CN101335023A - 跟踪误差信号检测设备和光盘装置 - Google Patents

Abstract

应用微分相位检测方法的跟踪误差信号检测设备包括：第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信号组中的直流分量，并微分第一和第二信号组，其中第一和第二信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；第一和第二模拟/数字转换器，用于分别取样和量化从第一和第二微分器输出的信号；希尔伯特变换器，用于对从第一和第二模拟/数字转换器输出的信号之一进行90°相移；延迟电路，用于将从第二和第一模拟/数字转换器输出的信号之一延迟等于希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；和相位比较器，用于计算从希尔伯特变换器输出的信号与从延迟电路输出的信号之间的相差。

Description

跟踪误差信号检测设备和光盘装置

交叉参考相关申请

本申请包含与2007年6月29日向日本专利局提出的日本专利申请第JP2007-171689号有关的主题，特此全文引用以供参考。

技术领域

本发明涉及利用例如应用在光盘装置中的DPD(微分相位检测)方法的跟踪误差(TE)检测设备以及光盘装置。

背景技术

一般说来，光控制器包括应用DPD方法的TE(跟踪误差)检测设备，以便生成ROM(只读存储器)盘中的跟踪误差信号。应用DPD方法的TE检测设备目前利用高速工作和具有高精度的模拟电路实现(参照例如日本专利第3336778号、日本待审专利申请公布第57-191839号、日本待审专利申请公布第57-191433号、日本待审专利申请公布第63-148433号、日本待审专利申请公布第07-296395号、日本待审专利申请公布第63-131334号、日本专利第3065993号、日本专利第3439393号、日本待审专利申请公布第2006-260645号以及日本专利第3769888号)。

响应最近系统LSI(大规模集成)技术的发展，人们开发出了综合模拟信号处理和数字信号处理，以便利用相同芯片进行模拟信号处理和数字信号处理的技术。这种技术也应用于光盘的控制器芯片。响应这样数字信号处理的技术，迫切需要在应用DPD方法的TE检测设备中集成化，以便获得数字芯片。

为了满足这样的需要，下文描述三种技术作为第一到第三例子。

第一例子

按照第一例子，通过模拟电路技术，以混合方式将通过模拟电路设计的DPD电路“按原样”安装在数字芯片上。

具体地说，如上面列出的专利文件所公开的那样，通过模拟电路技术在数字芯片上实现构成一般使用的配置的高频提升电路(均衡器)、二进制化器(限幅器)以及边缘比较型相位比较器。

在这种情况下，高频提升电路(均衡器)的所需数量和二进制化器(限幅器)的所需数量对应于DPD电路的计算信道的数量(2或4个)。

就微分相位检测而言，未必配备高频提升电路(均衡器)。但是，当应用边缘比较型相位比较器时，高频提升电路是进行适当二进制化所必需的。

二进制化器(限幅器)和边缘比较型相位比较器用于抑制依赖于RF(射频)振幅的TE灵敏度的变化。振幅相关灵敏度变化通过检测边缘上的相差来抑制。

边缘比较型相位比较器应该包括能够消除噪声和消除由于例如由歪斜和散焦(OTF(光传递函数)的变化)引起的高频特性(f特性)的变差、噪声以及非对称生成的假边缘和震颤，以便获得实用TE灵敏度的机构。因此，实现边缘消除机构，以便具有异步反馈电路的配置。

第二例子

将公开在日本待审专利申请公布第57-191839号中的应用模块校正检测方法的技术当作第二例子。

在第二例子中，应用了包括90°相移器、乘法器以及LPF(低通滤波器)的全模拟电路。

在上述的第一例子中，在适当进行二进制化之后，进行边缘的相位比较。但是，在第二例子中，在适当进行二进制化之后，进行波形的相位比较(校正计算)。因此，在按照第二例子的技术中，大型高频提升电路基本上没有必要。

由于在按照第二例子的技术中未应用边缘比较型相位比较器，具有异步反馈电路的配置的消除假边缘和震颤的机构是多余的。

第三例子

将用数字信号处理电路取代一般使用的和通过高速模拟电路实现的DPD电路的技术当作第三例子(参照例如日本专利第3439393号和日本待审专利申请公布第2006-260645号)。

在这种技术中，配备了A/D转换器、高频提升和补偿电路、过零发生器以及过零相位比较器，并且它们按这个次序工作。第三例子的配置是通过用数字信号处理系统取代第一例子的模拟处理系统获得的。

发明内容

用在上述第一例子中的高频提升电路(均衡器)是利用高阶传递函数配置的，因此，存在其电路尺寸大，元件灵敏度高以及高频提升电路不用于应用变化大的精细CMOS(互补金属氧化物半导体)工艺的模拟电路的问题。

而且，当例如从最内圆周到最外圆周进行全面寻找操作时，和当RF的频率变化相当大时，应该按照频率变化改变传递函数的极点和零点。但是，难以精确地进行这种操作。

由于相位比较器具有异步反馈电路的配置，相位比较器的工作速度的极限取决于随处理因素、温度以及电源状况变化相当大的门延迟时间。而且，尽管相位比较器包括数字门，但相位比较器无法利用用在一般数字电路中的时钟同步计算进行定时控制(静态定时分析：STA)，因此，难以保证高速稳定操作。

此外，对于这种配置，存在模拟电路块的小型化赶不上由半导体的微制造工艺的向前发展引起的数字电路块的小型化。

具体地说，存在如下问题：

(1)由于微制造造成的阈值Vth的变化的增大和抑制阈值Vth的变化的增大的MOS(金属氧化物半导体)晶体管的信道宽度W的增大；

(2)由于微制造造成的MOS晶体管的等效输出电阻R₀的恶化和补偿等效输出电阻R₀的恶化和实现保证增益的gm值的信道宽度W的增大；和

(3)由于微制造造成的电源电压的下降、补偿电源电压下降和供应保证动态范围所需的电流强度的信道宽度W的增大以及应用混叠电路的必要性。

这些问题(1)、(2)以及(3)使晶体管的尺寸(相对尺寸)增大和使电流消耗增大。因此，即使小型化技术得到发展，模拟电路的实现面积和功耗的减小也是忽略不计的。

因此，随着微制造工艺不断发展，模拟电路的实现面积占据芯片的相对较大面积，模拟电路的功耗占芯片的总功耗的主要部分。

由于在微制造工艺中单位面积的成本较高，第一例子在成本方面是不利的。

于是，不适合应用出自第一例子的手段。

如上所述，由于在按照第二例子的技术中未应用边缘比较型相位比较器，具有异步反馈回路配置的消除假边缘和震颤的系统是多余的。

因此，与按照第一例子的技术不同，按照第二例子的技术避免了由数据延迟时间和定时控制引起的影响工作速度的问题。

但是，由于应用了校正检测方法，与输入振幅有关的输出灵敏度具有平方律特性。因此，存在TE灵敏度随信号的振幅和频率特性(f特性)变化相当大的问题。

为了解决这个问题，人们提出了使用限制器的技术(参照例如日本待审专利申请公布第57-181433和63-148433号)。但是，在这种使用限制器的技术中，尽管利用限制器抑制了由于振幅变化造成的分量的生成，但移不去由于f特性的变化生成的分量。而且，由于当附加配备了高频提升电路时，该问题与绝对值无关，而是与由于f特性的变化生成的分量的变化有关，这个问题未得到解决。

而且，可以从跟踪误差检测电路的性质中判断出，由于自动增益控制(AGC)电路的存在使跟踪伺服系统难以正常工作，所以不会附加配备含有反馈回路和具有大时间常数的自动增益控制(AGC)电路。即使应用不包括反馈回路的前馈AGC电路，也难以利用模拟技术实现具有最佳和实用电路尺寸的归一化电路(除法器)。

而且，准确获得90°相差的相移电路是校正检测方法所必需的。准确相移的失败会引起TE信号原点的移动和轨道的移动。

此外，由于输入RF信号是随机序列的集合体，应该准确地对包括与信号周期无关的随机序列谱的DC频率(0Hz)到尼奎斯特(Nyquist)步骤(fs/2)进行90°相移。但是，就因果性而言，在模拟电路中实现这样的特性在物理上是不可能的。日本待审专利申请公布第57-191839和07-296395号未公开实现这样特性的方法。

可替代地，人们提出了通过等效地加到具有恒定值的延迟电路，利用特定频率获得90°相差的技术(参照例如日本待审专利申请公布第63-131334号和日本专利第3065993号)。

但是，由于RF信号是随机序列的集合体，比特定频率高的频率的相位延迟，而比特定频率低的频率的相位超前。具体地说，由于与比特定频率高的频率的相位相对应的TE的中心和与比特定频率低的频率的相位相对应的TE的电路沿着彼此相反的方式移动，控制延迟量，以便使TE的中心的移动变成零。中心的移动不仅由包括在RF信号中的间隔的出现概率决定，而且由f特性之间的平衡和信道之间的平衡决定。于是，难以适当地执行这种控制进程。另外，当从最内圆周到最外圆周进行全面寻找操作时，难以应付RF信号的频率的变化。因此，通过公开在日本待审专利申请公布第63-131334号和日本专利第3065993号中的技术实现不了实用的TE检测电路。

而且，由于模拟放大器利用等效发射器电阻，所以模拟放大器呈现大的输出偏移变化和大的温度漂移。因此，在实现上存在当输出偏移的变化和温度漂移被抑制到跟踪伺服系统的实用水平的程度时，晶体管尺寸和芯片面积变得相当大。

由于TE检测电路应该含有DC分量，所以不可以应用例如抑制偏移的DC伺服电路。

于是，由于上述的各种各样缺点，不可应用这种可替代手段。因此，模拟配置的最近DPD电路一般应用按照第一例子的技术。

此外，由于TE检测电路应用模拟方法，与第一例子有关的上述基本问题(1)、(2)以及(3)是不可避免的。于是，就精细CMOS工艺的成本而言，难以应用出自第二例子的手段。

按照第三例子，随着微制造技术不断发展，可以缩小数字处理电路的面积。

但是，在这种手段中，需要2到4个能够高分辨率高速工作的A/D转换器。

A/D转换器的所需数量由DPD的计算信道的数量决定，并且需要四个信道。这是最近主流配置。例如，在作为高密光盘当中的代表性标准的“蓝光盘(商标)”中，ROM盘的坑深被设置成λ/6，以便在保证推挽信号电平的同时，保证应用DPP(微分推挽)方法的TE检测的驱动器(光盘驱动设备)的再现兼容性。

因此，在DPD_TE信号中产生原点漂移(偏移)(参见例如日本专利第3769888号)。为了消除原点漂移和为了消除光拾取器的透镜漂移的影响，需要四信道DPD计算方法。

供应给DPD电路的信号是具有高S/N比的RF频带信号，并且该信号应该经过作为一系列操作，即，高频提升操作、补偿操作以及过零生成的线性数字信号处理。当进行振幅限制时，在补偿操作之后生成的过零发生漂移，于是，不利用过刻度极限效应减少量化位的数量。

因此，需要与用在读取信道(例如，维特比(Viterbi解码)中的A/D转换器相似的具有高分辨率的A/D转换器，也就是说，需要大约4到6个位的分辨率。

而且，可以从跟踪误差检测电路的性质中判断出，从盘的最内圆周到最外圆周进行的全面寻找操作应该适当地起作用。于是，A/D转换器应该以与RF信道频率高的取样频率工作，以便即使进行全面寻找操作，也可以防止产生混叠。

具体地说，在最近高密光盘设备中，应用受d＝1限制的信道代码，并且最大重复频率是2T(＝fcck/4，fcck：信道时钟频率)。此外，最内圆周中的线速度与最外圆周中的线速度之比是近似2.4倍(在12cm盘的情况下)。而且，应该考虑线速度的误差。于是，A/D转换器应该以1.2倍于信道时钟频率的取样频率工作。

如上所述，对于四个信道来说，需要高分辨率高速工作的A/D转换器，并且通过高速高精度模拟电路技术实现A/D转换器。因此，按照与第一例子有关的上述问题(1)、(2)以及(3)，随着半导体的微制造技术不断发展，A/D电路的实现面积占据芯片的相对较大面积，并且A/D电路的功耗占芯片的总功耗的主要部分。于是，就精细CMOS工艺的成本而言，难以应用出自第三例子的手段。

最好提供能够将应用DPD方法的设备实现成高精度高速工作的数字电路的跟踪误差信号检测设备以及光盘装置。

按照本发明的一个实施例，提供了应用微分相位检测方法的跟踪误差信号检测设备，包括：第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信号组中的直流分量，并且微分第一和第二信号组，其中第一和第二信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；希尔伯特(Hilbert)变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号或从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号或从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；和相位比较器，用于计算从希尔伯特变换器输出的信号与从延迟电路输出的信号之间的相差。

按照本发明的另一个实施例，提供了应用微分相位检测方法的跟踪误差信号检测设备，包括：第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信号组中的直流成分，并且微分第一和第二信号组，其中第一和第二信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；第一希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；第一延迟电路，用于将从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第一希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；第二希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；第二延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第二希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；第一互相关器，用于计算从第一希尔伯特变换器输出的信号与从第一延迟电路输出的信号之间的互相关性；第二互相关器，用于计算从第二希尔伯特变换器输出的信号与从第二延迟电路输出的信号之间的互相关性；和减法器，用于利用从第一互相关器输出的信号和从第二互相关器输出的信号进行减法运算。

按照本发明的又一个实施例，提供了应用微分相位检测方法的跟踪误差信号检测设备，包括：第一到第四微分器，用于消除包括在第一到第四信号组中的直流分量，并且微分第一到第四信号组，其中第一到第四信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；第三模拟/数字转换器，用于取样和量化从第三微分器输出的信号；第四模拟/数字转换器，用于取样和量化从第四微分器输出的信号；第一希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号或从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；第二希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第三模拟/数字转换器输出的信号或从第四模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；第一延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号或从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；第二延迟电路，用于将从第四模拟/数字转换器输出的信号或从第三模拟/数字转换器输出的信号延迟等于希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；第一互相关器，用于计算从第一希尔伯特变换器输出的信号与从第一延迟电路输出的信号之间的相差；第二互相关器，用于计算从第二希尔伯特变换器输出的信号与从第二延迟电路输出的信号之间的相差；和加法器，用于将从第一互相关器输出的信号加到从第二互相关器输出的信号中。

按照本发明的进一步实施例，提供了应用微分相位检测方法的跟踪误差信号检测设备，包括：第一到第四微分器，用于消除包括在第一到第四信号组中的直流分量，并且微分第一到第四信号组，其中第一到第四信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；第三模拟/数字转换器，用于取样和量化从第三微分器输出的信号；第四模拟/数字转换器，用于取样和量化从第四微分器输出的信号；第一希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；第二希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；第三希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第三模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；第四希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第四模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；第一延迟电路，用于将从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第一希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；第二延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第二希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；第三延迟电路，用于将从第三模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第三希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；第四延迟电路，用于将从第四模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第四希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；第一互相关器，用于计算从第一希尔伯特变换器输出的信号与从第二延迟电路输出的信号之间的互相关性；第二互相关器，用于计算从第二希尔伯特变换器输出的信号与从第一延迟电路输出的信号之间的互相关性；第三互相关器，用于计算从第三希尔伯特变换器输出的信号与从第四延迟电路输出的信号之间的互相关性；第四互相关器，用于计算从第四希尔伯特变换器输出的信号与从第三延迟电路输出的信号之间的互相关性；第一减法器，用于计算从第一互相关器输出的信号与从第二互相关器输出的信号之间的差值；第二减法器，用于计算从第三互相关器输出的信号与从第四互相关器输出的信号之间的差值；和加法器，用于将从第一减法器输出的信号加到从第二减法器输出的信号中。

按照本发明实施例的光盘装置包括如上所述的跟踪误差信号检测设备之一。

于是，应用DPD方法的跟踪误差信号检测设备被实现成高速和高精度工作的数字电路。

附图说明

图1是例示按照本发明第一实施例应用DPD方法的跟踪误差(TE)检测设备的配置的电路图；

图2是例示与信号周期无关地具有+45°相移的FIR(有限脉冲响应)滤波器的抽头(TAP)系数(＝脉冲响应)的图形；

图3是例示与信号周期无关地具有+45°相移的FIR滤波器的抽头数量与抽头系数之间的关系的图形；

图4是例示与信号周期无关地具有-45°相移的FIR(有限脉冲响应)滤波器的抽头系数(＝脉冲响应)的图形；

图5是例示与信号周期无关地具有-45°相移的FIR滤波器的抽头数量与抽头系数之间的关系的图形；

图6是例示按照第一实施例的相关器的配置例子的电路图；

图7是例示按照第一实施例的归一化器的配置例子的电路图；

图8是例示按照本发明第二实施例应用DPD方法的跟踪误差(TE)检测设备的配置例子的电路图；

图9是例示按照第二实施例的希尔伯特IQ滤波器的配置例子的电路图；

图10是例示按照第二实施例的希尔伯特变换器的抽头系数(＝脉冲响应)的图形；

图11是例示按照第二实施例的希尔伯特变换器的抽头数量与抽头系数之间的关系的图形；

图12是例示按照第二实施例的带通滤波器的抽头系数(＝脉冲响应)的图形；

图13是例示按照第二实施例的带通滤波器的抽头数量与抽头系数之间的关系的图形；

图14是例示按照本发明第三实施例应用DPD方法的跟踪误差(TE)检测设备的配置例子的电路图；

图15是例示按照本发明第四实施例应用DPD方法的跟踪误差(TE)检测设备的配置例子的电路图；和

图16是例示按照本发明实施例的TE检测设备之一可应用的光记录/再现装置的配置例子的图形。

具体实施方式

下文参照附图描述本发明的实施例。

第一实施例

图1是例示按照本发明第一实施例应用DPD方法的跟踪误差(TE)检测设备的配置的电路图。

第一实施例的TE检测设备100包括包括在光盘的光拾取器(OPU)中的光接收元件101、第一AC耦合单元102、第二AC耦合元件103、第三AC耦合单元104、第四AC耦合元件105、第一加法器106、第二加法器107、第一增益控制放大器(GCA)108、第二GCA 109、第一抗混叠滤波器(AAF)110、第二AAF 111、第一放大器112、第二放大器113、第一微分器114、第二微分器115、第一模拟/数字转换器(ADC)116、第二ADC 117、希尔伯特变换器118、第一延迟电路119、第二延迟电路120、求和电路121、互相关器122、自相关器123、增益电路124、归一化器125、数字/模拟转换器(DAC)126、低通滤波器(LPF)127以及除法器128。

光接收元件101被划分成四个分光接收元件，即，第一分光接收元件101-A到第四分光接收元件101-D。第一分光接收元件101-A将第一RF信号RF1供应给第一AC耦合单元102，第二分光接收元件101-B将第四RF信号RF4供应给第四AC耦合单元105，第三分光接收元件101-C将第三RF信号RF3供应给第三AC耦合单元104，而第四分光接收元件101-D将第二RF信号RF2供应给第二AC耦合单元103。

第一AC耦合单元102到第四AC耦合单元105由电容器构成，消除包括在第一RF信号RF1到第四RF信号RF1中的DC分量，其中，第一RF信号RF1到第四RF信号RF1之间的相差(时间差)随从包括在光拾取器中的光接收元件101输出的跟踪误差信号而变。

第一加法器106将利用第一AC耦合单元102消除了其中的DC分量的第一RF信号RF1加到利用第三AC耦合单元104消除了其中的DC分量的第三RF信号RF3，并且将所得信号供应给第一GCA 108。

第二加法器107将利用第二AC耦合单元103消除了其中的DC分量的第二RF信号RF2加到利用第四AC耦合单元105消除了其中的DC分量的第四RF信号RF4，并且将所得信号供应给第二GCA 109。

第一GCA 108依照光拾取器(OPU)的光接收元件101的输出电平的变化控制第一加法器106供应的信号，并且将所得信号供应给第一AAF 110。

第二GCA 109依照OPU的光接收元件101的输出电平的变化控制第二加法器107供应的信号，并且将所得信号供应给第二AAF 111。

第一AAF 110限制第一GCA 108的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给第一放大器112。

第二AAF 111限制第二GCA 109的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给第二放大器113。

第一AAF 110和第二AAF 111用于防止混叠，并且在本实施例中，将二阶LPF用作第一AAF 110和第二AAF 111。注意，对于LPF，采用任意阶次。

当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，第一AAF 110和第二AAF 111的截止频率最好设置成比半径ri中的RF最大重复频率(对于蓝光盘，2T＝fcck/4，并且对于DVD/CD，3T＝fcck/6：fcck表示信道时钟频率)的ro/ri倍高(对于12cm盘，2.4倍)。

将截止频率设置成上述那样，以便当从最内圆周到最外圆周对盘进行全面寻找操作时，可以适当地检测TE信号。

第一放大器112将从第一AAF 110输出的信号放大到预定电平，并且将放大信号供应给第一微分器114。

第二放大器113将从第二AAF 111输出的信号放大到预定电平，并且将放大信号供应给第二微分器115。

第一放大器112和第二放大器113使要供应给安排在后级中的第一ADC116和第二ADC 117的信号变成过刻度(over-scale)。

第一放大器112和第二放大器113的增益是这样的确定的，使供应给第一ADC 116和第二ADC 117的信号的振幅变成大于满刻度。

这样，利用A/D转换器的过刻度极限效应消除振幅变化分量，并且充分利用量化分辨率地获得具有少数量化位的A/D转换器。也就是说，只对在与相差信息的提取相联系方面重要的过零点的附近指定量化分辨率。

注意，第一放大器112和第二放大器113可以分别与第一GCA 108和第二GCA 109耦合。

第一微分器114消除从第一放大器112输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第一ADC 116。

第二微分器115消除从第二放大器113输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第二ADC 117。

第一微分器114和第二微分器115的每一个消除前级生成的DC偏移，给出微分特性，并且提高其灵敏度具有微分特性和安排在后级中的相位解调器的解调S/N比。第一微分器114和第二微分器115可以由一阶高通滤波器(HPF)构成。

第一ADC 116限制从第一微分器114输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给希尔伯特变换器118。

第二ADC 117限制从第二微分器115输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给第一延迟电路119。

第一ADC 116和第二ADC 117是利用相同取样时钟脉冲CLK驱动的。取样时钟脉冲CLK可以与RF异步。当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，第一ADC 116和第二ADC 117的取样频率最好设置成比半径ri中的RF最大重复频率(对于蓝光盘，2T＝fcck/4，并且对于DVD/CD，3T＝fcck/6：fcck表示信道时钟频率)的2×(ro/ri)倍高(对于12cm盘，4.8倍)。

将取样频率设置成上述那样，以便当从最内圆周到最外圆周对盘进行全面寻找操作时，可以适当地检测TE信号。

在本实施例中，第一ADC 116和第二ADC 117可被锁存比较器取代。

希尔伯特变换器118与信号分量的周期无关地将从第一ADC 116(或第二ADC 117)输出的信号的相位移动90°，并且将所得信号供应给用作相位比较器的互相关器122。

第一延迟电路119将从第二ADC 117(或第一ADC 116)输出的信号延迟等于希尔伯特变换器118引起的延迟量的延迟量，并且将信号供应给互相关器122。

第二延迟电路120将从求和电路121输出的信号延迟等于希尔伯特变换器118引起的延迟量的延迟量，并且将信号供应给自相关器123。

第一延迟电路119和第二延迟电路120可以由具有与希尔伯特变换器118相同的振幅频率特性的高通滤波器(BPF)构成。

而且，可以安排第一FIR滤波器取代希尔伯特变换器118，并且可以安排第二FIR滤波器取代用作延迟电路的BPF，以便从第一FIR滤波器输出的信号和从第二FIR滤波器输出的信号与信号周期无关地具有90°的相差。

具体地说，第一FIR滤波器和第二FIR滤波器可以配置成第一FIR滤波器的相移量是与信号周期无关的+45°(或-45°)，并且第二FIR滤波器的相移量是与信号周期无关的-45°(或+45°)。

在这种情况下的脉冲响应和抽头系数的例子显示在图2到5中。

图2是例示与信号周期无关地具有+45°相移的FIR滤波器的抽头系数(＝脉冲响应)的图形。

图3是例示与信号周期无关地具有+45°相移的FIR滤波器的抽头数量与抽头系数之间的关系的图形。

图4是例示与信号周期无关地具有-45°相移的FIR滤波器的抽头系数(＝脉冲响应)的图形。

图5是例示与信号周期无关地具有-45°相移的FIR滤波器的抽头数量与抽头系数之间的关系的图形。

求和电路121计算从第一ADC 116输出的信号和从第二ADC 117输出的信号的总和。通过第二延迟电路120将从求和电路121输出的信号供应给自相关器123。

互相关器122利用从希尔伯特变换器118输出的信号和从第一延迟电路119输出的信号计算代表输入RF信号之间的相差的相关系数CC，并且将所得信号输出到归一化器125。

图6是例示按照第一实施例的相关器的配置例子的电路图。

相关器300包括使能信号发生器310、数字乘法器320、累加器330以及输出单元340。

在图6中，利用除法器128将频率为fs的时钟脉冲CLK除以N获取分频时钟脉冲CLK2。也就是说，分频时钟脉冲CLK2具有fs/N的频率。

使能信号发生器310包括与时钟脉冲CLK同步地锁存分频时钟脉冲CLK2的第一锁存单元311、与时钟脉冲CLK同步地锁存从第一锁存单元311输出的信号的第二锁存单元312以及通过将第一锁存单元311供应的信号用作正输入和将第二锁存单元312供应的信号用作负输入进行逻辑运算，生成使能信号(脉冲)ENS的门电路313。

数字乘法器320包括与时钟脉冲CLK同步地锁存输入信号A(例如，从希尔伯特变换器输出的信号)的第三锁存单元321、与时钟脉冲CLK同步地锁存输入信号B(例如，从延迟电路输出的信号)的第四锁存单元322、相乘已经分别利用第三锁存单元321和第四锁存单元322锁存的输入信号A和输入信号B的乘法器323以及与时钟脉冲CLK同步地锁存从乘法器323输出的信号和将所得信号供应给累加器330的第五锁存单元324。

累加器330包括加法器331、依照使能信号ENS选择从数字乘法器320输出的信号和从加法器331输出的信号之一和输出所选信号的第一多路复用器332、与时钟脉冲CLK同步地锁存从第一多路复用器332输出的信号的第六锁存单元333以及将从第六锁存单元333输出的信号除以N和将所得信号输出到输出单元340的归一化器(除法器)334。

加法器331将从数字乘法器320输出的信号加到从第六锁存单元333输出的信号。

输出单元340包括第七锁存单元341以及依照使能信号ENS选择从累加器330输出的信号和从第七锁存单元341输出的信号之一和将所选信号输出到第七锁存单元341的第二多路复用器342。

第七锁存单元341与时钟脉冲CLK同步地锁存从第二多路复用器342输出的信号，并且输出该信号用作相关器的信号。

自相关器123计算从求和电路121输出的信号的自相关系数AC0。

例如，自相关器123可以由乘法器和累积和相加从乘法器输出的信号的积分器构成，并且保存和利用例如固定系数归一化(相除)累积和相加的结果。

乘法器可被平衡调制器或异或电路取代。

增益电路124利用预定增益放大从自相关器123输出的信号，并且将放大信号供应给归一化器125。

增益电路124将自相关系数AC0乘以依照媒体(盘)类型选择的适当固定系数(在本实施例中，对于BD(蓝光盘)和CD(激光唱盘)，是2，并且对于DVD(数字多功能盘)，是4)，从而生成等于总和的平方值的包络信号ENV。

归一化器125利用通过自相关器123和增益电路124获取的包络信号ENV归一化(相除)从互相关器122输出的信号。取代等于总和的平方值的包络信号ENV，可以将绝对值信号用于归一化。

归一化器125基本上由LUT(查找表)和乘法器构成。归一化器125最好包括包络信号ENV的电平的下限制器，以便防止由于信号缺陷而发生除以零和发散。

图7是例示按照第一实施例的归一化器的配置例子的电路图。

如图7所示的归一化器400包括使能信号发生器410、分子数据输入单元420、分母数据输入单元430、下限制器440、查找表(LUT)450、第一定时控制器460、第二定时控制器470、乘法器480以及输出单元490。

注意，在图7中，与相关器一样，利用除法器128将频率为fs的时钟脉冲CLK除以N获取分频时钟脉冲CLK2。

使能信号发生器410包括与时钟脉冲CLK同步地锁存分频时钟脉冲CLK2的第一锁存单元410、与时钟脉冲CLK同步地锁存从第一锁存单元410输出的信号的第二锁存单元412以及通过将第一锁存单元411输出的信号用作正输入和将第二锁存单元412输出的信号用作负输入进行逻辑运算，生成使能信号(脉冲)ENS的门电路413。

分子数据输入单元420包括第三锁存单元421以及依照使能信号ENS选择分子数据N和从第三锁存单元421输出的信号之一以及将分子数据N和从第三锁存单元421输出的信号的所选那个输出到第三锁存单元421的第一多路复用器422。

第三锁存单元421与时钟脉冲CLK同步地锁存从第一多路复用器422输出的信号，并且将信号供应给第一定时控制器460。

分母数据输入单元430包括第四锁存单元431以及依照使能信号ENS选择分母数据DN和从第四锁存单元431输出的信号之一以及将分母数据DN和从第四锁存单元431输出的信号的所选那个输出到第四锁存单元431的第二多路复用器432。

第四锁存单元431与时钟脉冲CLK同步地锁存从第二多路复用器432输出的信号，并且将信号供应给下限制器440。

下限制器440包括当作为输入A的从分母数据输入单元430输出的信号的电压大于输入B的电压(阈值Vth)时，使使能信号ENS有效的比较控制器441以及当使能信号ENS处在有效状态下时，选择从分母数据输入单元430输出的信号和将信号供应给LUT 450的第三多路复用器442。

LUT 450是包括用于计算倒数的对数计算器451、反相器452以及指数器453的ROM查找表。

第一定时控制器460包括第五锁存单元461以及依照使能信号ENS选择从分子数据输入单元420输出的信号和从第五锁存单元461输出的信号之一和将所选信号供应给第五锁存单元461的第四多路复用器462。

第五锁存单元461与时钟脉冲CLK同步地将从第四多路复用器462输出的信号供应给乘法器480。

第二定时控制器470包括第六锁存单元471以及选择从LUT 450输出的信号和从第六锁存单元471输出的信号之一和将所选信号供应给第六锁存单元471的第五多路复用器472。

第六锁存单元471与时钟脉冲CLK同步地将从第五多路复用器472输出的信号供应给乘法器480。

乘法器480将通过第一定时控制器470供应的分子数据乘以通过第二定时控制器470供应的分母数据的倒数，并且将所得信号供应给输出单元490。

输出单元490包括第七锁存单元491以及依照使能信号ENS选择从乘法器480输出的信号和从第七锁存单元491输出的信号之一和将所选信号供应给第七锁存单元491的第六多路复用器492。

第七锁存单元491与时钟脉冲CLK同步地锁存从第六多路复用器492输出的信号，并且输出该信号作为归一化器400的输出信号。

如上所述，归一化器由计算倒数的LUT(查找表)和乘法器构成。在归一化器中，分母应该包含如图7所示的下限制器，以便防止由于信号缺陷而发生除以零和发散。下限制器可以反映到LUT中。

module lowlim(in，vth，out)：

input(N:0)in；

input(N:0)vth；

output(N:0)out；

if(in＜vth)；

  assign out＝vth；

else

  assign out＝in；

endmodule

下限值(图7中的阈值Vth)对应于小于例如包络信号ENV的正常电平的八分之一的电平。

DAC 126将从归一化器125输出的数字信号转换成模拟信号。

LPF 127平滑从DAC 126输出的数字信号，以便获取要输出的TE信号。

接着，描述具有上述配置的TE检测设备100的操作。

如上所述，光接收元件101被划分成四个光接收元件，即，第一分光接收元件101-A到第四分光接收元件101-D。第一分光接收元件101-A将第一RF信号RF1供应给第一AC耦合单元102，类似地，第二分光接收元件101-B将第四RF信号RF4供应给第四AC耦合单元105，第三分光接收元件101-C将第三RF信号RF3供应给第三AC耦合单元104，并且第四分光接收元件101-D将第二RF信号RF2供应给第二AC耦合单元103。

第一AC耦合单元102到第四AC耦合单元105消除包括在第一RF信号RF1到第四RF信号RF1中的DC分量，其中，第一RF信号RF1到第四RF信号RF1之间的相差(时间差)随从包括在光拾取器中的光接收元件101输出的跟踪误差信号而变。

第一加法器106将利用第一AC耦合单元102消除了其中的DC分量的第一RF信号RF1加到利用第三AC耦合单元104消除了其中的DC分量的第三RF信号RF3，并且将所得信号供应给第一GCA 108。

第二加法器107将利用第二AC耦合单元103消除了其中的DC分量的第二RF信号RF2加到利用第四AC耦合单元105消除了其中的DC分量的第四RF信号RF4，并且将所得信号供应给第二GCA 109。

第一GCA 108依照光拾取器(OPU)的光接收元件101的输出电平的变化控制第一加法器106供应的信号，并且将所得信号供应给第一AAF 110。类似地，第二GCA 109依照OPU的光接收元件101的输出电平的变化控制第二加法器107供应的信号，并且将所得信号供应给第二AAF 111。

第一AAF 110限制第一GCA 108的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给放大信号和将信号供应给第一微分器114的第一放大器112。第二AAF 111限制第二GCA 109的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给放大信号以便供应给第二微分器115的第二放大器113。

第一微分器114消除从第一放大器112输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第一ADC 116。第二微分器115消除从第二放大器113输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第二ADC 117。

第一ADC 116限制从第一微分器114输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给希尔伯特变换器118作为数字信号。

类似地，第二ADC 117限制从第二微分器115输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给第一延迟电路119作为数字信号。

希尔伯特变换器118与信号分量的周期无关地将从第一ADC 116输出的信号的相位移动90°，并且将所得信号供应给互相关器122。

第一延迟电路119将从第二ADC 117输出的信号延迟等于希尔伯特变换器118引起的延迟量的延迟量，并且将信号供应给互相关器122。

同时，求和电路121计算从第一ADC 116输出的信号和从第二ADC 117输出的信号的总和。将从求和电路121输出的信号供应给将信号延迟等于希尔伯特变换器118引起的延迟量的延迟量的第二延迟电路120。此后，进一步将信号供应给自相关器123。

互相关器122利用从希尔伯特变换器118输出的信号和从第一延迟电路119输出的信号计算代表输入RF信号之间的相差的相关系数CC，并且将所得信号输出到归一化器125。

自相关器123计算从求和电路121输出的信号的自相关系数AC0，并且将自相关系数AC0供应给增益电路124。

增益电路124将自相关系数AC0乘以依照媒体(盘)类型选择的适当固定系数，从而生成等于总和的平方值的包络信号ENV，并且将包络信号ENV供应给归一化器125。

归一化器125利用通过自相关器123和增益电路124获取的包络信号ENV归一化(相除)从互相关器122输出的信号。

然后，DAC 126将从归一化器125输出的数字信号转换成模拟信号，此后，LPF 127平滑该信号，以便获取要输出的TE信号。

也就是说，利用DAC 126将从归一化器125输出的数字信号转换成模拟信号，并且利用LPF 127(后置滤波器)平滑它。此后，消除信号中的图像分量，并且将信号作为DPD跟踪误差信号TEout供应给跟踪伺服控制设备(未示出)。

按照第一实施例，将应用DPD方法的TE检测设备实现成高精度高速工作的数字电路。下文将详细描述TE检测设备的优点。

第二实施例

图8是例示按照本发明第二实施例应用DPD方法的跟踪误差(TE)检测设备的配置例子的电路图。

按照第二实施例的TE检测设备100A与按照第一实施例的TE检测设备100的不同之处在于如下各点。

第一ADC 116在它的输出端上与第一希尔伯特变换器118-1和第一延迟电路119-1连接，并且第二ADC 117在它的输出端上与第二希尔伯特变换器118-2和第二延迟电路119-2连接。

而且，第一希尔伯特变换器118-1和第二延迟电路119-2与计算从第一希尔伯特变换器118-1输出的信号与从第二延迟电路119-2输出的信号之间的相关性的第一互相关器122-1连接。此外，第二希尔伯特变换器118-2和第一延迟电路119-1与计算从第二希尔伯特变换器118-2输出的信号与从第一延迟电路119-1输出的信号之间的相关性的第二互相关器122-2连接。

第一互相关器122-1和第二互相关器122-2与进行减法运算以便获取从第一互相关器122-1输出的信号与从第二互相关器122-2输出的信号之间的差值的减法器129连接。将从减法器129输出的信号供应给归一化器125作为分子数据。

求和电路121A计算从第一延迟电路119-1输出的信号和从第二延迟电路119-2输出的信号的总和。

在这种情况下，一对第一希尔伯特变换器118-1和第一延迟电路119-1和一对第二希尔伯特变换器118-2和第二延迟电路119-2的每一对可以由含有如图9所示交织成梳状的两条独立抽头引线和输出端(I和Q)的单个FIR滤波器构成。于是，缩小了电路的尺寸。

图9是例示按照第二实施例的希尔伯特IQ滤波器200的配置例子的电路图。

图10是例示按照第二实施例的希尔伯特变换器的抽头系数(＝脉冲响应)的图形。

图11是例示按照第二实施例的希尔伯特变换器的抽头数量与抽头系数之间的关系的图形。

图12是例示按照第二实施例的带通滤波器的抽头系数(＝脉冲响应)的图形。

图13是例示按照第二实施例的带通滤波器的抽头数量与抽头系数之间的关系的图形。

如图9所示，从希尔伯特IQ滤波器200的输出端Q输出的信号具有希尔伯特变换特性。希尔伯特变换特性的频率传递函数用如下表达式表示。

表达式1

H(ω)＝e-∏/2(ω＞0)/H(ω)＝0(ω＝0，2∏fs/s)/H(ω)＝-e-∏/2(ω＜0)

也就是说，与信号周期无关地进行90°(π/2)相移。控制振幅特性，以便获取DC频率和尼奎斯特频率具有空值的带通特性。

如图10和11所示，希尔伯特变换器的抽头系数具有相对于作为中心点的中心抽头呈现符号相反值的点对称系数分布。因此，就因果性而言，在模拟电路中实现这个实施例的希尔伯特变换器在物理上是不可能的。

如图9所示，从输出端I输出的信号被控制成具有对应于与从输出端Q输出的信号的振幅特性相同的振幅特性的带通特性。从输出端I输出的信号的延迟量被控制成与从输出端Q输出的信号的延迟量相同。

如图12和13所示，带通滤波器的抽头系数具有相对于作为中心的中心抽头线对称的系数分布。因此，就因果性而言，在模拟电路中实现这个实施例的BPF在物理上是不可能的。

控制这个实施例的振幅特性，以便获取DC频率和尼奎斯特频率具有空值的带通特性。而且，将振幅特性设置成相对于作为中心的半尼奎斯特频率(fs/4)非线对称。这样，如图9到11所示，在抽头系数中交替地呈现0值。于是，互补地安排希尔伯特变换器的抽头系数和BPF的抽头系数。

因此，该对第一希尔伯特变换器118-1和第一延迟电路119-1和该对第二希尔伯特变换器118-2和第二延迟电路119-2的每一对可以由含有如图9所示交织成梳状的两条独立抽头引线210和220和输出端(I和Q)230的单个FIR滤波器构成。于是，缩小了电路的尺寸。

借助于这种配置，将应用DPD方法的TE检测设备实现成高精度高速工作的数字电路。

第三实施例

图14是例示按照本发明第三实施例应用DPD方法的跟踪误差(TE)检测设备的配置例子的电路图。

按照第三实施例的TE检测设备500包括安排在光盘中的光拾取器(OPU)中的光接收元件501、第一AC耦合单元502到第四AC耦合元件505、第一GCA 506到第四GCA 509、第一AAF 510到第四AAF 513、第一放大器514到第四放大器517、第一微分器518到第四微分器521、时钟脉冲发生器522、第一ADC 523到第四ADC 526、第一希尔伯特变换器527、第二希尔伯特变换器528、第一延迟电路529到第三延迟电路531、求和电路532、第一互相关器533、第二互相关器534、加法器535、自相关器536、增益电路537、归一化器538、DAC 539、LPF 540以及除法器541。

光接收元件501被划分成四个分光接收元件，即，第一分光接收元件501-A到第四分光接收元件501-D。第一分光接收元件501-A将第一RF信号RF1供应给第一AC耦合单元502，第二分光接收元件501-B将第四RF信号RF4供应给第四AC耦合单元505，第三分光接收元件501-C将第三RF信号RF3供应给第三AC耦合单元504，并且第四分光接收元件501-D将第二RF信号RF2供应给第二AC耦合单元503。

第一AC耦合单元502到第四AC耦合单元505每一个都由电容器构成，消除包括在第一RF信号RF1到第四RF信号RF1中的DC分量，其中，第一RF信号RF1到第四RF信号RF4之间的相差(时间差)随从包括在光拾取器中的光接收元件501输出的跟踪误差信号而变。

第一GCA 506依照光拾取器(OPU)的光接收元件501的输出电平的变化控制第一AC耦合单元502供应的信号，并且将所得信号供应给第一AAF510。

第二GCA 507依照OPU的光接收元件501的输出电平的变化控制第二AC耦合单元503供应的信号，并且将所得信号供应给第二AAF 511。

第三GCA 508依照OPU的光接收元件501的输出电平的变化控制第三AC耦合单元504供应的信号，并且将所得信号供应给第三AAF 512。

第四GCA 509依照OPU的光接收元件501的输出电平的变化控制第四AC耦合单元505供应的信号，并且将所得信号供应给第四AAF 513。

第一AAF 510限制第一GCA 506的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给第一放大器514。

第二AAF 511限制第二GCA 507的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给第二放大器515。

第三AAF 512限制第三GCA 508的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给第三放大器516。

第四AAF 513限制第四GCA 509的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给第四放大器517。

与第一和第二实施例一样，第一AAF 510到第四AAF 513用于防止混叠，并且在这个实施例中，将二阶LPF用作第一AAF 510到第四AAF 513。注意，可以将任意阶用于LPF。

当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，第一AAF 510到第四AAF 513的截止频率最好设置成比半径ri中的RF最大重复频率(对于蓝光盘，2T＝fcck/4，并且对于DVD/CD，3T＝fcck/6：fcck表示信道时钟频率)的ro/ri倍高(对于12cm盘，2.4倍)。

将截止频率设置成上述那样，以便当从最内圆周到最外圆周对盘进行全面寻找操作时，可以适当地检测TE信号。

第一放大器514将从第一AAF 510输出的信号放大到预定电平，并且将信号供应给第一微分器518。

第二放大器515将从第二AAF 511输出的信号放大到预定电平，并且将信号供应给第二微分器519。

第三放大器516将从第三AAF 512输出的信号放大到预定电平，并且将信号供应给第三微分器520。

第四放大器517将从第四AAF 513输出的信号放大到预定电平，并且将信号供应给第四微分器521。

第一放大器514到第四放大器517使要供应给安排在后级中的第一ADC523到第四ADC 526的信号变成过刻度。

第一放大器514到第四放大器517的增益是这样的确定的，使供应给第一ADC 523到第四ADC 526的信号的振幅变成满刻度。

这样，利用A/D转换器的过刻度极限效应消除振幅变化分量，并且充分利用量化分辨率地获得具有少数量化位的A/D转换器。也就是说，只对在与相差信息的提取相联系方面重要的过零点的附近指定量化分辨率。

注意，第一放大器514到第四放大器517可以分别与第一GCA 506到第四GCA 509耦合。

第一微分器518消除从第一放大器514输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第一ADC 523。

第二微分器519消除从第二放大器515输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第二ADC 524。

第三微分器520消除从第三放大器516输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第三ADC 525。

第四微分器521消除从第四放大器517输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第四ADC 526。

第一微分器518到第四微分器521的每一个消除前级生成的DC偏移，给出微分特性，并且提高其灵敏度具有微分特性和安排在后级中的相位解调器的解调S/N比。第一微分器518到第四微分器521可以由一阶高通滤波器(HPF)构成。

第一ADC 523限制从第一微分器518输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给第一希尔伯特变换器527。

第二ADC 524限制从第二微分器519输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给第一延迟电路529。

第三ADC 525限制从第三微分器520输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给第二希尔伯特变换器528。

第四ADC 526限制从第四微分器521输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给第二延迟电路530。

与第一实施例一样，第一ADC 523到第四ADC 526是利用相同取样时钟脉冲CLK驱动的。取样时钟脉冲CLK可以与RF异步。当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，第一ADC 523到第四ADC 526的取样频率最好设置成比半径ri中的RF最大重复频率(对于蓝光盘，2T＝fcck/4，并且对于DVD/CD，3T＝fcck/6：fcck表示信道时钟频率)的2×(ro/ri)倍高(对于12cm盘，4.8倍)。

将取样频率设置成上述那样，以便当从最内圆周到最外圆周对盘进行全面寻找操作时，可以适当地检测TE信号。

在本实施例中，第一ADC 523到第四ADC 526可被锁存比较器取代。

第一希尔伯特变换器527与信号分量的周期无关地将从第一ADC 523输出的信号的相位移动90°，并且将所得信号供应给第一互相关器533。

第一延迟电路529将从第二ADC 524输出的信号延迟等于第一希尔伯特变换器527引起的延迟量的延迟量，并且将信号供应给第一互相关器533。

第二希尔伯特变换器528与信号分量的周期无关地将从第三ADC 525输出的信号的相位移动90°，并且将所得信号供应给第二互相关器534。

第二延迟电路530将从第四ADC 526输出的信号延迟等于第二希尔伯特变换器528引起的延迟量的延迟量，并且将信号供应给第二互相关器534。

第三延迟电路531将从求和电路532输出的信号延迟等于第一希尔伯特变换器527和第二希尔伯特变换器528引起的延迟量的延迟量，并且将信号供应给自相关器536。

第一延迟电路529到第三延迟电路531可以由具有与第一希尔伯特变换器527和第二希尔伯特变换器528相同的振幅频率特性的带通滤波器(BPF)构成。

而且，与第一和第二实施例相同，第一希尔伯特变换器527和第二希尔伯特变换器528可以由输出存在相互正交关系的两个不同信号I(含有同相分量)和Q(含有正交分量)的FIR滤波器构成。

而且，可以安排第一FIR滤波器取代希尔伯特变换器，并且可以安排第二FIR滤波器取代用作延迟电路的BPF，以便从第一FIR滤波器输出的信号和从第二FIR滤波器输出的信号与信号周期无关地在其之间具有90°的相差。

具体地说，第一FIR滤波器和第二FIR滤波器可以配置成第一FIR滤波器的相移量是与信号周期无关的+45°(或-45°)，并且第二FIR滤波器的相移量是与信号周期无关的-45°(或+45°)。

求和电路532计算从第一ADC 523到第四ADC 526输出的信号的总和。通过第三延迟电路531将从求和电路532输出的信号供应给自相关器536。

第一互相关器533利用从第一希尔伯特变换器527输出的信号和从第一延迟电路529输出的信号计算代表输入RF信号之间的相差的相关系数CC1，并且将所得信号输出到加法器535。

第二互相关器534利用从第二希尔伯特变换器528输出的信号和从第二延迟电路530输出的信号计算代表输入RF信号之间的相差的相关系数CC2，并且将所得信号输出到加法器535。

加法器535将第一互相关器533供应的信号加到第二互相关器534供应的信号，并且将所得信号供应给归一化器538。

注意，如图6所示的电路可以用作第一互相关器533和第二互相关器534。

自相关器536计算从求和电路532输出的信号的自相关系数AC0。

自相关器536可以由乘法器和累积和相加从乘法器输出的信号，并且保存和利用例如固定系数归一化(相除)累积和相加的结果的积分器构成。

乘法器可被平衡调制器或异或电路取代。

增益电路537利用预定增益放大从自相关器536输出的信号，并且将放大信号供应给归一化器538。

增益电路537将自相关系数AC0乘以依照媒体(盘)类型选择的适当固定系数(在本实施例中，对于BD(蓝光盘)和CD(激光唱盘)，是2，并且对于DVD(数字多功能盘)，是4)，从而生成等于总和的平方值的包络信号ENV。

归一化器538利用通过自相关器536和增益电路537获取的包络信号ENV归一化(相除)从互相关器536输出的信号。取代等于总和的平方值的包络信号ENV，可以将绝对值信号用于归一化。

归一化器538基本上可以由LUT(查找表)和乘法器构成。归一化器538最好包括限制包络信号ENV的电平的下限制器，以便防止由于信号缺陷而发生除以零和发散。

注意，如图7所示的电路可以用作归一化器538。

DAC 539将从归一化器538输出的数字信号转换成模拟信号。

LPF 540平滑从DAC 539输出的数字信号，以便获取要输出的TE信号。

接着，描述具有上述配置的TE检测设备500的操作。

如上所述，光接收元件501被划分成四个光接收元件，即，第一分光接收元件501-A到第四分光接收元件501-D。第一分光接收元件501-A将第一RF信号RF1供应给第一AC耦合单元502，类似地，第二分光接收元件501-B将第四RF信号RF4供应给第四AC耦合单元505，第三分光接收元件501-C将第三RF信号RF3供应给第三AC耦合单元504，并且第四分光接收元件501-D将第二RF信号RF2供应给第二AC耦合单元503。

第一AC耦合单元502到第四AC耦合单元505消除包括在第一RF信号RF1到第四RF信号RF4中的DC分量，其中，第一RF信号RF1到第四RF信号RF4之间的相差(时间差)随从包括在光拾取器中的光接收元件501输出的跟踪误差信号而变，并且，第一AC耦合单元502到第四AC耦合单元505将信号供应给第一GCA 506到第四GCA 509。

第一GCA 506依照光拾取器(OPU)的光接收元件501的输出电平的变化控制第一AC耦合单元502供应的信号，并且将所得信号供应给第一AAF510。

第二GCA 507依照OPU的光接收元件501的输出电平的变化控制第二AC耦合单元503供应的信号，并且将所得信号供应给第二AAF 511。

第三GCA 508依照OPU的光接收元件501的输出电平的变化控制第三AC耦合单元504供应的信号，并且将所得信号供应给第三AAF 512。

第四GCA 509依照OPU的光接收元件501的输出电平的变化控制第四AC耦合单元505供应的信号，并且将所得信号供应给第四AAF 513。

第一AAF 510限制第一GCA 506的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给放大信号和将信号供应给第一微分器518的第一放大器514。

第二AAF 511限制第二GCA 507的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给放大信号和将信号供应给第二微分器519的第二放大器515。

第三AAF 512限制第三GCA 508的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给放大信号和将信号供应给第三微分器520的第三放大器516。

第四AAF 513限制第四GCA 509的输出频带，防止带外分量的混叠，并且将所得信号供应给放大信号和将信号供应给第四微分器521的第四放大器517。

第一微分器518消除从第一放大器514输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第一ADC 523。

第二微分器519消除从第二放大器515输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第二ADC 524。

第三微分器520消除从第三放大器516输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第三ADC 525。

第四微分器519消除从第四放大器517输出的信号的DC分量，微分信号，并且将信号供应给第四ADC 526。

第一ADC 523限制从第一微分器518输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给第一希尔伯特变换器527作为数字信号。

类似地，第二ADC 524限制从第二微分器519输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给第一延迟电路529作为数字信号。

第三ADC 525限制从第三微分器520输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给第二希尔伯特变换器528作为数字信号。

第四ADC 526限制从第四微分器521输出的信号的振幅，并且取样和量化信号，此后，将信号供应给第二延迟电路530作为数字信号。

第一希尔伯特变换器527与信号分量的周期无关地将从第一ADC 523输出的信号的相位移动90°，并且将所得信号供应给第一互相关器533。

第一延迟电路529将从第二ADC 524输出的信号延迟等于第一希尔伯特变换器527引起的延迟量的延迟量，并且将信号供应给第一互相关器533。

第二希尔伯特变换器528与信号分量的周期无关地将从第三ADC 525输出的信号的相位移动90°，并且将所得信号供应给第二互相关器534。

第二延迟电路530将从第四ADC 526输出的信号延迟等于第二希尔伯特变换器528引起的延迟量的延迟量，并且将信号供应给第二互相关器534。

同时，求和电路532计算从第一ADC 523输出的信号到从第四ADC 526输出的信号的总和。将从求和电路532输出的信号供应给将信号延迟等于第一希尔伯特变换器527和第二希尔伯特变换器528引起的延迟量的延迟量的第二延迟电路120。此后，进一步将信号供应给自相关器536。

第一互相关器533利用从第一希尔伯特变换器527输出的信号和从第一延迟电路529输出的信号计算代表输入RF信号之间的相差的相关系数CC1，并且将所得信号输出到加法器535。

第二互相关器534利用从第二希尔伯特变换器528输出的信号和从第二延迟电路530输出的信号计算代表输入RF信号之间的相差的相关系数CC2，并且将所得信号输出到加法器535。

加法器535将从第一互相关器533输出的信号加到从第二互相关器534输出的信号，并且将所得信号供应给归一化器538。

自相关器536计算从求和电路532输出的信号的自相关系数AC0，并且将相关系数AC0供应给增益电路537。

增益电路537将自相关系数AC0乘以依照媒体(盘)类型选择的适当固定系数，从而生成等于总和的平方值的包络信号ENV，并且将包络信号ENV供应给归一化器538。

归一化器538利用通过自相关器536和增益电路537获取的包络信号ENV归一化(相除)从加法器536输出的信号。取代等于总和的平方值的包络信号ENV，可以将绝对值信号用于归一化。

然后，DAC 539将从归一化器538提供的数字信号转换成模拟信号，此后，LPF 540平滑该信号，以便获取要输出的TE信号。

也就是说，利用DAC 539将从归一化器538输出的数字信号转换成模拟信号，并且利用LPF 540(后置滤波器)平滑它。此后，消除信号中的图像分量，并且将信号作为DPD跟踪误差信号TEout供应给跟踪伺服控制设备(未示出)。

按照第三实施例，将应用DPD方法的TE检测设备实现成高精度高速工作的数字电路。下文将详细描述TE检测设备的优点。

第四实施例

图15是例示按照本发明第四实施例应用DPD方法的跟踪误差(TE)检测设备的配置例子的电路图。

按照第四实施例的TE检测设备500A与按照第三实施例的TE检测设备500的不同之处在于如下各点。

第一ADC 523在它的输出端上与第11希尔伯特变换器527-1和第11延迟电路529-1连接，并且第二ADC 524在它的输出端上与第12希尔伯特变换器527-2和第12延迟电路529-2连接。

而且，第11希尔伯特变换器527-1和第12延迟电路529-2与计算从第11希尔伯特变换器527-1输出的信号与从第12延迟电路529-2输出的信号之间的相关性的第11互相关器533-1连接。此外，第12希尔伯特变换器527-2和第11延迟电路529-1与计算从第12希尔伯特变换器527-2输出的信号与从第11延迟电路529-1输出的信号之间的相关性的第12互相关器533-2连接。

类似地，第三ADC 525在它的输出端上与第21希尔伯特变换器528-1和第21延迟电路530-1连接，并且第四ADC 526在它的输出端上与第22希尔伯特变换器528-2和第22延迟电路530-2连接。

而且，第21希尔伯特变换器528-1和第22延迟电路530-2与计算从第21希尔伯特变换器528-1输出的信号与从第22延迟电路530-2输出的信号之间的相关性的第21互相关器534-1连接。此外，第22希尔伯特变换器528-2和第21延迟电路530-1与计算从第22希尔伯特变换器528-2输出的信号与从第21延迟电路530-1输出的信号之间的相关性的第22互相关器534-2连接。

而且，第11互相关器533-1和第12互相关器533-2与进行减法运算以便获取从第11互相关器533-1输出的信号与从第12互相关器533-2输出的信号之间的差值的减法器542连接。类似地，第21互相关器534-1和第22互相关器534-2与进行减法运算以便获取从第21互相关器534-1输出的信号与从第22互相关器534-2输出的信号之间的差值的减法器543连接。

然后，加法器535A将从减法器542提供的信号加到从减法器543提供的信号，并且将所得信号供应给归一化器538。

求和电路532A计算从第11延迟电路529-1输出的信号、从第12延迟电路529-2输出的信号、从第21延迟电路530-1输出的信号、从第22延迟电路530-2输出的信号的总和。

在这种情况下，一对第11希尔伯特变换器527-1和第11延迟电路529-1、一对第12希尔伯特变换器527-2和第12延迟电路529-2、一对第21希尔伯特变换器528-1和第21延迟电路530-1以及一对第22希尔伯特变换器528-2和第22延迟电路530-2的每一对可以由含有如图9所示交织成梳状的两条独立抽头引线和输出端(I和Q)的单个FIR滤波器构成。于是，缩小了电路的尺寸。

在第四实施例中，第一ADC 523到第四ADC 526分别将信号供应给该对第11希尔伯特变换器527-1和第11延迟电路529-1、该对第12希尔伯特变换器527-2和第12延迟电路529-2、该对第21希尔伯特变换器528-1和第21延迟电路530-1以及该对第22希尔伯特变换器528-2和第22延迟电路530-2。希尔伯特变换器和延迟电路的每一个由输出存在相互正交关系的两个不同信号I和Q的FIR滤波器构成。

然后，具有带通滤波器特性的希尔伯特变换器和FIR滤波器将信号供应给相应互相关器。

如上所述，由于在每个FIR滤波器的振幅特性中，信号I和Q两者都具有带通特性，所以DC频率分量和尼奎斯特频率(fs/2)分量的传输量都是零。因此，由振幅限制引起和作为本实施例的相关性计算的结果在相关性中生成的DC漂移分量(TE信号的中心的漂移)一般是零。于是，如上所述，利用了过刻度极限效应和获得了具有少数量化位的A/D转换器。

第11互相关器533-1和第12互相关器533-2分别将相关系数CC1和CC2供应给利用相关系数CC1和CC2进行减法运算的减法器542，并且从减法器542输出所得信号作为跟踪误差信号TE1。

每个FIR滤波器对信号I和Q进行互补计算，因此，相关系数CC1的期望值等于相关系数CC2的期望值，并且相关系数CC1的极性与相关系数CC2的极性相反。

另一方面，第11互相关器533-1和第12互相关器533-2的积分的残差(噪声分量)相互之间存在90°的相差，并且相互无关。于是，当利用相关系数CC1和CC2进行微分合成运算时，获得2倍TE分量和√2倍噪声分量，并且将TE信号的S/N比提高了3dB。

类似地，第21互相关器534-1和第22互相关器534-2分别将相关系数CC3和CC4供应给利用相关系数CC3和CC4进行减法运算的减法器543，并且从减法器543输出所得信号作为跟踪误差信号TE2。

于是，当利用相关系数CC3和CC4进行微分合成运算时，获得2倍TE分量和√2倍噪声分量，并且将TE信号的S/N比提高了3dB。

加法器535A相加跟踪误差信号TE1和TE2，并且输出所得信号作为跟踪误差信号TE0(计算：TE0+TE1+TE2)。这种计算可以是依照输入连接的相减。借助于这种运算，消除了随媒体坑深和OPU透镜漂移的原点漂移(轨道偏移)。

注意，在这个实施例中，从后面接着相加/相减的相关性计算(相乘和积分)开始进行运算。但是，也可以从后面接着相加/相减和积分的相乘开始进行运算。

由于将乘法器用于相关性检测，所以与RF输入振幅有关的输出灵敏度具有平方律特性。由于灵敏度受频率特性的变差影响，例如，由于OPU的光透射功能，只利用供应给ADC的信号的过刻度极限效应抑制不了振幅的变化。因此，最好以互相关器的输入信号电平归一化跟踪误差信号TE0，以便消除振幅变化的影响。

求和电路532A利用从FIR滤波器(第11延迟电路529-1、第12延迟电路529-2、第21延迟电路530-1以及第22延迟电路530-2)输出的信号I1、I2、I3和I4计算总和，以便生成总和信号Z0。

将总和信号Z0供应给计算自相关系数AC0的自相关器536。增益电路537将自相关系数AC0乘以依照媒体(盘)类型的适当固定系数(在本实施例中，对于BD和CD，是2，并且对于DVD，是4)，从而生成等于总和的平方值的包络信号ENV。归一化器538利用包络信号ENV归一化跟踪误差信号TE0(计算：TE＝TE0/ENV)。由于以数字运算进行这种计算，所以可以容易地进行相除。

DAC 539将从归一化器538输出的信号转换成模拟信号，并且LPF(后置滤波器)540平滑模拟信号和从信号中消除图像分量。此后，LPF 540将所得信号作为DPD跟踪误差信号TEout供应给跟踪伺服控制设备(未示出)。

注意，尽管在前面的实施例中安排了归一化器，但取代归一化器，也可以应用将未归一化的跟踪误差信号TE0和包络信号ENV发送到伺服系统和利用包括在跟踪伺服控制设备中的DSP(数字信号处理)单元进行归一化的方法。

注意，例如，当振幅或f特性小时，可以省略归一化。

而且，希尔伯特滤波器和带通滤波器(BPF)的抽头系数不局限于如图10到13所示的那些。例如，希尔伯特滤波器的抽头系数可以设置成[0，1，0，-1，0](或[0，-1，0，1，0])，并且带通滤波器的抽头系数可以设置成[-1，0，2，0，-1]。

此外，在使用较高分辨率的A/D转换器的情况下，未必使用过刻度极限效应，但可以在A/D转换器之后另外安排数字限制器。

另外，可以不转换成模拟信号地将TE信号或跟踪误差信号TE0和包络信号ENV发送到跟踪伺服控制设备，作为一个或数个数字信号。

按照第一到第四实施例，达到如下效果。

(1)由于取代现有技术中包括A/D转换器、补偿单元、高频提升电路以及导致电路尺寸大和元件灵敏度高的模块高频提升电路的边缘(过零)比较型相位比较器的数字DPD电路的配置，应用了包括A/D转换器、一个或多个希尔伯特变换器以及一个或多个相关性检测型相位比较器的DPD电路的配置，每个相位比较器高度可靠和高速地工作，并且减少了每个A/D转换器的量化位数。

(2)由于按照效果(1)的每个希尔伯特变换器都通过包括A/D转换器和第一和第二FIR数字滤波器(第一FIR数字滤波器相对于希尔伯特变换器，并且第二FIR数字滤波器对应于延迟电路或BPF)的全数字系统实现，避免了误差和漂移，并且在从DC频率(0Hz)到尼奎斯特频率(fs/2)的范围内与信号周期无关地精确达到与90°相关的相差。

(3)按照效果(1)的每个相关性检测型相位比较器由数字乘法器和积分和转储积分器(包括累加器和S和H(取样和保存)电路)构成。由于进行综合检测，与一般边缘比较型相位比较器不同，利用异步反馈回路的假边缘消除机构是多余的。因此，取得了利用全同步设计的定量定时控制(静态定时分析：STA)和实现了高速工作的相位比较器。

(4)按照效果(2)的每个希尔伯特变换器基本上具有在DC频率(0Hz)和尼奎斯特频率(fs/2)上的频率特性是零的带通特性。因此，当利用按照效果(3)的一个或多个希尔伯特变换器和一个或多个相关性检测型相位比较器配置应用DPD方法的TE检测电路时，除了TE信号中的那个之外的其它解调DC分量大体上是零。于是，即使在将信号供应给一个A/D转换器之前限制振幅，也不会造成TE信号的原点的漂移(偏移)。因此，可以利用过刻度极限效应减少每个A/D转换器的量化位数。

(5)由于像在效果(4)中所述那样利用每个A/D转换器的过刻度极限效应，减少了量化位数(1位到4位)和缩小了电路尺寸，而且，获得了受成为按照效果(3)的相关性检测型相位比较器的缺点、与振幅有关的TE灵敏度的平方律特性影响较小的数字DPD电路。

(6)由于利用等于从A/D转换器输出的信号或从FIR滤波器输出的信号的总和的平方值的包络信号或利用绝对值信号归一化TE信号，在高密光盘设备中实现了不受由于f特性变差引起的TE灵敏度的平方律特性影响的数字DPD电路。

(7)由于A/D转换器的取样频率被设置成是盘的最内圆周上的RF信号的最大重复频率的4.8倍或更多倍的频率，避免了在外圆周上由于受由RF信号的混叠造成的反相分量的影响引起的TE灵敏度变差，并且，当从最内圆周到最外圆周对盘进行全面寻找操作时，可以适当地检测横向TE信号。

(8)由于第一对希尔伯特变换器和相关性检测型相位比较器和第二对希尔伯特变换器和相关性检测型相位比较器互补地实现，并且对从两对输出的信号进行微分合成运算，提高了TE信号的S/N比。

(9)由于第一FIR数字滤波器(希尔伯特变换器)和第二FIR数字滤波器(延迟电路或BPF)的每一个都由含有如图9所示交织成梳状的两条独立抽头引线和输出端(I和Q)的单个FIR滤波器构成，所以使FIR滤波器的尺寸缩小了一半。

注意，如上所述的TE检测设备可应用于像使用400纳米频带的半导体激光器的蓝光盘装置那样的光记录/再现装置(光盘装置)。

图16是例示按照本发明实施例的TE检测设备之一可应用的光记录/再现装置的配置例子的图形。

光记录/再现装置600包括记录媒体(例如，光盘601)、光拾取器(光学头)610、应用DPD方法的TE检测设备620、伺服控制器630、驱动电路640以及系统控制器650。

光学头610包括由激光驱动电路驱动和用于记录和再现数字数据的激光二极管611、检测从激光二极管611发出的激光束的光接收元件612、光学系统以及物镜641。

光接收元件612对应于光接收元件101或501。

DPD型TE检测设备620对应于按照第一到第四实施例的TE检测设备100、100A、500、或500A。

伺服控制器630包括在系统控制器650的控制下将从TE检测设备620输出的模拟TE信号转换成数字信号的ADC 631、伺服滤波器632以及对驱动电路640进行PWM(脉宽调制)控制的PWM电路633。注意，在图16中省略了用于聚焦误差信号的处理系统。

驱动电路640含有驱动物镜614的跟踪机构的跟踪驱动器641。

注意，这个光记录/再现装置只不过是一个例子，本发明可应用的光记录/再现装置不局限于具有如图16所示的配置的光记录/再现装置。

本领域的普通技术人员应该明白，视设计要求和其它因素而定，可以作出各种各样的修改、组合、子组合和变更，它们都在所附权利要求书或其等效物的范围之内。

Claims (53)

1.一种应用微分相位检测方法的跟踪误差信号检测设备，包含：

第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信号组中的直流分量，并且微分第一和第二信号组，其中第一和第二信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；

第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；

希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号或从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号或从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；和

相位比较器，用于计算从希尔伯特变换器输出的信号与从延迟电路输出的信号之间的相差。

2.根据权利要求1所述的跟踪误差信号检测设备，进一步包含：

第一到第四AC耦合单元，用于消除包括在第一到第四RF信号中的直流分量，其中，第一到第四RF信号之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一加法器，用于通过将从第一AC耦合单元输出的信号加到从第三AC耦合单元输出的信号生成第一信号组；

第二加法器，用于通过将从第二AC耦合单元输出的信号加到从第四AC耦合单元输出的信号生成第二信号组；

第一和第二增益控制放大器，用于依照从光学头输出的信号的电平的变化控制从第一和第二加法器输出的信号；

第一抗混叠滤波器，用于限制第一增益控制放大器的输出频带和防止带外分量的混叠；

第二抗混叠滤波器，用于限制第二增益控制放大器的输出频带和防止带外分量的混叠；

第一放大器，用于将从第一抗混叠滤波器输出的信号放大到预定电平和将信号供应给第一微分器；和

第二放大器，用于将从第二抗混叠滤波器输出的信号放大到预定电平和将信号供应给第二微分器。

3.根据权利要求2所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，第一和第二抗混叠滤波器的截止频率被设置成比RF最大重复频率的ro/ri倍高。

4.根据权利要求2所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，将第一和第二抗混叠滤波器的截止频率设置成比RF最大重复频率的2.4倍高。

5.根据权利要求2所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，设置第一和第二放大器的预定增益，以便在第一和第二模拟/数字转换器中取得过刻度极限效应。

6.根据权利要求5所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，依照与输入RF信号异步的相同取样时钟脉冲驱动第一和第二模拟/数字转换器，和

当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，取样时钟脉冲的频率被设置成比RF最大重复频率的2×(ro/ri)倍高。

7.根据权利要求5所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，依照与输入RF信号异步的相同取样时钟脉冲驱动第一和第二模拟/数字转换器，和

将取样时钟脉冲的频率设置成比RF最大重复频率的4.8倍高。

8.根据权利要求1所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，延迟电路包括带通滤波器。

9.根据权利要求8所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，带通滤波器具有与希尔伯特变换器相同的振幅频率特性。

10.根据权利要求1所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，希尔伯特变换器包括第一FIR滤波器，

延迟电路包括第二FIR滤波器，和

从第一FIR滤波器输出的信号与从第二FIR滤波器输出的信号之间的相差是与信号周期无关的90°。

11.根据权利要求10所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，第一FIR滤波器的相移量是与信号周期无关的+45°或-45°，和

第二FIR滤波器的相移量是与信号周期无关的-45°或+45°。

12.根据权利要求1所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，相位比较器是互相关器。

13.一种应用微分相位检测方法的跟踪误差信号检测设备，包含：

第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信号组中的直流分量，并且微分第一和第二信号组，其中第一和第二信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；

第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；

第一希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第一延迟电路，用于将从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第一希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第二希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第二延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第二希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第一互相关器，用于计算从第一希尔伯特变换器输出的信号与从第一延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第二互相关器，用于计算从第二希尔伯特变换器输出的信号与从第二延迟电路输出的信号之间的互相关性；和

减法器，用于利用从第一互相关器输出的信号和从第二互相关器输出的信号进行减法运算。

14.根据权利要求13所述的跟踪误差信号检测设备，进一步包含：

第一到第四AC耦合单元，用于消除包括在第一到第四RF信号中的直流分量，其中，第一到第四RF信号之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一加法器，用于通过将从第一AC耦合单元输出的信号加到从第三AC耦合单元输出的信号生成第一信号组；

第二加法器，用于通过将从第二AC耦合单元输出的信号加到从第四AC耦合单元输出的信号生成第二信号组；

第一和第二增益控制放大器，用于依照从光学头输出的信号的电平的变化控制从第一和第二加法器输出的信号；

第一抗混叠滤波器，用于限制第一增益控制放大器的输出频带和防止带外分量的混叠；

第二抗混叠滤波器，用于限制第二增益控制放大器的输出频带和防止带外分量的混叠；

第一放大器，用于将从第一抗混叠滤波器输出的信号放大到预定电平和将信号供应给第一微分器；和

第二放大器，用于将从第二抗混叠滤波器输出的信号放大到预定电平和将信号供应给第二微分器。

15.根据权利要求14所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，第一和第二抗混叠滤波器的截止频率被设置成比RF最大重复频率ro/ri倍高。

16.根据权利要求14所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，将第一和第二抗混叠滤波器的截止频率设置成比RF最大重复频率的2.4倍高。

17.根据权利要求14所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，设置第一和第二放大器的预定增益，以便在第一和第二模拟/数字转换器中取得过刻度极限效应。

18.根据权利要求17所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，依照与输入RF信号异步的相同取样时钟脉冲驱动第一和第二模拟/数字转换器，和

当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，取样时钟脉冲的频率被设置成比RF最大重复频率的2×(ro/ri)倍高。

19.根据权利要求17所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，依照与输入RF信号异步的相同取样时钟脉冲驱动第一和第二模拟/数字转换器，和

将取样时钟脉冲的频率设置成比RF最大重复频率的4.8倍高。

20.根据权利要求13所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，一对第一希尔伯特变换器和第一延迟电路被配置成第一FIR滤波器，而一对第二希尔伯特变换器和第二延迟电路被配置成第二FIR滤波器，第一和第二FIR滤波器的每一个含有交织成梳状的两条独立抽头引线和输出端I和Q。

21.根据权利要求14所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，第一和第二延迟电路包括带通滤波器，并且从第一和第二延迟电路输出的信号具有带通滤波特性。

22.根据权利要求21所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，带通滤波器具有与从第一和第二希尔伯特变换器输出的信号相同的振幅频率特性。

23.根据权利要求13所述的跟踪误差信号检测设备，进一步包含：

加法器，用于利用从第一和第二模拟/数字转换器输出的信号、从第一和第二延迟电路输出的信号以及从第一和第二希尔伯特变换器输出的信号进行加法运算；

自相关器，用于计算从加法器输出的信号的自相关性和生成包络信号；和

归一化器，用于利用包络信号归一化从自相关器输出的信号或从减法器输出的信号。

24.根据权利要求23所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，归一化器包括计算倒数的查找表和乘法器。

25.根据权利要求24所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，归一化器包括用于限制包络信号的电平的下限制器。

26.一种应用微分相位检测方法的跟踪误差信号检测设备，包含：

第一到第四微分器，用于消除包括在第一到第四信号组中的直流分量，并且微分第一到第四信号组，其中第一到第四信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；

第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；

第三模拟/数字转换器，用于取样和量化从第三微分器输出的信号；

第四模拟/数字转换器，用于取样和量化从第四微分器输出的信号；

第一希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号或从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第二希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第三模拟/数字转换器输出的信号或从第四模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第一延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号或从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第一希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第二延迟电路，用于将从第四模拟/数字转换器输出的信号或从第三模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第二希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第一互相关器，用于计算从第一希尔伯特变换器输出的信号与从第一延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第二互相关器，用于计算从第二希尔伯特变换器输出的信号与从第二延迟电路输出的信号之间的互相关性；和

加法器，用于将从第一互相关器输出的信号加到从第二互相关器输出的信号中。

27.根据权利要求26所述的跟踪误差信号检测设备，进一步包含：

第一到第四AC耦合单元，用于消除包括在第一到第四RF信号中的直流分量，其中，第一到第四RF信号之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一到第四增益控制放大器，用于依照从光学头输出的信号的电平的变化控制从第一到第四AC耦合单元输出的信号；

第一到第四抗混叠滤波器，用于限制第一到第四增益控制放大器的输出频带和防止带外分量的混叠；和

第一到第四放大器，用于将从第一到第四抗混叠滤波器输出的信号放大到预定电平和将信号供应给第一到第四微分器。

28.根据权利要求27所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，第一到第四抗混叠滤波器的截止频率被设置成比RF最大重复频率的ro/ri倍高。

29.根据权利要求27所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，将第一到第四抗混叠滤波器的截止频率设置成比RF最大重复频率的2.4倍高。

30.根据权利要求26所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，设置第一到第四放大器的预定增益，以便在第一到第四模拟/数字转换器中取得过刻度极限效应。

31.根据权利要求30所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，依照与输入RF信号异步的相同取样时钟脉冲驱动第一到第四模拟/数字转换器，和

当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，取样时钟脉冲的频率被设置成比RF最大重复频率的2×(ro/ri)倍高。

32.根据权利要求30所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，依照与输入RF信号异步的相同取样时钟脉冲驱动第一到第四模拟/数字转换器，和

将取样时钟脉冲的频率设置成比RF最大重复频率的4.8倍高。

33.根据权利要求26所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，第一和第二延迟电路包括带通滤波器。

34.根据权利要求33所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，带通滤波器具有与第一和第二希尔伯特变换器相同的振幅频率特性。

35.根据权利要求26所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，第一希尔伯特变换器包括第一FIR滤波器，

第一延迟电路包括第二FIR滤波器，

第二希尔伯特变换器包括第三FIR滤波器，

第二延迟电路包括第四FIR滤波器，和

从第一FIR滤波器输出的信号与从第三FIR滤波器输出的信号之间的相差是与信号周期无关的90°，而从第二FIR滤波器输出的信号与从第四FIR滤波器输出的信号之间的相差是与信号周期无关的90°。

36.根据权利要求35所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，第一FIR滤波器和第三FIR滤波器每一个的相移量是与信号周期无关的+45°或-45°，和

第二FIR滤波器和第四FIR滤波器每一个的相移量是与信号周期无关的-45°或+45°。

37.一种应用微分相位检测方法的跟踪误差信号检测设备，包含：

第一到第四微分器，用于消除包括在第一到第四信号组中的直流分量，并且微分第一到第四信号组，其中第一到第四信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；

第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；

第三模拟/数字转换器，用于取样和量化从第三微分器输出的信号；

第四模拟/数字转换器，用于取样和量化从第四微分器输出的信号；

第一希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第二希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第三希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第三模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第四希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第四模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第一延迟电路，用于将从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第一希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第二延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第二希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第三延迟电路，用于将从第三模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第三希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第四延迟电路，用于将从第四模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第四希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第一互相关器，用于计算从第一希尔伯特变换器输出的信号与从第二延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第二互相关器，用于计算从第二希尔伯特变换器输出的信号与从第一延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第三互相关器，用于计算从第三希尔伯特变换器输出的信号与从第四延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第四互相关器，用于计算从第四希尔伯特变换器输出的信号与从第三延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第一减法器，用于计算从第一互相关器输出的信号与从第二互相关器输出的信号之间的差值；

第二减法器，用于计算从第三互相关器输出的信号与从第四互相关器输出的信号之间的差值；和

加法器，用于将从第一减法器输出的信号加到从第二减法器输出的信号中。

38.根据权利要求37所述的跟踪误差信号检测设备，进一步包含：

第一到第四AC耦合单元，用于消除包括在第一到第四RF信号中的直流分量，其中，第一到第四RF信号之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一到第四增益控制放大器，用于依照从光学头输出的信号的电平的变化控制从第一到第四AC耦合单元输出的信号；

第一到第四抗混叠滤波器，用于限制第一到第四增益控制放大器的输出频带和防止带外分量的混叠；和

第一到第四放大器，用于将从第一到第四抗混叠滤波器输出的信号放大到预定电平和将信号供应给对应的第一到第四微分器。

39.根据权利要求38所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，第一到第四抗混叠滤波器的截止频率被设置成比RF最大重复频率的ro/ri倍高。

40.根据权利要求38所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，将第一到第四抗混叠滤波器的截止频率设置成比RF最大重复频率的2.4倍高。

41.根据权利要求37所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，设置第一到第四放大器的预定增益，以便在第一到第四模拟/数字转换器中取得过刻度极限效应。

42.根据权利要求41所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，依照与输入RF信号异步的相同取样时钟脉冲驱动第一到第四模拟/数字转换器，和

当用作记录媒体的光盘的最内圆周或寻找开始半径用ri表示，最外圆周或寻找目标半径用ro表示，而ro大于ri时，取样时钟脉冲的频率被设置成比RF最大重复频率的2×(ro/ri)倍高。

43.根据权利要求41所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，依照与输入RF信号异步的相同取样时钟脉冲驱动第一到第四模拟/数字转换器，和

将取样时钟脉冲的频率设置成比RF最大重复频率的4.8倍高。

44.根据权利要求38所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，一对第一希尔伯特变换器和第一延迟电路、一对第二希尔伯特变换器和第二延迟电路、一对第三希尔伯特变换器和第三延迟电路以及一对第四希尔伯特变换器和第四延迟电路被分别配置成第一到第四FIR滤波器，第一到第四FIR滤波器的每一个含有交织成梳状的两条独立抽头引线和输出端I和Q。

45.根据权利要求38所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，第一到第四延迟电路包括带通滤波器，并且从第一到第四延迟电路输出的信号具有带通滤波特性。

46.根据权利要求45所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，带通滤波器具有与从第一到第四希尔伯特变换器输出的信号相同的振幅频率特性。

47.根据权利要求37所述的跟踪误差信号检测设备，进一步包含：

加法器，用于利用从第一到第四模拟/数字转换器输出的信号、从第一到第四延迟电路输出的信号以及从第一到第四希尔伯特变换器输出的信号进行加法运算；

自相关器，用于计算从加法器输出的信号的自相关性和生成包络信号；和

归一化器，用于利用包络信号归一化从自相关器输出的信号。

48.根据权利要求47所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，归一化器包括计算倒数的查找表和乘法器。

49.根据权利要求48所述的跟踪误差信号检测设备，

其中，归一化器包括用于限制包络信号的电平的下限制器。

50.一种包括光盘记录媒体的光盘装置，包含：

应用DPD方法的跟踪误差信号检测设备，用于从辐射在光记录媒体上的光的反射光信息中检测跟踪误差信号，

其中，该跟踪误差信号检测设备包括：

第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信号组中的直流分量，并且微分第一和第二信号组，其中第一和第二信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；

第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；

希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号或从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号或从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；和

相位比较器，用于计算从希尔伯特变换器输出的信号与从延迟电路输出的信号之间的相差。

51.一种包括光盘记录媒体的光盘装置，包含：

应用DPD方法的跟踪误差信号检测设备，用于从辐射在光记录媒体上的光的反射光信息中检测跟踪误差信号，

其中，该跟踪误差信号检测设备包括：

第一和第二微分器，用于消除包括在第一和第二信号组中的直流分量，并且微分第一和第二信号组，其中第一和第二信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；

第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；

第一希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第一延迟电路，用于将从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第二希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第二延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号延迟等于希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第一互相关器，用于计算从第一希尔伯特变换器输出的信号与从第一延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第二互相关器，用于计算从第二希尔伯特变换器输出的信号与从第二延迟电路输出的信号之间的互相关性；和

减法器，用于利用从第一互相关器输出的信号和从第二互相关器输出的信号进行减法运算。

52.一种包括光盘记录媒体的光盘装置，包含：

应用DPD方法的跟踪误差信号检测设备，用于从辐射在光记录媒体上的光的反射光信息中检测跟踪误差信号，

其中，该跟踪误差信号检测设备包括：

第一到第四微分器，用于消除包括在第一到第四信号组中的直流分量，并且微分第一到第四信号组，其中第一到第四信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；

第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；

第三模拟/数字转换器，用于取样和量化从第三微分器输出的信号；

第四模拟/数字转换器，用于取样和量化从第四微分器输出的信号；

第一希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号或从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第二希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第三模拟/数字转换器输出的信号或从第四模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第一延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号或从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第二延迟电路，用于将从第四模拟/数字转换器输出的信号或从第三模拟/数字转换器输出的信号延迟等于希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第一互相关器，用于计算从第一希尔伯特变换器输出的信号与从第一延迟电路输出的信号之间的相差；

第二互相关器，用于计算从第二希尔伯特变换器输出的信号与从第二延迟电路输出的信号之间的相差；和

加法器，用于将从第一互相关器输出的信号加到从第二互相关器输出的信号中。

53.一种包括光盘记录媒体的光盘装置，包含：

应用DPD方法的跟踪误差信号检测设备，用于从辐射在光记录媒体上的光的反射光信息中检测跟踪误差信号，

其中，该跟踪误差信号检测设备包括：

第一到第四微分器，用于消除包括在第一到第四信号组中的直流分量，并且微分第一到第四信号组，其中第一到第四信号组之间的相差随跟踪误差信号而变；

第一模拟/数字转换器，用于取样和量化从第一微分器输出的信号；

第二模拟/数字转换器，用于取样和量化从第二微分器输出的信号；

第三模拟/数字转换器，用于取样和量化从第三微分器输出的信号；

第四模拟/数字转换器，用于取样和量化从第四微分器输出的信号；

第一希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第一模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第二希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第二模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第三希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第三模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第四希尔伯特变换器，用于与信号分量的周期无关地对从第四模拟/数字转换器输出的信号进行90°相移；

第一延迟电路，用于将从第一模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第一希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第二延迟电路，用于将从第二模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第二希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第三延迟电路，用于将从第三模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第三希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第四延迟电路，用于将从第四模拟/数字转换器输出的信号延迟等于第四希尔伯特变换器引起的延迟量的延迟量；

第一互相关器，用于计算从第一希尔伯特变换器输出的信号与从第二延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第二互相关器，用于计算从第二希尔伯特变换器输出的信号与从第一延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第三互相关器，用于计算从第三希尔伯特变换器输出的信号与从第四延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第四互相关器，用于计算从第四希尔伯特变换器输出的信号与从第三延迟电路输出的信号之间的互相关性；

第一减法器，用于计算从第一互相关器输出的信号与从第二互相关器输出的信号之间的差值；

第二减法器，用于计算从第三互相关器输出的信号与从第四互相关器输出的信号之间的差值；和

加法器，用于将从第一减法器输出的信号加到从第二减法器输出的信号中。

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