CN101350683A - 一种数字方法实现的预加重滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用数字方法实现的预加重滤波器，属于信号处理和通信领域。本发明所述预加重滤波器包括时分复用模块、控制模块、采样数据存储模块、系数存储模块、运算模块和解时分复用模块，其中时分复用模块将左右两路音频采样信号进行时分复用合成为一路信号进行滤波；解时分复用模块将滤波后信号进行解时分复用得到左右两路滤波后信号；控制模块对采样数据和系数存储模块和运算模块进行控制；运算模块将采样数据和系数存储模块中的数取出进行相应的运算，完成对数据的滤波；采样数据存储模块存储采样数据；系数存储模块存储预加重FIR滤波器系数。本发明的预加重滤波器在处理精度、灵活性及成本上有较大的优势。

Description

一种数字方法实现的预加重滤波器

技术领域

本发明涉及调频立体声激励器中一种用数字方法实现的预加重滤波器，属于信号处理和通信领域。

背景技术

目前调频广播主要采用调频立体声导频制广播制式，调频激励器是调频广播系统中的核心部件，调频激励器的性能决定了整个广播系统的性能。在调频立体声广播中，音频信号频率高的一端频谱分量振幅很小，使得在调频中高音频分量调制指数很小，从而造成传输系统的信噪比降低。这样，接收机输出端得到的信噪比，在高音频端很小。因此通常采用预加重的方法，将调制信号高频端的电压升高，再在接收机端将高频衰减，这样，发射接收综合起来，信号的频率特性可保持原貌，而噪声却显著减少，对于所有调制频率，接收机输出端的信噪比可保持一致。

预加重滤波器传统做法是将模拟音频信号输入模拟RC网络进行预加重滤波，这种方法易受元器件本身精度及外界环境影响，难以保证预加重滤波后信号的稳定性和精确性。已知的另一种做法是利用数字芯片对采样得到的数字音频信号作离散傅立叶变换，之后在频域上与预加重曲线窗函数相乘，再作离散傅立叶逆变换以实现数字预加重，这种做法所需的计算量较大，且傅立叶变换的计算过程会带来一定的误差，使得处理结果难以达到预加重滤波器幅频响应的误差指标。

发明内容

本发明的目的在于提供一种使用数字方法实现的用于调频激励器中的预加重滤波器，该数字预加重滤波器能够有效解决现有调频立体声激励器中预加重滤波器处理精度低、参数设置不够灵活等问题。

本发明采用软件无线电的思想，对调频立体声激励器中信号处理和调频调制整个过程均使用数字信号处理的方法实现。在此基础上本发明提出了预加重滤波器的数字实现方法，利用FPGA完成预加重滤波器，在处理精度、灵活性及成本上有较大的优势。

调频立体声激励器信号处理及调制部分的原理框图如图1所示，该部分主要是在FPGA芯片中完成的，功能包括音频延时、预加重滤波、内插和立体声合成。本发明中的数字音频延时属于前面所述调频立体声激励器信号处理及调制的一部分，采用FPGA预加重滤波功能。

本发明提出的用数字方法实现的预加重滤波器，包括时分复用模块、控制模块、采样数据存储模块、系数存储模块、运算模块和解时分复用模块。其中：

时分复用模块将左右两路音频采样信号进行时分复用合成为一路信号，输入到采样数据存储模块进行后续滤波运算；

解时分复用模块将运算模块输出的滤波后信号进行解时分复用，得到左右两路滤波后信号；

采样数据存储模块将时分复用模块输出的数据存储起来，以便进行相应的运算；采样数据存储模块所存数据个数等于滤波器的系数个数加一；时分复用模块每输出一个新数据，将其顺序存储到采样数据存储模块中，若采样数据存储模块已满，则删除第一个数据，将后面数据依次前移，将新数据存储至最后一个位置；

在每个采样数据到来时，控制模块按照一定的时序控制采样数据存储模块和系数存储模块依次输出所存数据，具体操作为：控制模块从采样数据存储模块首地址开始取出两个数据，从系数存储模块首地址开始取出一个系数，输入到运算模块进行相应的运算，然后依次增加采样数据存储模块和系数存储模块的地址值，每次都取出两个采样数据和一个系数并输出，当采样数据存储模块和系数存储模块所存数据都输出之后，本轮操作结束；当下一个采样数据输入时，控制模块按同样的方式进行下一轮操作；

运算模块将采样数据存储模块输出的两个采样数据取出相加，并同系数存储模块中取出的系数进行相乘，所得的数再送入累加器进行累加，从而完成对数据的滤波；运算模块只使用单个乘法累加器(MAC)单元，采用时分复用的工作方式，在一个数据采样周期内完成滤波所需的所有乘加运算；

系数存储模块存储量化后的FIR滤波器系数h_q(n)，将FIR滤波器系数h(n)进行量化得到h_q(n)，将h_q(n)存储到系数存储模块当中，由于滤波器长度为奇数且系数为偶对称，可以只存储前一半滤波器系数，从而使存储滤波器系数的存储单元减小一半。其中获得h(n)的方法为：

步骤一：设定预加重滤波器参数指标。

设预加重滤波器的预加重时间常数为τ，音频频率为Ω，则音频高频端输出电压与音频频率为零时的输出电压之比为 $F\left(\mathrm{\Ω}\right)=\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\Ω}}^2},$ 上式就是预加重特性公式，它描写了预加重的频率特性。为了准确的补偿由发射机的预加重引起的失真，接收机中的去加重电路的时间常数应与发射机中的预加重电路的时间常数相等，对应的去加重频率特性公式为 $G\left(\mathrm{\Ω}\right)=1/\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\mathrm{\Ω}}^2}.$ 图2给出时间常数50μs的预加重与去加重频率特性曲线。

此步骤的具体实现方法为：选择有限脉冲响应(FIR)形式的数字滤波器并定义各个参数指标：音频采样频率f_s从前一个模块(音频延时模块)输入，滤波器长度N定义为任意奇数，预加重时间常数τ根据国家标准定义。

步骤二：建立预加重FIR滤波器设计模型，即列出求解脉冲响应h(n)的方程式。脉冲响应为h(n)的FIR滤波器频率响应为

$H\left(e^{\mathrm{j\ω}}\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(n\right)e^{-\mathrm{j\ωn}}$

设所需滤波器实频率响应为H_d(ω)，逼近误差加权函数为W(ω)，逼近函数为H(ω)，则加权逼近误差函数定义为

E(ω)＝W(ω)[H_d(ω)-H(ω)]

其中所设计的FIR滤波器幅频响应需满足下式：

$\left|H\left(e^{\mathrm{j\ω}}\right)\right|=\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\left(\mathrm{\ω}{f}_s\right)}^2},(0\≤\mathrm{\ω}\≤\mathrm{\π})$

并且相频响应满足线性相位特性； $H\left(\mathrm{\ω}\right)=\underset{n=0}{\overset{(N-1)/2}{\mathrm{\Σ}}}a\left(n\right)\cos \left(\mathrm{\ωn}\right)$ (N为奇数)，取W(ω)为1，则加权逼近误差函数可简化为

$E\left(\mathrm{\ω}\right)=H_d\left(\mathrm{\ω}\right)-H\left(\mathrm{\ω}\right)$

$=\left[\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\left(\mathrm{\ω}{f}_s\right)}^2}\right]-\left[\underset{n=0}{\overset{(N-1)/2}{\mathrm{\Σ}}}a\left(n\right)\cos \left(\mathrm{\ωn}\right)\right],(0\≤\mathrm{\ω}\≤\mathrm{\π})$

则求解脉冲响应h(n)的方程式，可描述为求一组系数a(n)，使其在实现逼近的整个频带上，E(ω)的最大绝对值达到极小，且不超过设定值δ。

步骤三：求出所需预加重滤波器的系数h(n)。通过使用瑞梅兹交换算法，求出步骤二中所述逼近问题的解a(n)，然后根据下面公式

$a\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}h\left(\frac{N-1}{2}\right)& n=0\\ 2h(\frac{N-1}{2}-n)& n=\mathrm{1,2},\·\·\·,(N-1)/2\end{array}\right.$

进一步可得到h(n)的值以及实际频率响应函数H(e^jω)。

步骤四：步骤三所求的预加重滤波器的系数h(n)，其取值范围为(-1，1)，故对其进行Q位量化且小数部分取Q-1位，得到h_q(n)，h_q(n)相对于h(n)精度损失很小。在利用存储器存储滤波器系数时，每个系数需要Q位宽度。

经此方法所设计的预加重滤波器，可以同时对左右两路音频信号进行预加重滤波，两路信号在参考测试点处的幅频响应与标准预加重特性曲线幅度值相差最大不超过设定值δ，且相频响应为线性，指标达到相关标准要求。

附图说明

图1是本发明调频立体声激励器数字处理部分的原理框图。

图2是本发明中时间常数50μs的预加重与去加重频率特性曲线。

图3是本发明中所设计的预加重FIR滤波器基本结构原理图。

图4是本发明所设计的预加重FIR滤波器幅频响应曲线以及标准预加重曲线图。

具体实施方式

立体声音频信号经过采样得到左右两路24bit数字信号，送入FPGA中进行处理。FPGA系统主时钟为12.8MHz，左右声道数据速率50kHz，数据位宽24bit。

首先我们需要求出FIR滤波器系数h(n)。

按照步骤一所述，选择有限脉冲响应(FIR)形式的数字滤波器并定义各个参数指标：音频采样频率f_s为50kHz，滤波器长度N取为65，预加重时间常数τ根据国家标准取50μs。另外，要求在各频率点上预加重曲线的幅度值与标准值相差最大值不超过±1dB，且相频响应为线性。

按照步骤二所述，建立预加重FIR滤波器设计模型，可以得到加权逼近误差函数为

$E\left(\mathrm{\ω}\right)=\sqrt{1+6.25{\left(\frac{\mathrm{\ω}}{2\mathrm{\π}}\right)}^2}-\left[\underset{n=0}{\overset{32}{\mathrm{\Σ}}}a\left(n\right)\cos \left(\mathrm{\ωn}\right)\right],(0\≤\mathrm{\ω}\≤\mathrm{\π})$

需求一组系数a(n)，使其在实现逼近的整个频带上，E(ω)的最大绝对值达到极小，且不超过设定值δ＝0.5dB。

按照步骤三所述，使用瑞梅兹交换算法求出滤波器系数，这里利用Matlab软件当中的firpm函数求出所需的系数h(n)，从而得到一个长度为65的线性相位I型FIR滤波器。图4显示了设计的FIR预加重滤波器幅频响应曲线以及标准预加重曲线值，其中曲线为设计的预加重滤波器幅频响应曲线，圆圈为标准预加重曲线部分值，可以看出设计的预加重滤波器基本能够满足要求。接着将其系数进行24bit量化，做出频率响应曲线。经验证，在各频率点上预加重曲线的幅度值与标准值相差最大值不超过±0.5dB，满足设计要求。

在FPGA中实现所设计的FIR滤波器。根据图3所示的FIR滤波器结构，在ISE开发软件中实现预加重滤波器。其中存储滤波器系数的存储单元只需存前33个系数即可，采样数据存储模块总共需存储65个24bit采样数据。

Claims (2)

1、一种数字方法实现的预加重滤波器，其特征在于包括时分复用模块、控制模块、采样数据存储模块、系数存储模块、运算模块和解时分复用模块，其中：

时分复用模块将左右两路音频采样信号进行时分复用合成为一路信号，输入到采样数据存储模块进行后续滤波运算；

解时分复用模块将运算模块输出的滤波后信号进行解时分复用，得到左右两路滤波后信号；

采样数据存储模块将时分复用模块输出的数据存储起来，以便进行相应的运算；采样数据存储模块所存数据个数等于滤波器的系数个数加一；时分复用模块每输出一个新数据，将其顺序存储到采样数据存储模块中，若采样数据存储模块已满，则删除第一个数据，将后面数据依次前移，将新数据存储至最后一个位置；

在每个采样数据到来时，控制模块按照一定的时序控制采样数据存储模块和系数存储模块依次输出所存数据，具体操作为：控制模块从采样数据存储模块首地址开始取出两个数据，从系数存储模块首地址开始取出一个系数，输入到运算模块进行相应的运算，然后依次增加采样数据存储模块和系数存储模块的地址值，每次都取出两个采样数据和一个系数并输出，当采样数据存储模块和系数存储模块所存数据都输出之后，本轮操作结束；当下一个采样数据输入时，控制模块按同样的方式进行下一轮操作；

运算模块将采样数据存储模块输出的两个采样数据取出相加，并同系数存储模块中取出的系数进行相乘，所得的数再送入累加器进行累加，从而完成对数据的滤波；运算模块只使用单个乘法累加器(MAC)单元，采用时分复用的工作方式，在一个数据采样周期内完成滤波所需的所有乘加运算；

系数存储模块存储量化后的FIR滤波器系数h_q(n)，系数存储模块所存数据个数等于滤波器系数个数加一的一半；其中获得h_q(n)的方法为：

步骤一设定预加重滤波器参数指标：

音频采样频率f_s从前一个模块(音频延时模块)输入，滤波器长度N定义为任意奇数，预加重时间常数τ根据国家标准定义；

步骤二建立预加重FIR滤波器设计模型，即列出求解脉冲响应h(n)的方程式：

$E\left(\mathrm{\ω}\right)=H_d\left(\mathrm{\ω}\right)-H\left(\mathrm{\ω}\right)$

$=\left[\sqrt{1+{\mathrm{\τ}}^2{\left({\mathrm{\ωf}}_s\right)}^2}\right]-\left[\underset{n=0}{\overset{(N-1)/2}{\mathrm{\Σ}}}a\left(n\right)\cos \left(\mathrm{\ωn}\right)\right],(0\≤\mathrm{\ω}\≤\mathrm{\π})$

则求解脉冲响应h(n)的方程式，可描述为求一组系数a(n)，使其在实现逼近的整个频带上，E(ω)的最大绝对值达到极小，且不超过设定值δ；

步骤三求出所需预加重滤波器的系数h(n)：通过使用瑞梅兹交换算法，求出步骤二中所述逼近问题的解a(n)，然后根据下面公式

$a\left(n\right)=\left\{\begin{array}{c}h\left(\frac{N-1}{2}\right),n=0\\ 2h(\frac{N-1}{2}-n),n=\mathrm{1,2},...,(N-1)/2\end{array}\right.$

进一步可得到h(n)的值以及实际频率响应函数H(e^jω)；

步骤四步骤三所求的预加重滤波器的系数h(n)，其取值范围为(-1，1)，故对其进行Q位量化且小数部分取Q-1位，得到h_q(n)，h_q(n)相对于h(n)精度损失很小；在利用存储器存储滤波器系数时，每个系数需要Q位宽度。

2、根据权利要求1所述的预加重滤波器，其特征在于使用FPGA实现。

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