CN105471530B - 一种基于基带等效信道模型的提高接收信号模拟准确度的方法 - Google Patents

Abstract

本发明给出了一种基于基带等效信道模型的提高接收信号模拟准确度的方法。无线通信系统中，发端数字基带信号到收端数字基带信号经历了数字上变频、DA变换、射频发射通道、发射天线、无线信道、接收天线、射频接收通道、AD变换、数字下变频等过程。整个过程可以看作是发端数字基带信号经过了一个信道，产生了失真，最终收端获得了失真后的数字基带信号，该信道也称为基带等效信道。本发明对该基带等效信道进行建模，提高了接收信号模拟的准确度，保证了系统所选解调算法对实际接收信号的性能。本发明可应用于卫星通信中的再生转发系统及透明转发系统的链路级仿真中。

Description

一种基于基带等效信道模型的提高接收信号模拟准确度的 方法

技术领域

本发明属于无线通信领域，涉及发射端数字基带信号到接收端数字基带信号经历的基带等效信道的建模与模拟，以达到提高接收信号模拟准确度为目的，可应用于卫星通信中再生转发系统及透明转发系统的链路级仿真中。

背景技术

在无线通信系统设计中，需要为接收端选择合适的解调译码算法，以满足系统要求的BER指标。为达到此目的，在最先的设计仿真时，需要生成与实际接收信号高度相似的数字基带信号，即对接收信号进行准确模拟，才能保证选用的解调译码算法在BER性能方面仿真结果与实测结果保持一致，也才能保证系统在实际应用时满足BER指标。

在无线通信系统中，发端数字基带信号到收端数字基带信号经历了多个过程，包括数字上变频、DA变换、射频发射通道上变频、发射天线辐射、无线信道传输、接收天线接收、射频接收通道下变频、AD变换、数字下变频等，因此，收端数字基带信号可以看作是发端数字基带信号经过了一个数字基带信道，该数字基带信道也称为基带等效信道。数字基带信号经过基带等效信道后会产生波形失真，造成失真的因素包括无线信道多径效应、收发两端载波频偏相偏、系统热噪声和自由空间噪声、以及接收端的采样偏差等。

文献《数字基带信道模拟器的设计与实现》(伍春，尤晓建，任立学，测控技术，2011)设计了一种数字基带信道模拟器，能够实现延时、误码以及纠错编解码功能，其针对特定的编码调制方式，并未涉及实际系统中必然存在的载波频偏相偏和采样偏差。

文献《宽带卫星移动信道的研究与模拟实现》(王伟，电子科技大学硕士学位论文，2014)研究了宽带卫星移动通信信道，其出发点是为了评价通信信号经过不同了性衰落星地信道后的功率变化情况，而不是为了提升接收信号模拟的精确度。

文献《信道模拟中多径时延算法研究及其在DSP系统中的实现》(袁知斌，华中科技大学硕士学位论文，2009)研究了多径时延的DSP实现技术，其针对特定采样率信号采用常规的补零内插和滤波的方法来提升采样率，该方法并未涉及实际系统固有的载波频偏相偏和采样偏差。

文献《一种移动通信信道模拟器的设计与实现》(叶佩军，安建平，通讯与电视，2004)研究了一种实时模拟移动信道基本特性的信道模拟器，输入输出均为模拟接口，其出发点仅为逼真模拟无线信道，并未涉及对载波频偏相偏、系统噪声以及采样偏差的模拟。

从以上文献可以看出，已有成果基本上只涉及多径信道时延的模拟，使用这些模拟方法，仅能评价系统中收端的抗多径算法性能。由于模拟中考虑的对造成接收信号波形失真的因素不全面，因此，并不能对实际接收信号进行准确模拟，也就无法评价收端整体的解调译码算法性能。

发明内容

本发明解决的技术问题是：克服现有技术不足，提出了一种基于基带等效信道模型的提高接收信号模拟准确度的方法，考虑了从发端数字基带信号到收端数字基带信号经历的、造成收端接收信号波形失真的所有因素，包括多径、载波频偏相偏、噪声、采样偏差等，能够对收端基带信号进行准确模拟，使系统仿真的BER结果与实测结果保持一致，可应用于无线通信系统链路级仿真中。

本发明的技术方案是：一种基于基带等效信道模型的提高接收信号模拟准确度的方法，步骤如下：

(1)设发端基带处理单元输出的基带信号为X(n)，n＝1,2,3...,N，N为总的样本点数，N为正整数，设基带信号X(n)抽样间隔为T_s，设收端基带处理单元输入的基带信号为T(n)，后续步骤描述从X(n)到T(n)的变换过程；

(2)发端包括基带处理模块、数字上变频模块、DA变换模块、射频发射通道模块、发射天线模块等，收端包括接收天线模块、射频接收通道模块、AD变换模块、数字下变频模块、基带处理模块等；在发端，步骤(1)的X(n)先经过数字上变频模块实现数字基带到数字中频的变换，再经过DA模块实现数字中频到模拟中频的变换，接着通过射频发射通道模块实现模拟中频到射频的变换，形成射频信号x(t)，最后通过发射天线模块向无线信道辐射；由于发射天线到接收天线之间的无线信道中存在反射、折射等现象，因此，x(t)经过无线信道后，会变成多个信号，这些信号在接收天线处线性叠加后合并成一个信号y(t)：

式中，设定无线信道共提供了K条信号传播路径，第i条路径对发射信号x(t)造成的幅度衰减、时延、相位变化分别为a(i)、τ(i)和φ(i)；y(t)是模拟信号，而所有的计算机仿真都是数字的，因此，要描述y(t)与X(n)之间的关系，就需要将y(t)表示为数字形式；将y(t)的抽样间隔定为T_s，将y(t)抽样后的的数字信号表示为Y(n)：

式中，τ_i表示第i条传播路径带来的时延τ(i)是抽样间隔T_s的τ_i倍，N为总的样本点数，当τ(i)不是T_s的严格整数倍时，采用先升采样，后降采样的方法对τ_i向整数进行逼近；

(3)收发两端时钟不同源以及多普勒效应会对接收信号带来载波频偏和载波相偏；将步骤(2)中的Y(n)添加载波频偏Δf和载波相偏Δφ后表示为R(n)，则

式中，f_s表示采样频率，f_s和采样间隔T_s之间的关系为

(4)将步骤(3)中的R(n)添加噪声W(n)影响后表示为Z(n)，则

Z(n)＝R(n)+W(n)n＝1,...,N

其中，W(n)服从复高斯分布，包括无线传输环境对接收信号引入的自由空间噪声，以及接收机内部的有源器件对接收信号引入的热噪声；

(5)收发两端时钟不同源会造成发端DA和收端AD之间工作时钟的偏差，由此对接收信号引入采样偏差；设收端和发端采样时钟偏差为Δf_s，定义为以ppm为单位，其中f_s表示发端DA时钟频率，f_s′表示收端AD时钟频率，若Δf_s>0，则收端采样率偏高，即此时收端T(n)获得比发端X(n)多的采样点；若Δf_s<0，说明收端采样率偏低，此时收端T(n)获得比发端X(n)少的采样点，使用插值滤波进行采样偏差模拟，即将步骤(4)中的Z(n)进行插值滤波后形成T(n)，表示为：

所述步骤(5)中不是整数时，用Farrow结构对插值滤波进行近似。

所述用Farrow结构对插值滤波的滤波因子μ的取值范围为-1到1。

本发明相对于现有技术的有益效果是：

(1)从基带等效信道角度出发，对发端基带信号到收端基带信号的传输过程进行了建模，分析了整个传输过程中有可能造成信号波形失真的所有因素，并给出了模拟每种因素影响的解析表达式和仿真方法，达到了对接收信号进行准确模拟的目的；在BER指标上，依据本发明获得的仿真结果和系统实测结果之间的差距<0.1dB，充分说明了对接收信号模拟的准确性，可应用于卫星通信中再生转发系统及透明转发系统的链路级仿真中。

(2)在对无线信道多径效应进行模拟时，采用了先升采样，后降采样的实现方法，解决了信道时延不是采样间隔整数倍的问题。

(3)在对采样偏差进行模拟时，采用了Farrow插值滤波结构，用该结构的非线性内插原理使仿真波形尽可能接近实际的收端基带采样波形。

(4)在Farrow插值滤波结构实现过程中，把滤波因子μ的取值范围限定在-1到1的范围内，解决了收端相对发端采样点变多(采样偏差>0)或变少(采样偏差<0)的问题。

附图说明

图1为本发明的实现原理图；

图2为多径无线信道模拟示意图；

图3为32阶分段抛物内插的Farrow结构示意图；

图4为Δf_s>0时加噪后采样点Z(n)和收端基带处理单元输入采样点T(n)示意图；

图5为Δf_s<0时加噪后采样点Z(n)和收端基带处理单元输入采样点T(n)示意图；

图6为从X(n)变换到T(n)过程中信号波形的同相分量变化示意图；

图7为采用本发明进行仿真获得的BER结果与最终系统实测结果对比示意图；

具体实施方式

本发明的基本思路为：用4个串行模块对发端基带信号通过基带等效信道的过程进行模拟，考虑了基带信号通过基带等效信道后造成波形失真的各个因素的影响，包括无线信道多径、载波频偏相偏、自由空间噪声及热噪声、采样偏差。其中，用先升采样、后降采样方法模拟多径影响，用Farrow插值滤波器模拟采样偏差影响。

提出一种基于基带等效信道模型的提高接收信号模拟准确度的方法，通过如下步骤对收发两端数字基带信号经历的的基带等效信道进行建模：

(1)多径影响：发端射频信号经过不同路径后，以不同时延、不同幅度衰落到达收端，收端获得的是同一信号的多个拷贝之和。

(2)载波频偏相偏影响：收端获得的载波频率与期望频率之间存在一定偏差，该偏差是由收发两端时钟不同源以及多普勒效应引起。

(3)噪声影响：包括收端有源器件引入的热噪声和各类自由空间噪声，建模为复高斯分布。

(4)采样偏差影响：该偏差是由收发两端时钟不同源造成的。

下面通过附图对本发明的技术方法作进一步的描述。

本发明模拟的对象为一种基带等效信道模型，包括发端和收端，发端包括数字上变频模块、DA模块、射频发射通道模块、发射天线模块；收端包括接收天线模块、射频接收通道模块、AD模块、数字下变频模块；

在发端，数字基带信号先经过数字上变频模块实现数字基带到数字中频的变换，再经过DA模块实现数字中频到模拟中频的变换，接着通过射频发射通道模块实现模拟中频到射频的变换，形成射频信号，最后通过发射天线模块向无线信道辐射；

接收天线从无线信道接收射频信号，通过射频接收通道将射频信号下变频为中频，AD模块在中频进行采样，将模拟中频信号转换为数字中频信号，并送入收端的数字处理器件，数字处理器件对中频信号进行数字下变频操作，形成数字基带信号，送入收端基带处理单元。

与发端数字基带信号相比，收端数字基带信号产生了波形失真，造成失真的因素包括信号传输过程中引入的多径、载波频偏相偏、噪声以及采样偏差。

基于上述模型，提出一种基于基带等效信道模型的提高接收信号模拟准确度的方法，步骤如下：

如图1所示，步骤1：用先升采样，后降采样的方法实现多径信道模拟

设置接收天线从无线信道接收的射频信号为y(t)，由于无线信道存在多径效应，因此进入收端射频接收通道的信号为多径合成信号，表示为

式中，设定无线信道共提供了K条信号传播路径，第i条路径对发射信号x(t)造成的幅度衰减、时延、相位变化分别为a(i)、τ(i)和φ(i)，将y(t)的抽样间隔定为T_s，将y(t)抽样后的的数字信号表示为Y(n)：

式中，τ_i表示第i条传播路径带来的时延τ(i)是抽样间隔T_s的τ_i倍，N为总的样本点数。

当τ(i)不是T_s的严格整数倍时，采用先升采样，后降采样的方法对τ_i向整数进行逼近，具体过程如图2所示：设第i条径相对最先到达径X(n)的的时延为τ_i，对X(n)先进行M倍上采样(M倍内插后低通滤波)，则采样率提升为M/T_s，时延τ_i即可用round(τ_i·M/T_s)个采样点表示，其中round(·)表示四舍五入。将X(n)前面插入round(τ_i·M/T_s)个0，那么形成的新序列相对X(n)的时延为round(τ_i·M/T_s)·T_s/M，新序列的采样率为M/T_s，再将该新序列进行M倍的抽样(M倍降采样)获得Y(n)，那么Y(n)相对与X(n)的时延为round(τ_i·M/T_s)·T_s/M，同时Y(n)采样率与X(n)相同，均为1/T_s。可见，M值越大，则|round(τ_i·M/T_s)·T_s/M-τ_i|越小，即对时延的模拟越精确。

步骤2：用复数乘实现载波频偏、相偏模拟

由于收发时钟不同源，因此对步骤1中的Y(n)引入载波频偏和相偏，分别以Δf和Δφ表示，引入载波频偏相偏后的信号定义为R(n)：

上式中，f_s表示采样频率，N表示总的样本点个数。

步骤3：用复白高斯分布实现噪声模拟

接收机热噪声和自由空间的各类噪声均建模为复的加性高斯白噪声，对步骤2的R(n)添加噪声，表示为Z(n)：

Z(n)＝R(n)+W(n)n＝1,...,N

步骤4：采样偏差模拟

在步骤1-3对多径、载波频偏相偏和噪声进行模拟的过程中，数字信号的采样频率均为f_s，在实际系统中，收端AD采样率为f_s′，由于收发两端时钟不同源，因此f_s和f_s′之间必然存在差别，定义为采样时钟偏差以ppm为单位，如图4所示，图4和图5中横坐标为采样个数，若Δf_s>0，说明收端采样率偏高，此时收端获得比发端多的基带采样点；若Δf_s<0，说明收端采样率偏低，此时收端获得比发端少的采样点。对系统采样偏差模拟是否真实将直接决定收端采样同步算法是否有效。

对步骤3中的Z(n)进行插值滤波实现采样偏差模拟并形成T(n)：

实际操作采用Farrow结构实现插值滤波，其原理如图3所示，步骤(5)中不是整数时，用Farrow结构对插值滤波进行近似。从图3中可以看出，Z(n)输入4个模块(模块1-模块4)，4个模块的输出分别为B1、B2、B3、B4，它们与T(n)之间的关系为：

T(n)＝B1+(2μ-1)·{B2+(2μ-1)·[B3+(2μ-1)·B4]}

各模块内部的计算过程如下：

B1＝Z(n)·C(1,1)+Z(n-1)·C(1,2)+...+Z(n-7)·C(1,8)

B2＝Z(n)·C(2,1)+Z(n-1)·C(2,2)+...+Z(n-7)·C(2,8)

B3＝Z(n)·C(3,1)+Z(n-1)·C(3,2)+...+Z(n-7)·C(3,8)

B4＝Z(n)·C(4,1)+Z(n-1)·C(4,2)+...+Z(n-7)·C(4,8)

其中，C是一个4行8列的内插系数矩阵，定义如下：

当Δf_s>0时，在内插过程中会出现两个原采样点中多出1个采样点的情形，如图5所示，Z(3)和Z(4)之间出现了T(4)和T(5)这两个点，那么T(5)继续只使用Z(1)～Z(4)进行内插；同样，Z(6)和Z(7)之间出现了T(8)和T(9)这两个点，那么T(9)继续只使用Z(1)～Z(7)进行内插。

当Δf_s<0时，在内插过程中会出现两个原采样点中没有采样点的情形，即少了采样点，如图6所示，Z(5)和Z(6)之间没有采样点，那么T(5)使用Z(1)～Z(6)进行内插。

本发明的效果可通过以下仿真和实测BER结果对比进一步说明：

1.系统参数配置

单载波QPSK调制；符号速率1.42128Msps；采用1/2码率Turbo编码、(205,189)RS编码、16bitCRC编码三级级联；帧长100ms；信道设置为双径等功率信道，每条径信号功率均设置为1dBm，相位固定为π/4；信噪比固定为SNR＝1dB；采样偏差设置为10ppm；载波频偏设置为2.8KHz，载波相偏设置为π/6；

2.实际系统测试方法

Agilent E4438C信号源与接收机直接相连，利用信号源的基带信号注入功能为信号添加多径、载波频偏相偏、噪声以及采样时钟偏差，接收机进行解调译码并统计误码率。

3.仿真过程中基带信号波形变化

图6绘制出了采用本发明方法发端数字基带信号X(n)到收端数字基带信号T(n)的波形变化过程。从X(n)变换到T(n)过程中的信号都是复信号，因此此处只绘制出了复信号中同相分量的波形。

4.仿真结果与实测结果对比

仿真结果与实测结果对比见图7，从图中可以看出，BER仿真结果与实测结果差别<0.1dB，证明了基于基带等效信道模拟生成的仿真接收信号对实际接收信号进行了准确模拟。

Claims (3)

1.一种基于基带等效信道模型的提高接收信号模拟准确度的方法，其特征在于步骤如下：

(1)设发端基带处理单元输出的基带信号为X(n)，n＝1,...,N，N为总的样本点数，N为正整数，设基带信号X(n)抽样间隔为T_s，设收端基带处理单元输入的基带信号为T(n)；

(2)发端包括基带处理模块、数字上变频模块、DA变换模块、射频发射通道模块、发射天线模块等，收端包括接收天线模块、射频接收通道模块、AD变换模块、数字下变频模块、基带处理模块等，在发端，步骤(1)的X(n)先经过数字上变频模块实现数字基带到数字中频的变换，再经过DA模块实现数字中频到模拟中频的变换，接着通过射频发射通道模块实现模拟中频到射频的变换，形成射频信号x(t)，最后通过发射天线模块向无线信道辐射；x(t)经过无线信道后，会变成多个信号，这些信号在接收天线处线性叠加后合并成一个信号y(t)：

<mrow> <mi>y</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <munderover> <mo>&amp;Sigma;</mo> <mrow> <mi>i</mi> <mo>=</mo> <mn>1</mn> </mrow> <mi>K</mi> </munderover> <mi>a</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>i</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mi>x</mi> <mo>&amp;lsqb;</mo> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mi>&amp;tau;</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>i</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>&amp;rsqb;</mo> <mi>c</mi> <mi>o</mi> <mi>s</mi> <mo>&amp;lsqb;</mo> <mi>&amp;phi;</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>i</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>&amp;rsqb;</mo> </mrow>

式中，设定无线信道共提供了K条信号传播路径，第i条路径对发射信号x(t)造成的幅度衰减、时延、相位变化分别为a(i)、τ(i)和φ(i)，将y(t)的抽样间隔定为T_s，将y(t)抽样后的的数字信号表示为Y(n)：

<mrow> <mi>Y</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <munderover> <mo>&amp;Sigma;</mo> <mrow> <mi>i</mi> <mo>=</mo> <mn>1</mn> </mrow> <mi>K</mi> </munderover> <mi>a</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>i</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mi>X</mi> <mo>&amp;lsqb;</mo> <mi>n</mi> <mo>-</mo> <msub> <mi>&amp;tau;</mi> <mi>i</mi> </msub> <mo>&amp;rsqb;</mo> <msup> <mi>e</mi> <mrow> <mi>j</mi> <mi>&amp;phi;</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>i</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </msup> <mo>,</mo> <mi>n</mi> <mo>=</mo> <mn>1</mn> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <mi>N</mi> </mrow>

式中，τ_i表示第i条传播路径带来的时延τ(i)是抽样间隔T_s的τ_i倍，N为总的样本点数，当τ(i)不是T_s的严格整数倍时，采用先升采样，后降采样的方法对τ_i向整数进行逼近；

(3)将步骤(2)中的Y(n)添加载波频偏Δf和载波相偏Δφ后表示为R(n)，则

<mrow> <mi>R</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mi>Y</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <msup> <mi>e</mi> <mrow> <mi>j</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mfrac> <mrow> <mn>2</mn> <mi>&amp;pi;</mi> <mi>&amp;Delta;</mi> <mi>f</mi> <mo>&amp;CenterDot;</mo> <mi>n</mi> </mrow> <msub> <mi>f</mi> <mi>s</mi> </msub> </mfrac> <mo>+</mo> <mi>&amp;Delta;</mi> <mi>&amp;phi;</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </msup> <mo>,</mo> <mi>n</mi> <mo>=</mo> <mn>1</mn> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <mi>N</mi> </mrow>

式中，f_s表示采样频率，f_s和抽样间隔T_s之间的关系为

(4)将步骤(3)中的R(n)添加噪声W(n)影响后表示为Z(n)，则

Z(n)＝R(n)+W(n) n＝1,...,N

其中，W(n)服从复高斯分布，包括无线传输环境对接收信号引入的自由空间噪声，以及接收机内部的有源器件对接收信号引入的热噪声；

(5)在收端引入采样偏差，设收端和发端采样时钟偏差为Δf_s，定义为以ppm为单位，其中f_s表示发端DA时钟频率，f_s′表示收端AD时钟频率，若Δf_s>0，则收端采样率偏高，即此时收端T(n)获得比发端X(n)多的采样点；若Δf_s<0，说明收端采样率偏低，此时收端T(n)获得比发端X(n)少的采样点，使用插值滤波进行采样偏差模拟，即将步骤(4)中的Z(n)进行插值滤波后形成T(n)，表示为：

<mrow> <mi>T</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mi>Z</mi> <mo>&amp;lsqb;</mo> <mi>n</mi> <mo>-</mo> <mfrac> <mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>-</mo> <mn>1</mn> <mo>)</mo> <msub> <mi>&amp;Delta;f</mi> <mi>s</mi> </msub> </mrow> <msup> <mn>10</mn> <mn>6</mn> </msup> </mfrac> <mo>&amp;rsqb;</mo> <mo>,</mo> <mi>n</mi> <mo>=</mo> <mn>1</mn> <mo>,</mo> <mo>...</mo> <mo>,</mo> <mi>N</mi> </mrow>

得到收端基带处理单元输入的数字基带信号T(n)，即完成了对收端数字基带信号的模拟。

2.根据权利要求1所述的一种基于基带等效信道模型的提高接收信号模拟准确度的方法，其特征在于：所述步骤(5)中不是整数时，用Farrow结构对插值滤波进行近似。

3.根据权利要求2所述的一种基于基带等效信道模型的提高接收信号模拟准确度的方法，其特征在于：用Farrow结构对插值滤波的滤波因子μ的取值范围为-1到1。