CN101322142B - 用于应答器的电路设置和用于操作电路设置的方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于应答器的电路设置(100)，包括控制电路(103)和输入电路，其中，输入电路包括第一谐振器(101)和第二谐振器(102)，第一谐振器(101)包括第一线圈(104)和第一电容器(105)，第二谐振器(102)包括第二线圈(108)和第二电容器(109)。第一电容器和第二电容器分别被设计为第一变容二极管和第二变容二极管。此外，第一谐振器和第二谐振器分别被设计为可用于提供第一输出电压和第二输出电压。而且，控制电路(103)设计为可以用于控制至少一个变容二极管(105，109)，使对应谐振器的谐振频率可被实质上设置为预定义的发射频率，以增大对应输入电路谐振器的输出电压。

Description

用于应答器的电路设置和用于操作电路设置的方法
技术领域
本发明涉及一种电路设置和用于操作电路设置的方法，具体是针对天线匹配的电路设置，其针对天线与电路的匹配以及针对以无线方式通信并被提供能量的数据载体，即所谓的应答器(transponder)。
背景技术
在应答器技术领域中，一旦可很好地在从约100kHz至几十MHz的较低频率范围内建立应答器，当前许多努力都瞄准了将几百MHz至几GHz的频率范围带入更广泛的应用。法定条款和类似的国家或国际法令将几乎所有应用绑定在特定频段上，即所知的ISM频段。同时限定了应答器基站可产生的最大场强。ISM频段位于例如434、868、915、2450、5800和24125MHz中心频率的周围。
当要达到相对大的范围或要保持天线复杂度较低时，在上述频率范围中的系统是优选的。在某些情况下，非常小的天线甚至可以被集成到电路上。
特别是当应答器芯片集成在如封装、文档、证券、钞票之类很难容纳天线的物体中时，天线的复杂度应保持为低。对许多计划的应用而言，例如电子标签，应答器的生产成本必须保持在几分钱的范围内。这也提供了一种节约成本的天线。在这些应用中，天线终端上的高频电路的效率是显著改进所述系统的决定性因素。
用于操作应答器电路的能量经由高频交变场以无线方式提供。用于寻址应答器的数据是经由高频交变磁场通过调制信号发射的。同样的方法应用于应答器送回的数据。在大多数应答器设计中，高频能量和信号传输经由自由空间(空气间隙)进行，也通过应答器附近存在的材料进行。
对应答器电路上的线圈的感应性供能也可以从现有技术得知，例如从DE 37 21 822。通过上述提高的操作频率或通过改进集成线圈的质量，此供能方法可以比现有技术更高效地得以使用。
这就要求改进的灵敏度较低的电路设置，用于为应答器供能。
发明内容
这个要求可通过根据独立权利要求的特征的电路设置和用于操作电路设置的方法来满足。
根据实施例示例，用于应答器的电路设置包括控制电路和输入电路，其中，输入电路包括第一谐振器和第二谐振器，第一谐振器包括第一线圈和第一电容器，第二谐振器包括第二线圈和第二电容器。第一电容器被设计为第一变容二极管，第二电容器被设计为第二变容二极管。此外，第一谐振器和第二谐振器分别被设计为可用于提供第一输出电压和第二输出电压。而且，控制电路设计为可以用于控制至少一个变容二极管，使对应谐振器的谐振频率可以实质上设置为预定义的发射频率以增大对应输入电路谐振器的输出电压。特别地，控制电路可以被配置为闭环控制电路。
根据实施例示例，提供了一种用于操作电路设置的控制电路的方法，其中电路设置包括控制电路和输入电路，其中，输入电路包括第一谐振器和第二谐振器，第一谐振器包括第一线圈和第一电容器，第二谐振器包括第二线圈和第二电容器。第一电容器被设计为第一变容二极管，第二电容器被设计为第二变容二极管。该方法包括通过控制电路装置评估第一谐振器的第一输出电压，并控制第一变容二极管使第一输出电压增大。特别地，增大输出电压可包括最大化输出电压。
在本申请中，应答器具体是指接收输入信号并响应这些输入信号(即产生输出信号)的组件。这包括有源和无源应答器，例如RFID标签、遥控器、无线传感器和类似组件。在这种情况下预定义的发射频率可以是与应答器通信的基站所使用的发射频率，例如ISM频段。
通过根据上述实施例示例的电路设置，可以减小可能特别设计用于应答器中的电路设置附近的物体对可用高频能量或信号发射的影响，所述影响在较高频率特别具有破坏性的。一种可能的影响是提供能量的交变场的部分能量被某些材料所吸收。例如，由于谐振现象，水在大约2.4GHz频段从交变场中吸收大量能量。许多天然材料和人的身体包含大量的水。在传统应答器中，应答器和向应答器发射信号的基站之间的水经常造成应答器的有充足能量可用的范围减小。此外，在实际上，经常造成传统应答器的功能可靠性降低。若在传统应答器中不可能选择具有很小能量吸收的频段，就必须特别注意使应答器以优化和最有效率的方式工作。根据本发明的电路设置可以避免上述范围的减小和可靠性的降低。
根据上述实施例示例的电路设置使得输入电路与线圈阻抗(天线阻抗)随环境的改变的有效匹配成为可能，因此，可以通过根据本发明的电路设置避免或至少减少环境的负面影响。可以通过根据本发明的电路设置避免或至少减少的负面影响是例如应答器天线附近的各种材料的影响。特别地，在天线附近引入具有高特定电介质常数的电介质材料意味着天线的复电阻(阻抗)被可观地改变了。当设计电路设置，特别是应答器时，天线的阻抗和电路已经在假定限定的条件下——通常是天线周围是自由空间时被尽可能好地匹配。对传统应答器，其电阻通常可能较远地偏出良好匹配的范围，可能接近输入电路的共轭复电阻。这可以通过根据本发明的电路设置而减小，使外部影响尽可能远，不要造成天线和输入级之间难以估计的功率匹配变化，由此可避免对应答器功能的可用能量的任何可能的不利影响。
通过根据本发明的电路设置，可以减少传统电路设置中由所使用的组件的容限而可能造成的负面影响。这些容限也用于根据所使用组件的容限确定天线与输入级之间的功率匹配的实际近似。特别在UHF和GHz范围内，由于在此情况下相对于发射频率，所使用的带宽更窄，因此集成组件的容限对功能有相当大的影响。在低频，外部组件的容限通常十分重要。在没有任何补偿措施时，如线圈和电容器之类的集成无源组件表现出高达其标称值的百分之几的制造容限。对电路容限的补偿可以通过例如在芯片测试期间当以光刻或化学工艺生产时进行电或激光处理而实施。然而，这意味着所需的电路和总体制造工艺将更加复杂。这种仅在异常情况下才可以在应答器中经济地实现的补偿可以通过将应答器与根据本发明的电路设置相结合而避免。
通过根据本发明的电路设置，也可以避免或至少减少其他小的不利的生产差幅(production spread)的影响。更小但同样不利的生产差幅的另外根源在于引导连接、安装天线端子以及在天线载体上放置电路。若使用非常小的天线和/或高频，其生产差幅的影响就增大了。为控制制造容限，也可以使用根据本发明实施例示例的电路设置，其中，在操作中实施自动匹配，而不是在生产应答器过程中进行附加补偿。
此外，通过根据本发明的电路设置，可以使用高质量集成组件，特别是线圈和电容器。通过现代半导体工艺，减少电路中甚高频信号的功率损耗近来已经成为可能。先前，这些损耗是在使用通常的(例如传导性)载体衬底时由寄生衬底电容引起的。若对衬底使用高阻抗材料，或者若在芯片生产后通过某些措施移除传统衬底，可以很大地避免寄生损耗。对集成高频组件(特别是线圈、电容器)，这意味着其质量的提高。例如，对于集成线圈，通过避免衬底损耗，可以达到十分之三因子的质量改进。然而，组件质量的提高伴随着谐振电路部分(如匹配电路、谐振电路或滤波器)的带宽的减小。这意味着，由于仅在相对窄的频率范围内才具有足够的效率，以期望的方式表现低损耗的应答器输入级对环境影响和制造容限更加灵敏。然而，由于自动调谐，根据本发明的电路设置有助于改善窄带输入级的控制。
对根据本发明的电路设置，也可以将天线(线圈)设计为环形天线，由于环形天线主要使用场中的磁分量，故其对环境影响的灵敏度更小。若使用多个绕组，其通常比相等效率的偶极子更为紧凑，这有利于许多应用。然而，由于通常的输入电路不适合，环形天线很少使用在UHF和GHz范围的传统应答器中。然而，根据本发明，环形天线也可以通过更简单的方式用于甚高频。
根据本发明实施例的电路设置使在高工作频率的应答器对环境影响的反应不那么灵敏成为可能。此外，可以制造应答器而不必特别限于所允许的容限。当使用某些现代半导体工艺生产时，组件质量越高(由于降低的损耗)，良好效率的范围越窄，这更加适用。
本发明的基本概念可以被认为是提供了一种电路设置，实现了应答器的改进地且不敏感的供能，因为以基本上恒定的方式确保了应答器输入和线圈(天线)的充分功率匹配。为此，通过控制电路对输入电路的谐振特性进行调谐。
通过形成两个大体上可彼此独立地被调谐的谐振器，可以改进对电路设置的匹配控制。此外，由于当一个谐振器被控制，即被调谐时，第二个谐振器可为控制电路提供工作电压，由此改善了电路设置的可靠性和/或自动防故障性能。即使此处选择了具有非常低的最小电压和非常低的能量要求的电路，在控制过程中存在连续的最小电压也是必要的。只有非常短的电压中断可以通过缓冲电容器进行衔接。对控制电路的供能可以由相对匹配得更好的谐振器自身提供。优选地，至少对具有较低输出电压的谐振器进行调谐。
其他的实施例从独立权利要求的特征产生。
以下描述电路设置的其他实施例，其中所描述的与电路设置相关的实施例也适用于与电路设置的控制电路操作相关的方法。
根据实施例的另一示例，电路设置还包括整流器电路，其中整流器电路连接在输入电路和控制电路之间。
通过这样的整流器电路，可以将由谐振器提供的高频AC电压转换为可以用于所连接的例如应答器数字部分之类的电子电路的DC电压。特别地，控制电路可以被设计为可被提供第一输出电压和/或第二输出电压。
根据实施例的另一示例，电路设置还包括初级线圈，其中初级线圈连接在输入电路的上游，使初级线圈与第一线圈和/或第二线圈之间形成实质上的感应耦合。
使用上游初级线圈或称作升压(booster)天线的主天线，对操作电路设置特别有利。此处主天线是指与基站交变场良好耦合并以集中方式感应性地向应答器上的次级线圈(即电路设置的第一和第二线圈)传输所接收能量的天线。由此，可以建立电路设置与基站交变场之间特别好的耦合。通过在电路设置中提供初级线圈，可以以特别有效的方式实现所需的精确对彼此调整的谐振特性。
电路中直接的感应耦合也具有省略电路的电端子(例如接合线和焊盘)的优点。由此，降低了芯片安装成本，提高了可靠性。感应耦合的另一个优点是得到了良好的电绝缘，由此具有对抗静电放电(ESD)的更好的保护特性。可以降低或避免DC电压交叉，包含ESD放电脉冲中大部分能量的低频分量很难被传输。因而在放电情况下，电路中传输的放电电压将低许多。
根据实施例的另一示例，电路设置还包括第三线圈，其中第三线圈被设计为可用于确保对控制电路的电压供给。
一个或更多另外的次级线圈为工作电压供给以及信号耦合和去耦提供了分离的天线耦合。为此，初级线圈与第一和第二线圈的绕组比可以选择为不同于初级线圈与第三线圈的绕组比。通过相对于第一和第二线圈绕组数目以及第三线圈绕组数目来合理配置初级线圈的绕组数目，可以提高输出电压。由此，次级线圈的输出电压可以在特定范围内选择。应答器数字部分(后端)的供电电压可以通过整流从输出电压得到。在整流期间，由于通常选择低供电电压，所使用的整流器二极管的阈值电压所造成的损耗通常在所发生的损耗中占相当大比例。由于多个二极管串联工作，所以当使用电压加倍器(doubler)或倍增器电路时，这更加适用。根据提供第三线圈的实施例示例，通过选择初级和次级线圈之间，特别是初级线圈和第三线圈之间合适的绕组比，整流上游可以有更高的输入电压，这减少了二极管处的损耗。然而，由于更高的供电电压，出现了损耗的增加。此外，根据该实施例示例，由于在更高的电压上可以较少考虑所发生的二极管损耗，所以除具有两个二极管的常用电压加倍器电路之外，其他电路变体也是可能的。
根据实施例的另一示例，电路设置还包括附加电子组件，其中附加电子组件被设计为可被提供第一输出电压和/或第二输出电压。
根据实施例的另一示例，第一线圈和/或第二线圈和/或初级线圈形成为只具有一个完整的或一个部分完整的绕组的单个环。
换句话说，电路设置中提供的每个线圈可设计为单个环，即具有至多一个完整的或部分完整的绕组的线圈。然而，每个线圈也可以被设计为具有多个绕组的线圈。此外，各个线圈可以有不同的设计，例如第一线圈可具有单个绕组，初级线圈可以具有部分绕组，第二线圈可以具有多个完整绕组。
根据实施例的另一示例，控制电路被设计为输入电路的第一输出电压可以馈送至控制电路的输入侧。控制电路可进一步被设计为控制电路可用于为第一变容二极管提供调谐电压。
根据实施例的另一示例，控制电路被设计为第一输出电压和/或第二输出电压可以馈送至控制电路输入侧。控制电路可进一步被设计为控制电路可用于为第一变容二极管提供第一调谐电压和/或为第二变容二极管提供第二调谐电压。
根据实施例的另一示例，控制电路被设计为在控制电路中至少可以评估第一调谐电压。特别地，控制电路也可以被设计为可以评估两个调谐电压。
通过提供被设计为可以评估一个或两个调谐电压、或在提供多于两个谐振器时评估所有调谐电压的控制电路，提供了电路设置，由此可通过谐振器输出电压以特别有效的方式控制该电路设置。
根据实施例的另一示例，控制电路包括比较电路，其中比较电路被设计为可用于将第一输出电压与第二输出电压彼此进行比较，和/或比较电路被设计为可用于将第一调谐电压与第二调谐电压彼此进行比较。
提供对输出电压和/或调谐电压进行比较的比较电路意味着为调谐谐振器提供了设计特别简单的电路。这样的比较电路在电路技术方面特别简单。
根据实施例的另一示例，控制电路还包括多个积分元件和判决网络，其中判决网络包括第一输出端子和第二输出端子。此外，第一输出端子和第二输出端子与多个积分元件相连接。判决网络可以被设计为在任何时间点，信号出现在一个输出端子的最大值处。积分元件可以具有正和负输入，该输入可以与判决网络的输出端子相连接。特别地，可以提供两个积分元件。特别地，判决网络包括四个与门。
根据实施例示例的一种改进，积分元件被设计为可用于提供调谐电压。
根据实施例的另一示例，判决网络被设计为可用于判决将哪个调谐电压变化可预定义的量。特别地，可预定义的量可以是较小的量，即相比与当前存在的总调谐电压为较小的量。
换句话说，电路设置中的比较电路可设计为：可对第一输出电压和第二输出电压进行比较，可对第一调谐电压和第二调谐电压进行比较，判决网络被设计为可以基于比较结果判决在给定时间将哪个调谐电压变化较小的量。
根据实施例的一个示例，初级线圈至少部分地围绕第一线圈和/或第二线圈。换句话说，这意味着初级线圈，即其绕组，围绕着设置由第一线圈和/或第二线圈的区域。
根据实施例的另一示例，电路设置还包括凹陷，其中第一线圈和/或第二线圈设置在凹陷中。特别地，凹陷可全部或至少部分被初级线圈围绕。凹陷可以是例如槽(trough)、盲孔(blind hole)之类。
根据电路设置实施例的另一示例，第一线圈和第二线圈可被设置为彼此至少部分地交叠。
特别地，第一线圈和第二线圈可以被设置为彼此相距预定义的距离。优选地，该距离被选择为较小。优选地，根据生产技术将该距离选择为尽可能小。
根据实施例的另一示例，第一线圈围绕具有第一尺寸的第一表面区域，第二线圈围维具有第二尺寸的第二表面区域。此外，第一表面区域和第二表面区域在具有第三尺寸的第三表面区域中重叠。特别地，第三表面区域的尺寸可以实质上均为第一表面区域的尺寸和第二表面区域的尺寸的一半。
根据实施例的另一示例，第一线圈被设计为在第三表面区域中产生第一磁通量，第二线圈被设计为在第三表面区域中产生第二磁通量。此外，第一线圈和第二线圈被设计为第一磁通量和第二磁通量在第三表面区域中实质上互相加强，在第三表面区域外实质上互相抵消。特别地，第一磁通量和第二磁通量可以在第三表面区域中具有相同的方向，在第三表面区域外具有相反的方向。
通过这样的配置，可以减小第一线圈和第二线圈之间的感应耦合。
换句话说，第一和第二线圈(天线线圈或次级线圈)可以至少部分地彼此交叠，并在电路上彼此相距较小的距离，其中，这些线圈的包围区域彼此重叠大约其尺寸的一半。两个承载电流的线圈的磁通量的分量可以在重叠表面区域中具有相同的方向，而两个承载电流的线圈的磁通量的分量可以在非重叠表面区域中具有相反的方向。由此，通量在非重叠表面区域中可以大体上彼此抵消，由此减小线圈彼此的感应耦合。
根据实施例的另一示例，控制电路被设计为在时间响应方面不会被瞬时信号变化显著影响。
换句话说，由于其相对慢的时间响应，控制电路不会被天线电压的调制引起的瞬时信号变化显著影响，其中调制是为数据发射而执行的。
根据实施例的另一示例，电路设置还包括多个附加线圈，其中至少一个附加线圈被设计为与电路设置集成。此外，电路设置被设计为可用于输出传输信号，其中，多个附加线圈中至少一个被设计为传输信号可被感应地传输至第一线圈和/或第二线圈。特别地，第一线圈和/或第二线圈也可被设计为与电路设置集成。
换句话说，电路设置附加地输出传输信号，其中该信号被类似地通过感应耦合的线圈转发至天线，线圈存在于电路设置上，即在形成电路设置的例如芯片或载体上。
根据实施例的另一示例，第一电容器和/或第二电容器与第一线圈和/或第二线圈并联或串联。
以下描述用于操作电路设置的控制电路的方法的实施例，其中所描述的与电路设置的控制电路操作方法相关的实施例也适用于电路设置。
根据本方法实施例的另一示例，电路设置的第二电容器还被设计为变容二极管，该方法还包括通过控制电路评估第二谐振器的第二输出电压。此外，控制第一变容二极管以使第一输出电压增大和/或控制第二变容二极管以使第二输出电压增大。特别地，第一输出电压和/或第二输出电压被最大化。还可以执行控制过程，以使增大和/或最大化和电压，即第一输出电压与第二输出电压之和。
根据实施例的另一示例，在给定的时间点，控制或调整第一变容二极管或第二变容二极管。这意味着，在给定的时间点，只有一个变容二极管被控制，即其电容值被改变，而另一个变容二极管，或在多于两个具有变容二极管的谐振器时所有其他变容二极管的电容具有不变的值。然而，优选地，各个变容二极管可以被依次控制，即改变其电容。
根据实施例的另一示例，将第一输出电压和第二输出电压彼此进行比较。在多于两个的谐振器每个都提供输出电压的情况下，优选地，将所有输出电压都彼此进行比较。
根据实施例的另一示例，产生第一调谐电压，通过第一调谐电压控制第一变容二极管。此外，产生第二调谐电压，通过第二调谐电压控制第二变容二极管。特别地，将第一调谐电压和第二调谐电压彼此进行比较。
根据实施例的另一示例，根据对调谐电压的比较和/或对输出电压的比较，确定控制第一调谐电压还是第二调谐电压，即控制或调整两个调谐电压中哪一个。优选地，控制具有低输出电压的谐振器的调谐电压。
根据实施例的另一示例，对第一输出电压和/或第二输出电压进行整流。此外，若第二调谐电压大于第一调谐电压且第二输出电压在绝对意义上大于第一输出电压，可改变第一调谐电压，使第一谐振器的谐振频率增大。此外，若第一调谐电压大于第二调谐电压且第一输出电压在绝对意义上大于第二输出电压，可改变第二调谐电压，使第二谐振器的谐振频率增大。此外，若第一调谐电压大于第二调谐电压且第二输出电压在绝对意义上大于第一输出电压，可改变第一调谐电压，使第一谐振器的谐振频率减小。此外，若第二调谐电压大于第一调谐电压且第一输出电压在绝对意义上大于第二输出电压，可改变第二调谐电压，使第一谐振器的谐振频率减小。
换句话说，实施例示例的方法也可以描述为以下特征。该方法的特征是，两个天线线圈L1和L2存在于电路上，从两个天线线圈L1和L2中通过整流得到两个输出电压U1和U2，并通过调谐电压Uc1和Uc2调谐所连接的电容器。增大第一调谐电压Uc1意味着由第一次级线圈L1和所连接的可变电容器组成的关联谐振器的谐振频率增大。对于第二调谐电压Uc2和第二次级线圈L2，也可以得到与上述相同的关系。此外，当第二调谐电压Uc2大于第一调谐电压Uc1且第二输出电压U2在绝对意义上大于第一输出电压U1时，使第一调谐电压Uc1增大的判决网络的输出变为有效。此外，当第一调谐电压Uc1大于第二调谐电压Uc2且第一输出电压U1在绝对意义上大于第二输出电压U2时，使第二调谐电压Uc2增大的判决网络的输出变为有效。此外，当第一调谐电压Uc1大于第二调谐电压Uc2且第二输出电压U2在绝对意义上大于第一输出电压U1，使第一调谐电压Uc1减小的判决网络的输出变为有效。此外，当第二调谐电压Uc2大于第一调谐电压Uc1且第一输出电压U1在绝对意义上大于第二输出电压U2时，使第二调谐电压Uc2减小的判决网络的输出变为有效。
备选地，该方法也可以在控制过程的输入判决和输出效果均反转的情况下执行，其中，增大第一调谐电压Uc1使由第一次级线圈L1和所连接的可变电容器组成的关联电路部分的谐振频率减小，其中对于第二调谐电压Uc2和第二次级线圈L2，也可以得到与上述相同的关系。此外，当第二调谐电压Uc2大于第一调谐电压Uc1且第二输出电压U2在绝对意义上大于第一输出电压U1时，造成第一调谐电压Uc1减小的判决网络的输出变为有效。此外，当第一调谐电压Uc1大于第二调谐电压Uc2且第一输出电压U1在绝对意义上大于第二输出电压U2时，造成第二调谐电压Uc2减小的判决网络的输出变为有效。此外，当第一调谐电压Uc1大于第二调谐电压Uc2且第二输出电压U2在绝对意义上大于第一输出电压U1时，造成第一调谐电压Uc1增大的判决网络的输出变为有效。此外，当第二调谐电压Uc2大于第一调谐电压Uc1且第一输出电压U1在绝对意义上大于第二输出电压U2时，造成第二调谐电压Uc2增大的判决网络的输出变为有效。
提供这样控制的调谐电压带来了增大总输出电压的特别有效的方法。
根据实施例的另一示例，方法还包括在可预定义时间段上将控制电路去激活。特别地，这种控制电路的去激活可在电路设置发射信号的时间段上执行。例如，若电路设置与应答器相结合，就是应答器发射信号的时间段。
根据本方法实施例的另一示例，在电路设置接收数据和/或在电路设置发射数据和/或在达到由第一输出电压和第二输出电压组成的可预定义的和电压时进行去激活。也可以以可预定义周期进行去激活。
换句话说，在根据实施例的一个示例的方法中，可以由例如应答器之类的下游电路部分，在从电路发射信号的时间段上对控制电路进行去激活。此外，在由电路设置和/或应答器检测到相关数据的接收之后，可以将控制电路去激活，直到数据接收操作结束。此外，可以在达到充足的电压之后和/或周期性地在预定义的时间段上将控制电路去激活。
当将电路设置与应答器相结合或形成在发射信号的应答器上时，这样的去激活可以特别有利。优选地，在应答器正在发射信号的时间段上进行去激活。在实施例的另一示例中，当应答器正在接收信号，特别是数据信号时，进行去激活，其中对谐振器的控制，即对谐振器的谐振频率的控制，优选地在整个数据接收时间段上被去激活。
本发明的一个部分方面可以认为是提供了一种用于应答器的电路设置，其中通过与电路上的至少两个集成线圈的感应耦合，将高频能量从天线传输到电路中或从电路传输到天线中，可变电容器与线圈并联或串联，以形成谐振器。
对谐振器的输出电压进行整流，得到的DC电压为应答器供能。控制电路改变电容器，以便最大化能够从中获取的电能。优选地，仅在一旦达到良好的供能，就终止控制过程。然而，若控制过程没有导致与应答器的数据调制的任何冲突，控制过程也可以继续。
根据实施例的一个示例，适用于此的电路设置的特征是：
a)电路设置的输入电路包括两个在电路设置自身上形成的两个环或线圈(以下称为天线线圈)；
b)高频能量主要以感应的方式进行耦合；
c)天线线圈与所连接的可变电容器一起形成谐振器(例如并联或串联谐振电路)；
d)在整流与平滑之后，谐振器的两个输出电压是控制电路的输入变量；以及
e)控制电路改变谐振器的可变电容器，以最大化两个输出电压。
实施例的上述示例的扩展的特征是：
a)在电路设置区域中的主天线形成环或线圈(以下称为初级线圈)；
b)电路设置的输入电路还包括在电路设置自身上形成的两个其他环或线圈(以下称为次级线圈)；
c)来自发射机场的高频能量首先耦合到主天线中，接着主要感应地从初级线圈耦合入次级线圈；以及
d)否则，对于次级线圈和天线线圈，实施例同基本实施例一致。
对于扩展的实施例，简单起见，以下只解释应答器的接收方向。术语初级线圈和次级线圈是针对这个方向定义的，即初级线圈是主要从基站接收信号的线圈，而次级线圈是与初级线圈感应耦合并且与电路设置的其他电/电子组件耦合的线圈。当应答器自身向基站发送回数据作为应答时，信号传输的方向是从电路设置的环或线圈，即定义为次级线圈的线圈，至天线环或线圈，即初级线圈。因此，若考虑该方向，上述术语初级线圈和次级线圈可以交换。这也适用于通过改变应答器的反射横截面来调制交变场。然而，一般而言，对两个方向(接收方向和响应方向)，均应实现电路与天线之间可能的最好的功率匹配。因此，由于考虑的目的是在两个方向都达到所需的功率匹配，仅提供接收方向的定义和解释并不限制本解决方案的可用性，即给出的涉及接收方向的应用的解释也适用于发射方向。
在本发明的一个部分方面，作为新颖特征，提出了在电路设置上提供至少两个天线线圈。这与用于匹配目的的控制电路的有利实现相关。适用以下考虑：
1)始终只改变一个谐振器，而由另一个谐振器(即另一个天线线圈)确保对控制电路的供能。由此可为控制电路提供工作电压。即使选择了具有非常低的最小电压和非常低的能量要求的电路，在控制过程中存在连续的最小电压也是必要的。只有非常短的电压中断可以通过缓冲电容器进行衔接。对控制电路的供能可以由相对来说匹配得更好的谐振器自身实现。
2)优选地，仅使用具有非常低的能量要求的和非常简单的设计的控制电路。由此，控制电路可用于甚至匹配得较差的状态中，其中天线可仍然提供非常少的能量。因此许多可能的控制电路的实现方式就不是很适合，例如，使用微控制器或甚高频模拟电路的实现方式。
3)在电路技术方面，可以容易地实施具有非常小的时间变化的两个瞬时电压的比较。因此，优选地，应该为简单的控制电路选择在输入处的瞬时电压的比较。在整流和平滑之后，两个谐振器提供两个瞬时电压，可以通过简单的方式彼此比较这两个瞬时电压。
4)可变电容器的值可能被例如具有DC电压的变容二极管之类的调谐电压影响。若两个这样的调谐电压对于两个谐振器而存在，也可以容易地对两个调谐电压彼此进行比较。
5)为了能够使用天线电压比较这些电压，优选地，假定在调谐很差时，谐振器的不同特性开始出现。因此不同的输出电压可用。可以通过可变电容器的不同初始调谐电压以所期望的方式得到不同的特性。
6)与高频电路中的补偿相关的规则类似，可以想到，在控制过程期间，在给定的时间只改变一个谐振器。优选地选择提供较低输出电压的谐振器，由于它被认为是当前匹配最差的谐振器。
总而言之，本发明的基本概念可以认为是提供了通过感应耦合与应答器电路设置相连接的控制电路和/或输入级的谐振行为的自动匹配。特别地，两个协作天线线圈的概念是新颖的。然而，根据本发明，也可以提供更多个谐振器，即更多个可控制的协作天线线圈。本发明还涉及用于天线端子并也用于电路设置的天线输入电路的设置。该基本概念也可指将天线与电路设置有利地连接的设置和方法。由于天线的环或线圈与电路设置上的两个环或线圈之间建立了感应耦合，故可以省略现有技术中为此所需的相对昂贵的连接导向装置(guide)。线圈和所连接的可变电容器一起形成谐振器，可以由控制电路自动调谐谐振器，以在天线与电路设置之间形成充分好的功率匹配。该解决方案对用于UHF范围及几GHz范围的应答器尤其适合。
因而，以下更详细地描述针对接收电路，特别是RFID应答器的解决方案，接收电路从基站的场中接收其能量供给。特别地，该方法基于对两个谐振电路中的幅度的评估，其中特别是评估依赖于该幅度的(瞬时)DC电压。特别地，在整流之后，不可再使用相位来达到评估目的。根据本发明，可使用设计非常简单的逻辑电路。在任何情况下，应答器中都需要整流。根据本发明的电路设置的控制开销适合相对更简单的应答器。特别地，低开销适合应答器(特别是初始调谐不佳的应答器)提供的极低能量。此处，可以由要控制的电压对逻辑电路本身供能。特别地，逐个地单独调谐谐振电路(或更特别地，其电容器值)，其中逻辑电路的控制输出决定了在给定的时间选择的谐振电路以及调谐的方向。此外，特别地，除短暂异常情况之外，调谐可保持有效。除积分元件对调谐电压的短暂存储效应和整流中的平滑效应外，没有其他显式存储。特别地，不需要分路器。谐振电路中的高频电流不被显式分路，也不被合并，而是优选地分别进行各自的整流。而且，优选地，不执行平衡，而是优选地将两个谐振电路的整流电压独立引导到最大值。根据实施例的一个示例，使用可调谐电容器，例如所谓的电容二极管。因而不需要集成任何HF开关，特别对于高达GHz范围的更高的频率。特别地，对两个谐振电路中的每一个都可以使用一个可调谐电容器，即总共使用两个可调谐电容器。
根据本发明，可以调谐至应答器尚不精确知道的接收频率。在生产过程中将谐振预设为此接收频率会遭受相当大的容限。因而几乎不可能实现应答器中的高度精确参考。然而，根据实施例的一个示例，即使在有关频率参数的不利的初始情况下，也可逐步地将谐振电路的谐振频率近似为与从基站接收的载波频率一致。根据本发明，可以通过提高应答器的供能效率来改进RFID_ID系统的可靠性。通过次级效应也得到增大的范围。根据本发明实施例的一个示例的电路设置的一个重要使用示例特别涉及GHz范围上的应用。
在这种情况下，用于操作电路设置的控制电路的方法可通过特别是形成该电路设置的一部分的处理器而执行。程序也可以存储在计算机可读介质上，程序设计为在被处理器执行时，控制一种方法，其中方法是根据本发明实施例示例的的方法。而且，调整程序元素，从而在被处理器执行时，程序控制一种方法，其中方法是本发明实施例示例的方法。电路设置也可包括被设计为可至少部分地实施电路设置的控制的处理器。该方法可全部或部分地通过软件解决方案实现。
应指出，参照上述实施例示例之一或参照上述方面之一的特征或步骤，也可以与上述其他实施例示例或上述其他方面结合使用。
附图说明
参照附图所示的实施例示例进一步描述本发明，然而，本发明不受限于此。
图1示出了根据本发明一个实施例示例的具有可控并联电容器的前端电路的示意图。
图2示出了根据本发明一个实施例示例的具有可控串联电容器的前端电路的示意图。
图3示出了根据本发明一个实施例示例的具有为控制电路供能的辅助电路的前端电路的示意图。
图4示出了根据本发明一个实施例示例的控制电路功能模块电路图的示意图。
图5示出了根据本发明第四实施例示例的具有主天线的前端电路的示意图。
图6示意性示出了根据本发明一个实施例示例的有关控制过程的不同情况。
图7以二维图形式示意性示出了根据本发明一个实施例示例的控制过程期间的两个调谐电压。
图8示意性示出了根据本发明一个实施例示例的控制电路设置的输出电压和调谐电压的时间过程。
图9a至9d示出了根据本发明一个实施例示例的天线线圈的各种示意性设置。
图10示出了根据本发明一个实施例示例的在芯片上彼此交叠的天线线圈的示意图。
图11a和11b示出了根据本发明一个实施例示例的感应耦合的示意图。
图12a和12b示出了根据本发明一个实施例示例的具有偶极天线的应答器的示意图。
图13a和13b示出了根据本发明一个实施例示例的具有环形天线的应答器的示意图。
图14a和14b示出了根据本发明一个实施例示例的具有闭合初级线圈的偶极天线的示意图。
图15a和15b示出了根据本发明一个实施例示例的具有闭合初级线圈的环形天线的示意图。
图16a和16b示出了根据本发明一个实施例示例的具有多个绕组的初级线圈的示意图。
图17a和17b示出了根据本发明一个实施例示例的具有部分绕组的初级线圈的示意图。
图18a和18b示出了根据本发明一个实施例示例的在用于容纳芯片的凹陷周围设置的初级线圈的示意图。
具体实施方式
以下参照附图，基于实施例示例更详细地描述本发明，附图中相同或相似的元件使用相同或相似的附图标记。
图1以框图的形式示意性示出了用于根据本发明而设计的应答器的电路设置100的示例。在图中，详细示出了前端电路而后端电路仅示意为模块。
电路设置100包括第一谐振器101，第二谐振器102，控制电路103和后端电路112。第一谐振器101包括第一线圈104和第一可变电容器(变容二极管)105。第一谐振器101连接至第一整流器电路106，第一整流器电路106连接至第一缓冲电容器107。第二谐振器102包括第二线圈108和第二可变电容器(变容二极管)109。第二谐振器102耦合至第二整流器电路110，第二整流器电路110连接至第二缓冲电容器111。两个缓冲电容器连接至仅作为模块图示意性示出的控制电路103。可能的实施例在图4中更详细地示出并解释。控制电路103连接至后端电路112，并进一步连接至第一变容二极管和第二变容二极管，为所述变容二极管提供调谐电压。可能的后端电路可以是应答器的数字部分，例如RFID标签，或与用于无线传感器或遥控器的前端电路的下游相连接的电路。根据图1的实施例示例，第一变容二极管与第一线圈并联，第二变容二极管与第二线圈并联。
提供能量的交变场仅以符号形式在左侧通过线113示出。第一线圈和第二线圈(天线线圈)与并联的可变电容器一起形成两个如上所述的谐振器(并联谐振电路)。高频电能从谐振器中得到并被整流。具有缓冲电容器的整流器电路提供输出电压U1和U2，其和形成了工作电压Udd。如图1中以“控制”表示的控制电路(控制器)还提供了调谐电压Uc1和Uc2。在这种情况下，第一和第二谐振器的输出电压可用作控制电路以及例如后端电路之类的电路设置的其他电路部分的供电电压。
图2以框图的形式示意性示出了用于根据本发明而设计的应答器的电路设置200的示例。在图中，详细示出了前端电路而后端电路仅示意为模块。
电路设置200包括第一谐振器201，第二谐振器202，控制电路203和后端电路212。第一谐振器201包括第一线圈204和第一可变电容器(变容二极管)205。第一谐振器201连接至第一整流器电路206，第一整流器电路206连接至第一缓冲电容器207。第二谐振器202包括第二线圈208和第二可变电容器(变容二极管)209。第二谐振器202连接至第二整流器电路210，第二整流器电路210连接至第二缓冲电容器211。两个缓冲电容器连接至仅作为模块图示意性示出的控制电路203。可能的实施例在图4中更详细地示出并解释。控制电路203连接至后端电路212，并进一步连接至第一变容二极管和第二变容二极管，为所述变容二极管提供调谐电压。后端电路可以是例如应答器的数字部分。根据图2的实施例示例，第一变容二极管与第一线圈串联，第二变容二极管与第二线圈串联。
提供能量的交变场仅以符号形式在左侧通过线213示出。第一线圈和第二线圈(天线线圈)与串联的可变电容器一起形成两个如上所述的谐振器(并联谐振电路)。高频电能从谐振器中得到并被整流。具有缓冲电容器的整流器电路提供输出电压U1和U2，其和形成了工作电压Udd。如图1中以“控制”表示的控制电路(控制器)还提供了调谐电压Uc1和Uc2。
图2所示的实施例示例与图1所示的实施例示例不同在于可变电容器的串联连接。通常，在图2所示的实施例示例中，调谐电压对谐振频率的依赖性稳步下降，而在图1所示的实施例示例中，调谐电压对谐振频率的依赖性稳步上升。在这种情况下，可以在控制电路中执行细微的电路适应(adaptation)，例如，通过交换控制电路积分元件的极性来执行。
图3以框图的形式示意性示出了用于根据本发明而设计的应答器的、包括附加辅助电路的电路设置300的示例。在图中，详细示出了前端电路而后端电路仅示意为模块。
电路设置300包括第一谐振器301，第二谐振器302，控制电路303和后端电路312。第一谐振器301包括第一线圈304和第一可变电容器(变容二极管)305。第一谐振器301连接至第一整流器电路306，第一整流器电路306连接至第一缓冲电容器307。第二谐振器302包括第二线圈308和第二可变电容器(变容二极管)309。第二谐振器302连接至第二整流器电路310，第二整流器电路310连接至第二缓冲电容器311。两个缓冲电容器连接至仅作为模块图示意性示出的控制电路303。可能的实施例在图4中更详细地示出并解释。控制电路303连接至后端电路312，并进一步连接至第一变容二极管和第二变容二极管，为所述变容二极管提供调谐电压。后端电路的一个示例也可以是应答器芯片的数字部分。电路设置300还包括辅助电路317，辅助电路317包括第三线圈314，第三变容二极管315，以及第三整流器电路316，第三线圈314和第三变容二极管315一起形成第三谐振器。根据图3的实施例示例，第一变容二极管与第一线圈并联，第二变容二极管与第二线圈并联，第三变容二极管与第三线圈并联。辅助电路连接至控制电路303，从而可以至少部分地为控制电路303提供能量。
提供能量的交变场仅以符号形式在左侧通过线313示出。第一线圈和第二线圈(天线线圈)与并联的可变电容器一起形成两个如上所述的谐振器(并联谐振电路)。高频AC能量(即具有高频率的电能)从这些谐振器中得到。具有缓冲电容器的整流器电路提供输出电压U1和U2，其和形成了工作电压Udd。如图3中以“控制”表示的控制电路(控制器)还提供调谐电压Uc1和Uc2。
图3示出了具有增大的用于控制电路的供电电压(UH+和UH-)的前端电路，控制电路由辅助电路317供电。辅助电路特别适于仅承担控制电路这一负载。例如，可以通过提供绕组数目很大大的天线线圈LH来达到增大的电压。通过这样的配置，可以很早使用相对经济的控制电路，即使在场强非常低时。
图4以框图的形式示出了简单的控制电路的实施例示例，其功能与根据本发明实施例示例的方法相对应。控制电路400包括第一输入401和第二输入402，在这两个输入处向控制电路400提供第一输出电压U1和第二输出电压U2。控制电路400还包括第一比较器403，供电电压U1和U2经由包括两个电阻器404和405的电阻链(chain)被馈送至第一比较器403。第一比较器403具有较小的转换磁滞(switchinghysteresis)，并比较输出电压U1和U2。电阻链确保考虑到相对于比较器地的不同电压极性，以通过U1和U2的串联得到供电电压Udd。
控制电路400还包括具有较小转换磁滞的第二比较器406，调谐电压Uc1和Uc2被馈送至第二比较器406，所述调谐电压是从控制器的输出提供的。两个比较器的输出馈送入包括四个与门408、409、410和411的判决网络，如下所述，该判决网络区分多种情形。在每种情况下，组合了8种情形中的两种。在任意给定的时间点，判决网络的输出中只有一个是有效的。有效的输出作用在两个积分元件412和413之一上，积分元件存储了调谐电压Uc1和Uc2的值。
积分元件可以永久或仅是暂时地存储该值。该值可以在至控制电路的供电电压失去时失去；该值也可以在特定时间或特定数据通信终结后被周期性地重置。积分元件也可以被设计为在相对较长的时间上失去该值，其中，术语“相对较长的时间”应理解为比积分地建立该值所花费的时间长的时间段(所谓的漏泄积分器，leakingintegrator)。
通过有效输出，以较小的步长或通过相对缓慢的积分来增大或减小各个调谐电压。
在总体解释之后，将更详细地通过实施例示例描述用于调谐两个天线线圈L1和L2的控制电路。
对控制过程所基于的模型做出如下规定：
-两个电路部分中的每一个形成包括了线圈L1和L2及可变电容器VC1和VC2的谐振器。每个谐振器具有自己的谐振频率f1和f2，其电压显著增加，这比其他影响中占优势。该增加意味着谐振器下游的整流器的输出电压函数U1(f)和U2(f)分别取在f1和f2处的最大值，即：
U1(f1)＝U1max且U2(f2)＝U2max
-由于天线线圈的耦合因子显著低于1，所以由于耦合至另一个谐振器和其他原因，电压U1和U2的副最大值(side maximum)明显低于上述最大值U1(f1)和U2(f2)。假定谐振器的尺寸大致相等。
-假定频率f1和f2初始时明显不同于基站信号的发射频率fs，即谐振器严重不平衡。图6示出了这种不平衡的情形，其中所示发射频率的幅度Us仅作为示意目的而示出。
-在不限制所建议的解决方案的总体特性的前提下，初始地假定控制效应区域中的频率f1和f2以稳步增大的方式依赖于用于控制目的的调谐电压Uc1和Uc2。由于理论上在调谐控制期间采用非常小的积分步长，所以甚至可以允许对每个步长假定线性关系。f1/f2对Uc1/Uc2的依赖的稳步减小的情形仅对应于控制变量的反转(inversion)。
-初始时在包括VC1和L1的谐振器和包括VC2和L2的谐振器之间存在差别。然而，在有效控制范围内该差别保持为非常小。各个天线线圈与基站之间的耦合因子几乎相等但显著低于1。通常在天线线圈之间提供更小的耦合。因而，电压U1(f)和U2(f)的最大值在小控制范围上也几乎相等。
-最优调谐的情形是由谐振频率在基站的发射频率上的位置来描述的，即：
期望状态：f1＝f2＝fs
-控制过程的目标是达到上述对应关系。该状态也被称为收敛目标(convergence target)或期望状态。实际边界条件略微地限制了达到该目标的能力，但这种限制通常足够小。这包括可评估(例如根据偏移电压)的电压差别的最小阈值，或对U1和U2的物理限制或电压中明显变化和噪声。
遵循上述规定，现在描述控制器功能：
若根据大小对频率f1，f2和fs排序，则始终可以得到8种情形中的一种(也见图6)。在8种情形的每一种中，应用不同的关系，例如f1＜f2＜fs，f2＜f1＜fs或f1＜fs＜f2等。理论上两个频率也可能具有精确相等的值，但这一事实在实际中没有意义(噪声、控制系统的阈值)，为简化起见，在此不予考虑。
对于8种情形的每一种，在每种情况下都有对频率f1和f2的校正方向，通过该校正方向达到期望关系f1＝f2＝fs，即调谐期望状态。为了示意，这种校正可表示为非常小的频率减小或频率增大的非常小的步长。在实施这些步长时，对前述情形之一是否存在再次进行判决，并再次实施校正。实际上，时间步长不必存在，而是使用连续动作的电路。
对频率减小方向的校正步长，使用记号f1--或f2--。对频率增大方向的校正步长，使用记号f1++或f2++。这些步长对应于以相似的记号Uc1--和Uc2--或Uc1++和Uc2++表示的调谐电压变化。
然而，频率f1和f2不能直接由简单的控制电路决定。不过，将电压彼此比较是非常简单的。对U1和U2进行比较，对Uc1和Uc2进行比较。若初始地忽略了任何偏移电压，且若假定实际上不存在精确相同的电压值，判定U1是否低于U2或Uc1是否低于Uc2就非常简单。使用这样的关系，控制器可以通过比较器做出判定并作为其输入。可能的情形如下表1所示。
表1
  情形   频率f1，f2和fs的顺序   控制器输入处的判决   合适的校正
  1   f1＜f2＜fs   U1＜U2；Uc1＜Uc2   f1++；f2++
  2   f2＜f1＜fs   U2＜U1；Uc2＜Uc1   f1++；f2++
  3   f1＜fs＜f2   U1＜U2；Uc1＜Uc2   f1++；f2--
  4   f1＜fs＜f2   U2＜U1；Uc1＜Uc2   f1++；f2--
  5   f2＜fs＜f1   U1＜U2；Uc2＜Uc1   f1--；f2++
  6   f2＜fs＜f1   U2＜U1；Uc2＜Uc1   f1--；f2++
  7   fs＜f2＜f1   U1＜U2；Uc2＜Uc1   f1--；f2--
  8   fs＜f1＜f2   U2＜U1；Uc1＜Uc2   f1--；f2--
当控制器输入处的判决被认为更接近时，会出现不明确性：
U1＜U2和Uc1＜Uc2在情形1和情形3中均出现；
U1＜U2和Uc2＜Uc1在情形5和情形7中均出现；
U2＜U1和Uc2＜Uc1在情形2和情形6中均出现；
U2＜U1和Uc1＜Uc2在情形4和情形8中均出现。
因此，若只将U1和U2之间和Uc1和Uc2之间的大小关系作为要遵循的准则，则不可能在情形1和情形3、或情形5和情形7、或情形2和情形6、或情形4和情形8之间做出区分。将每种情况下这些不能区分的两个情形各自组合为情形对，如情形1和情形3作为情形对1，3。
要处理的问题是如何克服这些情形对中可能的校正不明确性。例如，情形1提供了两个校正可能性：f1++和f2++，而不能与情形1相区分的情形3则允许f1++和f2--。
通过解决方案，建议仅使用在不明确的情形对中一致的校正。在上述情形1和3(简称为情形1，3)的示例中，就是校正f1++。由于上述假定的谐振频率f1和调谐电压Uc1之间的关系，频率校正f1++通过电压校正Uc1++来实现。因此控制器只改变一个调谐电压。可能的情形对和对应的调谐电压的变化如表2所示。
表2
Figure S2006800457167D00241
所描述的控制过程可在如图1至图3和图5所示的电路设置中实现。
图5以框图的形式示出了前端电路的示例。与图1不同之处在于上游主天线。在图中，详细示出了前端电路而后端电路仅示意为模块。
电路设置500包括第一谐振器501，第二谐振器502，控制电路503和后端电路512。第一谐振器501包括第一线圈504和第一可变电容器(变容二极管)505。第一谐振器501连接至第一整流器电路506，第一整流器电路506连接至第一缓冲电容器507。第二谐振器502包括第二线圈508和第二可变电容器(变容二极管)509。第二谐振器502连接至第二整流器电路510，第二整流器电路510连接至第二缓冲电容器511。两个缓冲电容器连接至仅作为模块图示意性示出的控制电路503。可能的实施例在图4中更详细地示出并解释。控制电路503连接至后端电路512，并进一步连接至第一变容二极管和第二变容二极管，为所述变容二极管提供调谐电压。后端电路的示例还可以是应答器。根据图5的实施例示例，第一变容二极管与第一线圈并联，第二变容二极管与第二线圈并联。初级线圈518连接在两个谐振器的上游。电路上的第一和第二线圈L1和L2经由初级线圈L3与外部天线感应耦合。线圈L1和L2被称为次级线圈。天线彼此的耦合或部分耦合如图5中箭头519所示。天线效应如线513所示。
图6示出了所描述的控制电路模型的8种不同情形(也见图4)。在所示情形中，检测两个谐振器的谐振频率与信号频率之间可能的顺序关系，因而，图中示出了结合图4所解释的对应实施例，其中电压U1和U2表示为频率的函数。图中，f1和f2分别是电路(即第一和第二谐振器)的谐振频率；U1和U2分别在f1和f2处达到其最大值。为了确定方向，基站的发射频率由作为fs处的峰值的Us表示，即向电路设置或应答器发射信号的基站的发射频率。
由于一旦实施补偿，f1和f2实质上与fs一致，故U2和U3的最大值应该在补偿过程结束时达到峰值。对于图6的8种情形而示出的输出电压对频率的曲线上，可以看到较弱的副最大值，这是由于与另一个谐振器耦合所引起的。
图7也涉及图4的简单控制电路。针对图6所示的情形的仿真结果以图形形式示出，即图7的情形1涉及图6的情形1，图7的情形2涉及图6的情形2，等等。在以x，y表示的图中，在控制过程中示出了调谐电压Uc1和Uc2。十字形表示理论的收敛点，控制过程要从预期控制范围内的任何开始状态达到该收敛点。图6所示的状态已被选为仿真的开始状态，即根据所有8种情形，通过初始设置Uc1和Uc2的电压值。，此外，针对每个仿真已定义了相同的谐振器不平衡。这在效果上对应于例如给定的制造容限(例如电容器的不同的偏移值)。在收敛目标处，完全补偿了初始定义的谐振器不平衡。接着就达到所需的控制电压Uc1和Uc2的值。若收敛目标例如位于坐标原点，则不存在任何初始的不平衡。
如图7中图所示，通过控制电路和结合图4所描述的控制过程，可以达到收敛目标。
图8也涉及图4的简单控制电路。再次，以图形形式示出针对图6所示的8种情形的开始状态的仿真结果。在这种情况下，对于每种情形将输出电压U1和U2(顶部)的时间过程和调谐电压Uc1和Uc2的时间过程(底部)示出为四条曲线。可以看到，在调谐后的情形中，电压U1和U2呈大致相同(最大)值，而Uc1和Uc2达到与预定义的不平衡偏移相对应的常数值。以所选择的控制电路积分元件的积分常数(或假定的步长)延长或缩短各个时间轴；在这种情况下，做出了假设，这些假设对于许多应答器应用似乎是合理的。例如，要在基站信号接通(switch-on)之后的100ms时间段内达到的供电电压被定义为典型应用(规范)。依赖于应用，其他时间段是可能的，并可通过积分常数的配置在较宽范围内选择该时间段。可以清楚地看到这种调整的良好的收敛表现。在所有8种情形下，尽管每种情况的开始值不同，但都达到了U1和U2的最大值。同样可以看到，图8的各个情形中，U1和U2及Uc1和Uc2表现相同，在短时间后呈现相同的值，因此每幅图中只有在开始处才能看到四条不同的线。例如，在图8f中，只能在长达约50ms中看见分离的线，而在图8g中，在大约30ms后，线实际上相同，彼此重叠。
图9a至9d示出了在芯片或芯片晶体上的天线线圈903，即第一和/或第二线圈的各种设置。芯片晶体901包括具有应答器电路的有源区域902。芯片的不同导体平面(金属化层)之间的通孔用于产生交叉导体轨道(crossing conductor track)。
在图9a中，两个天线线圈903被设置在芯片上，以与有源区域相邻。在图9b中，两个天线线圈被设置在有源区域902周围。芯片上的内部天线线圈905与同心包围它的外部天线线圈906分离。在图9c中，天线线圈再次被设置在有源区域902周围。然而，它包括一些绕组后的中心抽头907。该中心抽头，同有源区域902的终端端子类似，与应答器电路902相连接。在图9d中，设置两个分离的天线线圈908和909与有源区域902相邻。两个天线线圈彼此独立地与在有源区域902上形成的应答器电路相连接。
图10示出了天线线圈在芯片上彼此重叠的设置。芯片由许多具有不同电特性的层通过平版印刷/化学工艺生产的。这些层包括非导电的、半导电的和导电材料(金属)组成。第一天线线圈1010由第一金属化平面形成，第一金属化平面在第一非导电平面1011上包围着包括有应答器的有源区域1014而形成。第二天线线圈1012由第二金属化平面形成，第二金属化平面在第二非导电平面1013上包围着有源区域而形成。两个天线线圈1010和1012是从导电层(金属化平面)中蚀刻的。在垂直方向上通过非导电层1011将天线线圈1010和1012彼此绝缘。图10也示意性示出了芯片结构的其他平面1016中的芯片结构1015其他有源部分。电路通常包括至少两个金属层，因此线圈可以彼此重叠。各个线圈之间的电容性耦合也通过相对较薄的绝缘1011来实施。有源电路1015通常在其结构中包括所有可用的层。在图10所示的电路设计中，应注意，相比于图9的典型地具有更强的天线线圈的耦合，这可能导致U1和U2的谐振曲线相融合，这在一些应用中可能是不利的。两个线圈通过通孔与有源区域1014连接，如图10中圆1017所示。
图11a和11b示出了具有上游主天线的典型应答器结构下的能量感应耦合。
图11a示出了平坦结构，包括非导电载体材料1118及其上通过电解沉积(electrodeposition)来印刷、胶接或涂覆的应答器主天线1117(此处示意为偶极天线)。位于偶极天线中心的是芯片晶体1101，并且有源功能性应答器电路在芯片晶体的所谓有源区域1102中。芯片晶体1102通过胶接或其他一些方法固定在载体材料上。第一线圈和第二线圈也被示意性示出，并被提供参考符号1103。两个线圈连接至应答器电路。
图11b示出了图11a的设置即天线端子的示意性放大图。位于芯片晶体1101上的是包含应答器电路的有源区域1102，应答器电路包括在芯片上侧的前端和后端及两个天线线圈1103。芯片的上侧通常面向载体材料1118(倒装晶片，flip chip)。初级线圈1120在此处示为仅部分闭合的环，位于芯片下方或紧紧围绕芯片。该环将形成主天线的偶极子1117的两半连接起来。初级线圈与天线线圈的感应耦合示意性地通过固定形式的磁场线1119表示。
图12a和12b以俯视图(从上方)和侧视图示出了具有偶极天线的图11的应答器设置。各个组件都已经参照图11解释过，图12a和12b具有与图11a和11b相同的参考符号。
图13a和13b以俯视图(从上方)和侧视图示出了具有环形天线的用于应答器的备选设置。载体材料1318上的大致为矩形的环形天线1321在图13a左上角中形成朝向外侧的小环，其中，该环作为初级线圈1320，几乎完全围绕芯片晶体1301，芯片晶体1301包括有源区域1302和次级天线线圈1303——简称为次级线圈。在弯曲处的内侧区域，得到磁场线的集中，即增大了该区域的场强。这是设置应答器电路的有利位置。
图14a和14b以俯视图(从上方)和侧视图示出了具有偶极天线的备选应答器设置。其组件已经参照图11和图12解释过。1401是芯片晶体，1402是其上形成应答器电路的有源区域，1403代表两个天线线圈，1417是偶极天线形式的主天线，1420是作为主天线的一部分的初级线圈。与图12相比，加入了通孔1422，通孔在特定点处将从载体材料1418一侧的导体轨道与另一侧的导体轨道连接。这样的通孔可以从多层印刷电路板得知。导体波导可以穿过这些通孔。由此，初级线圈1420可以完全围绕芯片1401。
图15a和15b以俯视图(从上方)和侧视图示出了具有环形天线的应答器设置。其组件已经参照图11和图13解释过。1501是芯片晶体，1502是其上形成应答器电路的有源区域，1503代表两个天线线圈，1520是作为设计为环形天线的主天线1521一部分的初级线圈。图15的实施例示例与图13的实施例示例不同之处在于初级线圈1520完全围绕芯片1501。
如图14和15所示，初级线圈完全围绕的设计意味着这与不完全围绕相比，获得了改进的耦合因子；然而，通过双面板结构和通孔来穿过导电波导的复杂度不能忽略。
图16a和16b示出了包括具有多个绕组的初级线圈1623与偶极天线组合的设置，偶极天线的两半位于载体的不同侧，其中图16a示出了俯视图，图16b示出了侧视图。此处也需要通孔1622。其他组件已经参照图14解释过。1601是芯片晶体，1602是其上形成应答器电路的有源区域，1603代表两个天线线圈，1617是偶极天线形式的主天线，1620是作为主天线的一部分的初级线圈。如上所述，偶极天线1617的两半或两臂(arm)各自形成在载体材料1618的不同侧。因此，主天线的一部分1618在图16中以虚线示出。在初级侧的多个绕组，即初级线圈，典型地需要在次级侧有至少相同或更多数量的绕组，以便足够的供电电压可用。通常可以通过多个绕组提高效率。若在次级侧形成多于初级侧的绕组，则可以提供增大的供电电压。
图17a和17b示出了具有几乎为矩形的环形天线1721的设置，其中初级线圈1720仅形成环绕芯片1701的圆环的一段，其中图17a示出了俯视图，图17b示出了侧视图。跨度为90度的圆环段是由环形天线1721的圆角形成的。环形天线的结构大体上没有改变，但达到了更低的与芯片的耦合因子。其他组件在上面已经描述过：1702是其上形成应答器电路的有源区域，1703代表两个次级线圈，1718是载体材料。
图18a和18b示出了另一实施例示例，其中图18a是图18b的放大图。将芯片晶体1824引入芯片载体1827中合适的盲孔1825中。该盲孔在上沿处大体上被初级线圈1825围绕。在生产过程中将芯片晶体1824引入载体材料，使载体上的初级线圈1825和芯片上的次级线圈几乎位于同一平面。这与在载体表面上的安装相比，改进了耦合，减小了制造容限。从而也减小了谐振不平衡。
此外，应指出，词语“具有”和“包括”不排除出现其他方法和步骤，词语“一”或“一个”不排除多于一个的可能性。此外，应指出，参照上述实施例示例所描述的特征或步骤也可以用于与上述其他实施例示例的其他特征和步骤相结合。权利要求中的参考符号不能作为限制。

Claims (33)

1.一种用于应答器的电路装置，包括：控制电路和输入电路；
其中，输入电路包括能够彼此独立地被调谐的第一谐振器和第二谐振器：
第一谐振器，包括第一线圈和第一电容器，和
第二谐振器，包括第二线圈和第二电容器；
其中，第一电容器被设计为第一变容二极管，
第二电容器被设计为第二变容二极管，
第一谐振器被设计为用于提供第一输出电压，
第二谐振器被设计为用于提供第二输出电压，以及
控制电路被设计为用于控制所述变容二极管中的至少一个，以使对应谐振器的谐振频率实质上被设置为预定义的发射频率，从而增大对应谐振器的输出电压。
2.如权利要求1所述的电路装置，还包括整流器电路，
其中整流器电路连接在输入电路和控制电路之间。
3.如前述任一项权利要求所述的电路装置，还包括初级线圈，
其中初级线圈连接在输入电路的上游，以在初级线圈与第一线圈和/或第二线圈之间形成实质上的感应耦合。
4.如权利要求3所述的电路装置，其中，输入电路还包括第三线圈，
其中第三线圈被设计为用于确保对控制电路的电压供给。
5.如权利要求1所述的电路装置，其中
控制电路被设计为被提供第一输出电压和/或第二输出电压。
6.如权利要求1所述的电路装置，还包括附加电路部件，
其中附加电路部件被设计为被提供第一输出电压和/或第二输出电压。
7.如权利要求3所述的电路装置，其中
将第一线圈和/或第二线圈和/或初级线圈形成为只具有一个完整的或一个部分完整的绕组的单个环。
8.如权利要求1所述的电路装置，其中
控制电路被设计为使输入电路的第一输出电压馈送至控制电路的输入侧；以及
控制电路还被设计为用于为第一变容二极管提供调谐电压。
9.如权利要求1所述的电路装置，其中
控制电路被设计为使第一输出电压和/或第二输出电压馈送至控制电路输入侧；以及
控制电路还被设计为用于为第一变容二极管提供第一调谐电压和/或为第二变容二极管提供第二调谐电压。
10.如权利要求8或9所述的电路装置，其中
控制电路还被设计为在控制电路中至少估计第一调谐电压。
11.如权利要求9所述的电路装置，其中
控制电路包括比较电路，
比较电路被设计为用于将第一输出电压与第二输出电压彼此比较，和/或
比较电路被设计为用于将第一调谐电压与第二调谐电压彼此比较。
12.如权利要求9所述的电路装置，其中
控制电路还包括多个积分元件和一个判决网络，所述判决网络包括第一输出端子和第二输出端子，
第一输出端子和第二输出端子均与所述多个积分元件相连接，
判决网络被设计为，在任何时间点，判决网络的输出中只有一个是有效的。
13.如权利要求12所述的电路装置，其中
积分元件被设计为用于提供所述调谐电压。
14.如权利要求12所述的电路装置，其中
判决网络被设计为用于判决使哪个调谐电压变化预定义的量。
15.如权利要求4所述的电路装置，其中初级线圈至少部分地围绕第一线圈和/或第二线圈。
16.如权利要求1所述的电路装置，还包括凹陷，
其中第一线圈和/或第二线圈被设置在凹陷中。
17.如权利要求1所述的电路装置，其中
第一线圈和第二线圈被设置为彼此至少部分地交叠。
18.如权利要求17所述的电路装置，其中
第一线圈和第二线圈被设置为彼此相距预定义的距离。
19.如权利要求17所述的电路装置，其中
第一线圈围绕具有第一尺寸的第一表面区域；
第二线圈围绕具有第二尺寸的第二表面区域；
第一表面区域和第二表面区域在具有第三尺寸的第三表面区域中重叠。
20.如权利要求19所述的电路装置，其中
第三表面区域的尺寸实质上既是第一表面区域的尺寸的一半，也是第二表面区域的尺寸的一半。
21.如权利要求19或20所述的电路装置，其中
第一线圈被设计为在第三表面区域中产生第一磁通量；
第二线圈被设计为在第三表面区域中产生第二磁通量；以及
第一线圈和第二线圈还被设计为使第一磁通量和第二磁通量在第三表面区域中实质上互相加强，并在第三表面区域外实质上互相抵消。
22.如权利要求1所述的电路装置，其中
控制电路被设计为在其时间响应方面不会受到瞬时信号变化的显著影响。
23.如权利要求1所述的电路装置，还包括多个附加线圈，
其中，至少一个附加线圈被设计为与所述电路装置集成，
所述电路装置被设计为用于输出发射信号，
多个附加线圈中的至少一个被设计为使所述发射信号感应地发射至第一线圈和/或第二线圈。
24.如权利要求1所述的电路装置，其中第一电容器和/或第二电容器与第一线圈和/或第二线圈并联或串联。
25.一种用于操作电路装置的控制电路的方法，所述电路装置包括控制电路和输入电路，其中，输入电路包括能够彼此独立地被调谐的第一谐振器和第二谐振器，第一谐振器包括第一线圈和第一电容器，第二谐振器包括第二线圈和第二电容器，第一电容器被设计为第一变容二极管，第二电容器被设计为第二变容二极管；所述方法包括：
通过控制电路评估第一谐振器的第一输出电压；
通过控制电路评估第二谐振器的第二输出电压；
控制第一变容二极管以使第一输出电压增大；和/或
控制第二变容二极管以使第二输出电压增大。
26.如权利要求25所述的方法，其中
在给定的时间点，控制第一变容二极管或第二变容二极管。
27.如权利要求25或26所述的方法，还包括：
比较第一输出电压和第二输出电压。
28.如权利要求25所述的方法，还包括：
产生第一调谐电压，通过第一调谐电压控制第一变容二极管；
产生第二调谐电压，通过第二调谐电压控制第二变容二极管。
29.如权利要求28所述的方法，还包括：
比较第一调谐电压和第二调谐电压。
30.如权利要求29所述的方法，还包括：
根据调谐电压的比较和输出电压的比较，确定控制第一调谐电压还是第二调谐电压。
31.如权利要求30所述的方法，还包括：
对第一输出电压和第二输出电压进行整流；
若第二调谐电压大于第一调谐电压且第二输出电压的大小大于第一输出电压的大小，则改变第一调谐电压，以使第一谐振器的谐振频率增大；和/或
若第一调谐电压大于第二调谐电压且第一输出电压的大小大于第二输出电压的大小，则改变第二调谐电压，以使第二谐振器的谐振频率增大；和/或
若第一调谐电压大于第二调谐电压且第二输出电压的大小大于第一输出电压的大小，则改变第一调谐电压，以使第一谐振器的谐振频率减小；和/或
若第二调谐电压大于第一调谐电压且第一输出电压的大小大于第二输出电压的大小，则改变第二调谐电压，以使第二谐振器的谐振频率减小。
32.如权利要求25所述的方法，还包括：
在预定义的时间段内将控制电路去激活。
33.如权利要求30所述的方法，其中
在所述电路装置正在接收数据时和/或在所述电路装置正在发射数据时和/或在达到由第一输出电压和第二输出电压构成的预定义的和电压时和/或在以预定义的周期进行去激活时，进行所述去激活。
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