频器的跟踪/可调滤波器的使用顾及更窄带通，因为与制造过程相关的器件差异可以被减小到微乎其微。
使用两个偏移IF频率的级联双转换过程通常用于增加选择性。与级联选择一起使用的动态可调滤波器改善了信噪比，这是图15中所示的基本方法大体力所不及的。显然，这些是众多用于滤波或以其它方式控制此类系统的频率特性的电抗网络。以下的讨论将集中于可调滤波器最简单最容易的实现形式，即地参考的并联L-C网络。
为了使滤波器保持特定阻抗，电感和电容器件都应被独立控制。通常，这需要使用两个DAC和两个反馈网络。通过感测和控制这两种电抗器件，可能同时控制网络的中心频率和阻抗，从而在频带内的任何给定频率上允许可调的频率和阻抗控制。在特殊情形中，两个感测控制电流可能经由至公共节点的单个电流缓冲器而被反馈。
另一个实施例使用单个DAC和反馈电路，其影响器件网络性能而不是影响单个电感器(L)或电容器(C)。对于串联LC储能电路，一个节点是交流接地的且信号被施加到另一个节点。此电路功能与简单陷波滤波器一样。众所周知，所有器件均具有与其相关的寄生电阻且此示例有两个。应用DAC和反馈系统于整个滤波器容许减小网络的有效寄生电阻，而不改变单个元件值并且不影响网络的谐振频率。结果是网络系统的很高的空载Q和较低的插入损耗。较低损耗和较高Q容许使用较窄滤波器带宽并且可以提供一些与过冷电路、较低热噪声和更大频率选择性相关的好处。此结构可以用于更复杂的网络结构以使其比使用现有电路结构更接近地达到理想器件的功能。
这样，已描述了具有高分辨率数字值选择与控制的可变无源元件。

Claims (12)

1.一种电路，其包括：
耦连在第一节点和第二节点之间的无源器件；
数模转换器，其具有耦连到所述第一节点的第一输出和耦连到第三节点的第二输出，并且具有耦连到所述第二节点的参考输入；
耦连到所述数模转换器的控制器；
耦连在所述第二节点和所述第三节点之间的感测电阻器，其中所述第三节点是地。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述无源器件是电阻器。
3.根据权利要求1所述的电路，其中所述无源器件是电容器。
4.根据权利要求1所述的电路，其中所述无源器件是电感器。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述参考输入是基准电压。
6.根据权利要求1所述的电路，其中所述控制器是用于控制所述数模转换器的数字控制器。
7.一种电路，其包括：
耦连在第一节点和第二节点之间的感测电阻器；
数模转换器，其具有耦连到所述第一节点的第一输出和耦连到第三节点的第二输出，并且具有耦连到所述第二节点的参考输入；
耦连到数模转换器的控制器；
耦连在所述第二节点和所述第三节点之间的无源器件，其中所述第三节点是地。
8.根据权利要求7所述的电路，其中所述无源器件是电阻器。
9.根据权利要求7所述的电路，其中所述无源器件是电容器。
10.根据权利要求7所述的电路，其中所述无源器件是电感器。
11.根据权利要求7所述的电路，其中所述参考输入是基准电压。
12.根据权利要求7所述的电路，其中所述控制器是用于控制数模转换器的数字控制器。
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