TWI393133B - 追蹤錯誤信號偵測器件與光碟裝置 - Google Patents

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Description

追蹤錯誤信號偵測器件與光碟裝置
本發明係關於一種使用一DPD(微分相位偵測)方法之追蹤錯誤(TE)偵測器件，其係用於(例如)一光碟裝置中，及該光碟裝置。
相關申請案交互參考
本發明包含於2007年6月29日向日本專利局申請的日本專利申請案JP 2007－171689的相關標的，本文以引用的方式將其全部內容併入。
一般而言，光學控制器包括採用DPD方法之TE(追蹤錯誤)偵測器件(電路)以便在ROM碟片中產生追蹤錯誤信號。目前藉由以高速操作且具有高準確性之類比電路來實現採用DPD方法之TE偵測器件(參考(例如)日本專利第3336778號、日本未審專利申請公告案第57－191839號、日本未審專利申請公告案第57－181433號、日本未審專利申請公告案第63－148433號、日本未審專利申請公告案第07－296395號、日本未審專利申請公告案第63－131334號、日本專利第3065993號、日本專利第3439393號、日本未審專利申請公告案第2006－260645號及日本專利第3769888號)。
對系統LSI(大規模整合)技術之新近發展作出回應，已開發一種整合類比信號處理與數位信號處理以便使用一相同晶片執行類比信號處理與數位信號處理的技術。亦將此技術應用於光碟之控制器晶片。對數位信號處理之此類發 展作出回應，強烈要求整合以便在採用DPD方法之TE偵測器件中獲得數位晶片。
為了滿足此類要求，下文將作為第一至第三範例來說明三技術。
第一範例
依據第一範例，藉由類比電路技術以混合方式將藉由類比電路所設計的一DPD電路"照原樣"安裝於數位晶片上。
明確言之，如以上列出之專利文件中所揭示，構成一一般使用之組態的一高頻增壓電路(等化器)、一二元化器(截剪器)、及一邊緣比較型相位比較器係藉由類比電路技術而實施於數位晶片上。
在此情況下，高頻增壓電路(等化器)之所需數目與二元化器(截剪器)之所需數目對應於DPD電路之計算通道之數目(2或4)。
就微分相位偵測而言未必提供高頻增壓電路(等化器)。不過，採用邊緣比較型相位比較器時高頻增壓電路係執行適當二元化所必需的。
二元化器(截剪器)與邊緣比較型相位比較器係用以抑制TE敏感度之變化，該TE敏感度取決於RF(射頻)振幅。相對於一振幅之敏感度的變化係藉由偵測邊緣處之相位差來抑制。
邊緣比較型相位比較器應包括一能夠移除雜訊並移除假邊緣與顫動的機制以便獲得一實際TE敏感度，假邊緣與顫動係由於(例如)高頻特徵(f特徵)、雜訊、及不對稱(其係由 偏斜及散焦(OTF(光學傳遞函數)之變化)而造成)之劣化而產生。因此，實現該邊緣移除機制以便具有一非同步回授電路的一組態。
第二範例
將日本未審專利申請公告案第57－191839號中所揭示的一種採用類比相關偵測方法之技術視為第二範例。
在第二範例中，採用一全類比電路，其包括一90度相移器、一乘法器、及一LPF(低通濾波器)。
在上述第一範例中，恰當執行二元化之後，執行邊緣之相位比較。不過，在第二範例中，恰當執行二元化之後，執行波形之相位比較(相關計算)。因此，在依據第二範例之技術中，基本上不需要大型高頻增壓電路。
由於依據第二範例之技術中不採用邊緣比較型相位比較器，所以移除假邊緣與顫動之具有一非同步回授迴路電路的一組態之機制並非必需的。
第三範例
將一種以數位信號處理電路取代一般所使用且藉由一高速類比電路來實現之DPD電路的技術視為第三範例(參考(例如)日本專利第3439393號及日本未審專利申請公告案第2006－260645號)。
在此技術中，提供一A/D轉換器、一高頻增壓與補償電路、一零交越產生器、及一零交越相位比較器且其以此順序操作。藉由以一數位信號處理系統取代第一範例之類比處理系統而獲得第三範例的一組態。
上述第一範例中所使用之高頻增壓電路(等化器)係使用一高階傳遞函數進行組態，因此，會出現問題，其電路尺寸大，元件敏感度高，且高頻增壓電路不適於採用具有大變化之精細CMOS程序的類比電路。
此外，當(例如)從最內圓周至最外圓周執行全搜尋操作時，且當RF之頻率顯著變化時，傳遞函數之極點與零點應依據頻率變化而變化。不過，難以準確執行此操作。
由於相位比較器具有一非同步回授電路的一組態，所以相位比較器之操作速度之限制取決於依據處理因素、穩定、及電源供應狀況顯著變化的閘極延遲時間。此外，儘管相位比較器包括一數位閘極，但相位比較器不能夠利用一般數位電路中所使用之時脈同步設計執行時序控制(靜態時序分析：STA)，因此難以確保高速穩定操作。
此外，關於此組態，會出現基礎問題，類比電路組塊之程序收縮仍不及半導體之微製造程序之推進式發展所造成的數位電路組塊之程序收縮。
明確言之，出現以下問題：(1)由於微製造，一臨界值Vth之變化之增加及用於抑制該臨界值Vth之變化之該增加的一MOS電晶體之通道寬度W之增加；(2)由於微製造，一MOS電晶體之一等效輸出電阻R0 之劣化及用於補償該等效輸出電阻R0 之劣化及實現一確保一增益之值gm的一通道寬度W之增加；及 (3)由於微製造，一電源供應電壓之減少，用於補償該電源供應電壓之該減少及供應確保一動態範圍所必需之一電流量的一通道寬度W之增加，及採用一頻疊電路之必需性。
此等問題(1)、(2)及(3)造成電晶體尺寸(相對尺寸)增加及電流消耗增加。因此，即使已開發一程序收縮技術，類比電路之實施面積與功率消耗也微小收縮。
因此，隨著微製造程序繼續發展，類比電路之實施面積佔用晶片之相對較大面積且類比電路之功率消耗變得在晶片之總功率消耗中占主要地位。
由於微製造程序中每面積成本高，所以就成本而言第一範例具有缺點。
因此，採用第一範例之方法不恰當。
如上所述，由於依據第二範例之技術中不採用邊緣比較型相位比較器，所以移除假邊緣與顫動之具有一非同步回授迴路組態之系統並非必需的。
因此，與依據第一範例之技術不同，依據第二範例之技術避免資料延遲時間與時序控制所造成之問題影響操作速度。
不過，由於採用相關偵測方法，所以相對於輸入振幅之輸出敏感度具有一平方律特徵。因此，會出現一問題，TE敏感度依據信號之振幅及頻率特徵(f特徵)顯著變化。
為了解決此問題，已提出一種使用限制器之技術(參考(例如)日本未審專利申請公告案第57－181433與63－148433 號)。不過，在使用限制器之此技術中，儘管使用限制器來抑制由於振幅變化所引起的一成分之產生，但並未移除由於f特徵之變化所產生的一成分。此外，因為額外提供一高頻增壓電路時該問題並非與由於f特徵之變化所產生的該成分之絕對值有關而是與該成分之變化有關，所以未解決此問題。
此外，從追蹤錯誤偵測電路之性質判斷，未額外提供一具有回授迴路與大時間常數之自動增益控制(AGC)電路，因為自動增益控制(AGC)電路之存在使得難以正確操作追蹤伺服系統。即使採用不包括回授迴路之前授AGC電路，也難以使用類比技術實現具有最佳與實用電路尺寸之正規化電路(除法器)。
此外，精確獲得90度相位差之相移電路係相關偵測方法所必需的。無法準確相移會造成TE信號之原點之偏移及軌道之偏移。
此外，由於輸入RF信號係一隨機序列之一聚集體，所以不管信號循環為何應在DC頻率(0 Hz)至包括隨機序列之頻譜之奈奎斯特(Nyquist)頻率(fs/2)上精確執行90度相移。不過，就因果性而言實體上無法在類比電路中正確實現此一特徵。日本未審專利申請公告案第57－191839與07－296395號未揭示用於實現此一特徵之方法。
或者，已提出一種藉由等效添加一具有恆定值之延遲電路使用一特定頻率獲得90度相位差之技術(參考(例如)日本未審專利申請公告案第63－131334號及日本專利第3065993 號)。
不過，由於RF信號係一隨機序列之一聚集體，所以一高於該特定頻率之頻率的相位會延遲而一低於該特定頻率之頻率的相位會提前。明確言之，由於與高於該特定頻率之頻率的相位相對應的一TE之中心和與低於該特定頻率之頻率的相位相對應的一TE之中心以彼此相反之方向偏移，所以控制延遲量以便該等TE之中心之偏移變為零。不僅藉由RF信號中所包含之週期中之發生概率而且藉由f特徵間之平衡及通道間之平衡來決定中心之偏移。因此，難以正確執行此控制程序。此外，從最內圓周至最外圓周執行一全搜尋操作時，難以處理RF信號之頻率之變化。因此，藉由未審專利申請公告案第63－131334號及日本專利第3065993號中所揭示之技術並未獲得實用TE偵測電路。
此外，由於類比乘法器利用等效發射器電阻，所以類比乘法器展現輸出偏置大變化及大溫度漂移。因此，實施方案中出現一問題，將輸出偏置之變化及溫度漂移抑制為追蹤伺服系統之實際位準之範圍時，電晶體尺寸與晶片面積顯著變大。
由於TE偵測電路應具有DC成分，所以可以不採用(例如)用於抑制偏置之DC伺服電路。
因此，由於上述各種缺點不採用此替代方法。因此，新近類比組態之DPD電路一般採用依據第一範例之技術。
此外，由於TE偵測電路採用類比方法，所以以上結合第一範例所說明之基礎問題(1)、(2)及(3)不可避免。因此， 就精細CMOS程序之成本而言，難以採用第二範例中之方法。
依據第三範例，隨著微製造技術繼續發展，數位信號處理電路之面積可以收縮。
不過，在此方法中，二至四個具有高解析度能夠以高速操作之A/D轉換器係必需的。
藉由DPD之計算通道數決定A/D轉換器之所需數目，且四個通道係必需的。此係一新近主流組態。例如，在"藍光碟片(商標)"(其係高密度光碟中之代表性標準)中，將ROM碟片之坑深度設定為λ/6以便確保推挽信號位準的同時確保採用DPP(微分推挽)方法之TE偵測的驅動器(光碟驅動裝置)之重製相容性。
因此，DPD_TE信號中產生原點偏移(偏置)(參考(例如)日本專利第3769888號)。為了消除原點偏移及去除光學讀取頭之透鏡偏移之影響，四通道DPD計算方法係必需的。
供應至DPD電路之信號為一具有高S/N比之RF頻帶信號，且該信號應經受線性數位信號處理，其係一系列操作，即高頻增壓操作、補償操作、及零交越產生。執行振幅限制時，補償操作之後所產生之零交越會偏移，且因此不執行利用超標限制效應的量化位元數之減少。
因此，與讀取通道(例如，維特比(Viterbi)解碼)中所使用之A/D轉換器類似的具有高解析度之A/D轉換器係必需的，即，約4至6位元之解析度係必需的。
此外，從追蹤錯誤偵測電路之性質判斷，從碟片之最內 圓周至最外圓周所執行的全搜尋操作應正確發揮功能。因此，A/D轉換器應以高於RF通道頻率之取樣頻率操作以便即使執行全搜尋操作時也防止產生頻疊。
明確言之，在新近高密度光碟器件中，採用受d＝1限制的通道碼，且最大重複頻率為2T(＝fcck/4，fcck：通道時脈頻率)。此外，最內圓周中與外圓周中之線性速度之比為約2.4倍(12－cm碟片之情況下)。此外，應考量線性速度之錯誤。因此，A/D轉換器應以比通道時脈頻率大1.2倍之取樣頻率操作。
如上所述，具有高解析度以高速操作之A/D轉換器係四個通道所必需的且藉由高速高準確性類比電路技術來實現此等A/D轉換器。因此，依據以上結合第一範例所說明之問題(1)、(2)及(3)，隨著用於半導體之微製造技術繼續發展，A/D電路之實施面積佔用晶片之相對較大面積且A/D電路之功率消耗變得在晶片之總功率消耗中占主要地位。因此，就精細CMOS程序之成本而言，難以採用第三範例中之方法。
需要提供一種追蹤錯誤信號偵測器件，其能夠作為一以高準確性以高速操作之數位電路來實現採用一DPD方法之一器件，及一種光碟裝置。
依據本發明之一具體實施例，提供一種採用一微分相位偵測方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其包括：第一與第二微分器，其移除第一與第二信號群組中所包含之直流成分，其中該第一與第二信號群組間之一相位差依據一追蹤 錯誤信號變化，並對該第一與第二信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分器所輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分器所輸出之一信號；一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何在從該第一類比/數位轉換器所輸出之一信號或從該第二類比/數位轉換器所輸出之一信號上執行一90度相移；一延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器所輸出之該信號或從該第一類比/數位轉換器所輸出之該信號延遲一等於該希爾伯特變換器所造成之延遲量的延遲量；及一相位比較器，其計算從該希爾伯特變換器所輸出之一信號與從該延遲電路所輸出之一信號間之一相位差。
依據本發明之另一具體實施例，提供一種採用一微分相位偵測方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其包括：第一與第二微分器，其移除第一與第二信號群組中所包含之直流成分，其中該第一與第二信號群組間之一相位差依據一追蹤錯誤信號變化，並對該第一與第二信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分器所輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分器所輸出之一信號；一第一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何在從該第一類比/數位轉換器所輸出之一信號上執行一90度相移；一第一延遲電路，其使從該第一類比/數位轉換器所輸出之該信號延遲一等於該第一希爾伯特變換器所造成之延遲量的延遲量； 一第二希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何在從該第二類比/數位轉換器所輸出之一信號上執行一90度相移；一第二延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器所輸出之該信號延遲一等於該第二希爾伯特變換器所造成之延遲量的延遲量；一第一交叉相關器，其計算從該第一希爾伯特變換器所輸出之一信號與從該第一延遲電路所輸出之一信號間之一交叉相關性；一第二交叉相關器，其計算從該第二希爾伯特變換器所輸出之一信號與從該第二延遲電路所輸出之一信號間之一交叉相關性；及一減法器，其使用從該第一交叉相關器所輸出之一信號及從該第二交叉相關器所輸出之一信號執行一減法運算。
依據本發明之又一具體實施例，提供一種採用一微分相位偵測方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其包括：第一至第四微分器，其移除第一至第四信號群組中所包含之直流成分，其中該第一至第四信號群組間之相位差依據一追蹤錯誤信號變化，並對該第一至第四信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分器所輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分器所輸出之一信號；一第三類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第三微分器所輸出之一信號；一第四類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第四微分器所輸出之一信號；一第一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何在從該第一類比/數位轉換器所輸出之一信號或從該第二類比/數位轉換器所輸出之一信號上執行一90度 相移；一第二希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何在從該第三類比/數位轉換器所輸出之一信號或從該第四類比/數位轉換器所輸出之一信號上執行一90度相移；一第一延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器所輸出之該信號或從該第一類比/數位轉換器所輸出之該信號延遲一等於該希爾伯特變換器所造成之延遲量的延遲量；一第二延遲電路，其使從該第四類比/數位轉換器所輸出之該信號或從該第三類比/數位轉換器所輸出之該信號延遲一等於該希爾伯特變換器所造成之延遲量的延遲量；一第一交叉相關器，其計算從該第一希爾伯特變換器所輸出之一信號與從該第一延遲電路所輸出之一信號間之一相位差；一第二交叉相關器，其計算從該第二希爾伯特變換器所輸出之一信號與從該第二延遲電路所輸出之一信號間之一相位差；及一加法器，其將從該第一交叉相關器所輸出之一信號與從該第二交叉相關器所輸出之一信號相加。
依據本發明之另一具體實施例，提供一種採用一微分相位偵測方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其包括：第一至第四微分器，其移除第一至第四信號群組中所包含之直流成分，其中該第一至第四信號群組間之相位差依據一追蹤錯誤信號變化，並對該第一至第四信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分器所輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分器所輸出之一信號；一第三類比/數位轉換器， 其取樣並量化從該第三微分器所輸出之一信號；一第四類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第四微分器所輸出之一信號；一第一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何在從該第一類比/數位轉換器所輸出之一信號上執行一90度相移；一第二希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何在從該第二類比/數位轉換器所輸出之一信號上執行一90度相移；一第三希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何在從該第三類比/數位轉換器所輸出之一信號上執行一90度相移；一第四希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何在從該第四類比/數位轉換器所輸出之一信號上執行一90度相移；一第一延遲電路，其使從該第一類比/數位轉換器所輸出之該信號延遲一等於該第一希爾伯特變換器所造成之延遲量的延遲量；一第二延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器所輸出之該信號延遲一等於該第二希爾伯特變換器所造成之延遲量的延遲量；一第三延遲電路，其使從該第三類比/數位轉換器所輸出之該信號延遲一等於該第三希爾伯特變換器所造成之延遲量的延遲量；一第四延遲電路，其使從該第四類比/數位轉換器所輸出之該信號延遲一等於該第四希爾伯特變換器所造成之延遲量的延遲量；一第一交叉相關器，其計算從該第一希爾伯特變換器所輸出之一信號與從該第二延遲電路所輸出之一信號間之一交叉相關性；一第二交叉相關器，其計算從該第二希爾伯特變換器所輸出之一信號與從該第一延遲電路所輸出之一信號間之一交 叉相關性；一第三交叉相關器，其計算從該第三希爾伯特變換器所輸出之一信號與從該第四延遲電路所輸出之一信號間之一交叉相關性；一第四交叉相關器，其計算從該第四希爾伯特變換器所輸出之一信號與從該第三延遲電路所輸出之一信號間之一交叉相關性；一第一減法器，其計算從該第一交叉相關器所輸出之一信號與從該第二交叉相關器所輸出之一信號間之一差；一第二減法器，其計算從該第三交叉相關器所輸出之一信號與從該第四交叉相關器所輸出之一信號間之一差；及一加法器，其將從該第一減法器所輸出之一信號與從該第二減法器所輸出之一信號相加。
一種依據本發明之一具體實施例的光碟裝置包括上述追蹤錯誤信號偵測器件之一。
因此，一種採用一DPD方法之追蹤錯誤信號偵測器件係作為一以高速且以高準確性操作之數位電路來實現。
下文將參考附圖來說明本發明之具體實施例。
第一具體實施例
圖1係一電路圖，其解說依據本發明之第一具體實施例之一採用DPD方法之追蹤錯誤(TE)偵測器件的一組態。
第一具體實施例之TE偵測器件100包括一包含於光碟之光學讀取頭(OPU)中之光接收元件101、一第一AC耦合單元102、一第二AC耦合單元103、一第三AC耦合單元104、一第四AC耦合單元105、一第一加法器106、一第二加法 器107、一第一增益控制放大器(GCA)108、一第二GCA 109、一第一防頻疊濾波器(AAF)110、一第二AAF 111、一第一放大器112、一第二放大器113、一第一微分器114、一第二微分器115、一第一類比/數位轉換器(ADC)116、一第二ADC 117、一希爾伯特變換器118、一第一延遲電路119、一第二延遲電路120、一求和電路121、一交叉相關器122、一自動相關器123、一增益電路124、一正規器125、一數位/類比轉換器(DAC)126、一低通濾波器(LPF)127、及一除法器128。
將光接收元件101分割成四個分割式光接收元件，即第一分割式光接收元件101－A至第四分割式光接收元件101－D。第一分割式光接收元件101－A將第一RF信號RF1供應至第一AC耦合單元102、第二分割式光接收元件101－B將第四RF信號RF4供應至第四AC耦合單元105、第三分割式光接收元件101－C將第三RF信號RF3供應至第三AC耦合單元104、第四分割式光接收元件101－D將第二RF信號RF2供應至第二AC耦合單元103。
第一AC耦合單元102至第四AC耦合單元105係由電容器構成且移除第一RF信號RF1至第四RF信號RF4中所包含之DC成分，其中第一RF信號RF1至第四RF信號RF4間之相位差(時間差)依據從光學讀取頭中所包含之光接收元件101所輸出之追蹤錯誤信號變化。
第一加法器106將其中其DC成分係使用第一AC耦合單元102來移除之第一RF信號RF1與其中其DC成分係使用第 三AC耦合單元104來移除之第三RF信號RF3相加，並將所得信號供應至第一GCA 108。
第二加法器107將其中其DC成分係使用第二AC耦合單元103來移除之第二RF信號RF2與其中其DC成分係使用第四AC耦合單元105來移除之第四RF信號RF4相加，並將所得信號供應至第二GCA 109。
第一GCA 108依據光學讀取頭(OPU)之光接收元件101之輸出位準之變化，控制從第一加法器106供應之信號，並將所得信號供應至第一AAF 110。
第二GCA 109依據OPU之光接收元件101之輸出位準之變化，控制從第二加法器107供應之信號，並將所得信號供應至第二AAF 111。
第一AAF 110限制第一GCA 108之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第一放大器112。
第二AAF 111限制第二GCA 109之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第二放大器113。
第一AAF 110與第二AAF 111係用以防止頻疊，且在此具體實施例中，將二階LPF用作第一AAF 110與第二AAF 111。應注意，針對LPF採用任意階數。
用作記錄媒體之光碟的最內圓周或搜尋開始半徑係採用ri表示，最外圓周或搜尋目標半徑係採用ro表示，且ro大於ri時，宜設定第一AAF 110與第二AAF 111之截止頻率，以便比半徑ri處之RF最大重複頻率高ro/ri倍(對於12－cm碟片，2.4倍)(對於藍光，2T＝fcck/4，且對於DVD/CD， 3T＝fcck/6：fcck表示通道時脈頻率)。
如上所述設定截止頻率以便在碟片上從最內圓周至最外圓周執行全搜尋操作時正確偵測到TE信號。
第一放大器112將從第一AAF 110所輸出之信號放大為一預定位準，並將已放大信號供應至第一微分器114。
第二放大器113將從第二AAF 111所輸出之信號放大為一預定位準，並將已放大信號供應至第二微分器115。
第一放大器112與第二放大器113為欲供應至隨後級中所配置之第一ADC 116與第二ADC 117的信號提供超標效應。
決定第一放大器112與第二放大器113之增益以便供應至第一ADC 116與第二ADC 117之信號的振幅變得大於全標度。
藉此，使用A/D轉換器之超標限制效應移除振幅變化成分，且充分利用量化解析度獲得具有少量量化位元之A/D轉換器。即，僅將量化解析度指派給與相位差資訊之擷取相關聯很重要的零交越點附近。
應注意，第一放大器112與第二放大器113可以分別耦合至第一GCA 108與第二GCA 109。
第一微分器114移除從第一放大器112所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第一ADC 116。
第二微分器115移除從第二放大器113所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第二ADC 117。
第一微分器114與第二微分器115各移除藉由一先前級所產生的一DC偏置，提供一微分特徵，並改善一相位解調變器之解調變S/N比，其中該相位調變器之敏感度具有一微分特徵且係配置於一隨後級中。第一微分器114與第二微分器115可以由一階高通濾波器(HPF)構成。
第一ADC 116限制從第一微分器114所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號供應至希爾伯特變換器118。
第二ADC 117限制從第二微分器115所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號供應至第一延遲電路119。
使用相同取樣時脈CLK來驅動第一ADC 116與第二ADC 117。取樣時脈CLK可以與RF非同步。用作記錄媒體之光碟的最內圓周或搜尋開始半徑係採用ri表示、最外圓周或搜尋目標半徑係採用ro表示且ro大於ri時，較佳設定第一ADC 116與第二ADC 117之取樣頻率以便比半徑ri處之RF最大重複頻率高2×(ro/ri)倍(對於12－cm碟片，4.8倍)(對於藍光碟片，2T＝fcck/4，且對於DVD/CD，3T＝fcck/6：fcck表示通道時脈頻率)。
如上所述設定取樣頻率以便在碟片上從最內圓周至最外圓周執行全搜尋操作時正確偵測到TE信號。
在此具體實施例中，第一ADC 116與第二ADC 117係可以鎖存比較器來取代。
希爾伯特變換器118不管一信號成分之一循環為何使從第一ADC 116(或第二ADC 117)所輸出之信號之相位偏移90度並將所得信號供應至用作相位比較器之交叉相關器122。
第一延遲電路119使從第二ADC 117(或第一ADC 116)所輸出之信號延遲一等於希爾伯特變換器118所造成之延遲量的延遲量，並將該信號供應至交叉相關器122。
第二延遲電路120使從求和電路121所輸出之一信號延遲等於希爾伯特變換器118所造成之延遲量的該延遲量，並將該信號供應至自動相關器123。
第一延遲電路119與第二延遲電路120可以由具有與希爾伯特變換器118之振幅頻率特徵相同之振幅頻率特徵的帶通濾波器(BPF)構成。
此外，可以配置一第一FIR濾波器來代替希爾伯特變換器118，且可以配置一第二FIR濾波器來代替用作延遲電路之BPF，以便不管一信號循環為何從第一FIR濾波器所輸出的一信號與從第二FIR濾波器所輸出的一信號具有90度之相位差。
特定言之，第一FIR濾波器與第二FIR濾波器可以經組態使得不管該信號循環為何第一FIR濾波器之一相移之數量為＋45度(或－45度)且不管該信號循環為何第二FIR濾波器之一相移之數量為－45度(或＋45度)。
圖2至5顯示此情況下之脈衝回應及分接頭(TAP)係數之範例。
圖2係解說不管一信號循環為何具有＋45度之相移的一FIR濾波器之分接頭係數(＝脈衝回應)的圖式。
圖3係解說不管一信號循環為何具有＋45度之相移的該FIR濾波器之分接頭編號與分接頭係數間之關係的圖式。
圖4係解說不管一信號循環為何具有－45度之相移的一FIR濾波器之分接頭係數(＝脈衝回應)的圖式。
圖5係解說不管一信號循環為何具有－45度之相移的該FIR濾波器之分接頭編號與分接頭係數間之關係的圖式。
求和電路121計算從第一ADC 116所輸出之信號與從第二ADC 117所輸出之信號的總和。從求和電路121所輸出之信號係透過第二延遲電路120而供應至自動相關器123。
交叉相關器122使用從希爾伯特變換器118所輸出之信號及從第一延遲電路119所輸出之信號計算一表示輸入RF信號間之相位差之相關係數CC，並將所得信號輸出至正規器125。
圖6係一電路圖，其解說依據第一具體實施例之一相關器的一組態範例。
相關器300包括一啟用信號產生器310、一數位乘法器320、一累積器330、及一輸出單元340。
圖6中，藉由使用除法器128將具有頻率fs之時脈CLK除以N而獲得分頻時脈CLK2。即，分頻時脈CLK2具有頻率fs/N。
啟用信號產生器310包括一第一鎖存單元311，其與時脈CLK同步鎖存分頻時脈CLK2；一第二鎖存單元312，其與 時脈CLK同步鎖存從第一鎖存單元311所輸出之一信號；及一閘極電路313，其使用從第一鎖存單元311所供應用作正輸入的一信號及從第二鎖存單元312所供應用作負輸入的一信號藉由一邏輯運算產生一啟用信號(脈衝)ENS。
數位乘法器320包括一第三鎖存單元321，其與時脈CLK同步鎖存一輸入信號A(例如，從一希爾伯特轉換器所輸出之一信號)；一第四鎖存單元322，其與時脈CLK同步鎖存一輸入信號B(例如，從一延遲電路所輸出之一信號)；一乘法器323，其將已分別使用第三鎖存單元321與第四鎖存單元322進行鎖存的輸入信號A與輸入信號B相乘；及一第五鎖存單元324，其與時脈CLK同步鎖存從乘法器323所輸出之一信號並將所得信號供應至累積器330。
累積器330包括一加法器331；一第一多工器332，其依據啟用信號ENS選擇從數位乘法器320所輸出之一信號與從加法器331所輸出之一信號之一，並輸出該選定信號；一第六鎖存單元333，其與時脈CLK同步鎖存從第一多工器332所輸出之信號；及一正規器(除法器)334，其將從第六鎖存單元333所輸出之信號除以N並將所得信號輸出至輸出單元340。
加法器331將從數位乘法器320所輸出之信號與從第六鎖存單元333所輸出之信號相加。
輸出單元340包括一第七鎖存單元341及一第二多工器342，第二多工器342依據啟用信號ENS選擇從累積器330所輸出之信號與從第七鎖存單元341所輸出之信號之一， 並將該選定信號輸出至第七鎖存單元341。
第七鎖存單元341與時脈CLK同步鎖存從第二多工器342所輸出之信號並輸出一用作相關器之信號的信號。
自動相關器123計算從求和電路121所輸出之信號的自相關係數AC0。
自動相關器123可由一乘法器與一積分器構成，該積分器將從乘法器所輸出之信號累積並相加，且使用一(例如)固定係數保持及正規化(做除法)累積與加法之結果。
該乘法器可由一平衡調變器或一互斥式OR電路取代。
增益電路124使用一預定增益放大從自動相關器123所輸出之信號，並將已放大信號供應至正規器125。
增益電路124將自相關係數AC0乘以一依據媒體(碟片)類型所選定之恰當固定係數(此具體實施例中，對於BD(藍光碟片)與CD(壓縮碟片)為2，且對於DVD(數位多用碟片)為4)以藉此產生一為總和之平方值的包絡信號ENV。
正規器125使用透過自動相關器123及增益電路124所獲得之包絡信號ENV來正規化(做除法)從交叉相關器122所輸出之信號。與為總和之平方值的包絡信號ENV不同，可以針對正規化使用絕對值信號。
正規器125基本上係由一LUT(查找表)與乘法器構成。正規器125較佳包括一用於限制包絡信號ENV之位準的下限制器以便防止由於信號缺陷出現零除法與發散。
圖7係一電路圖，其解說依據第一具體實施例之一正規器的一組態範例。
圖7所示正規器400包括一啟用信號產生器410、一分子資料輸入單元420、一分母資料輸入單元430、一下限制器440、一查找表(LUT)450、一第一時序控制器460、一第二時序控制器470、一乘法器480、及一輸出單元490。
應注意，圖7中，關於相關器，藉由使用除法器128將具有頻率fs之時脈CLK除以N而獲得分頻時脈CLK2。
啟用信號產生器410包括一第一鎖存單元411，其與時脈CLK同步鎖存分頻時脈CLK2；一第二鎖存單元412，其與時脈CLK同步鎖存從第一鎖存單元411所輸出之一信號；及一閘極電路413，其使用從第一鎖存單元411所輸出用作正輸入之信號及從第二鎖存單元412所輸出用作負輸入之信號藉由一邏輯運算產生一啟用信號(脈衝)ENS。
分子資料輸入單元420包括一第三鎖存單元421與一第一多工器422，第一多工器422依據啟用信號ENS選擇分子資料N與從第三鎖存單元421所輸出之信號之一並將分子資料N與從第三鎖存單元421所輸出之信號之該選定者供應至第三鎖存單元421。
第三鎖存單元421與時脈CLK同步鎖存從第一多工器422所輸出之信號並將該信號供應至第一時序控制器460。
分母資料輸入單元430包括一第四鎖存單元431與一第二多工器432，第二多工器432依據啟用信號ENS選擇分母資料DN與從第四鎖存單元431所輸出之信號之一並將分母資料DN與從第四鎖存單元431所輸出之信號之該選定者供應至第四鎖存單元431。
第四鎖存單元431與時脈CLK同步鎖存從第二多工器432所輸出之信號並將該信號供應至下限制器440。
下限制器440包括一比較控制器441，其在從分母資料輸入單元430所輸出用作輸入A之一信號之電壓大於輸入B之電壓(臨界值Vth)時使得啟用信號ENS為活動的；及一第三多工器442，其在啟用信號ENS處於活動狀態下時選擇從分母資料輸入單元430所輸出之信號並將該信號供應至LUT 450。
LUT 450係一ROM查找表，其包括一用以計算倒數之對數計算器451、一反相器452、及一取冪器453。
第一時序控制器460包括一第五鎖存單元461與一第四多工器462，第四多工器462依據啟用信號ENS選擇從分子資料輸入單元420所輸出之信號與從第五鎖存單元461所輸出之信號之一並將該選定信號供應至第五鎖存單元461。
第五鎖存單元461與時脈CLK同步將從第四多工器462所輸出之信號供應至乘法器480。
第二時序控制器470包括一第六鎖存單元471，及一第五多工器472，第五多工器472選擇從LUT 450所輸出之信號與從第六鎖存單元471所輸出之信號之一並將該選定信號供應至第六鎖存單元471。
第六鎖存單元471與時脈CLK同步將從第五多工器472所輸出之信號供應至乘法器480。
乘法器480將透過第一時序控制器460所供應之分子資料乘以透過第二時序控制器470所供應之分母資料之倒數並 將所得信號供應至輸出單元490。
輸出單元490包括一第七鎖存單元491及一第六多工器492，第六多工器492依據啟用信號ENS選擇從乘法器480所輸出之信號與從第七鎖存單元491所輸出之信號之一並將該選定信號供應至第七鎖存單元491。
第七鎖存單元491與時脈CLK同步鎖存從第六多工器492所輸出之信號並輸出該信號作為正規器400之輸出信號。
如上所述，正規器係由計算倒數之LUT(查找表)、及乘法器構成。在該正規器中，分母應包括一下限制器(如圖7所示)以便防止由於信號缺陷出現零除法與發散。可以將下限制器反映至LUT。
module lowlim(in,vth,out)； input(N：0)in； input(N：0)vth； output(N：0)out； if(in<vth) assign out＝vth； else assign out＝in； endmodule
下限值(圖7之臨界值Vth)對應於(例如)一比包絡信號ENV之正常位準小八倍的位準。
DAC 126將從正規器125所輸出之數位信號轉換為類比信號。
LPF 127使從DAC 126所輸出之信號平滑以便獲得一待輸出TE信號。
接下來將說明具有上述組態之TE偵測器件100之操作。
將光接收元件101分割成四個光接收元件，即第一分割式光接收元件101－A至第四分割式光接收元件101－D，如上所述。第一分割式光接收元件101－A將第一RF信號RF1供應至第一AC耦合單元102。同樣地，第二分割式光接收元件101－B將第四RF信號RF4供應至第四AC耦合單元105，第三分割式光接收元件101－C將第三RF信號RF3供應至第三AC耦合單元104，而第四分割式光接收元件101－D將第二RF信號RF2供應至第二AC耦合單元103。
第一AC耦合單元102至第四AC耦合單元105移除第一RF信號RF1至第四RF信號RF4中所包含之DC成分，其中第一RF信號RF1至第四RF信號RF4間之相位差(時間差)依據從光學讀取頭中所包含之光接收元件101所輸出之追蹤錯誤信號變化。
第一加法器106將其中其DC成分係使用第一AC耦合單元102來移除之第一RF信號RF1與其中其DC成分係使用第三AC耦合單元104來移除第三RF信號RF3相加，並將所得信號供應至第一GCA 108。
第二加法器107將其中其DC成分係使用第二AC耦合單元103來移除之第二RF信號RF2與其中其DC成分係使用第四AC耦合單元105來移除之第四RF信號RF4相加，並將所得信號供應至第二GCA 109。
第一GCA 108依據光學讀取頭(OPU)之光接收元件101之輸出位準之變化控制從第一加法器106所供應之信號，並將所得信號供應至第一AAF 110。同樣地，第二GCA 109依據OPU之光接收元件101之輸出位準之變化控制從第二加法器107所供應之信號，並將所得信號供應至第二AAF 111。
第一AAF 110限制第一GCA 108之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第一放大器112，在第一放大器112中放大該信號並將其供應至第一微分器114。第二AAF 111限制第二GCA 109之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第二放大器113，在第二放大器113中放大該信號以便供應至第二微分器115。
第一微分器114移除從第一放大器112所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第一ADC 116。第二微分器115移除從第二放大器113所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第二ADC 117。
第一ADC 116限制從第一微分器114所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號作為一數位信號供應至希爾伯特變換器118。
同樣地，第二ADC 117限制從第二微分器115所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號作為一數位信號供應至第一延遲電路119。
希爾伯特變換器118不管一信號成分之一循環為何使從第一ADC 116所輸出之信號之相位偏移90度並將所得信號供應至交叉相關器122。
第一延遲電路119使從第二ADC 117所輸出之信號延遲一等於希爾伯特變換器118所造成之延遲量的延遲量，並將該信號供應至交叉相關器122。
同時，求和電路121計算從第一ADC 116所輸出之信號與從第二ADC 117所輸出之信號的總和。從求和電路121所輸出之信號係供應至第二延遲電路120，其使該信號延遲等於希爾伯特變換器118所造成之延遲量的延遲量。此後，將該信號進一步供應至自動相關器123。
交叉相關器122使用從希爾伯特變換器118所輸出之信號及從第一延遲電路119所輸出之信號計算一表示輸入RF信號間之相位差之相關係數CC，並將所得信號輸出至正規器125。
自動相關器123計算從求和電路121所輸出之信號的自相關係數AC0且該自相關係數AC0係供應至增益電路124。
增益電路124將自相關係數AC0乘以一依據媒體(碟片)類型所選定之恰當固定係數以藉此產生一為總和之平方值的包絡信號ENV，且該包絡信號ENV係供應至正規器125。
正規器125使用透過自動相關器123及增益電路124所獲得之包絡信號ENV來正規化(做除法)從交叉相關器122所輸出之信號。
接著，DAC 126將從正規器125所供應之數位信號轉換 為類比信號，且此後，LPF 127使該信號平滑以便獲得一待輸出TE信號。
即，使用DAC 126將從正規器125所輸出之數位信號轉換為類比信號，並使用LPF 127(後濾波器)使其平滑。此後，移除信號中之影像成分並將該信號作為一DPD追蹤錯誤信號TEout供應至追蹤伺服控制器件(未顯示)。
依據該第一具體實施例，採用DPD方法之該TE偵測器件係作為一以高準確性以高速操作之數位電路來實現。下文將詳細說明該TE偵測器件之優點。
第二具體實施例
圖8係一電路圖，其解說依據本發明之第二具體實施例之一採用DPD方法之追蹤錯誤(TE)偵測器件的一組態範例。
依據第二具體實施例之TE偵測器件100A與依據第一具體實施例之TE偵測器件100在以下點上不同。
第一ADC 116係在其輸出端子處連接至第一希爾伯特變換器118－1及第一延遲電路119－1，而第二ADC 117係在其輸出端子處連接至第二希爾伯特變換器118－2及第二延遲電路119－2。
此外，第一希爾伯特變換器118－1與第二延遲電路119－2係連接至第一交叉相關器122－1，其計算從第一希爾伯特變換器118－1所輸出之一信號與從第二延遲電路119－2所輸出之一信號間之相關性。此外，第二希爾伯特變換器118－2與第一延遲電路119－1係連接至第二交叉相關器122－2，其 計算從第二希爾伯特變換器118－2所輸出之一信號與從第一延遲電路119－1所輸出之一信號間之相關性。
第一交叉相關器122－1與第二交叉相關器122－2係連接至一減法器129，其執行一減法運算以便獲得從第一交叉相關器122－1所輸出之一信號與從第二交叉相關器122－2所輸出之一信號間之一差值。從減法器129所輸出之一信號係作為分子資料供應至正規器125。
求和電路121A計算從第一延遲電路119－1所輸出之信號與從第二延遲電路119－2所輸出之信號的總和。
在此情況下，第一希爾伯特變換器118－1與第一延遲電路119－1之對及第二希爾伯特變換器118－2與第二延遲電路119－2之對的每一個可以由一單一FIR濾波器構成，該FIR濾波器具有以圖9所示梳狀形狀交錯支兩獨立分接頭導線及輸出端子(I與Q)。因此，電路尺寸得以減小。
圖9係一電路圖，其解說依據第二具體實施例之一希爾伯特IQ濾波器200的一組態範例。
圖10係解說依據第二具體實施例之一希爾伯特變換器之分接頭係數(＝脈衝回應)的圖式。
圖11係解說依據第二具體實施例之該希爾伯特變換器之分接頭編號與分接頭係數間之關係的圖式。
圖12係解說依據第二具體實施例之一帶通濾波器之分接頭係數(＝脈衝回應)的圖式。
圖13係解說依據第二具體實施例之該帶通濾波器之分接頭編號與分接頭係數間之關係的圖式。
如圖9所示，從希爾伯特IQ濾波器200之輸出端子Q所輸出之一信號具有一希爾伯特變換特徵。採用以下表達式表示該希爾伯特變換特徵之頻率傳遞函數。
表達式1 H(ω)＝e－Π/2(ω>0)/H(ω)＝0(ω＝0,2Πfs/2)/H(ω)＝－e－Π/2(ω<0)
即，不管信號循環為何執行一90度(π/2)相移。控制一振幅特徵以便獲得一其中DC頻率與奈奎斯特頻率具有零值之帶通特徵。
如圖10與11所示，希爾伯特變換器之分接頭係數具有點對稱之係數輪廓，其中顯示相對於作為中心點之中心分接頭的帶相反符號之值。因此，就因果性而言實體上無法在類比電路中實施此具體實施例之希爾伯特變換器。
如圖9所示，控制從輸出端子I所輸出之一信號以具有與一振幅特徵相對應的一帶通特徵，該振幅特徵係與從輸出端子Q所輸出之信號的振幅特徵相同。控制從輸出端子I所輸出之信號的延遲量以與從輸出端子Q所輸出之信號的延遲量相同。
如圖12與13所示，帶通濾波器之分接頭係數具有以中心分接頭作為中心的線對稱之係數輪廓。因此，就因果性而言實體上無法在類比電路中實施此具體實施例之BPF。
控制此具體實施例之振幅特徵以便獲得一其中DC頻率與奈奎斯特頻率具有零值之帶通特徵。此外，設定該振幅特徵以便為以半奈奎斯特頻率(fs/4)作為中心的線對稱。 藉此，如圖9至11所示，分接頭係數中交替顯示值0。因 此，希爾伯特變換器之分接頭係數與BPF之分接頭係數係彼此互補配置。
因此，第一希爾伯特變換器118－1與第一延遲電路119－1之對及第二希爾伯特變換器118－2與第二延遲電路119－2之對的每一個可以由一單一FIR濾波器構成，該FIR濾波器具有以圖9所示梳狀形狀交錯之兩獨立分接頭導線210與220及輸出端子(I與Q)230。因此，電路尺寸得以減小。
關於此組態，採用DPD方法之該TE偵測器件係作為一以高準確性以高速執行之數位電路來實現。
第三具體實施例
圖14係一電路圖，其解說依據本發明之第三具體實施例之一採用DPD方法之追蹤錯誤(TE)偵測器件的一組態範例。
依據第三具體實施例之TE偵測器件500包括一配置於光碟中之光學讀取頭(OPU)中的光接收元件501、一第一AC耦合單元502至一第四AC耦合單元505、一第一GCA 506至一第四GCA 509、一第一AAF 510至一第四AAF 513、一第一放大器514至一第四放大器517、一第一微分器518至一第四微分器521、一時脈產生器522、一第一ADC 523至一第四ADC 526、一第一希爾伯特變換器527、一第二希爾伯特變換器528、一第一延遲電路529至一第三延遲電路531、一求和電路532、一第一交叉相關器533、一第二交叉相關器534、一加法器535、一自動相關器536、一增益電路537、一正規器538、一DAC 539、一LPF 540及一除 法器541。
將光接收元件501分割成四個分割式光接收元件，即第一分割式光接收元件501－A至第四分割式光接收元件501－D。第一分割式光接收元件501－A將第一RF信號RF1供應至第一AC耦合單元502，第二分割式光接收元件501－B將第四RF信號RF4供應至第四AC耦合單元505，第三分割式光接收元件501－C將第三RF信號RF3供應至第三AC耦合單元504，第四分割式光接收元件501－D將第二RF信號RF2供應至第二AC耦合單元503。
第一AC耦合單元502至第四AC耦合單元505各由電容器構成且移除第一RF信號RF1至第四RF信號RF4中所包含之DC成分，其中第一RF信號RF1至第四RF信號RF4間之相位差(時間差)依據從光學讀取頭中所包含之光接收元件501所輸出之追蹤錯誤信號變化。
第一GCA 506依據光學讀取頭(OPU)之光接收元件501之輸出位準之變化控制從第一AC耦合單元502所供應之信號，並將所得信號供應至第一AAF 510。
第二GCA 507依據OPU之光接收元件501之輸出位準之變化控制從第二AC耦合單元503所供應之信號，並將所得信號供應至第二AAF 511。
第三GCA 508依據OPU之光接收元件501之輸出位準之變化控制從第三AC耦合單元504所供應之信號，並將所得信號供應至第三AAF 512。
第四GCA 509依據OPU之光接收元件501之輸出位準之變 化控制從第四AC耦合單元505所供應之信號，並將所得信號供應至第四AAF 513。
第一AAF 510限制第一GCA 506之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第一放大器514。
第二AAF 511限制第二GCA 507之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第二放大器515。
第三AAF 512限制第三GCA 508之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第三放大器516。
第四AAF 513限制第四GCA 509之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第四放大器517。
如同第一與第二具體實施例，第一AAF 510至第四AAF 513係用以防止頻疊，且此具體實施例中將二階LPF用作第一AAF 510至第四AAF 513。應注意，針對LPF採用任意階數。
用作記錄媒體之光碟的最內圓周或搜尋開始半徑以ri表示，最外圓周或搜尋目標半徑係以ro表示，且ro大於ri時，宜設定第一AAF 510至第四AAF 513之截止頻率，以便比半徑ri處之RF最大重複頻率高ro/ri倍(對於12－cm碟片，2.4倍)(對於藍光碟片，2T＝fcck/4，且對於DVD與CD，3T＝fcck/6：fcck表示通道時脈頻率)。
如上所述設定截止頻率，以便在碟片上從最內圓周至最外圓周執行全搜尋操作時正確地偵測到TE信號。
第一放大器514將從第一AAF 510所輸出之信號放大為一預定位準，並將該信號供應至第一微分器518。
第二放大器515將從第二AAF 511所輸出之信號放大為一預定位準，並將該信號供應至第二微分器519。
第三放大器516將從第三AAF 512所輸出之信號放大為一預定位準，並將該信號供應至第三微分器520。
第四放大器517將從第四AAF 513所輸出之信號放大為一預定位準，並將該信號供應至第四微分器521。
第一放大器514至第四放大器517為欲供應至隨後級中所配置之第一ADC 523至第四ADC 526的信號提供超標效應。
決定第一放大器514至第四放大器517之增益以便供應至第一ADC 523至第四ADC 526之信號的振幅變得大於全標度。
藉此，使用A/D轉換器之超標限制效應移除振幅變化成分，且充分利用量化解析度獲得具有少量量化位元之A/D轉換器。即，僅將量化解析度指派給與相位差資訊之擷取相關聯很重要的零交越點附近。
應注意，第一放大器514至第四放大器517可以分別耦合至第一GCA 506至第四GCA 509。
第一微分器518移除從第一放大器514所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第一ADC 523。
第二微分器519移除從第二放大器515所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第二ADC 524。
第三微分器520移除從第三放大器516所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第三ADC 525。
第四微分器521移除從第四放大器517所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第四ADC 526。
第一微分器518至第四微分器521各移除藉由一先前級所產生的一DC偏置，提供一微分特徵，並改善一相位解調變器之解調變S/N比，其中該相位調變器之敏感度具有一微分特徵且係配置於一隨後級中。第一微分器518至第四微分器521可以由一階高通濾波器(HPF)構成。
第一ADC 523限制從第一微分器518所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號供應至第一希爾伯特變換器527。
第二ADC 524限制從第二微分器519所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號供應至第一延遲電路529。
第三ADC 525限制從第三微分器520所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號供應至第二希爾伯特變換器528。
第四ADC 526限制從第四微分器521所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號供應至第二延遲電路530。
如同第一具體實施例，使用一相同取樣時脈CLK驅動第 一ADC 523至第四ADC 526。取樣時脈CLK可以與RF非同步。用作記錄媒體之光碟的最內圓周或搜尋開始半徑係採用ri表示、最外圓周或搜尋目標半徑係採用ro表示且ro大於ri時，較佳設定第一ADC 523至第四ADC 526之取樣頻率以便比半徑ri處之RF最大重複頻率高2×(ro/ri)倍(對於12－cm碟片，4.8倍)(對於藍光碟片，2T＝fcck/4，且對於DVD與CD，3T＝fcck/6：fcck表示通道時脈頻率)。
如上所述設定取樣頻率以便在碟片上從最內圓周至最外圓周執行全搜尋操作時正確偵測到TE信號。
在此具體實施例中，第一ADC 523至第四ADC 526係可以鎖存比較器來取代。
第一希爾伯特變換器527不管一信號成分之一循環為何使從第一ADC 523所輸出之信號之相位偏移90度並將所得信號供應至第一交叉相關器533。
第一延遲電路529使從第二ADC 524所輸出之信號延遲一等於第一希爾伯特變換器527所造成之延遲量的延遲量，並將該信號供應至第一交叉相關器533。
第二希爾伯特變換器528不管一信號成分之一循環為何使從第三ADC 525所輸出之信號之相位偏移90度並將所得信號供應至第二交叉相關器534。
第二延遲電路530使從第四ADC 526所輸出之信號延遲一等於第二希爾伯特變換器528所造成之延遲量的延遲量，並將該信號供應至第二交叉相關器534。
第三延遲電路531使從求和電路532所輸出之一信號延遲 等於第一希爾伯特變換器527及第二希爾伯特變換器528所造成之延遲量的延遲量，並將該信號供應至自動相關器536。
第一延遲電路529至第三延遲電路531可以由具有與第一希爾伯特變換器527及第二希爾伯特變換器528之振幅頻率特徵相同之振幅頻率特徵的帶通濾波器(BPF)構成。
此外，如同第一與第二具體實施例，第一希爾伯特變換器527與第二希爾伯特變換器528可以由輸出兩不同信號I(具有同相成分)與Q(具有正交成分)之FIR濾波器構成，信號I與Q具有相互正交關係。
此外，可以配置一第一FIR濾波器來代替該等希爾伯特變換器，且可以配置一第二FIR濾波器來代替用作延遲電路之BPF以便不管一信號循環為何從第一FIR濾波器所輸出的一信號與從第二FIR濾波器所輸出的一信號其間具有90度之相位差。
特定言之，第一FIR濾波器與第二FIR濾波器可以經組態使得不管該信號循環為何第一FIR濾波器之一相移之數量為＋45度(或－45度)且不管該信號循環為何第二FIR濾波器之一相移之數量為－45度(或＋45度)。
求和電路532計算從第一ADC 523至第四ADC 526所輸出之信號的總和。從求和電路532所輸出之信號係透過第三延遲電路531而供應至自動相關器536。
第一交叉相關器533使用從第一希爾伯特變換器527所輸出之信號及從第一延遲電路529所輸出之信號計算一表示 輸入RF信號間之相位差之相關係數CC1，並將所得信號輸出至加法器535。
第二交叉相關器534使用從第二希爾伯特變換器528所輸出之信號及從第二延遲電路530所輸出之信號計算一表示輸入RF信號間之相位差之相關係數CC2，並將所得信號輸出至加法器535。
加法器535將從第一交叉相關器533所供應之信號與從第二交叉相關器534所供應之信號相加，並將所得信號供應至正規器538。
應注意，圖6所示電路可以用作第一交叉相關器533與第二交叉相關器534。
自動相關器536計算從求和電路532所輸出之信號的自相關係數AC0。
自動相關器536可由一乘法器與一積分器構成，該積分器將從乘法器所輸出之信號累積並相加且使用一(例如)固定係數保持及正規化(做除法)累積與加法之結果。
該乘法器可由一平衡調變器或一互斥式OR電路取代。
增益電路537使用一預定增益放大從自動相關器536所輸出之信號，並將已放大信號供應至正規器538。
增益電路537將自相關係數AC0乘以一依據媒體(碟片)類型所選定之恰當固定係數(此具體實施例中，對於BD與CD為2，且對於DVD為4)以藉此產生一為總和之平方值的包絡信號ENV。
正規器538使用透過自動相關器536及增益電路537所獲 得之包絡信號ENV來正規化(做除法)從加法器535所輸出之信號。與為總和之平方值的包絡信號ENV不同，可以針對正規化使用絕對值信號。
正規器538可以基本上由一LUT(查找表)與乘法器構成。正規器538較佳包括一用於限制包絡信號ENV之位準的下限制器以便防止由於信號缺陷出現零除法與發散。
應注意，圖7所示電路可以用作正規器538。
DAC 539將從正規器538所輸出之數位信號轉換為類比信號。
LPF 540使從DAC 539所輸出之信號平滑以便獲得一待輸出TE信號。
接下來將說明具有上述組態之TE偵測器件500之操作。
將光接收元件501分割成四個光接收元件，即第一分割式光接收元件501－A至第四分割式光接收元件501－D，如上所述。第一分割式光接收元件501－A將第一RF信號RF1供應至第一AC耦合單元502。同樣地，第二分割式光接收元件501－B將第四RF信號RF4供應至第四AC耦合單元505，第三分割式光接收元件501－C將第三RF信號RF3供應至第三AC耦合單元504，而第四分割式光接收元件501－D將第二RF信號RF2供應至第二AC耦合單元503。
第一AC耦合單元502至第四AC耦合單元505移除第一RF信號RF1至第四RF信號RF4中所包含之DC成分，其中第一RF信號RF1至第四RF信號RF4間之相位差(時間差)依據從光學讀取頭中所包含之光接收元件101所輸出之追蹤錯誤 信號變化，並將該等信號供應至第一GCA 506至第四GCA 509。
第一GCA 506依據光學讀取頭(OPU)之光接收元件501之輸出位準之變化控制從第一AC耦合單元502所供應之信號，並將所得信號供應至第一AAF 510。
第二GCA 507依據OPU之光接收元件501之輸出位準之變化控制從第二AC耦合單元503所供應之信號，並將所得信號供應至第二AAF 511。
第三GCA 508依據OPU之光接收元件501之輸出位準之變化控制從第三AC耦合單元504所供應之信號，並將所得信號供應至第三AAF 512。
第四GCA 509依據OPU之光接收元件501之輸出位準之變化控制從第四AC耦合單元505所供應之信號，並將所得信號供應至第四AAF 513。
第一AAF 510限制第一GCA 506之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第一放大器514，在第一放大器514中放大該信號並將其供應至第一微分器518。
第二AAF 511限制第二GCA 507之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第二放大器515，在第二放大器515中放大該信號並將其供應至第二微分器519。
第三AAF 512限制第三GCA 508之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第三放大器516，在 第三放大器516中放大該信號並將其供應至第三微分器520。
第四AAF 513限制第四GCA 509之輸出頻帶，防止頻帶外成分之頻疊，並將所得信號供應至第四放大器517，在第四放大器517中放大該信號並將其供應至第四微分器521。
第一微分器518移除從第一放大器514所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第一ADC 523。
第二微分器519移除從第二放大器515所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第二ADC 524。
第三微分器520移除從第三放大器516所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第三ADC 525。
第四微分器521移除從第四放大器517所輸出之一信號的DC成分，對該信號求微分，並將該信號供應至第四ADC 526。
第一ADC 523限制從第一微分器518所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號作為一數位信號供應至第一希爾伯特變換器527。
同樣地，第二ADC 524限制從第二微分器519所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號作為一數位信號供應至第一延遲電路529。
第三ADC 525限制從第三微分器520所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號作為一數位信號供應至第二希爾伯特變換器528。
第四ADC 526限制從第四微分器521所輸出之一信號的振幅，並取樣及量化該信號，且此後，將該信號作為一數位信號供應至第二延遲電路530。
第一希爾伯特變換器527不管一信號成分之一循環為何使從第一ADC 523所輸出之信號之相位偏移90度並將所得信號供應至第一交叉相關器533。
第一延遲電路529使從第二ADC 524所輸出之信號延遲一等於第一希爾伯特變換器527所造成之延遲量的延遲量，並將該信號供應至第一交叉相關器533。
第二希爾伯特變換器528不管一信號成分之一循環為何使從第三ADC 525所輸出之信號之相位偏移90度並將所得信號供應至第二交叉相關器534。
第二延遲電路530使從第四ADC 526所輸出之信號延遲一等於第二希爾伯特變換器528所造成之延遲量的延遲量，並將該信號供應至第二交叉相關器534。
同時，求和電路532計算從第一ADC 523所輸出之信號至從第四ADC 526所輸出之信號的總和。從求和電路532所輸出之信號係供應至第三延遲電路531，其使該信號延遲一等於第一希爾伯特變換器527及第二希爾伯特變換器528所造成之延遲量的延遲量。此後，將該信號進一步供應至自動相關器536。
第一交叉相關器533使用從第一希爾伯特變換器527所輸出之信號及從第一延遲電路529所輸出之信號計算表示輸入RF信號間之相位差之相關係數CC1，並將所得信號輸出至加法器535。
第二交叉相關器534使用從第二希爾伯特變換器528所輸出之信號及從第二延遲電路530所輸出之信號計算表示輸入RF信號間之相位差之相關係數CC2，並將所得信號輸出至加法器535。
加法器535將從第一交叉相關器533所輸出之信號與從第二交叉相關器534所輸出之信號相加並將所得信號供應至正規器538。
自動相關器536計算從求和電路532所輸出之信號的自相關係數AC0且該自相關係數AC0係供應至增益電路537。
增益電路537將自相關係數AC0乘以一依據媒體(碟片)類型所選定之恰當固定係數以藉此產生一為總和之平方值的包絡信號ENV，且該包絡信號ENV係供應至正規器538。
正規器538使用透過自動相關器536及增益電路537所獲得之包絡信號ENV來正規化(做除法)從加法器535所輸出之信號。與為總和之平方值的包絡信號ENV不同，可以針對正規化使用絕對值信號。
接著，DAC 539將從正規器538所供應之數位信號轉換為類比信號，且此後，LPF 540使該信號平滑以便獲得一待輸出TE信號。
即，使用DAC 539將從正規器538所輸出之數位信號轉 換為類比信號，並使用LPF 540(後濾波器)使其平滑。此後，移除信號中之影像成分並將該信號作為一DPD追蹤錯誤信號TEout供應至追蹤伺服控制裝置(未顯示)。
依據該第三具體實施例，採用DPD方法之該TE偵測器件係作為一以高準確性以高速操作之數位電路來實現。下文將詳細說明該TE偵測器件之優點。
第四具體實施例
圖15係一電路圖，其解說依據本發明之第四具體實施例之一採用DPD方法之追蹤錯誤(TE)偵測器件的一組態範例。
依據第四具體實施例之TE偵測器件500A與依據第三具體實施例之TE偵測器件500在以下點上不同。
第一ADC 523係在其輸出端子處連接至第十一希爾伯特變換器527－1及第十一延遲電路529－1，而第二ADC 524係在其輸出端子處連接至第十二希爾伯特變換器527－2及第十二延遲電路529－2。
此外，第十一希爾伯特變換器527－1與第十二延遲電路529－2係連接至第十一交叉相關器533－1，其計算從第十一希爾伯特變換器527－1所輸出之一信號與從第十二延遲電路529－2所輸出之一信號間之相關性。此外，第十二希爾伯特變換器527－2與第十一延遲電路529－1係連接至第十二交叉相關器533－2，其計算從第十二希爾伯特變換器527－2所輸出之一信號與從第十一延遲電路529－1所輸出之一信號間之相關性。
同樣地，第三ADC 525係在其輸出端子處連接至第二十一希爾伯特變換器528－1及第二十一延遲電路530－1，而第四ADC 526係在其輸出端子處連接至第二十二希爾伯特變換器528－2及第二十二延遲電路530－2。
此外，第二十一希爾伯特變換器528－1與第二十二延遲電路530－2係連接至第二十一交叉相關器534－1，其計算從第二十一希爾伯特變換器528－1所輸出之一信號與從第二十二延遲電路530－2所輸出之一信號間之相關性。此外，第二十二希爾伯特變換器528－2與第二十一延遲電路530－1係連接至第二十二交叉相關器534－2，其計算從第二十二希爾伯特變換器528－2所輸出之一信號與從第二十一延遲電路530－1所輸出之一信號間之相關性。
此外，第十一交叉相關器533－1與第十二交叉相關器533－2係連接至一減法器542，其執行一減法運算以便獲得從第十一交叉相關器533－1所輸出之一信號與從第十二交叉相關器533－2所輸出之一信號間之一差值。同樣地，第二十一交叉相關器534－1與第二十二交叉相關器534－2係連接至一減法器543，其執行一減法運算以便獲得從第二十一交叉相關器534－1所輸出之一信號與從第二十二交叉相關器534－2所輸出之一信號間之一差值。
接著，加法器535A將從減法器542所供應之信號與從減法器543所供應之信號相加，並將所得信號供應至正規器538。
求和電路532A計算從第十一延遲電路529－1所輸出之信 號、從第十二延遲電路529－2所輸出之信號、從第二十一延遲電路530－1所輸出之信號、及從第二十二延遲電路530－2所輸出之信號的總和。
在此情況下，第十一希爾伯特變換器527－1與第十一延遲電路529－1之對、第十二希爾伯特變換器527－2與第十二延遲電路529－2之對、第二十一希爾伯特變換器528－1與第二十一延遲電路530－1之對、及第二十二希爾伯特變換器528－2與第二十二延遲電路530－2之對的每一個可以由一單一FIR濾波器構成，該FIR濾波器具有以圖9所示梳狀形狀交錯之兩獨立分接頭導線及輸出端子(I與Q)。因此，電路尺寸得以減小。
在第四具體實施例中，第一ADC 523至第四ADC 526分別將信號供應至第十一希爾伯特變換器527－1與第十一延遲電路529－1之對、第十二希爾伯特變換器527－2與第十二延遲電路529－2之對、第二十一希爾伯特變換器528－1與第二十一延遲電路530－1之對、及第二十二希爾伯特變換器528－2與第二十二延遲電路530－2之對。該等希爾伯特變換器與該等延遲電路各由一輸出兩不同信號I與Q之FIR濾波器構成，信號I與Q具有相互正交關係。
接著，希爾伯特變換器與具有帶通濾波器特徵之FIR濾波器將信號供應至相對應交叉相關器。
如上所述，由於各FIR濾波器之振幅特徵中，兩信號I與Q具有帶通特徵，所以DC頻率成分與奈奎斯特頻率(fs/2)成分之傳輸量為零。因此，由振幅限制所造成且作為此具 體實施例之相關計算之結果在相關性中所產生的一DC偏移成分(一TE信號之中心之偏移)通常為零。因此，如上所述，利用超標限制效應且獲得具有少量量化位元之A/D轉換器。
第十一交叉相關器533－1與第十二交叉相關器533－2將相關係數CC1與CC2分別供應至減法器542，減法器542使用相關係數CC1與CC2執行一減法運算，且所得信號係從減法器542作為追蹤錯誤信號TE1輸出。
各FIR濾波器在信號I與Q上執行一互補計算，因此，相關係數CC1之預期係等於相關係數CC2之預期，且相關係數CC1之極性與相關係數CC2之極性相反。
另一方面，第十一交叉相關器533－1與第十二交叉相關器533－2之積分之留數(雜訊成分)其間具有90度之相位差，且彼此不相關。因此，使用相關係數CC1與CC2執行一微分合成操作時，獲得成分及…成分及一2倍雜訊成分且使TE信號之S/N比改善3 dB。
同樣地，第二十一交叉相關器534－1與第二十二交叉相關器534－2將相關係數CC3與CC4分別供應至減法器543，減法器543使用相關係數CC3與CC4執行一減法運算，且所得信號係從減法器543作為追蹤錯誤信號TE2輸出。
因此，使用相關係數CC3與CC4執行一微分合成操作時，獲得成分及…成分及一2倍雜訊成分且使TE信號之S/N比改善3 dB。
加法器535A將追蹤錯誤信號TE1與TE2彼此相加且作為 追蹤錯誤信號TE0輸出所得信號(計算：TE0＝TE1＋TE2)。依據輸入連接此計算可以為減法。採用此操作，依據媒體之坑深度及OPU之透鏡偏移的原點之偏移(軌道偏置)得以去除。
應注意，在此具體實施例中，從相關計算(乘法與積分)開始繼之以加法/減法來執行該操作。不過，可以從乘法開始繼之以加法/減法、及積分來執行該操作。
由於乘法器係用於相關偵測，所以相對於RF輸入振幅之輸出敏感度具有平方律特徵。由於敏感度因(例如)OPU之光學傳輸函數受頻率特徵之劣化影響，所以僅使用供應至ADC之信號的超標限制效應並不抑制振幅之變化。因此，較佳在交叉相關器之輸入信號位準中正規化追蹤錯誤信號TE0以便消除振幅變化之影響。
求和電路532A使用從FIR濾波器(第十一延遲電路529－1、第十二延遲電路529－2、第二十一延遲電路530－1、及第二十二延遲電路530－2)所輸出之信號I1、I2、I3及I4(或Q1、Q2、Q3及Q4)計算總和以便產生總和信號Z0。
將總和信號Z0供應至自動相關器536，其計算自相關係數AC0。增益電路537將自相關係數AC0乘以一依據媒體(碟片)類型之恰當固定係數(此具體實施例中，對於BD與CD為2，且對於DVD為4)以藉此產生一為總和之平方值的包絡信號ENV。正規器538使用包絡信號ENV正規化追蹤錯誤信號TE0(計算：TE＝TE0/ENV)。由於作為一數位運算執行此計算，所以很容易執行除法。
DAC 539將從正規器538所輸出之信號轉換為類比信號，且LPF(後濾波器)540使類比信號平滑並從該信號移除影像成分。此後，LPF 540將所得信號作為一DPD追蹤錯誤信號TEout供應至一追蹤伺服控制器件(未顯示)。
應注意，儘管先前具體實施例中配置該正規器，但可以採用一方法來代替該正規器，該方法係用於將未曾正規化之追蹤錯誤信號TE0以及該包絡信號ENV發射至一伺服系統且使用追蹤伺服控制器件中所包含之一DSP(數位信號處理)單元執行正規化。
應注意，當振幅或f特徵(例如)小時，可以省略正規化。
此外，希爾伯特濾波器與帶通濾波器(BPF)之分接頭係數不限於圖10至13中所顯示者。例如，希爾伯特濾波器之分接頭係數可以設定為[0,1,0,－1,0](或[0,－1,0,1,0])且帶通濾波器之分接頭係數可以設定為[－1,0,2,0,－1]。
此外，使用具有較高解析度之A/D轉換器的情況下，未必使用超標限制效應而可以在A/D轉換器之後額外配置數位限制器。
此外，可以將TE信號或追蹤錯誤信號TE0及包絡信號ENV作為數位信號發射至追蹤伺服控制裝置而不轉換為類比信號。
依據第一至第四具體實施例，獲得以下效應。
(1)由於，與相關技術中包括A/D轉換器、補償單元、高頻增壓電路、及邊緣(零交越)比較型相位比較器之導致一具有大電路尺寸及高元件敏感度之類比高頻增壓電路之 數位DPD電路的組態不同，採用一包括A/D轉換器、一或多個希爾伯特變換器、及一或多個相關偵測型相位比較器之DPD電路的一組態，所以各相位比較器以高可靠性且以高速操作，而且各A/D轉換器之量化位元之數目得以減少。
(2)由於依據效應(1)之各希爾伯特變換器係藉由一全數位系統來實現，該全數位系統包括一A/D轉換器及第一與第二FIR數位濾波器(第一FIR數位濾波器對應於一希爾伯特變換器且第二FIR數位濾波器對應於一延遲電路或一BPF)，所以錯誤與漂移得以避免且不管一在DC頻率(0 Hz)至奈奎斯特頻率(fs/2)之範圍內的信號循環為何準確獲得90度相對相位差。
(3)依據效應(1)之各相關偵測型相位比較器係由一數位乘法器與一積分與倒卸積分器(包括累積器與一S與H(取樣與保持)電路)構成。由於執行積分偵測，所以與一般邊緣比較型相位比較器不同，利用非同步回授迴路之假邊緣移除機制並非必需的。因此，得以達成利用完全同步設計之定量時序控制(靜態時序分析：STA)且得以實現以高速操作之相位比較器。
(4)依據效應(2)之各希爾伯特變換器基本上具有一帶通特徵，其中DC頻率(0 Hz)與奈奎斯特頻率(fs/2)處之頻率特徵為零。因此，當依據效應(3)使用該一或多個希爾伯特變換器及該一或多個相關偵測型相位比較器組態一採用DPD方法之TE偵測電路時，與TE信號中之解調變DC成分 不同的解調變DC成分主要為零。因此，即使將一信號供應至A/D轉換器之一前對振幅進行限制時，也不產生TE信號之原點之偏移(偏置)。因而，使用超標限制效應減少各A/D轉換器之量化位元之數目。
(5)由於如效應(4)中所述利用各A/D轉換器之超標限制效應，所以量化位元之數目得以減少(1位元至4位元)且電路尺寸得以減小，此外，獲得一較不受相對於振幅之TE敏感度之平方律特徵影響的數位DPD電路，受相對於振幅之TE敏感度之平方律特徵影響係依據效應(3)之相關偵測型相位比較器之缺點。
(6)由於使用一從A/D轉換器所輸出之信號或從FIR濾波器所輸出之信號之總和之平方值之包絡信號或使用一絕對值信號來正規化TE信號，所以在高密度光碟器件中實現一數位DPD電路，其不受由於f特徵之劣化所產生的TE敏感度之平方律特徵影響。
(7)由於將A/D轉換器之取樣頻率設定為比碟片最內圓周處RF信號之最大重複頻率大4.8倍或更多倍的一頻率，所以外圓周處由於一因RF信號之頻疊而產生之反相成分之影響所引起的TE敏感度之劣化得以避免，且在碟片上從最內圓周至最外圓周執行全搜尋操作時正確偵測到橫向TE信號。
(8)由於一希爾伯特變換器與一相關偵測型相位比較器之第一對和一希爾伯特變換器與一相關偵測型相位比較器之第二對係互補實施且在從兩對所輸出之信號上執行微分 合成操作，所以TE信號之S/N得以改善。
(9)由於第一FIR數位濾波器(希爾伯特變換器)與第二FIR數位濾波器(延遲電路或BPF)之每一個係由一單一FIR濾波器構成，該FIR濾波器具有以圖9所示梳狀形狀交錯之兩獨立分接頭導線及輸出端子(I與Q)，所以FIR濾波器之尺寸得以減小至一半。
應注意，上述TE偵測器件可應用於光學記錄/重製裝置(光碟裝置)，例如使用400－nm頻帶之半導體雷射的藍光碟片裝置。
圖16係解說一光學記錄/重製裝置之一組態範例的圖式，依據本發明之具體實施例的TE偵測器件之一係可應用於該光學記錄/重製裝置。
一光學記錄/重製裝置600包括一記錄媒體(例如，一光碟601)、一光學讀取頭(光學頭)610、一採用DPD方法之TE偵測器件620、一伺服控制器630、一驅動電路640、及一系統控制器650。
光學頭610包括一雷射二極體611，其受一雷射驅動電路驅動且係用以記錄及重製數位資料；一光接收元件612，其偵測從雷射二極體611所發射之雷射束；一光學系統613；及一物鏡614。
光接收元件612對應於光接收元件101或501。
DPD型TE偵測器件620對應於依據第一至第四具體實施例之TE偵測器件100、100A、500、或500A。
伺服控制器630包括一ADC 631，其在系統控制器650之 控制下將從TE偵測器件620所供應之類比TE信號轉換為數位信號；一伺服濾波器632；及一PWM(脈衝寬度調變)電路633，其在驅動電路640上執行一PWM控制。應注意，圖16中省略用於聚焦錯誤信號之處理系統。
驅動電路640具有一驅動物鏡614之追蹤機制的追蹤驅動器641。
應注意，此光學記錄/重製裝置僅為一範例，且向其應用本發明之光學記錄/重製裝置不受限於具有圖16所示組態的光學記錄/重製裝置。
熟習此項技術者應瞭解，可根據設計需要及其他因素進行各種修改、組合、次組合及變更，只要其係在所附申請專利範圍或其等效內容的範疇內即可。
100‧‧‧追蹤錯誤偵測器件
100A‧‧‧追蹤錯誤偵測器件
101‧‧‧光接收元件
101－A‧‧‧第一分割式光接收元件
101－B‧‧‧第二分割式光接收元件
101－C‧‧‧第三分割式光接收元件
101－D‧‧‧第四分割式光接收元件
102‧‧‧第一AC耦合單元
103‧‧‧第二AC耦合單元
104‧‧‧第三AC耦合單元
105‧‧‧第四AC耦合單元
106‧‧‧第一加法器
107‧‧‧第二加法器
108‧‧‧第一增益控制放大器
109‧‧‧第二增益控制放大器
110‧‧‧第一防頻疊濾波器
111‧‧‧第二防頻疊濾波器
112‧‧‧第一放大器
113‧‧‧第二放大器
114‧‧‧第一微分器
115‧‧‧第二微分器
116‧‧‧第一類比/數位轉換器
117‧‧‧第二類比/數位轉換器
118‧‧‧希爾伯特變換器
118－1‧‧‧第一希爾伯特變換器
118－2‧‧‧第二希爾伯特變換器
119‧‧‧第一延遲電路
119－1‧‧‧第一延遲電路
119－2‧‧‧第二延遲電路
120‧‧‧第二延遲電路
121‧‧‧求和電路
121A‧‧‧求和電路
122‧‧‧交叉相關器
122－1‧‧‧第一交叉相關器
122－2‧‧‧第二交叉相關器
123‧‧‧自動相關器
124‧‧‧增益電路
125‧‧‧正規器
126‧‧‧數位/類比轉換器
127‧‧‧低通濾波器
128‧‧‧除法器
129‧‧‧減法器
200‧‧‧希爾伯特IQ濾波器
210,220‧‧‧分接頭導線
230‧‧‧輸出端子
300‧‧‧相關器
310‧‧‧啟用信號產生器
311‧‧‧第一鎖存單元
312‧‧‧第二鎖存單元
313‧‧‧閘極電路
320‧‧‧數位乘法器
321‧‧‧第三鎖存單元
322‧‧‧第四鎖存單元
323‧‧‧乘法器
324‧‧‧第五鎖存單元
330‧‧‧累積器
331‧‧‧加法器
332‧‧‧第一多工器
333‧‧‧第六鎖存單元
334‧‧‧正規器(除法器)
340‧‧‧輸出單元
341‧‧‧第七鎖存單元
342‧‧‧第二多工器
400‧‧‧正規器
410‧‧‧啟用信號產生器
411‧‧‧第一鎖存單元
412‧‧‧第二鎖存單元
413‧‧‧閘極電路
420‧‧‧分子資料輸入單元
421‧‧‧第三鎖存單元
422‧‧‧第一多工器
430‧‧‧分母資料輸入單元
431‧‧‧第四鎖存單元
432‧‧‧第二多工器
440‧‧‧下限制器
441‧‧‧比較控制器
442‧‧‧第三多工器
450‧‧‧查找表
451‧‧‧對數計算器
452‧‧‧反相器
453‧‧‧取冪器
460‧‧‧第一時序控制器
461‧‧‧第五鎖存單元
462‧‧‧第四多工器
470‧‧‧第二時序控制器
471‧‧‧第六鎖存單元
472‧‧‧第五多工器
480‧‧‧乘法器
490‧‧‧輸出單元
491‧‧‧第七鎖存單元
492‧‧‧第六多工器
500‧‧‧追蹤錯誤偵測器件
500A‧‧‧追蹤錯誤偵測器件
501‧‧‧光接收元件
501－A‧‧‧第一分割式光接收元件
501－B‧‧‧第二分割式光接收元件
501－C‧‧‧第三分割式光接收元件
501－D‧‧‧第四分割式光接收元件
502‧‧‧第一AC耦合單元
503‧‧‧第二AC耦合單元
504‧‧‧第三AC耦合單元
505‧‧‧第四AC耦合單元
506‧‧‧第一增益控制放大器
507‧‧‧第二增益控制放大器
508‧‧‧第三增益控制放大器
509‧‧‧第四增益控制放大器
510‧‧‧第一防頻疊濾波器
511‧‧‧第二防頻疊濾波器
512‧‧‧第三防頻疊濾波器
513‧‧‧第四防頻疊濾波器
514‧‧‧第一放大器
515‧‧‧第二放大器
516‧‧‧第三放大器
517‧‧‧第四放大器
518‧‧‧第一微分器
519‧‧‧第二微分器
520‧‧‧第三微分器
521‧‧‧第四微分器
522‧‧‧時脈產生器
523‧‧‧第一類比/數位轉換器
524‧‧‧第二類比/數位轉換器
525‧‧‧第三類比/數位轉換器
526‧‧‧第四類比/數位轉換器
527‧‧‧第一希爾伯特變換器
527－1‧‧‧第十一希爾伯特變換器
527－2‧‧‧第十二希爾伯特變換器
528‧‧‧第二希爾伯特變換器
528－1‧‧‧第二十一希爾伯特變換器
528－2‧‧‧第二十二希爾伯特變換器
529‧‧‧第一延遲電路
529－1‧‧‧第十一延遲電路
529－2‧‧‧第十二延遲電路
530‧‧‧第二延遲電路
530－1‧‧‧第二十一延遲電路
530－2‧‧‧第二十二延遲電路
531‧‧‧第三延遲電路
532‧‧‧求和電路
532A‧‧‧求和電路
533‧‧‧第一交叉相關器
533－1‧‧‧第十一交叉相關器
533－2‧‧‧第十二交叉相關器
534‧‧‧第二交叉相關器
534－1‧‧‧第二十一交叉相關器
534－2‧‧‧第二十二交叉相關器
535‧‧‧加法器
535A‧‧‧加法器
536‧‧‧自動相關器
537‧‧‧增益電路
538‧‧‧正規器
539‧‧‧數位/類比轉換器
540‧‧‧低通濾波器
541‧‧‧除法器
542‧‧‧減法器
543‧‧‧減法器
600‧‧‧光學記錄/重製裝置
601‧‧‧光碟
610‧‧‧光學讀取頭(光學頭)
611‧‧‧雷射二極體
612‧‧‧光接收元件
613‧‧‧光學系統
614‧‧‧物鏡
620‧‧‧追蹤錯誤偵測器件
630‧‧‧伺服控制器
631‧‧‧類比/數位轉換器
632‧‧‧伺服濾波器
633‧‧‧脈衝寬度調變電路
640‧‧‧驅動電路
641‧‧‧追蹤驅動器
650‧‧‧系統控制器
A‧‧‧輸入信號
B‧‧‧輸入信號
ENS‧‧‧致能信號啟用信號
ENV‧‧‧包絡信號
I‧‧‧輸出端子
I1,I2,I3,I4,Q1,Q2,Q3,Q4‧‧‧ 信號
Q‧‧‧輸出端子
RF1‧‧‧第一射頻信號
RF2‧‧‧第二射頻信號
RF3‧‧‧第三射頻信號
RF4‧‧‧第四射頻信號
TE0,TE1,TE2‧‧‧追蹤錯誤信號
TEout‧‧‧追蹤錯誤信號
Z0‧‧‧總和信號
圖1係一電路圖，其解說依據本發明之第一具體實施例之一採用DPD方法之追蹤錯誤(TE)偵測器件的一組態；圖2係解說不管一信號循環為何具有＋45度之相移的一FIR(有限脈衝回應)濾波器之分接頭係數(＝脈衝回應)的圖式；圖3係解說不管一信號循環為何具有＋45度之相移的該FIR濾波器之分接頭編號與分接頭係數間之關係的圖式；圖4係解說不管一信號循環為何具有－45度之相移的一FIR(有限脈衝回應)濾波器之分接頭係數(＝脈衝回應)的圖式；圖5係解說不管一信號循環為何具有－45度之相移的該 FIR濾波器之分接頭編號與分接頭係數間之關係的圖式；圖6係一電路圖，其解說依據第一具體實施例之一相關器的一組態範例；圖7係一電路圖，其解說依據第一具體實施例之一正規器的一組態範例；圖8係一電路圖，其解說依據本發明之第二具體實施例之一採用DPD方法之追蹤錯誤(TE)偵測器件的一組態範例；圖9係一電路圖，其解說依據第二具體實施例之一希爾伯特IQ濾波器的一組態範例；圖10係解說依據第二具體實施例之一希爾伯特變換器之分接頭係數(＝脈衝回應)的圖式；圖11係解說依據第二具體實施例之該希爾伯特變換器之分接頭編號與分接頭係數間之關係的圖式；圖12係解說依據第二具體實施例之一帶通濾波器之分接頭係數(＝脈衝回應)的圖式；圖13係解說依據第二具體實施例之該帶通濾波器之分接頭編號與分接頭係數間之關係的圖式；圖14係一電路圖，其解說依據本發明之第三具體實施例之一採用DPD方法之追蹤錯誤(TE)偵測器件的一組態範例；圖15係一電路圖，其解說依據本發明之第四具體實施例之一採用DPD方法之追蹤錯誤(TE)偵測器件的一組態範例；及 圖16係解說一光學記錄/重製裝置之一組態範例的圖式，依據本發明之具體實施例的TE偵測器件之一係可應用於該光學記錄/重製裝置。
100‧‧‧追蹤錯誤偵測器件
101‧‧‧光接收元件
101－A‧‧‧第一分割式光接收元件
101－B‧‧‧第二分割式光接收元件
101－C‧‧‧第三分割式光接收元件
101－D‧‧‧第四分割式光接收元件
102‧‧‧第一AC耦合單元
103‧‧‧第二AC耦合單元
104‧‧‧第三AC耦合單元
105‧‧‧第四AC耦合單元
106‧‧‧第一加法器
107‧‧‧第二加法器
108‧‧‧第一增益控制放大器
109‧‧‧第二增益控制放大器
110‧‧‧第一防頻疊濾波器
111‧‧‧第二防頻疊濾波器
112‧‧‧第一放大器
113‧‧‧第二放大器
114‧‧‧第一微分器
115‧‧‧第二微分器
116‧‧‧第一類比/數位轉換器
117‧‧‧第二類比/數位轉換器
118‧‧‧希爾伯特變換器
119‧‧‧第一延遲電路
120‧‧‧第二延遲電路
121‧‧‧求和電路
122‧‧‧交叉相關器
123‧‧‧自動相關器
124‧‧‧增益電路
125‧‧‧正規器
126‧‧‧數位/類比轉換器
127‧‧‧低通濾波器
128‧‧‧除法器
ENV‧‧‧包絡信號

Claims (53)

  1. 一種採用一微分相位偵測方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其包含：第一與第二微分器，其移除包含於第一與第二信號群組中之直流成分，其中該第一與第二信號群組間之一相位差依據一追蹤錯誤信號變化，並對該第一與第二信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化輸出自該第一微分器之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化輸出自該第二微分器之一信號；一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在一輸出自該第一類比/數位轉換器之信號或一輸出自該第二類比/數位轉換器之信號上執行一90度相移；一延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器輸出之該信號或從該第一類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該希爾伯特變換器所造成之延遲量的延遲量；及一相位比較器，其計算從該希爾伯特變換器輸出之一信號與從該延遲電路輸出之一信號間之一相位差。
  2. 如請求項1之追蹤錯誤信號偵測器件，進一步包含：第一至第四AC耦合單元，其移除第一至第四RF信號中所包含之直流成分，其中該第一至第四RF信號間之相位差依據該追蹤錯誤信號變化；一第一加法器，其藉由將從該第一AC耦合單元輸出之 一信號與從該第三AC耦合單元輸出之一信號相加而產生該第一信號群組；一第二加法器，其藉由將從該第二AC耦合單元輸出之一信號與從該第四AC耦合單元輸出之一信號相加而產生該第二信號群組；第一與第二增益控制放大器，其依據從一光學頭輸出之一信號之一位準的變化來控制從該第一與第二加法器輸出之信號；一第一防頻疊濾波器，其限制該第一增益控制放大器之一輸出頻帶，且防止頻帶外成分之頻疊；一第二防頻疊濾波器，其限制該第二增益控制放大器之一輸出頻帶，且防止頻帶外成分之頻疊；一第一放大器，其將從該第一防頻疊濾波器輸出之一信號放大至一預定位準，並將該信號供應至該第一微分器；及一第二放大器，其將從該第二防頻疊濾波器輸出之一信號放大之一預定位準，並將該信號供應至該第二微分器。
  3. 如請求項2之追蹤錯誤信號偵測器件，其中用作一記錄媒體之一光碟之一最內圓周或一搜尋開始半徑係以ri表示、一最外圓周或一搜尋目標半徑係以ro表示，且ro大於ri時，設定該第一與第二防頻疊濾波器之截止頻率，以便比一RF最大重複頻率高ro/ri倍。
  4. 如請求項2之追蹤錯誤信號偵測器件， 其中設定該第一與第二防頻疊濾波器之截止頻率，以便比一RF最大重複頻率高2.4倍。
  5. 如請求項2之追蹤錯誤信號偵測器件，其中設定該第一與第二放大器之預定增益，以便在該第一與第二類比/數位轉換器中獲得超標限制效應。
  6. 如請求項5之追蹤錯誤信號偵測器件，其中依據一與該等輸入RF信號非同步的相同取樣時脈，驅動該第一與第二類比/數位轉換器，及用作一記錄媒體之一光碟之一最內圓周或一搜尋開始半徑係以ri表示、一最外圓周或一搜尋目標半徑係以ro表示，且ro大於ri時，設定該取樣時脈之一頻率，以便比RF最大重複頻率高2×(ro/ri)倍。
  7. 如請求項5之追蹤錯誤信號偵測器件，其中依據一與該等輸入RF信號非同步的相同取樣時脈，驅動該第一與第二類比/數位轉換器，及設定該取樣時脈之一頻率，以便比RF最大重複頻率高4.8倍。
  8. 如請求項1之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該延遲電路包括一帶通濾波器。
  9. 如請求項8之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該帶通濾波器具有一與該希爾伯特變換器之振幅頻率特徵相同的振幅頻率特徵。
  10. 如請求項1之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該希爾伯特變換器包括一第一FIR濾波器， 該延遲電路包括一第二FIR濾波器，及不管一信號循環為何，從該第一FIR濾波器輸出之一信號與從該第二FIR濾波器輸出之一信號間之一相位差為90度。
  11. 如請求項10之追蹤錯誤信號偵測器件，其中不管該信號循環為何，該第一FIR濾波器之一相移量為+45度或-45度，及不管該信號循環為何，該第二FIR濾波器之一相移量為-45度或+45度。
  12. 如請求項1之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該相位比較器為一交叉相關器。
  13. 一種採用一微分相位偵測方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其包含：第一與第二微分器，其移除包含於第一與第二信號群組中之直流成分，其中該第一與第二信號群組間之一相位差依據一追蹤錯誤信號變化，並對該第一與第二信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分器輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分器輸出之一信號；一第一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在輸出自該第一類比/數位轉換器之一信號上執行一90度相移； 一第一延遲電路，其使從該第一類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第一希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第二希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在輸出自該第二類比/數位轉換器之一信號上執行一90度相移；一第二延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第二希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第一交叉相關器，其計算從該第一希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第一延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第二交叉相關器，其計算從該第二希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第二延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；及一減法器，其使用從該第一交叉相關器輸出之一信號及從該第二交叉相關器輸出之一信號來執行一減法運算。
  14. 如請求項13之追蹤錯誤信號偵測器件，進一步包含：第一至第四AC耦合單元，其移除包含於第一至第四RF信號中之直流成分，其中該第一至第四RF信號間之相位差依據該追蹤錯誤信號變化；一第一加法器，其藉由將輸出自該第一AC耦合單元之一信號與輸出自該第三AC耦合單元之一信號相加而產生 該第一信號群組；一第二加法器，其藉由將輸出自該第二AC耦合單元之一信號與輸出自該第四AC耦合單元之一信號相加而產生該第二信號群組；第一與第二增益控制放大器，其依據從一光學頭所輸出之一信號之一位準的變化來控制從該第一與第二加法器所輸出之信號；一第一防頻疊濾波器，其限制該第一增益控制放大器之一輸出頻帶，且防止頻帶外成分之頻疊；一第二防頻疊濾波器，其限制該第二增益控制放大器之一輸出頻帶，且防止頻帶外成分之頻疊；一第一放大器，其將輸出自該第一防頻疊濾波器之一信號放大至一預定位準，並將該信號供應至該第一微分器；及一第二放大器，其將輸出自該第二防頻疊濾波器之一信號放大為一預定位準，並將該信號供應至該第二微分器。
  15. 如請求項14之追蹤錯誤信號偵測器件，其中用作一記錄媒體之一光碟之一最內圓周或一搜尋開始半徑係以ri表示、一最外圓周或一搜尋目標半徑係以ro表示，且ro大於ri時，設定該第一與第二防頻疊濾波器之截止頻率，以便比一RF最大重複頻率高ro/ri倍。
  16. 如請求項14之追蹤錯誤信號偵測器件，其中設定該第一與第二防頻疊濾波器之截止頻率，以 便比一RF最大重複頻率高2.4倍。
  17. 如請求項14之追蹤錯誤信號偵測器件，其中設定該第一與第二放大器之預定增益，以便在該第一與第二類比/數位轉換器中獲得超標限制效應。
  18. 如請求項17之追蹤錯誤信號偵測器件，其中依據一與該等輸入RF信號非同步的相同取樣時脈，驅動該第一與第二類比/數位轉換器，及用作一記錄媒體之一光碟之一最內圓周或一搜尋開始半徑係以ri表示、一最外圓周或一搜尋目標半徑係以ro表示，且ro大於ri時，設定該取樣時脈之一頻率，以便比RF最大重複頻率高2×(ro/ri)倍。
  19. 如請求項17之追蹤錯誤信號偵測器件，其中依據一與該等輸入RF信號非同步的相同取樣時脈，驅動該第一與第二類比/數位轉換器，及設定該取樣時脈之一頻率，以便比RF最大重複頻率高4.8倍。
  20. 如請求項13之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該第一希爾伯特變換器與該第一延遲電路之一對係組態為一第一FIR濾波器，且該第二希爾伯特變換器與該第二延遲電路之一對係組態為一第二FIR濾波器，該第一與第二FIR濾波器各具有兩獨立分接頭導線及輸出端子I與Q，該兩獨立分接頭導線係以一梳狀形狀交錯。
  21. 如請求項14之追蹤錯誤信號偵測器件， 其中該第一與第二延遲電路包括帶通濾波器，且從該第一與第二延遲電路所輸出之該等信號具有帶通濾波器特徵。
  22. 如請求項21之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該等帶通濾波器具有與從該第一及第二希爾伯特變換器所輸出之該等信號之振幅頻率特徵相同的振幅頻率特徵。
  23. 如請求項13之追蹤錯誤信號偵測器件，進一步包含：一加法器，其使用從該第一與第二類比/數位轉換器輸出之該等信號、從該第一與第二延遲電路輸出之該等信號，及從該第一與第二希爾伯特變換器輸出之該等信號來執行一加法運算；一自動相關器，其計算從該加法器輸出之一信號的自相關性，並產生一包絡信號；及一正規器，其使用該包絡信號來正規化從該自動相關器輸出之一信號或從該減法器輸出之一信號。
  24. 如請求項23之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該正規器包括一查找表及一乘法器，該查找表計算一倒數。
  25. 如請求項24之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該正規器包括一用於限制該包絡信號之一位準的下限制器。
  26. 一種採用一微分相位偵測方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其包含： 第一至第四微分器，其移除包含於第一至第四信號群組中之直流成分，其中該第一至第四信號群組間之相位差依據一追蹤錯誤信號變化，並對該第一至第四信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分器輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分器輸出之一信號；一第三類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第三微分器輸出之一信號；一第四類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第四微分器輸出之一信號；一第一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第一類比/數位轉換器輸出之一信號或從該第二類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第二希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第三類比/數位轉換器輸出之一信號或從該第四類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第一延遲電路，其使輸出自該第二類比/數位轉換器之該信號或輸出自該第一類比/數位轉換器之該信號延遲一等於該第一希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第二延遲電路，其使輸出自該第四類比/數位轉換器之該信號或輸出自該第三類比/數位轉換器之該信號延遲一等於該第二希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量； 一第一交叉相關器，其計算從該第一希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第一延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第二交叉相關器，其計算從該第二希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第二延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；及一加法器，其將從該第一交叉相關器輸出之一信號與從該第二交叉相關器輸出之一信號相加。
  27. 如請求項26之追蹤錯誤信號偵測器件，進一步包含：第一至第四AC耦合單元，其移除包含於第一至第四RF信號中之直流成分，其中該第一至第四RF信號間之相位差依據該追蹤錯誤信號變化；第一至第四增益控制放大器，其依據從一光學頭輸出之一信號之一位準的變化來控制從該第一至第四AC耦合單元輸出之信號；第一至第四防頻疊濾波器，其限制該第一至第四增益控制放大器之輸出頻帶，且防止頻帶外成分之頻疊；及第一至第四放大器，其將從該第一至第四防頻疊濾波器輸出之信號放大至一預定位準，並將該等信號供應至該相對應第一至第四微分器。
  28. 如請求項27之追蹤錯誤信號偵測器件，其中用作一記錄媒體之一光碟之一最內圓周或一搜尋開始半徑係以ri表示、一最外圓周或一搜尋目標半徑係以ro表示，且ro大於ri時，設定該第一至第四防頻疊濾波 器之截止頻率，以便比一RF最大重複頻率高ro/ri倍。
  29. 如請求項27之追蹤錯誤信號偵測器件，其中設定該第一至第四防頻疊濾波器之截止頻率，以便比一RF最大重複頻率高2.4倍。
  30. 如請求項26之追蹤錯誤信號偵測器件，其中設定該第一至第四放大器之預定增益，以便在該第一至第四類比/數位轉換器中獲得超標限制效應。
  31. 如請求項30之追蹤錯誤信號偵測器件，其中依據一與該等輸入RF信號非同步的相同取樣時脈，驅動該第一至第四類比/數位轉換器，及用作一記錄媒體之一光碟之一最內圓周或一搜尋開始半徑係以ri表示、一最外圓周或一搜尋目標半徑係以ro表示，且ro大於ri時，設定該取樣時脈之一頻率，以便比RF最大重複頻率高2×(ro/ri)倍。
  32. 如請求項30之追蹤錯誤信號偵測器件，其中依據一與該等輸入RF信號非同步的相同取樣時脈，驅動該第一至第四類比/數位轉換器，及設定該取樣時脈之一頻率，以便比RF最大重複頻率高4.8倍。
  33. 如請求項26之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該第一與第二延遲電路包括帶通濾波器。
  34. 如請求項33之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該等帶通濾波器具有與該第一及第二希爾伯特變換器之振幅頻率特徵相同的振幅頻率特徵。
  35. 如請求項26之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該第一希爾伯特變換器包括一第一FIR濾波器，該第一延遲電路包括一第二FIR濾波器，該第二希爾伯特變換器包括一第三FIR濾波器，該第二延遲電路包括一第四FIR濾波器，及不管一信號循環為何，從該第一FIR濾波器輸出之一信號與從該第三FIR濾波器輸出之一信號間之相位差為90度，且不管一信號循環為何，從該第二FIR濾波器輸出之一信號與從該第四FIR濾波器輸出之一信號間之相位差為90度。
  36. 如請求項35之追蹤錯誤信號偵測器件，其中不管該信號循環為何，該第一FIR濾波器與該第三FIR濾波器之每一個之一相移量為+45度或-45度，及其中不管該信號循環為何，該第二FIR濾波器與該第四FIR濾波器之每一個之一相移量為-45度或+45度。
  37. 一種採用一微分相位偵測方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其包含：第一至第四微分器，其移除包含於第一至第四信號群組中之直流成分，其中該第一至第四信號群組間之相位差依據一追蹤錯誤信號變化，並對該第一至第四信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分器輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分 器輸出之一信號；一第三類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第三微分器輸出之一信號；一第四類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第四微分器輸出之一信號；一第一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第一類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第二希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第二類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第三希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第三類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第四希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第四類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第一延遲電路，其使從該第一類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第一希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第二延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第二希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第三延遲電路，其使從該第三類比/數位轉換器輸出 之該信號延遲一等於該第三希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第四延遲電路，其使從該第四類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第四希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第一交叉相關器，其計算從該第一希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第二延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第二交叉相關器，其計算從該第二希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第一延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第三交叉相關器，其計算從該第三希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第四延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第四交叉相關器，其計算從該第四希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第三延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第一減法器，其計算從該第一交叉相關器輸出之一信號與從該第二交叉相關器輸出之一信號間之一差；一第二減法器，其計算從該第三交叉相關器輸出之一信號與從該第四交叉相關器輸出之一信號間之一差；及一加法器，其將從該第一減法器輸出之一信號與從該第二減法器輸出之一信號相加。
  38. 如請求項37之追蹤錯誤信號偵測器件，進一步包含： 第一至第四AC耦合單元，其移除包含於第一至第四RF信號中之直流成分，其中該第一至第四RF信號間之相位差依據該追蹤錯誤信號變化；第一至第四增益控制放大器，其依據從一光學頭輸出之一信號之一位準的變化來控制從該第一至第四AC耦合單元輸出之信號；第一至第四防頻疊濾波器，其限制該第一至第四增益控制放大器之輸出頻帶，且防止頻帶外成分之頻疊；及第一至第四放大器，其將從該第一至第四防頻疊濾波器輸出之信號放大至一預定位準，並將該等信號供應至該相對應第一至第四微分器。
  39. 如請求項38之追蹤錯誤信號偵測器件，其中用作一記錄媒體之一光碟之一最內圓周或一搜尋開始半徑係以ri表示、一最外圓周或一搜尋目標半徑係以ro表示，且ro大於ri時，設定該第一至第四防頻疊濾波器之截止頻率，以便比一RF最大重複頻率高ro/ri倍。
  40. 如請求項38之追蹤錯誤信號偵測器件，其中設定該第一至第四防頻疊濾波器之截止頻率，以便比一RF最大重複頻率高2.4倍。
  41. 如請求項37之追蹤錯誤信號偵測器件，其中設定該第一至第四放大器之預定增益，以便在該第一至第四類比/數位轉換器中獲得超標限制效應。
  42. 如請求項41之追蹤錯誤信號偵測器件，其中依據一與該等輸入RF信號非同步的相同取樣時 脈，驅動該第一至第四類比/數位轉換器，及用作一記錄媒體之一光碟之一最內圓周或一搜尋開始半徑係以ri表示、一最外圓周或一搜尋目標半徑係以ro表示，且ro大於ri時，設定該取樣時脈之一頻率，以便比RF最大重複頻率高2×(ro/ri)倍。
  43. 如請求項41之追蹤錯誤信號偵測器件，其中依據一與該等輸入RF信號非同步的相同取樣時脈，驅動該第一至第四類比/數位轉換器，及設定該取樣時脈之一頻率，以便比RF最大重複頻率高4.8倍。
  44. 如請求項38之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該第一希爾伯特變換器與該第一延遲電路之一對、該第二希爾伯特變換器與該第二延遲電路之一對、該第三希爾伯特變換器與該第三延遲電路之一對，及該第四希爾伯特變換器與該第四延遲電路之一對係分別組態為第一至第四FIR濾波器，該第一至第四FIR濾波器各具有兩獨立分接頭導線及輸出端子I與Q，該兩獨立分接頭導線係以一梳狀形狀交錯。
  45. 如請求項38之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該第一至第四延遲電路包括帶通濾波器，且從該第一至第四延遲電路輸出之該等信號具有帶通濾波器特徵。
  46. 如請求項45之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該等帶通濾波器具有與從該第一至第四希爾伯特 變換器輸出之該等信號之振幅頻率特徵相同的振幅頻率特徵。
  47. 如請求項37之追蹤錯誤信號偵測器件，進一步包含：一加法器，其使用從該第一至第四類比/數位轉換器輸出之該等信號、從該第一至第四延遲電路輸出之該等信號，及從該第一至第四希爾伯特變換器輸出之該等信號，執行一加法運算；一自動相關器，其計算從該加法器輸出之一信號的自相關性，並產生一包絡信號；及一正規器，其使用該包絡信號來正規化從該自動相關器輸出之一信號。
  48. 如請求項47之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該正規器包括一查找表及一乘法器，該查找表計算一倒數。
  49. 如請求項48之追蹤錯誤信號偵測器件，其中該正規器包括一用於限制該包絡信號之一位準的下限制器。
  50. 一種包括一光碟記錄媒體之光碟裝置，其包含：一採用一DPD方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其根據照射於該光學記錄媒體上之光的反射光資訊，偵測一追蹤錯誤信號，其中該追蹤錯誤信號偵測器件包括，第一與第二微分器，其移除包含於第一與第二信號群組中之直流成分，其中該第一與第二信號群組間之一相 位差依據該追蹤錯誤信號變化，並對該第一與第二信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分器輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分器輸出之一信號；一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第一類比/數位轉換器輸出之一信號或從該第二類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器輸出之該信號或從該第一類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；及一相位比較器，其計算從該希爾伯特變換器輸出之一信號與從該延遲電路輸出之一信號間之一相位差。
  51. 一種包括一光碟記錄媒體之光碟裝置，其包含：一採用一DPD方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其根據照射於該光學記錄媒體上之光的反射光資訊，偵測一追蹤錯誤信號，其中該追蹤錯誤信號偵測器件包括，第一與第二微分器，其移除包含於第一與第二信號群組中之直流成分，其中該第一與第二信號群組間之一相位差依據一追蹤錯誤信號變化，並對該第一與第二信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分 器輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分器輸出之一信號；一第一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第一類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第一延遲電路，其使從該第一類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第一希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第二希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第二類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第二延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第二希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第一交叉相關器，其計算從該第一希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第一延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第二交叉相關器，其計算從該第二希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第二延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；及一減法器，其使用從該第一交叉相關器輸出之一信號及從該第二交叉相關器輸出之一信號執行一減法運算。
  52. 一種包括一光碟記錄媒體之光碟裝置，其包含： 一採用一DPD方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其根據照射於該光學記錄媒體上之光的反射光資訊偵測一追蹤錯誤信號，其中該追蹤錯誤信號偵測器件包括，第一至第四微分器，其移除包含於第一至第四信號群組中之直流成分，其中該第一至第四信號群組間之相位差依據一追蹤錯誤信號變化，並對該第一至第四信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分器輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分器輸出之一信號；一第三類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第三微分器輸出之一信號；一第四類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第四微分器輸出之一信號；一第一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第一類比/數位轉換器輸出之一信號或從該第二類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第二希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第三類比/數位轉換器輸出之一信號或從該第四類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第一延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器輸出之該信號或從該第一類比/數位轉換器輸出之該信號延遲 一等於該第一希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第二延遲電路，其使從該第四類比/數位轉換器輸出之該信號或從該第三類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第二希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第一交叉相關器，其計算從該第一希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第一延遲電路輸出之一信號間之一相位差；一第二交叉相關器，其計算從該第二希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第二延遲電路輸出之一信號間之一相位差；及一加法器，其將從該第一交叉相關器輸出之一信號與從該第二交叉相關器輸出之一信號相加。
  53. 一種包括一光碟記錄媒體之光碟裝置，其包含：一採用一DPD方法之追蹤錯誤信號偵測器件，其根據照射於該光學記錄媒體上之光的反射光資訊偵測一追蹤錯誤信號，其中該追蹤錯誤信號偵測器件包括，第一至第四微分器，其移除包含於第一至第四信號群組中之直流成分，其中該第一至第四信號群組間之相位差依據一追蹤錯誤信號變化，並對該第一至第四信號群組求微分；一第一類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第一微分器輸出之一信號；一第二類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第二微分 器輸出之一信號；一第三類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第三微分器輸出之一信號；一第四類比/數位轉換器，其取樣並量化從該第四微分器輸出之一信號；一第一希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第一類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第二希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第二類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第三希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第三類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第四希爾伯特變換器，其不管一信號成分之一循環為何，在從該第四類比/數位轉換器輸出之一信號上執行一90度相移；一第一延遲電路，其使從該第一類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第一希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第二延遲電路，其使從該第二類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第二希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第三延遲電路，其使從該第三類比/數位轉換器輸出 之該信號延遲一等於該第三希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第四延遲電路，其使從該第四類比/數位轉換器輸出之該信號延遲一等於該第四希爾伯特變換器造成之延遲量的延遲量；一第一交叉相關器，其計算從該第一希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第二延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第二交叉相關器，其計算從該第二希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第一延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第三交叉相關器，其計算從該第三希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第四延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第四交叉相關器，其計算從該第四希爾伯特變換器輸出之一信號與從該第三延遲電路輸出之一信號間之一交叉相關性；一第一減法器，其計算從該第一交叉相關器輸出之一信號與從該第二交叉相關器輸出之一信號間之一差；一第二減法器，其計算從該第三交叉相關器輸出之一信號與從該第四交叉相關器輸出之一信號間之一差；及一加法器，其將從該第一減法器輸出之一信號與從該第二減法器輸出之一信號相加。
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