CN101322307A - 无刷电动机用的驱动器包含驱动器和无刷电动机的系统及驱动电动机的方法 - Google Patents

Abstract

无刷电动机用的驱动器(DR)，包含至少三个输出端(O_U，O_V，O_W)，用以给该电动机的线圈(U，V，W)供电。所述驱动器(DR)的第一和第二输出端(O_U，O_V)分别用于提供第一和第二供电信号(S_U，S_V)。在第一换向状态(CS1)期间，所述第一和第二供电信号(S_U，S_V)分别具有第一和第二平均电压(V1，V2)。在接着第一换向状态(CS1)之后的第二换向状态(CS2)期间，所述第一和第二供电信号(S_U，S_V)分别具有第三和第四平均电压(V3，V4)。所述第二和第三平均电压(V2，V3)的值介于所述第一平均电压(V1)和所述第四平均电压(V4)之间。

Description

无刷电动机用的驱动器包含驱动器和无刷电动机的系统及驱动电动机的方法

技术领域

本发明涉及一种无刷电动机用的驱动器；还涉及一种包含驱动器和无刷电机的系统，以及涉及一种用以驱动电机的方法。

背景技术

无刷电动机用的驱动器通常包含一个半桥电路，用于电动机的每个线圈，所述半桥电路包含第一和第二开关元件。所述开关元件通常由体二极管所桥接，所述体二极管固有地存在于所述开关元件中，或者刻意地提供于本设计中。这些体二极管使得电流在假定各开关元件之间公共节点处的电压超过较高供电电压值或者低于较低供电电压值情况下能够导通。按照这种方式，保护各开关元件免受因过压情况所致的损害。

在电动机运行期间，线圈中产生反电动势(back-EMF)脉冲。由于这种效应，在与不供能线圈耦接的公共节点处，可能会发生超过所述较低或较高供电电压值的电压。这会导致能量的损失。此外，虽然所述体二极管保护开关元件避免发生过压，但仍有以下危险，这就是由体二极管中电流的耗散所产生的热量而导致开关元件的损坏。

发明内容

本发明的目的在于提供一种无刷电动机用的驱动器，一种包含驱动器和无刷电动机的系统，以及提供一种驱动无刷电动机用的方法；其中，在与不供能线圈耦接的公共节点处发生所述电压的电压范围被减小。

按照本发明，由权利要求1所述驱动器和权利要求8所述系统以及权利要求9所述的方法实现上述发明目的。

权利要求1的驱动器特别适用于无刷直流电动机，其中，每个线圈的第一端与驱动器的对应输出端耦接，并且，各线圈的第二端共同耦接成星形节点。

所述驱动器按照一种转换方式给所述电动机供能，也即所述驱动器假设一个换向状态的循环次序。在接续的各换向状态之间变换时，驱动器改变给各线圈供能的方式，使磁通量的取向改变，从而引起电机转子旋转。

所述驱动器可以自主地执行所述转换方式，譬如以预定频率或以从零逐渐增大到预定值的频率步入每个下一换向状态。作为一种可供选择的方式，可以在譬如使用像霍尔传感器(Hall sensor)这样的位置传感器，或者使用电动机的反电动势零点交叉的同时，使所述转换方式的执行与电机的转动相关联。

在第一换向状态期间，由于第一输出端处给出的供电信号等于第一平均电压值，而第二输出端处给出的供电信号具有中间平均电压值，即第一和第四平均电压值之间的值，所以星形节点处的电压相对地接近第一平均电压。在第二换向状态期间，由于第一输出端处给出的供电信号具有中间平均电压值，而第二输出端处给出的供电信号等于第四平均电压，所以星形节点处的电压相对地接近第四平均值。虽然第一和第二输出端之间的电压差可以保持不变，但在从第一换向状态到第二换向状态的转换过程下，星形节点处的电压改变。

在权利要求8所述的系统中，在第一换向状态中，第三线圈的第一和第二端之间电势差的极性与第四和第一平均电压之间差值的极性相同。在第二换向状态中，第三线圈的第一和第二端之间电势差的极性与第四和第一平均电压之间差值的极性相反。按照这种方式，由权利要求1所述的驱动器获得的效果补偿非供能线圈中所产生的反电动势电压，以致出现在与第三输出端耦接的非供能线圈的端部处的电压平均达到很小的过电压，于是降低甚至消除通过体二极管导电。

第一和第二供电信号当中的每一个都可以是脉冲宽度调制信号，该信号的电压在比如0这样相对较低值与比如V(伏特)这样的相对较高值之间变化。譬如，在第一换向状态中，第一供电信号具有相对较高值V，占空因数为90％，第二供电信号具有的这个值占空因数为50％，而在第二换向状态中，第一和第二供电信号分别具有占空因数50和10％。在权利要求2所述的实施例中，在换向状态期间，第一和第二供电信号当中之一具有恒定供电电压。这种实施例是有利的，因为在每个状态期间只需要提供给一个输出，以切换信号。按照这种方式，切换损失减小。另外，按照这种方式，在星形节点处可以产生用于补偿反电动势电压的最强补偿电压。

在权利要求3的实施例中，所述驱动器具有换向状态，其中，它为电动机的多于两个线圈供能，譬如在三相电动机的情况下，它为每个线圈供能。这种实施例的优点在于，它允许定子通量的更渐进旋转，从而导致可听噪声降低。

利用权利要求4的实施例能够进一步降低。在第三换向状态的第一子状态的结尾处，当第一输出端和与它耦接的线圈处的平均电压之间没有差值时，流过与第一输出端耦接的线圈的电流减小至0。因此，向第一输出端高阻抗状态的过渡是平滑的。可以按技术熟练人员所公知的方式，作为电机转速的函数来计算反电动势电压的幅值。

然而，对于这样的计算，需要相对较为大量的硬件和/或软件。权利要求5的实施例提出一种替换，用以减小可听噪声并且需要较少的额外硬件或软件。在这样的实施例中，在第三换向状态的第一子状态下，供电信号是以非互补方式被脉冲宽度调制的。也就是说，第一输出端的阻抗在相对较低和相对较高的值之间交替，其中，在阻抗具有相对较低值的时间间隔期间，给出的供电信号具有第一平均电压，而在第三换向状态的第一子状态期间，输出阻抗具有相对较高值的时间区段逐渐增大到100％。

附图说明

以下结合附图更加详细地描述本发明的这些以及其他各个方面。其中：

图1以示意的方式示出一种驱动器和与之耦接的无刷电动机，其中本发明是适用的，

图2表示由本发明驱动器的一种实施例给出的输出信号；

图3更为详细地示出所述驱动器；

图4表示由本发明驱动器的第二实施例给出的输出信号；

图5表示由本发明驱动器的第三实施例给出的输出信号；

图6表示由本发明驱动器的第四实施例给出的输出信号；

图7表示由本发明驱动器的第五实施例给出的输出信号；

图8表示由本发明驱动器的第六实施例给出的输出信号；

图9更为详细地显示所述驱动器的控制器。

具体实施方式

图1示意性地示出无刷电动机M用的驱动器，它包含至少三个输出端O_U、O_V、O_W，用来给该电动机的线圈供电。所述各线圈提供引起转子(未明确示出)转动用的旋转磁场。在运行期间，该驱动器假定一个周期性序列地换向的状态CS1、CS2…，其中，在它的各输出端提供供电信号。是驱动器在第一输出端O_U、第二输出端O_V和第三输出端O_W处分别提供第一供电信号S_U、第二供电信号S_V和第三供电信号S_W。如图2所示，按照本发明的驱动器，它具有第一换向状态CS1，在第一换向状态CS1期间，第一供电信号S_U具有恒定的电压Vdd。相应地，第一平均电压V1也具有这个值，即V1＝Vdd。在第一换向状态期间，第二供电信号S_V的值在时间区段0.2期间的相对较高值Vdd和时间区段0.8期间的相对较低值Vss之间以较高的频率交替变换。因此，第二供电信号具有第二平均电压V2＝0.2*Vdd+0.8*Vss。所述驱动器具有继第一换向状态CS1之后的第二换向状态CS2。在第二换向状态CS2期间，第一供电信号S_U在时间区段0.8期间的相对较高值Vdd和时间区段0.2期间的相对较低值Vss之间以较高的频率交替变换。因此，在第二换向状态期间，第一供电信号S_U具有第三平均电压V3，这个值等于0.8*Vdd+0.2*Vss。在第二换向状态期间，第二供电信号S_V保持在电压Vss。因此，第二换向状态期间，第二供电电压S_V的第四平均电压V4等于Vss。第二和第三平均电压的值介于第一和第四平均电压中间。具体地说，第二和第三平均电压V2、V3低于第一平均电压V1，而第四平均电压V4低于第二和第三平均电压V2、V3。在前两个换向状态期间，第三输出端O_w保持为高阻抗，这是由带有符号∞的水平线指示的。在第一换向状态CS1期间，星形节点处的共态信号是：

VS＝(V1+V2)/2＝(Vdd+0.2*Vdd+0.8*Vss)/2＝0.6*Vdd+0.4*Vss。

在第二换向状态CS2期间，共态信号是：

VS＝(V3+V4)/2＝(0.8*Vdd+0.2*Vss+Vss)/2＝0.4*Vdd+0.6*Vss。

星形节点处的平均电压值VS示于图2的底部。

因此，在第一换向状态CS1期间，反电动势脉冲具有较大的负限界(margin)V_Δ＝0.6*Vdd+0.4*Vss-Vss＝0.6*Vdd-0.6*Vss，而在第二换向状态CS2期间，反电动势脉冲具有较大的正限界V_Δ＝Vdd-(0.4Vdd+0.6Vss)＝0.6Vdd-0.6Vss。

在用这种驱动器驱动电动机时，可以实现下述有优点和效果。由于在第一换向状态CS 1期间未接地的线圈中的反电动势脉冲是负的，即与驱动器耦接的线圈的端部与星形节点之间的电压差值的极性是负的。现在这个负的反电动势电压可以比一旦星形节点处电压为1/2(Vdd+Vss)情况下的幅值高。

同样地，在第二换向状态CS2下，当反电动势脉冲的极性是正的时，给出较大的正限界。

由于这种较大的正限界，不供能线圈的端部处的反电动势信号不常或者根本不侵扰边界Vss和Vdd，从而防止或者至少是减小错误的电流。虽然显示的是每个换向状态内供电信号的交变数目相对较少，但实际上是各信号将有较高的交变频率。譬如，供电信号可能会以高于20kHz的脉冲宽度调制(PWM)频率交变，而换向频率至少低一个数量级。

与电动机的旋转速度有关，两个供能线圈中引起的反电动势电压影响星形节点的平均电压VS。在三相电动机的情况下，这两个反电动势电压关于不接地线圈的反电动势电压具有+2π/3和-2π/3的相差。这些反电动势电压之和恰与不接地线圈中的反电动势电压反相。净效果(net effect)是：由反电动势电压引起的、与驱动器耦接的不接地线圈端部处电压的总变化是不接地线圈自身引起的反电动势电压的3/2。对驱动器的影响与假若如此引起的反电动势电压完全由不接地绕组引起这种情况中影响是相同的。因此，这样的效应不与本发明的解释有关。因此，为清晰起见，图2中不未显示这个效应。

虽然为了清晰起见，参照三相驱动器示出本发明的原理，但本发明同样适用于用来驱动多相电动机的驱动器。然而应该注意，三相无刷电动机被最广使用。

图3示意性地示出驱动器的第一实施例。

这种驱动器具有桥接电路，该桥接电路对于输出端O_U、O_V、O_W当中的每一个分别有一对开关元件TU1，TU2；TV1，TV2；TW1，TW2。所述开关元件比如是CMOS或双极晶体管，每一个都具有主电流通路(漏极-源极、集电极-发射极)和控制电极(栅极、基极)。每个开关元件由续流二极管DU1，DU2，DV1，DV2，DW1，DW2所桥接。如果一对开关元件的公共节点处电压超出较高的供电电压Vdd或较低的供电电压Vss，所述续流二极管使电流得以能够传导。这会保护开关元件，但也会导致错误电流的传导，以及随之而来的功率耗散。每对开关元件串联布置在用来提供第一供电电压Vdd的供电线与用来提供第二供电电压Vss的供电线之间。每一对中的开关元件的导电通路具有形成各自输出端的公共节点O_U、O_V、O_W。开关元件的控制电极与控制电路CTRL耦接，所述控制电路CTRL提供控制信号Uupper，Ulower，Vupper，Vlower，Wupper，Wlower。

应用参照表1的控制信号可以得到信号S_U、S_V。其中值1、0分别指示以导电和非导电模式来强制对应开关元件。值P、Pi分别指示具有占空因数P和具有占空因数Pi＝1-P的脉冲宽度调制信号。

表1：换向表的两个后续换向状态

状态	CS1	CS2
			Uupper	1	P
Ulower	0	Pi
			Vupper	Pi	0
Vlower	P	1
			Wupper	0	0

Wlower

0

0

其余状态CS3-CS12可以通过下述转移规则从这个基本表得到。

$(\mathrm{Uupper}(\mathrm{CSi}+2),\mathrm{Ulower}(\mathrm{CSi}+2))=$

$\left(\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{upper}}\\ U_{\mathrm{lower}}\end{array}\right)(i+2)=T\left(\begin{array}{c}{W}_{\mathrm{upper}}\\ W_{\mathrm{lower}}\end{array}\right)\left(i\right),\begin{array}{}\end{array}\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{upper}}\\ V_{\mathrm{lower}}\end{array}\right)(i+2)=T\left(\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{upper}}\\ U_{\mathrm{lower}}\end{array}\right)\left(i\right)$ 和

$\left(\begin{array}{c}{W}_{\mathrm{upper}}\\ W_{\mathrm{lower}}\end{array}\right)(i+2)=T\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{upper}}\\ V_{\mathrm{lower}}\end{array}\right)\left(i\right)$ 其中    R1

$T\left(\begin{array}{c}0\\ 0\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}0\\ 0\end{array}\right),T\left(\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right),T\left(\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right),T\left(\begin{array}{c}P\\ \mathrm{Pi}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}\mathrm{Pi}\\ P\end{array}\right)$ 和 $T\left(\begin{array}{c}\mathrm{Pi}\\ P\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}P\\ \mathrm{Pi}\end{array}\right)$ R2

相应地，对于12个接续换向状态的完整换向循环，得到下面的换向表(表2)。

表2：本发明第一实施例的完整换向表

状态	CS1	CS2	CS3	CS4	CS5	CS6	CS7	CS8	CS9	CS10	CS11	CS12
													Uupper	1	P	0	0	Pi	0	0	Pi	0	0	P	1
Ulower	0	Pi	0	0	P	1	1	P	0	0	Pi	0
													Vupper	Pi	0	0	Pi	0	0	P	1	1	P	0	0
Vlower	P	1	1	P	0	0	Pi	0	0	Pi	0	0
													Wupper	0	0	P	1	1	P	0	0	Pi	0	0	Pi
Wlower	0	0	Pi	0	0	Pi	0	0	P	1	1	P

比如根据电动机的物理模型，控制电路可以具有对于换向频率的固定设置。作为选择的方式，控制电路可以具有用以处理有关电动机状态的传感器信息，比如与电动机的位置和速度有关的传感器信息的模块。控制电路可另外包含本领域公知的任何其他电路，如换向控制、速度控制、功率控制、转矩控制。控制器可使用来自各种传感器比如使用霍尔元件、使用反电动势检测器的位置传感器，又比如使用传感电阻的电流传感器的输入信号。

由于在本发明的驱动器中非供能绕组的自由端处的反电动势电压有限制，所以通过续流二极管中传导的电流，以及其中随之而来的功率耗散都受到局限。

在上述实施例中，在第一换向状态CS1下，第一供电信号S_U具有等于第一供电电压Vdd的实质为恒定的电压，第二供电信号S_V具有在第一供电电压Vdd与第二供电电压Vss之间交替变换的电压。在第二换向状态CS2期间，第二供电信号S_V具有等于第二供电电压Vss的实质为恒定的电压，第一供电信号S_U具有在第一供电电压Vdd与第二供电电压Vss之间交替变换的电压。

图4显示本发明的又实施例，其中在第二换向状态CS2的最后部分CS2B期间，第三输出端O_W提供具有第五平均供电电压的第三供电信号S_W。具体地说，第三供电信号S_W以较高的频率在时间区段0.8期间的相对高值Vdd与时间区段0.2期间的相对低值Vss之间交替变换。因此，其平均电压是V5＝0.8Vdd+0.2Vss。由于允许所有三个电流供能，比起同时只执行两个线圈的情况来，磁通量的变化更为渐进。

通过修正表3的换向表，可以得到图4中显示的供电信号。只显示前3个换向状态。剩余状态可通过对上面提到的转移规则的改进来确定，其中

${\left(\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{upper}}\\ U_{\mathrm{lower}}\end{array}\right)}_{\mathrm{CSiA}}(i+2)=T{\left(\begin{array}{c}{W}_{\mathrm{upper}}\\ W_{\mathrm{lower}}\end{array}\right)}_{\mathrm{CSiA}}\left(i\right),$ 和 ${\left(\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{upper}}\\ U_{\mathrm{lower}}\end{array}\right)}_{\mathrm{CSiB}}(i+2)=T{\left(\begin{array}{c}{W}_{\mathrm{upper}}\\ W_{\mathrm{lower}}\end{array}\right)}_{\mathrm{CSiB}}\left(i\right).$

据此改进用于V和W的规则。

在这一实施例中，电动机线圈放电期间(比如从换向状态CS2向CS3的过渡期间)出现的回扫脉冲仍然很快。这一过渡是完全可听得见的。

表3：第二实施例驱动器的前四个换向状态

图5显示进一步改进的驱动电动机的方式，其中实现实质上更为渐进的电动机线圈的放电。

在由图5所示的实施例中，驱动器具有第三换向状态CS3，该第三换向状态CS3具有第一和第二子状态CS3A、CS3B，其中，所述第二子状态CS3B接在所述第一子状态CS3A之后。在第一子状态CS3A下，第一输出端O_U给出具有交变电压的供电信号S_U，该供电信号S_U的占空因数在第一子状态CS3A期间从值(P)变化到值(Pd)，所述值P等于其在第二换向状态的值，而在所述值Pd时，输出端O_U处的平均电压等于星形节点处的电压加上与第一输出端耦接之线圈中产生的反电动势电压，而且在第二子状态CS3B期间，第一输出端O_U保持为高阻抗。表4示出适于获得图5供电信号的部分换向表。

可以看到，在子状态CS3A下，上部晶体管和下部晶体管的脉冲宽度调制占空因数如何分别从 $\left(\begin{array}{c}P\\ \mathrm{Pi}\end{array}\right)$ 变化到 $\left(\begin{array}{c}\mathrm{Pd}\\ \mathrm{Pdi}\end{array}\right).$ 同样地，子状态CS1A、CS5A、CS7A、CS9A和CS11A示出根据上面限定的转移规则的占空因数变化。

表4：第三实施例驱动器的前四个换向状态

图6示出本发明驱动器第四个实施例的工作情况。在驱动器的本实施例中，第三换向状态CS3A也有第一和第二子状态。然而，本实施例中，在所述第一子状态下，所述第一输出端的阻抗在相对较低与相对较高的值之间交替变换。在所述阻抗具有相对较低值的时间间隔期间给出具有第一供电电压Vdd的供电信号S_U。在所述第一子状态CS3A期间，输出端O_U的阻抗具有相对较高值的时间区段逐渐增加到100％。在所述第二子状态CS3B期间，所述第一输出端O_U保持为高阻抗，有如参照图5描述的实施例的情况那样。用相对简单的硬件可以得到所述第一供电信号S_U。

表5显示适于获得图6供电信号的换向表。

表5：第四实施例驱动器的前四个换向状态

虽然不算严格，但在对线圈供能的瞬间也能存在可听的噪声。同样是为了降低对于可听噪声的这种贡献，通过提供有如图7中所示的供电信号可以对线圈逐渐充电。表6显示适于获得图7供电信号的换向表。

表6：第五实施例驱动器的前四个换向状态

在所述换向状态CS2B下，利用占空因数得到对于线圈W的供电信号。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Pu}\\ \mathrm{Pui}\end{array}\right)$ 恰好足够补偿线圈W中所产生的反电动势电压。然后占空因数逐渐修改到它的最终值 $\left(\begin{array}{c}P\\ \mathrm{Pi}\end{array}\right),$ 以致通过线圈W中的电流可以逐渐增大，而不引起可听的噪声。

线圈中所产生的反电动势电压可由技术人员确定为电动机速度的函数。然而这需要相对较大数量的硬件。

在一种优选实施例中，在线圈中产生的反电动势电压具有零点交叉的时刻，开始线圈的占空因数的直线上升。对于线圈W而言，零点交叉出现在从换向状态CS1向换向状态CS2的过渡期间。因此，占空因数的直线上升在此时刻开始，具有值Pu＝P/2和Pui＝1-P/2。这可见于如下所述：

在状态CS2A下：供电信号S_U的平均电压是：

Vu＝P*Vdd+(1-P)*Vss，对于供电信号S_V而言，

S_V＝Vss，

因此星形节点处电压Vs

Vs＝1/2P*(Vdd-Vss)+Vss

因此，如果对于线圈W而言，Pu＝P/2，则

Vw＝P/2.Vdd+(1-P/2)Vss＝1/2P.(Vdd-Vss)+Vss

这被示意性地示于图8中。表7显示适于获得图8供电信号的换向表。

表7：第六实施例驱动器的前四个换向状态

可以适应地实现直线下降时间或直线上升时间，比如，直下降或直线上升时间可以对应于比如15°的电相变持续时间，这里对应子状态的持续时间。在这种情况下，需要通过考虑(电)速度来计算所述直线上升/下降时间(反电动势的零点交叉之间的时间)。或者作为选择，可以实现固定的直线上升/下降时间，比如2ⁿ次PWM周期。这会方便中间PWM占空因数值计算的实施。

需要一种反向换向方式来主动地制动PWM控制的电动机，按照这种反向换向方式，与正向驱动方式相比，驱动信号被倒向。

在有如图3所示的桥式驱动器的情况下，可由每个半桥内的或者跨越整个半桥中的任何一个的交换(swap)得到驱动信号的倒向。

在第一种情况下，半桥X的上开关元件和下开关元件的控制信号Xupper、Xlower互相交换。

即(Xupper，Xlower)_反＝(Xlower，Xupper)_正，其中X＝U，V，W。R3

在第二种情况下，两个桥X、Y的下开关元件Xlower、Ylower的控制信号交换，两个桥X、Y的上开关元件Xupper、Yupper的控制信号交换。

即(Xlower，Xupper)_反＝(Ylower，Yupper)_正            R4

当采用反向换向方式时，应该考虑到电动机仍在正向运动，并且伴生的反电动势电压与正向模式中相同。因此，为了实现在非供能线圈中星形节点的极性仍然补偿反电动势电压的极性，只有第二种交换方式是可能的。

因此，应该采用第二种转换规则R4。

使用转移规则R1、R2，下面的表8中示出描述完整换向循环的表。

表8：使用逆向换向方式制动正向旋转电动机

状态	CS1	CS2	CS3	CS4	CS5	CS6	CS7	CS8	CS9	CS10	CS11	CS12
													Uupper	Pi	0	0	0	1	P	P	1	0	0	0	Pi

Ulower	P	1	0	0	0	Pi	Pi	0	0	0	1	P
													Vupper	1	P	P	1	0	0	0	Pi	Pi	0	0	0
Vlower	0	Pi	Pi	0	0	0	1	P	P	1	0	0
													Wupper	0	0	0	Pi	Pi	0	0	0	1	P	P	1
Wlower	0	0	1	P	P	1	0	0	0	Pi	Pi	0

需要注意，有时还要主动提及的是并一定要控制短路制动。

在反向驱动模式下，所产生的反电动势电压也被倒向。相应地，可以通过桥的上半部分与下半部分控制信号的交换来得到反向驱动的换向表。

表9中示出对应于整个换向的表。

表9：反向驱动电动机

状态	CS1	CS2	CS3	CS4	CS5	CS6	CS7	CS8	CS9	CS10	CS11	CS12
													Uupper	0	Pi	0	0	P	1	1	P	0	0	Pi	0
Ulower	1	P	0	0	Pi	0	0	Pi	0	0	P	1
													Vupper	P	1	1	P	0	0	Pi	0	0	Pi	0	0
Vlower	Pi	0	0	Pi	0	0	P	1	1	P	0	0
													Wupper	0	0	Pi	0	0	Pi	0	0	P	1	1	P
Wlower	0	0	P	1	1	P	0	0	Pi	0	0	Pi

当电动机在反向驱动时，可以由下述方案主动制动。其中将转换规则R4应用于以前的表。结果示于表10中。

表10：使用逆向换向方式制动反转动电动机

状态	CS1	CS2	CS3	CS4	CS5	CS6	CS7	CS8	CS9	CS10	CS11	CS12
													Uupper	P	1	0	0	0	Pi	Pi	0	0	0	1	P
Ulower	Pi	0	0	0	1	P	P	1	0	0	0	Pi
													Vupper	0	Pi	Pi	0	0	0	1	P	P	1	0	0
Vlower	1	P	P	1	0	0	0	Pi	Pi	0	0	0
													Wupper	0	0	1	P	P	1	0	0	0	Pi	Pi	0
Wlower	0	0	0	Pi	Pi	0	0	0	1	P	P	1

对于这些驱动模式中的每一种，驱动器实际上可以具有单独的换向表，即正向驱动电动机时，制动正在沿正向驱动的电动机，当反向驱动电动机时，制动正在沿反向驱动的电动机。或者作为选择，也可能有这样的电路，不去转换一个原始的表，比如正向驱动的换向表。

在又一种实施例中，驱动器还利用转移规则R1、R2，从比如表1这种基本表来计算整个换向表。

可以按一种近似如正向驱动电动机的方式，比如强迫允许两个以上线圈，以及实现直线上升和直线下降的周期加强上述换向表7、8、9的电动机。

图9表示图3所示本发明驱动器所用控制器CTRL的实施例。这种控制器包含控制信号发生器CSG_U、CSG_V和CSG_W，用于生成控制信号Uupper、Ulower、Vupper、Vlower和Wupper、Wlower。这些控制信号发生器轮流地由换向单元CU控制。换向单元CU对于每个即将生成的信号都包含查询表，该查询表对于每个换向状态都包含信号说明序列。所述说明对应用于以上诸表的说明。也即为回应具有值0或1的中间控制信号Cuu，控制信号发生器CSG_U生成信号Uupper，所述信号Uupper以导电或非导电模式加载于与其耦合的开关元件。为回应具有值P(Pi)的中间控制信号Cuu，控制信号发生器CSG_U生成脉冲宽度调制信号Uupper，所述信号Uupper使用脉冲宽度模式控制器PWMU、PWMV、PWMW，利用占空因数P(Pi)，交替地以导电模式和非导电模式来加载于与其耦合的开关元件。

查询表Tuu、Tul……由状态机STM寻址。所述状态机为查询表提供循环变化的寻址。

在所示实施例中，对于上述每一种驱动模式而言，查询表都包含这样说明序列。譬如，表Tuu包含表2、8、9和10第一行的数据。每个表有四个输出，对于每种驱动模式各一个。选择单元Muu选择那些输出中的一个，来给控制信号发生器提供中间控制信号Cuu。所述选择装置由模式选择器MS控制。状态机以最简单的形式，以预先限定的的频率或从零逐渐增加到预先限定的值的频率循环地为查询表寻址。在更详细阐述的实施例中，状态机STM由主控制器MCTR所控制。所述主控制器MTCR可以是特定应用的装置，但也可以是以适宜的程序编程的多用途的处理器。主控制器MCTR可以接收各种输入信号SI1、……、SIn，例如用户输入和来自比如位置传感器、速度传感器、电流传感器等传感器的输入信号。

应予说明的是，本发明的保护范围不局限于这里描述的各实施例。所述系统的各部分可以硬件、软件或它们的结合予以实现。本发明的保护范围都不受权利要求中的参考数字局限。单词“包括”并不排斥权利要求中提到的以外的部分。元件之前的单词“a(n)”并不排斥多个那样的元件。本发明的装置形成部分可以专用硬件的形式或以程序多用途处理器的形式予以实现。本发明寓于每个新特点或这些特点的结合。

Claims (9)

1.一种无刷电动机用的驱动器(DR)，包括至少三个输出端(O_U，O_V，O_W)，用于给所述电动机的线圈(U，V，W)供电；所述驱动器(DR)的第一和第二输出端(O_U，O_V)分别用于提供第一和第二供电信号(S_U，S_V)，其中，在第一换向状态(CS1)期间，所述第一和所述第二供电信号(S_U，S_V)分别具有第一和第二平均电压(V1，V2)，而在接着第一换向状态(CS1)之后的第二换向状态(CS2)期间，所述第一和所述第二供电信号(S_U，S_V)分别具有第三和第四平均电压(V3，V4)；所述第二和所述第三平均电压(V2，V3)具有介于所述第一平均电压(V1)和所述第四平均电压(V4)之间的值。

2.根据权利要求1所述的驱动器，其中，在所述第一换向状态(CS1)中，所述第一供电信号(S_U)具有实质为恒定的电压，等于所述第一平均电压(V1)，所述第二供电信号(S_V)的瞬时电压在所述第一平均电压(V1)与所述第四平均电压(V4)之间交替变换；而在所述第二换向状态(CS2)期间，所述第二供电信号(V2)具有实质为恒定的电压，等于所述第四平均电压(V4)，所述第一供电信号(S_U)的瞬时电压在所述第一平均电压(V1)与所述第四平均电压(V4)之间交替变换。

3.根据权利要求1或2所述的驱动器，其中，在所述第二换向状态(CS2)的最后一部分(CS2B)期间，所述第三输出端(O_W)提供具有第五平均供电电压的第三供电信号(S_W)。

4.根据权利要求3所述的驱动器，其中，所述驱动器具有第三换向状态(CS3)，该第三换向状态(CS3)具有第一和第二子状态(CS3A，CS3B)，所述第二子状态(CS3B)接在所述第一子状态(CS3A)之后；在所述第一子状态(CS3A)下，所述第一输出端(O_U)提供具有交变电压的供电信号(S_U)，S_U具有占空因数(Pd)，在所述第一子状态(CS3A)期间，该占空因数从值(P)变化到另一值，所述值(P)等于它在第二换向状态中的值，而在所述另一值时，输出端处的平均电压等于星形节点处的电压加上与所述第一输出端(O_U)耦接之线圈中所产生的反电动势电压，并且，在所述第二子状态(CS3B)期间，所述第一输出端(O_U)保持在高阻抗。

5.根据权利要求3所述的驱动器，其中，所述驱动器具有第三换向状态(CS3)，该第三换向状态(CS3)具有第一和第二子状态(CS3A，CS3B)，所述第二子状态(CS3B)接在所述第一子状态(CS3A)之后；在所述第一子状态(CS3A)下，第一输出端(O_U)的阻抗在相对较低和相对较高的值之间交替变换；在所述阻抗具有相对较低值的时间间隔期间，提供具有第一平均电压(V1)的供电信号；并且在所述第一子状态(CS3A)期间，所述输出端阻抗具有相对较高值的时间区段逐渐增大到100％；以及在所述第二子状态(CS3B)期间，所述第一输出端(O_U)保持在高阻抗。

6.根据权利要求1所述的驱动器，其中，所述驱动器具有桥接电路，所述桥接电路对于所述输出端(O_U、O_V、O_W)当中的每一个分别有开关元件对(TU1，TU2；TV1，TV2；TW1，TW2)；所述开关元件当中的每一个都具有主电流通路和控制电极；每对开关元件被串联布置于用来提供第一供电电压(VDD)的供电线与用来提供第二供电电压(VSS)的供电线之间；并且每一对开关元件中的各开关元件的主电流通路具有与它们各自的输出端(O_U，O_V，O_W)耦接的公共节点；所述各开关元件的控制电极耦接于控制电路(CTRL)。

7.根据权利要求2所述的驱动器，其中，所述控制电路包括换向电路(CU)，用以确定换向状态，还包括脉冲宽度调制控制电路(PWMU，PWMV，PWMW)，用以控制输出端(O_U，O_V，O_W)处交替提供的第一和第四平均电压。

8.一种系统，包括根据前述权利要求之一的驱动器(DR)和与所述驱动器耦接的无刷直流电动机，其中，所述电动机具有第一、第二和第三线圈(U，V，W)，每个线圈都以第一端与所述驱动器的各输出端(O_U，O_V，O_W)耦接，并以第二端与公共星形节点(SN)耦接；在所述系统运行期间，在第一换向状态(CS1)下，所述第三线圈(W)的第一和第二端之间的电势差的极性与第四平均电压(V4)和第一平均电压(V1)之间的差值的极性相同；在第二换向状态(CS2)下，所述第三线圈(W)的第一和第二端之间的电势差的极性与所述第四和第一电压之间的差值的极性相反。

9.一种驱动无刷电动机用的方法，包括提供第一和第二供电信号(S_U，S_V)的步骤，其中，所述第一和第二供电信号(S_U，S_V)在第一换向状态(CS1)期间分别具有第一和第二平均电压(V1，V2)，并在该第一换向状态(CS1)之后的第二换向状态(CS2)期间分别具有第三和第四平均电压(V3，V4)，所述第二和第三平均电压(V2，V3)的值介于所述第一平均电压(V1)和第四平均电压(V4)中间。

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