IT201800002924A1 - Procedimento per raccogliere energia a radiofrequenza, circuito e dispositivo corrispondenti - Google Patents
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Description
DESCRIZIONE dell’invenzione industriale dal titolo:
“Procedimento per raccogliere energia a radiofrequenza, circuito e dispositivo corrispondenti”
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo tecnico
La descrizione è relativa alla raccolta (“harvesting”) di energia a radiofrequenza (RF).
Una o più forme di attuazione possono essere applicate, per es., ai dispositivi di identificazione a radiofrequenza (RFID, “Radio-Frequency IDentification”), per es., con la capacità di funzionare in condizioni estreme di consumo a bassa potenza.
Sfondo tecnologico
Nelle sue correnti applicazioni, la tecnologia di identificazione a radiofrequenza (qui di seguito, in breve RFID) comporta l’uso di etichette (“tag”) elettroniche poste sugli oggetti, sugli esseri umani o sugli animali con la capacità di rinviare (“relaying”) informazioni di identificazione a un lettore elettronico per mezzo di onde radio.
I sistemi di pagamento automatico del pedaggio o i sistemi di tracciamento atti a monitorare il progresso delle spedizioni, i processi di fabbricazione e così via sono esempi di possibili applicazioni RFID.
Una realizzazione semplice e poco costosa di un’etichetta RFID può comportare un dispositivo di silicio miniaturizzato applicato (per es., incollato) su un substrato laminare con un layout di antenna stampato su di esso.
La risposta in frequenza dell’etichetta può variare in funzione di vari fattori.
Per esempio, il materiale del substrato può ridurre la capacità di trasferire informazioni dall’etichetta a un lettore, cosicché certe etichette possono essere interrogate con successo soltanto a breve portata a causa delle proprietà elettriche del materiale sul quale sono applicate.
Il fatto di perseguire una portata di copertura più uniforme ed affidabile può condurre a progettare antenne RFID con bassi fattori di qualità (per es., Q nell’intervallo da 5 a 10), il che può dare origine a dispositivi a banda larga che presentano una bassa sensitività a effetti esterni a scapito delle capacità di portata della comunicazione.
Per contro, fattori di qualità più alti (per es., Q nell’intervallo da 30 a 50) forniscono la capacità di estendere la portata della comunicazione tra l’etichetta RFID e un lettore a scapito di una più alta selettività in frequenza e sensibilità all’ambiente (per es., materiali circostanti).
Scopo e sintesi
Nonostante la maggiore attività in tale area, sono desiderabili ulteriori soluzioni perfezionate che possano facilitare, per es., un’espansione ulteriore dell’uso della tecnologia RFID.
Uno scopo di una o più forme di attuazione è di contribuire a fornire tali soluzioni perfezionate.
Secondo una o più forme di attuazione, tale scopo può essere raggiunto per mezzo di un procedimento avente le caratteristiche esposte nelle rivendicazioni che seguono.
Una o più forme di attuazione possono essere relative a un circuito corrispondente.
Una o più forme di attuazione possono essere relative a un dispositivo corrispondente.
Le rivendicazioni sono parte integrante dell’insegnamento tecnico qui fornito con riferimento alle forme di attuazione.
Una o più forme di attuazione possono essere basate sul riconoscimento che un sistema di auto-sintonizzazione (“self-tuning”) automatica semplifica il fatto di evitare un indesiderato allargamento (“spreading”) di frequenza risonante, associato al trattamento o alla rimozione di un’impedenza reattiva in parallelo a un’antenna.
Una o più forme di attuazione possono estendere la portata di copertura della comunicazione tra un’etichetta RFID e un lettore o, più in generale, possono aumentare l’energia che può essere raccolta da una combinazione di un’antenna e un raddrizzatore a RF associato (una cosiddetta “rectantenna” o “rectenna”).
Di conseguenza, sebbene adatte per l’uso in associazione a una tecnologia a RFID, una o più forme di attuazione possono semplificare più in generale il progetto dei sensori intelligenti (“smart“) autonomi con capacità complesse, per es., nel rilevare l’ambiente e nel fornire un’elaborazione di dati.
Una o più forme di attuazione possono fornire una soluzione efficiente dal punto di vista energetico per regolare la frequenza di auto-risonanza di un’antenna sulle sorgenti di potenza a RF disponibili (per es., GSM, LTE, e così via), favorendo così l’uso di elementi di memorizzazione e di sensori analogici a (ultra) bassa potenza e, più in generale, l’uso di quei dispositivi nei quali un aumento della potenza disponibile può condurre a un aumento corrispondente del numero di funzioni disponibili/fornite.
Una o più forme di attuazione rendono possibile sviluppare dispositivi RFID “smart” con capacità di comunicazione a lunga portata e con capacità di raccolta efficiente di energia.
Una o più forme di attuazione possono comportare di usare un’antenna risonante con un alto fattore di qualità (Q) in combinazione con un dispositivo di autosintonizzazione a (ultra) bassa potenza atto a tracciare i segnali a RF in aria al fine di localizzare e sfruttare i segnali a RF maggiormente/più potenti disponibili ai fini della raccolta su una certa porzione dello spettro a RF (per es., da 800 MHz a 900 MHz, questa essendo peraltro una cifra puramente esemplificativa, assolutamente non limitativa).
Una o più forme di attuazione possono comportare di saltare certe frequenze e/o di limitare il numero delle frequenze coinvolte nel processo di tracciamento/verifica.
Una o più forme di attuazione possono comportare una sorgente di clock di riferimento, una circuitazione logica a macchina a stati digitale e traslatori di livello (“level shifter”) con la capacità di ridurre il consumo complessivo a valori al di sotto di 100 nW.
Una o più forme di attuazione rendono possibile fornire dispositivi RFID azionati a batteria atti a essere configurati e mantenuti teoricamente indefinitamente (per es., per periodi superiori a 10 anni) con una certa configurazione di sintonizzazione di antenna virtualmente senza alcuna perdita ad eccezione degli effetti di dispersione (“leakage”).
In una o più forme di attuazione, l’intervallo di sintonizzazione di antenna può essere configurato una volta o verificato periodicamente.
Con un’impostazione di sintonizzazione preconfigurata, una combinazione di antenna/raddrizzatore a RF (“rectenna”) può essere configurata per raccogliere energia a RF con alta efficienza e con la capacità di alimentare una circuitazione dei sensori senza dovere fare affidamento su una batteria.
Per esempio, possono essere concepiti dispositivi harvester (“harvester”) che hanno una alta sensibilità con la capacità di attivarsi su livelli di potenza di ingresso (molto) bassi, per es., sotto i -30 dBm o di appena alcuni µW.
Una o più forme di attuazione possono fornire harvester in grado di accumulare energia da un lettore remoto o da altre sorgenti, come i segnali Wi-Fi/LTE/GSM, e a immagazzinare l’energia raccolta in un elemento di immagazzinamento come un condensatore, eventualmente (ma non necessariamente) congiuntamente a una batteria, evitando così una scarica indesiderata della batteria.
Una o più forme di attuazione possono essere applicate a dispositivi RFID senza batteria (“battery-less”). In una tale applicazione, la “rectenna” può risvegliarsi senza una configurazione specifica e/o con una sensitività limitata durante una fase di avvio (per es., con un intervallo di sensitività da -10 dBm a -15 dBm). Ciò può essere associato a un maggiore tempo per avere una tensione di funzionamento dell’harvester (VHARV) con una potenza a RF di ingresso più elevata per attivare la circuitazione. Una volta disponibile un livello desiderato per la VHARV, un circuito di auto-sintonizzazione può avviare la sintonizzazione dell’antenna aumentando così la portata della comunicazione, dal momento che il raddrizzatore a RF associato inizia a funzionare in modo pienamente efficiente.
In una o più forme di attuazione, può essere fornito un convertitore DC-DC in grado di accumulare energia in un elemento di immagazzinamento, come un condensatore, per un uso ulteriore.
Una o più forme di attuazione favoriscono così l’accumulo di energia “goccia a goccia” (“drop-by-drop”) finché diventa disponibile una certa quantità che permette di attivare carichi come, per es., sensori ambientali (sensori di pressione, temperatura, immagine, e così via) e una circuitazione atta ad elaborare/trasmettere tali informazioni.
Breve descrizione delle varie viste dei disegni
Una o più forme di attuazione saranno ora descritte, a puro titolo di esempio, con riferimento alle figure annesse, nelle quali:
- la Figura 1 è un esempio generale di uno schema di un circuito harvester di energia a RF,
- la Figura 2 è una rappresentazione più dettagliata di un dispositivo harvester come rappresentato come esempio nella Figura 1,
- la Figura 3 è un esempio del possibile funzionamento di un harvester come esemplificato nelle Figure 1 e 2, - le Figure 4 e 5 sono esempi di schemi circuitali di possibili caratteristiche di forme di attuazione,
- la Figura 6 è un altro esempio di uno schema circuitale di possibili caratteristiche di forme di attuazione, e
- le Figure 7 e 8 sono esempi di diagrammi di flusso di un possibile funzionamento di forme di attuazione.
Descrizione dettagliata di esempi di forme di attuazione
Nella descrizione che segue, sono illustrati uno o più dettagli specifici, allo scopo di fornire una comprensione approfondita degli esempi delle forme di attuazione di questa descrizione. Le forme di attuazione possono essere ottenute senza uno o più dei dettagli specifici o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, operazioni, materiali o strutture note non sono illustrate o descritte in dettaglio in modo tale che certi aspetti delle forme di attuazione non saranno resi poco chiari.
Un riferimento a “una forma di attuazione” nel quadro della presente descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura, o caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Per cui, le frasi come “in una forma di attuazione” che possono essere presenti in uno o più punti della presente descrizione non fanno necessariamente riferimento proprio alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o più forme di attuazione.
I riferimenti usati qui sono forniti semplicemente per convenienza e quindi non definiscono l’ambito di protezione o l’ambito delle forme di attuazione.
Una o più forme di attuazione affrontano vari problemi che è probabile che sorgano, per es., nei dispositivi RFID (Radio-Frequency IDentification), comprendendo i dispositivi del tipo senza batteria che funzionano in una modalità continua o in una discontinua, così come in una varietà di dispositivi, come, per es., i dispositivi per la Internet delle cose (IoT, “Internet-of-Things”) quali i nodi sensori senza fili (“wireless”).
Queste applicazioni possono trarre vantaggio da un basso consumo di potenza siccome ciò favorisce il fatto di ottenere una lunga vita utile (per es., anni) per le batterie. Inoltre, la capacità di raccogliere potenza dall’ambiente può permettere di fare a meno in definitiva delle batterie e di fornire dispositivi senza batteria.
Gli harvester a radiofrequenza (RF) possono comprendere un convertitore AC/DC (raddrizzatore a RF) combinato con un convertitore DC-DC ad alta efficienza per trasferire l’energia dall’uscita del raddrizzatore a un elemento di immagazzinamento, come un condensatore. L’energia immagazzinata può essere usata per alimentare circuiti a bassa potenza comprendenti, per es., unità di controllo digitale, vari sensori per monitorare la temperatura, la pressione, l’umidità, e così via e circuiti per trasferire le relative informazioni, per es., a un lettore remoto. Come indicato, nel caso di applicazioni RFID, il substrato sul quale è applicata una etichetta RFID può modificare le caratteristiche dell’antenna.
L’energia disponibile per gli harvester a RF è molto limitata (alcuni µW o meno). Siccome l’energia a RF è (estremamente) bassa, un harvester a RF che è adattato all’antenna favorirà la raccolta della (di tutta la) energia disponibile ed evitando problemi di riflessione.
Il campo delle radiofrequenze disponibile in una certa posizione è peraltro difficile da controllare e/o da predire rispetto a vari fattori, quale l’allocazione delle frequenze (vale a dire, la distribuzione sopra lo spettro a RF), l’intensità della potenza e la presenza in un certo momento.
Una o più forme di attuazione sono basate sul riconoscimento che una capacità di auto-sintonizzazione in un’antenna per la raccolta di energia può facilitare la raccolta in modo efficiente dell’energia a radiofrequenza disponibile in una certa posizione/momento.
A tale scopo, una o più forme di attuazione possono comportare di scansionare lo spettro a radiofrequenza disponibile in un certo momento in una certa posizione cercando un certo “canale” (o una certa banda) che fornisce una più alta potenza disponibile, favorendo così un’operazione di tracciamento del punto di massima potenza (MPPT, “Maximum Power Point Tracking”).
Una capacità di sintonizzazione di antenna favorisce un’implementazione della combinazione di un alto Q (ampiezza di banda stretta) con un raddrizzatore a RF associato (“rectenna”), aumentando così la tensione all’uscita del circuito raddrizzatore, il che favorisce l’alimentazione dei circuiti associati, come i circuiti elettronici associati. Dispositivi quali i dispositivi C-MOS atti ad essere alimentati con una tensione di alimentazione più alta di una tensione di soglia VT sono esempi di tali circuiti.
Per esempio (le cifre quantitative a cui si fa riferimento in tutta questa descrizione sono puramente esemplificative e assolutamente non limitative), se la più bassa potenza a RF adatta per alimentare un circuito a bassa potenza dedicato, quale un circuito C-MOS, è intorno ai -20 dBm (circa 10 µW) su una specifica banda di frequenze, il circuito harvester a RF dovrebbe essere auspicabilmente a bassa potenza di per sé e atto a raccogliere in modo efficace perfino livelli disponibili di energia molto bassi senza perdite apprezzabili.
È stato trovato che accordare il dispositivo di antenna/raddrizzatore a una frequenza nella quale è disponibile una più alta potenza in un certo punto dello spazio e in un certo istante di tempo contribuisca efficacemente a raggiungere gli obiettivi discussi in precedenza.
Il Documento US 7 167 090 B1 descrive un circuito analogico di auto-sintonizzazione con un anello lineare che implementa una strategia di variazione di frequenza in base a un rilevatore di pendenza che confronta una tensione del raddrizzatore a RF corrente con una tensione di configurazione precedente memorizzata in un condensatore dedicato. Sono ottenuti due valori di ampiezza di tensione a frequenze risonanti differenti che sono quindi confrontati per controllare una direzione di sintonizzazione della frequenza.
Un tale dispositivo richiede un certo ammontare di energia per funzionare e per assicurare la stabilità dell’intero anello. Un tale sistema verifica, in effetti, soltanto l’ampiezza di tensione all’uscita del raddrizzatore a RF, il che può non essere sufficiente per permettere un funzionamento corretto di un convertitore DC-DC per accumulare energia in un condensatore “serbatoio” (“tank” capacitor). In presenza di una bassa potenza di ingresso a RF, il convertitore DC-DC potrebbe essere attivato in modo indesiderabile, il che può avere come risultato che sia assorbito un ammontare di energia dal sistema che è più alto dell’ammontare di energia che il sistema può ricavare dall’antenna.
Come indicato, l’energia a RF disponibile in un certo punto dello spazio e istante di tempo è in gran parte incontrollabile e imprevedibile. Così, la soluzione descritta in US 7 167 090 B1 può non essere in grado di funzionare efficacemente in un tale contesto, specialmente in presenza di un segnale a RF con spike (“spiky”).
Documenti come O’Driscoll, et al.: “A mm-sized implantable power receiver with adaptive link compensation”, ISSCC febbraio 2009, pagine 294 a 295 descrivono il possibile uso di un banco di condensatori al posto di un varactor per implementare una rete di adattamento variabile, con un integratore sostituito da un contatore avanti/indietro (“up/down counter”) o un circuito digitale che implementa una ricerca basata sul gradiente.
Dispositivi abbastanza simili sono descritti in Stoopman et al.: “A Self-Calibrating RF Energy Harvester generating 1V at -26.3 dBm”, 2013 Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers, 18-2, pagine C226 e C227.
D’altronde, si nota (si veda, per es., Pinuela, M., et al.: “London RF Survey for Radiative Ambient RF Energy Harvesters and Efficient DC-Load Inductive Power Transfer”, 2013 7th European Conference on Antennas and Propagation (EuCAP) Gothenburg 2013, pagine da 2839 a 2843) che lo spettro di potenza disponibile in un ambiente corrente (per es., un ambiente urbano) può essere approssimato come un segnale multi-tono che presenta una forte variabilità rispetto al luogo e al tempo con una potenza disponibile attesa nell’intervallo da -30 dBm a -20 dBm (ipotizzando un valore per Q di circa da 25 a 30).
Lo schema a blocchi della Figura 1 è un esempio di un dispositivo harvester di energia a RF adatto per “raccogliere” energia a radiofrequenza RF attraverso un’antenna 12a accoppiata con un raddrizzatore (a RF) 12b, la combinazione dell’antenna 12a e del raddrizzatore 12b essendo indicata brevemente talvolta come “rectenna”.
Lo schema della Figura 1 rappresenta un convertitore DC-DC (step-up) 14 che riceve un segnale (di tensione) VHARV dal raddrizzatore 12b e che è previsto che fornisca, a sua volta, energia verso un elemento di immagazzinamento 16 (per es., un condensatore CST con bassa dispersione).
L’energia (a RF) raccolta attraverso l’antenna 12a può così essere immagazzinata nell’elemento di immagazzinamento CST con la capacità di alimentare un carico (esemplificato qui in generale come un resistore RL) applicando ad esso un segnale (di tensione) di uscita VST. Questo può avvenire, per es., come risultato del fatto che il carico RL (che di per sé può non fare parte delle forme di attuazione) è accoppiato al circuito 10, per es., tramite uno switch SW (per es., uno switch a stato solido, come un transistore).
Nella Figura 1, il riferimento 18 indica un circuito di controllo (per es., un circuito C-MOS a bassa potenza) configurato per controllare il raddrizzatore 12b e il convertitore 14 implementando, per es., una procedura come discusso in seguito con riferimento ai diagrammi di flusso delle Figure 7 e 8.
Nello schema della Figura 1, EIN, EHARV ed EST indicano: - l’energia raccolta dall’antenna 12a,
- l’energia trasferita dal raddrizzatore 12b al convertitore 14, e
- l’energia trasferita dal convertitore 14 all’elemento di immagazzinamento 16, rispettivamente.
La Figura 2 fornisce un esempio di una rappresentazione a livello circuitale del dispositivo della Figura 1. Di conseguenza, parti o elementi simili alle parti o agli elementi già discussi con riferimento alla Figura 1 sono indicati nella Figura 2 con numeri/riferimenti simili: una descrizione dettagliata corrispondente non sarà ripetuta per brevità.
Coerentemente con EIN, EHARV e EST nella Figura 1, PIN, PHARV e POUT nella Figura 2 indicano i livelli di potenza trasferiti:
- dall’antenna 12a al raddrizzatore 12b,
- dal raddrizzatore 12b al convertitore 14, e
- dal convertitore 14 all’elemento di immagazzinamento 16, rispettivamente.
Come rappresentato nella Figura 2, si applicano le relazioni che seguono
ZANT = RANT jωLM
ZIN = RIN + jXIN
VANT(t) = VANT,peak sin(ωt)
VIN(t) = VIN,peak sin(ωt)
VHARV ≈ VIN,peak - ΔVRECT
VST = N.VHARV
IHARV = (N/η).IOUT
PHARV = VHARV.IHARV = (VST/N).(N/η).IOUT = POUT/η
dove:
- ZANT = impedenza dell’antenna 12a (rispettivamente con componenti resistive e induttive RANT e jωLM),
- ZIN = impedenza di ingresso del raddrizzatore 12b (rispettivamente con componenti resistive e reattive (capacitive) RIN e jXIN),
- VANT(t) = segnale (di tensione) generato dall’antenna 12a (ipotizzato sinusoidale per semplicità),
- VIN(t) = segnale (di tensione) di ingresso al raddrizzatore 12b,
- VHARV = segnale di tensione fornito dal raddrizzatore 12b verso il convertitore 14 (rappresentato come attraverso una capacità CHARV tra essi),
- IHARV = segnale di corrente fornito dal raddrizzatore 12b verso il convertitore 14,
- VST = segnale (di tensione) disponibile all’uscita dell’elemento di immagazzinamento 16 (per es., attraverso il condensatore CST),
- IOUT = corrente atta a essere fornita al carico RL, - POUT = potenza atta a essere fornita al carico RL, - N = fattore di incremento (“step-up”) del convertitore DC-DC,
- η = efficienza del convertitore 14.
Il raddrizzatore 12b può presentare una perdita di soglia ΔVRECT con un valore di resistenza RRECT atto a modellare le perdite di potenza nel raddrizzatore che causano un’efficienza di potenza (η) inferiore al 100%.
La presenza del convertitore 14 (per es., DC-DC) facilita la carica dell’elemento di immagazzinamento (per es., del condensatore CST), a un livello di tensione “utile” (per es., da 1,5 V a 2,5 V).
Il convertitore 14 può essere progettato (“ottimizzato”) per un funzionamento a livelli di potenza di ingresso (molto) bassi (nell’intorno dei µW).
Il diagramma della Figura 3 è un esempio di un possibile funzionamento del convertitore 14 (come controllato, per es., dal blocco circuitale 18) che comporta - in modo noto di per sé - un funzionamento in modalità discontinua in funzione della potenza PAV all’antenna 12a.
La Figura 3 rappresenta un esempio di un possibile comportamento di VHARV (scala delle ordinate) nel tempo (scala delle ascisse) con rappresentata anche VBAT.
VBAT (a cui si fa riferimento ripetutamente in seguito) è rappresentativa generalmente di una tensione di alimentazione resa disponibile a vari circuiti come rappresentato qui come esempio.
Ciò può essere fornito, per es., da una batteria (per es., una batteria ricaricabile accoppiata all’elemento di immagazzinamento 16, come il condensatore CST) o, nel caso di soluzioni (senza batteria) dall’elemento di immagazzinamento 16.
Come risultato del fatto che VHARV raggiunge una soglia superiore VH, il convertitore 14 è attivato, in modo tale che possa essere trasferita energia dall’uscita del raddrizzatore 12b (come rappresentato come esempio dal condensatore CHARV nella Figura 2) all’elemento di immagazzinamento 16 (per es., al condensatore CST).
È stato osservato che, se l’uscita di tensione del convertitore (condizione di carico aperto) è più alta di VBAT e se il condensatore CST è molto grande (µF), CST si comporta praticamente come un cortocircuito per il convertitore.
Come risultato del fatto che VHARV raggiunge una soglia inferiore VL (a causa del trasferimento di energia da CHARV a CST) il convertitore 14 è spento.
In altre parole, questo genere di funzionamento provvede all’attivazione del convertitore 14 (soltanto) se può essere ottenuto un trasferimento netto di energia positiva attraverso il convertitore 14 (in modo tale che la carica disponibile attraverso CST sia aumentata – o almeno conservata - in modo desiderabile, e non sia ridotta come risultato del funzionamento del convertitore 14).
Una o più forme di attuazione possono essere basate sul riconoscimento di vari fattori relativi al funzionamento di un dispositivo come rappresentato come esempio nelle Figure 1 e 2.
Per esempio, l’impedenza (equivalente) di ingresso ZIN dipende da PIN con RIN (le sue componenti resistive) che presenta una derivata positiva rispetto a PIN (trascurando una dipendenza da f su una larghezza di banda mediostretta). Anche XIN presenta una leggera dipendenza da PIN, mentre, su una banda di frequenza di interesse XIN può presentare una dipendenza da f di tipo capacitivo.
Inoltre, per un dato valore di PAV (potenza disponibile all’antenna 12a), PIN dipende direttamente da PHARV e così dal valore del carico.
In aggiunta, un adattamento di impedenza tra l’antenna 12a e l’ingresso del raddrizzatore 12b favorisce un trasferimento di potenza (massima) con la frequenza di risonanza fC e il fattore di qualità Q del dispositivo di “rectenna” 12a, 12b che svolgono un ruolo nella misura in cui un aumento del fattore di qualità Q si traduce in un’ampiezza più alta di VIN (per una data PAV) con un valore di picco per Q (per es., QP) che si verifica alle condizioni di adattamento di potenza.
Un alto valore per QP si traduce in una larghezza di banda corrispondentemente più piccola cosicché, se la “rectenna” è desintonizzata, si verifica una riduzione corrispondente nella potenza di ingresso.
Di conseguenza, l’adattamento di ingresso e il fattore di qualità rappresentano parametri significativi per il circuito 12a, 12b.
Per il resto, si osserva che, nel caso di una desintonizzazione, un valore inferiore per QP favorisce il fatto di ottenere un valore più elevato per PIN (per una data PAV).
Inoltre, è stato trovato che il funzionamento del raddrizzatore 12b è favorito da una tensione di ingresso (VIN-p) più alta di un valore di soglia inferiore con un valore più alto per Qpeak che ha come risultato un valore di picco corrispondentemente più alto per VIN_p, vale a dire VIN-peak, cosicché il vantaggio di un Q più alto è perso quasi completamente se si verifica una de-sintonizzazione.
In aggiunta, a un valore fisso per VIN-peak, un valore più alto per la resistenza di ingresso RIN del raddrizzatore a RF 12b corrisponde a un valore più alto per la potenza PHARV fornita dal raddrizzatore 12b.
Per esempio, nel caso di un raddrizzatore di onda completa con compensazione della VT (come descritto, per es., in Nakamoto, H., et al.: “A passive UHF RF Identification CMOS Tag IC using Ferroelectric RAM in 0.35-pm Technology”, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol.
42, n. 1, 1 gennaio 2007, pagine da 101 a 110), è stato trovato che sia le componenti capacitive sia quelle resistive dell’impedenza di ingresso del raddrizzatore (rispettivamente CIN e RIN) presentano una dipendenza da PHARV, perciò da PIN.
Una o più forme di attuazione possono essere basate sul riconoscimento che una “sintonizzazione” dell’antenna 12a (come rappresentato come esempio da un condensatore di “sintonizzazione” CTUN rappresentato in linea tratteggiata nella Figura 2 e in linea continua nella Figura 4) può favorire la traslazione del Q(f) - vale a dire del Q in funzione della frequenza f - da un punto generico a una condizione adattata come si desidera.
A tale riguardo, è stato notato che un disadattamento di resistenza tra RIN e RANT finisce con l’avere un impatto inferiore sulla PIN rispetto a un disadattamento delle componenti reattive corrispondenti (per es., per un Qp relativamente alto).
Inoltre, è stato osservato che, se la potenza disponibile non è sufficiente per attivare il convertitore 14 al fine di permettere un trasferimento di energia verso l’elemento di immagazzinamento 16, il convertitore 14 può essere mantenuto in uno stato di spegnimento (“off”) come discusso precedentemente con riferimento alla Figura 3.
È stato notato d’altronde che l’impedenza di ingresso del raddrizzatore 12b dipende (come discusso precedentemente) dalla potenza fornita verso il convertitore 14. Questo può essere il caso per RIN, che può dipendere (marcatamente) dalle condizioni di funzionamento in DC-DC, mentre sì è verificato che CIN dipende assai meno da esse.
Infine, è stato osservato che l’ottenimento di una sintonizzazione efficace come desiderato è facilitato se implementato con il carico effettivo efficace all’uscita del raddrizzatore 12b.
Un’auto-sintonizzazione dell’antenna può così essere compatibile con un funzionamento discontinuo del convertitore 14 come rappresentato precedentemente come esempio con riferimento alla Figura 3 (vale a dire, con una conversione nel convertitore 24 non attivata se la potenza disponibile non è sufficiente da fornire un trasferimento di energia “positiva” verso il dispositivo di immagazzinamento 16).
Come discusso in precedenza, un segnale di ingresso a RF previsto per la raccolta con una o più forme di attuazione può essere approssimato come un segnale multitono.
Di conseguenza, una sorta di ricerca del massimo globale (vale a dire, scansione della larghezza di banda a RF “dell’ambiente” per trovare (almeno) un tono o una banda di frequenza che fornisce un più alto livello di potenza a RF disponibile può essere una strategia fattibile.
La Figura 4 è un esempio di un possibile dispositivo atto a eseguire un’azione di sintonizzazione dell’antenna agendo sul condensatore CTUN come già introdotto con riferimento alla Figura 2. Come qui esemplificato (e puramente per spiegazione), il condensatore CTUN può essere considerato come disposto attraverso i nodi di ingresso del raddrizzatore 12b.
In una o più forme di attuazione, la sintonizzazione del condensatore CTUN (per es., come discusso in seguito con riferimento alle Figure 4 e 5) può essere controllata -come discusso in seguito - attraverso circuiti contatori 18a (contatore di potenza) e 18b (contatore di sintonizzazione) temporizzati attraverso un generatore di clock 22 in cooperazione con un comparatore 24 sensibile alla differenza tra il segnale di uscita del raddrizzatore VHARV e una soglia di riferimento VTHR impostata da un generatore di riferimento 26.
In una o più forme di attuazione, questi elementi circuitali possono essere alimentati tramite il segnale (di tensione) VBAT e possono essere implementati/inclusi (almeno in parte) (sotto forma di HW e/o di SW) nella circuitazione di controllo 18 della Figura 1.
Per semplicità, la Figura 4 (nella quale parti/elementi/entità simili alle parti/elementi/entità discusse con riferimento alle figure precedenti sono indicate con numeri/riferimenti simili, rendendo così superfluo ripetere una descrizione corrispondente) si concentra su un’operazione di sintonizzazione della “rectenna” 12a, 12b. Per il resto, si comprenderà che, nel funzionamento corrente del circuito 10, è previsto che l’uscita dal raddrizzatore 12b (per es., VHARV) sia fornita verso l’uscita del circuito harvester (per es., verso il convertitore 14 e oltre verso il carico RL sotto il controllo dello switch SW) come descritto precedentemente come esempio.
Un dispositivo come descritto a titolo di esempio nella Figura 4 può implementare una sorta di procedura di sintonizzazione basata sulla potenza di picco, in cui lo spettro di frequenza "dell'ambiente" è scansionato in modo tale che siano scansionate le bande di frequenza a RF disponibili, per es., da un valore superiore fMAX a un valore inferiore fMIN. Come indicato, una o più forme di attuazione possono comportare di saltare eventualmente certi toni/bande di frequenza e/o di verificare soltanto un insieme limitato di toni/bande come discusso precedentemente.
Una o più forme di attuazione possono comportare di implementare il condensatore di sintonizzazione CTUN per mezzo di un banco di condensatori come rappresentato a titolo di esempio nella Figura 5 (per es., CTUN-0, 2CTUN-0, ..., 2<Nf-1>CTUN-0) attivati selettivamente (come rappresentato schematicamente da switch, per es., transistori nella Figura 5) con l’attivazione dei condensatori/switch che ha luogo in funzione di bit di controllo (b0, b1,……, bNf-1) forniti dal contatore di sintonizzazione 18b nella Figura 4.
In una o più forme di attuazione, per ciascuna frequenza di sintonizzazione, la corrente di carico ILOAD all’uscita del raddrizzatore 12b è aumentata progressivamente, per es., da ILOAD,MIN a ILOAD,MAX, vale a dire tra un valore inferiore e uno superiore. Un tale controllo della corrente ILOAD all’uscita del raddrizzatore 12b può avvenire in forma digitale sotto il controllo del contatore di potenza 18a.
In una o più forme di attuazione, un aumento (per es., a gradini) di ILOAD può essere arrestato quando VHARV scende sotto VTHR, come rilevato dal comparatore 24, con gli ultimi valori per ILOAD e VTHR che forniscono una stima della potenza disponibile (all’uscita del raddrizzatore 12b).
In tal modo, la potenza di picco disponibile all’uscita del raddrizzatore 12b può essere stimata per ciascun valore (del centro) della banda di frequenza (del tono) attualmente scansionata (scansionato) aumentando l’uscita del contatore di sintonizzazione 18b controllando il banco di condensatori come rappresentato come esempio nella Figura 5.
In tal modo, la frequenza (centrale) (che corrisponde a una certa configurazione del banco di condensatori, cioè una certa stringa di bit di controllo come rappresentato come esempio nella Figura 5 ipotizzando rispettivi valori di “0” e di “1”) può essere selezionata come la frequenza di “sintonizzazione” che fornisce un (più alto) livello disponibile desiderato di potenza a RF (che corrisponde a una sorta di frequenza di sintonizzazione “ottimale”).
Una o più forme di attuazione come rappresentato come esempio nelle Figure 4 e 5 rendono così possibile sintonizzare il dispositivo di “rectenna” 12a, 12b, a un livello di potenza di picco come misurato all’uscita del raddrizzatore 12b.
È stato osservato che, sebbene atto di per sé a essere eseguito “verso l’alto” da una frequenza inferiore verso un valore più alto, un processo di scansione può essere eseguito “verso il basso” come rappresentato qui come esempio, cioè partendo da un più alto valore di frequenza fMAX verso un più basso valore di frequenza fMIN.
Lo schema circuitale della Figura 6 è un esempio di un possibile dispositivo in cui si può fare a meno del blocco di riferimento 26 per la generazione di VTHR (con un conseguente vantaggio nei termini del risparmio di potenza) e il comparatore 24 può essere sostituito da tre porte logiche invertitore 241, 242, 243.
In un dispositivo come rappresentato come esempio nella Figura 6, un circuito 246 è compreso in una linea di corrente tra VHARV (la tensione di uscita dal raddrizzatore 12b) e la massa, in modo tale che una corrente IL (cioè la corrente di carico ILOAD, che è previsto che aumenti progressivamente) scorra attraverso un dispositivo serie di resistori R1, R2, …, Rn tra un nodo A e la massa, con il nodo A accoppiato a un nodo di ingresso a una tensione VHARV attraverso due giunzioni p-n (per es., diodi) D1, D2 in cascata, disposte con i loro catodi verso il nodo A. Uno switch, per es., un transistore MOSFET S1 accoppiato attraverso i terminali (anodo-catodo) di uno dei diodi D1, D2 (per es., D1, posto tra D2 e VHARV), fornisce un comportamento con isteresi come discusso in seguito.
Il nodo A è accoppiato all’ingresso di un primo invertitore 241 in un dispositivo in cascata di invertitori 241, 242, 243 con l’uscita dell’ultimo invertitore 243 che pilota il terminale di controllo (il gate, nel caso di esempio di un transistore a effetto di campo, come un MOSFET) del transistore S1.
I resistori R1,…,Rn sono atti a essere cortocircuitati da rispettivi switch (per es., switch a stato solido come dei transistori) attivabili in funzione dei valori dei bit a0,…, aNp-1.
L’uscita dall’ultimo invertitore 243 è anche accoppiata all’ingresso di un traslatore di livello 244 sensibile alla tensione VHARV e che fornisce in uscita un segnale di “misurazione” in un nodo POK (per es., verso il blocco circuitale di controllo 18) e alimentato dalla tensione di VBAT.
La corrente di carico Iload assorbita dai resistori R1,…, Rn in cascata può essere variata selettivamente (per es., aumentata gradualmente per ciascuna frequenza nella procedura di scansione discussa precedentemente) cambiando il valore della resistenza tra il nodo A (a un valore VHARV meno la caduta di tensione VD attraverso i diodi D1, D2, come discusso in seguito) e la massa variando i valori a0,…, aNp-1 (il che può avvenire sotto il controllo del contatore di potenza 18a).
Si apprezzerà che, in una o più forme di attuazione, gli elementi circuitali D1, D2 rappresentati come esempio nella Figura 6 come diodi a giunzione p-n possono essere implementati in vari altri modi noti agli esperti nella tecnica, per es., come transistori in una connessione a diodo (transistori MOSFET con il gate cortocircuitato al drain) polarizzati in una regione di inversione debole o come diodi a metallo-silicio (Schottky).
L’ingresso del primo invertitore (VON nel nodo A) può essere espresso come VON = VHARV -(1+bHYST).VD con bHYST che appartiene all’intervallo [0, 1] (per es., selezionato tra 0 e 1) dove VD è la caduta di tensione attraverso i diodi come indicato con la stessa designazione.
La soglia per VHARV (VTHR) è così la soglia del primo invertitore mentre l’isteresi del comparatore è implementata per mezzo di bHYST e lo switch S1 (controllato dall’uscita dell’invertitore 243, vale a dire, da una replica ritardata dell’uscita dal primo invertitore 241 sensibile a VON) reso selettivamente:
- conduttivo, per cortocircuitare il diodo D1 (bHYST = 0),
- non conduttivo, in modo tale che il diodo D1 sia accoppiato tra VHARV e D2 (bHYST = 1).
Un traslatore di livello 244 può favorire il fatto di fornire il segnale logico di uscita POK a un dominio logico sotto VBAT.
In una o più forme di attuazione come rappresentato qui come esempio, il segnale logico di uscita POK è indicativo del punto in cui (come discusso precedentemente) un aumento di ILOAD può essere arrestato come risultato del fatto che VHARV scende sotto una certa soglia VTHR con i valori per ILOAD e VTHR che conducono a una caduta di tensione tale da fornire una stima della potenza disponibile (all’uscita del raddrizzatore 12b), per es., a una certa soglia VTHR.
Per esempio, il circuito rappresentato come esempio nella Figura 6 può implementare fasi di elaborazione avendo come obiettivo di stimare la potenza istantanea PHARV fornita dalla “rectenna” 12a, 12b attraverso una sequenza di azioni iterative in cui un carico (resistivo) noto è applicato al raddrizzatore 12b valutando se la tensione di “misurazione” P_OK nel nodo POK è “vera” o “falsa”.
In una o più forme di attuazione, durante l’operazione di misurazione/valutazione, il convertitore 14 (e/o un’altra circuitazione di “utente”) è disattivato per facilitare una condizione in cui la (sola) corrente di carico del raddrizzatore (per es., IHARV nella Figura 2) è dovuta al circuito 246 nella Figura 6 (per es., IL, almeno approssimativamente).
A titolo di esempio (non limitativo) si può considerare un dispositivo come rappresentato come esempio nella Figura 6 con un carico resistivo che comprende dieci resistori (vale a dire, R1, …, Rn con n = 10) di uguali valori di resistenza (per es., R = 25 kOhm) e un valore di soglia V_ THRESHOLD della porta logica digitale 241 (cioè, porta logica invertitore).
Per esempio, se l’elemento 241 è implementato come un invertitore CMOS, V_ THRESHOLD dipende dalla sua tensione di alimentazione (cioè, VHARV), cioè V_ THRESHOLD = VHARV * k_INV, dove k_INV è un coefficiente che dipende dal rapporto di aspetto dei dispositivi PMOS e NMOS all’interno dell’invertitore CMOS.
Si può ipotizzare ragionevolmente che la tensione VHARV farà sì che una corrente avente un’intensità I_RESISTOR = VON/R_T scorra nei resistori di carico R1, …, R10, dove VON indica la tensione nel nodo A e R_T è la resistenza efficace dei resistori R1, …, Rn (per es., con n = 10) combinati (per es., in serie) attraverso gli switch a0, …, aNp-1.
Secondo queste condizioni, il (primo) invertitore 241 accoppiato al nodo A agirà come un convertitore analogico/digitale a 1 bit (sostanzialmente come un comparatore con una soglia V_THRESHOLD) con una commutazione della porta logica associata che ha luogo come risultato del fatto che VON ≥ V_THRESHOLD.
Nel caso di esempio qui discusso, siccome VON = VHARV-VD (con S1 ON, bHYST=0) e V_ THRESHOLD = VHARV * k_INV, una commutazione della porta logica invertitore 241 avverrà a VHARV = VD /(1-k_INV).
La potenza fornita dal raddrizzatore a RF 12b, e così la potenza P_HARVESTER disponibile (per es., in una certa banda di frequenza), può così essere valutata a gradini (per es., STEP_1, STEP_2, …) riducendo il carico applicato a esso, con la potenza atta a essere espressa come (VON/R_T) VHARV = VHARV^2/R_T – (VHARV * VD * (1+bHYST))/R_T.
In un dispositivo come rappresentato come esempio nella Figura 6, questo può avvenire riducendo gradualmente il carico resistivo tra il nodo A e massa cortocircuitando progressivamente attraverso gli switch a0, …, aNp-1, un numero maggiore di resistori R1, …, R10 nel dispositivo serie tra il nodo A e la massa e verificando in modo corrispondente l’uscita della porta logica 241 (e del traslatore di livello 244, POK).
Nell’esempio qui discusso, si può ipotizzare ragionevolmente che il consumo di potenza del diodo (dei diodi) D2 (e D1) sia trascurabile, cioè P_HARVESTER ~ VHARV^2/R, k_INV=0,5, VD=0,5V.
Perciò V_ THRESHOLD=0,5V (a VHARV = 1V) e POK commuta da 1 a 0 (ipotizzando un LS 244 invertente) quando VHARV scende sotto 1 V.
Il seguente è un esempio delle fasi in cui un numero crescente di resistori R1 è cortocircuitato progressivamente (per es., a gradini) attraverso gli switch a0, …, aNp-1.
STEP1: R_T=10R, VHARV > 2* VD=1V
P_OK = 1 (LS invertente)
P_HARVESTER_STEP_1 ≥ (V_ THRESHOLD^2)/10R ≥ 1uW
STEP2: R_T=9R, VHARV > 2* VD=1V
P_OK = 1 (LS invertente)
P_HARVESTER_STEP_2 ≥ (V_ THRESHOLD^2)/9R ≥ 1,1uW
...
STEP8: R_T=3R, VHARV > 2* VD=1V
P_OK = 1 (LS invertente)
P_HARVESTER_STEP_8 ≥ (V_ THRESHOLD^2)/3R ≥ 3,3uW
STEP9: R_T=2R, VHARV < 2* VD=1V
P_OK = 0 (LS invertente)
P_HARVESTER_STEP_9 <= (V_ THRESHOLD^2)/2R <= 5uW
Un riferimento a P_OK nel nodo POK che commuta da P_OK = 1 a P_OK = 0 può essere rappresentativo di un caso di esempio in cui, al raggiungimento del gradino 9, la potenza fornita dal raddrizzatore 12b non è più in una posizione per fornire una tensione VON abbastanza alta da tenere P_OK a un valore logico “alto”, per es., per fornire una tensione raddrizzata VHARV > 2* VD=1V.
Come risultato, può essere valutato – almeno approssimativamente - che la (più alta) potenza che il raddrizzatore 12b (vale a dire, la rectenna 12a, 12b) è in grado di fornire in una certa banda di frequenza si trova tra 3,3 uW e 5 uW, per es., a VHARV=1V.
Naturalmente, un riferimento a una commutazione di P_OK, per es., da P_OK = 1 a P_OK = 0 al raggiungimento del gradino 9 è puramente esemplificativo, nella misura in cui questa commutazione può verificarsi (teoricamente) a ciascun gradino nella procedura descritta.
La potenza fornita dal raddrizzatore 12b (vale a dire, la potenza catturata dalla rectenna 12a, 12b) in una certa banda di frequenza può così essere stimata come più alta (rispettivamente più bassa) della potenza fornita/catturata in un’altra banda di frequenza in base al fatto che il numero di gradini che conducono a una commutazione di P_OK è più alto (rispettivamente più basso) nel caso precedente rispetto a quest’ultimo caso.
Nel caso (puramente esemplificativo) qui discusso, si ipotizza che tutti i resistori R1, …, Rn abbiano uguale valore. In una o più forme di attuazione, possono essere usati valori di resistenza differenti per ottenere, per es., una valutazione della potenza su una scala lineare al posto di una logaritmica.
Una o più forme di attuazione come rappresentato qui come esempio rendono possibile memorizzare – invece della potenza stimata di per sé – un valore (per es., un indice NPHARV come indicato nella discussione dei diagrammi di flusso delle Figure 7 e 8) che è rappresentativo della configurazione dei resistori “attivi”, non cortocircuitati R1, …, Rn (o, al contrario, dei resistori “non attivi”, cortocircuitati R1, …, Rn) che ha avuto come risultato una caduta della tensione di raccolta, come rilevato dal fatto che la tensione VON raggiunge la soglia V_THRESHOLD.
In tal modo, una o più forme di attuazione rendono possibile rilevare rispettivi valori (come, per es., Power(NFREQ) = NPHARV – 1) indicativi della potenza di segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna 12a, 12b in certe bande di frequenza nella pluralità di bande di sintonizzazione soggette a scansione.
Come indicato, un indice indicativo, per es., di quanti resistori sono stati cortocircuitati al fine di far sì che VON scenda sotto alla soglia V_THRESHOLD e di fare sì che P_OK commuti, per es., da P_OK = 1 a P_OK = 0 può essere indicativo della potenza di segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna 12a, 12b in una certa banda di frequenza.
Una o più forme di attuazione rendono così possibile identificare – per es., in funzione di rispettivi valori per l’indice discusso precedentemente, vale a dire senza dovere memorizzare e confrontare i valori per i livelli di potenza catturati dall’unità di antenna - (almeno) una delle bande di frequenza scansionate in cui una più alta potenza dei segnali a radiofrequenza è catturata dall’unità di antenna (rectenna).
Per esempio (con riferimento al caso di esempio discusso in precedenza in relazione alla Figura 6), questa può essere quella banda di frequenza per la quale un più alto numero di resistori R1, …, Rn sono stati cortocircuitati al fine di far sì che VON scenda alla soglia e faccia sì che P_OK commuti, per es., da P_OK = 1 a P_OK = 0.
In una o più forme di attuazione, il circuito harvester 10 può così essere fatto funzionare con l’unità di antenna 12a, 12b sintonizzata sulla banda di frequenza così identificata.
Nel caso in cui siano identificate due (o più) bande di frequenza, può esserne selezionata una, per es., in modo pseudocasuale.
Inoltre, siccome le caratteristiche del convertitore 14 sono note, la macchina a stati è in grado di decidere se il convertitore (e/o un’altra circuitazione di utente) può essere attivato (di nuovo) una volta che la procedura di stima della potenza discussa è stata completata.
I diagrammi di flusso delle Figure 7 e 8 sono esempi di due possibili approcci nell’effettuazione della procedura di sintonizzazione basata sulla potenza di picco come discusso in precedenza.
Il diagramma di flusso della Figura 7 è un esempio di un approccio di “scansione prioritaria del carico” (“sweep load first”), mentre il diagramma di flusso della Figura 8 è un esempio di un approccio di “scansione primaria della frequenza” (“sweep frequency first”).
Nella Figura 7, dopo una fase di INIZIO, in un atto 100 una frequenza NFREQ è impostata a un valore di default NFREQ.DEFAULT (per es., un valore fMAX, il che può avvenire agendo sui coefficienti b0, b1, ..., bNf-1) mentre il livello di potenza è impostato a un valore virtualmente “zero”, per es., nel contatore di potenza 18a, agendo eventualmente sui coefficienti a0,…, aNp-1 nella Figura 6 in quelle forme di attuazione che adottano un’implementazione come descritto qui come esempio.
I blocchi da 102 a 112 nella Figura 7 sono esempi di un “ciclo interno” sul carico dell’harvester, con, per es., un livello NPHARV impostato dapprima a zero (per es., NPHARV = 0) in un atto 102 seguito da una verifica in un atto 104 per quanto riguarda se VHARV è superiore a VTHR (si veda, per es., il comparatore 24 nella Figura 4 o il dispositivo corrispondente nella Figura 6) e se tutti i gradini contemplati per NPHARV sono stati completati (cioè, NPHARV ≤ 2<NP >-1).
Un esito positivo della verifica nell’atto 104 conduce a un incremento in NPHARV (++NPHARV) in un atto 106 con l’operazione che ritorna a monte della verifica 104 per implementare un ciclo di carico dell’harvester (ciclo di PHARV).
Un esito negativo della verifica nell’atto 104 conduce (in un atto 108) al valore di una più alta potenza disponibile per ciascuna banda di frequenza (per es., con un indice corrispondente, per es., Power(NFREQ) = NPHARV - 1) che è memorizzato (per es., nel blocco circuitale 18).
L’atto 108 è seguito da un atto 110 nel quale la frequenza di sintonizzazione è variata (per es., diminuita o aumentata) secondo il piano di scansione di frequenza adottato.
Come indicato, in una o più forme di attuazione il processo di scansione può comportare per es., di saltare certe frequenze/toni per vari motivi, per es., restringendo la scansione a certe bande di frequenza/toni che ci si aspetta contengano livelli di energia adatti per la raccolta.
Un atto rappresentato come esempio da un blocco 112 corrisponde a una verifica per quanto riguarda se la schedulazione di scansione di frequenza (definita eventualmente in modo selettivo come discusso precedentemente) è stata completata.
Nel diagramma della Figura 7, un esito positivo dell’atto 112 (per es., NFREQ ≤ 2<Nf-1>) può essere indicativo di ulteriori bande di frequenza/toni rimanenti da scansionare, conducendo così al fatto che il sistema ritorna a monte dell’atto 102.
Un esito negativo della verifica 112 è indicativo del fatto che la scansione di frequenza è completata come pianificato, conducendo così a un livello più alto di potenza (massima) disponibile, per es., max(Power) che è identificato (per es., attraverso rispettivi indici [PVAL, PINDEx]) con una corrispondente migliore banda di frequenza/tono ai fini della raccolta come identificato in un atto 116 (per es., attraverso un corrispondente indice NFREQ = PINDEx) e l’elaborazione che evolve a una FINE dopo un certo numero di iterazioni Niterations ≤ 2<NF.>2<NP>.
Si apprezzerà che le forme di attuazione rappresentate come esempio nella Figura 7 si prestano ad adottare praticamente un qualsiasi valore di default di frequenza preimpostato desiderato (per es., nell’atto 100) favorendo anche nel contempo una possibile scansione non lineare sia di valori di carico sia di valori di frequenza (vale a dire, adottando leggi non lineari per i gradini di variazione del carico e della frequenza negli atti 106 e 110).
Il diagramma della Figura 8 è un esempio di un approccio nel quale, dopo un atto di INIZIO, le stesse azioni discusse precedentemente con riferimento agli atti 100 e 102 nella Figura 7 sono eseguite in un atto 200 con un ciclo di scansione di frequenza effettuato successivamente negli atti esemplificati dai blocchi da 202 a 208.
Per esempio, un atto 202 può essere un esempio di una verifica fatta per quanto riguarda se VHARV è superiore a VTHR (si veda, per es., il comparatore 24 della Figura 4 o il corrispondente dispositivo della Figura 6). Un esito positivo della verifica dell’atto 202 conduce al fatto che un valore di potenza corrispondente è memorizzato in un atto 204 (per es., Power (NFREQ) = NPHARV) seguito da una variazione nella frequenza eseguita in un atto 206 (si veda anche per riferimento l’atto 112 nella Figura 7).
L’atto 206 può anche essere raggiunto direttamente dall’atto 202 nel caso in cui quest’ultimo produca un esito negativo.
In un atto 208 è fatta una verifica per quanto riguarda se la scansione pianificata delle frequenze (che, di nuovo, può essere pianificata selettivamente, per es., saltando certe bande di frequenza/toni e/o limitando la scansione a certe bande di frequenza o toni) è stata completata (per es., NFREQ ≤ 2<NF >-1). Nel diagramma della Figura 8 un esito positivo di un atto 208 è indicativo del fatto che il ciclo di scansione di frequenza deve ancora essere completato, il che conduce al fatto che l’elaborazione ritorni a monte dell’atto 202.
Un esito negativo dell’atto 208 conduce a un atto 210 in cui quei valori di frequenza NFREQ per i quali è stato trovato che VHARV era inferiore a VTHR sono esclusi da una elaborazione ulteriore (per es., da ulteriori passate di scansione di frequenza), dopodiché il valore per NPHARV (vale a dire, il carico del raddrizzatore) è aumentato in un atto 212 (si veda, a titolo di riferimento, l’atto 106 nella Figura 7).
In un atto 214, è fatta una verifica per quanto riguarda se il ciclo di carico dell’harvester è stato completato oppure no (per es., NPHARV ≤ 2<NP >-1).
Nel diagramma di flusso della Figura 8, un esito positivo dell’atto 214 è indicativo del fatto che il ciclo di carico deve ancora essere completato, il che ha come risultato che l’elaborazione ritorna a monte dell’atto 202.
Un esito negativo dell’atto 214 è indicativo del completamento del ciclo di carico che conduce a identificare un più alto livello di potenza (massima) disponibile che è identificato e una “migliore” frequenza di sintonizzazione corrispondente che è determinata in atti 216 e 218. Questi possono corrispondere sostanzialmente agli atti 114 e 116 nel diagramma di flusso della Figura 7, dopodiché l’elaborazione evolve a una FINE.
Di nuovo, una elaborazione come rappresentato come esempio nella Figura 8 può essere completata in un certo numero di iterazioni Niterations ≤ 2<NF.2NP >con la possibilità di impostare arbitrariamente il valore di default di frequenza iniziale e/o la possibilità di applicare leggi non lineari nello spazzolamento della frequenza e del carico (atti 206 e 212 nella Figura 8).
Una o più forme di attuazione possono così comportare una soluzione di avvio a due fasi che riduce il consumo di potenza e aumenta la sensitività del raddrizzatore a RF 12b.
Forme di attuazione come rappresentato qui come esempio favoriscono il fatto di fornire un circuito che, per ciascuna banda di frequenza/tono, può identificare un livello di potenza disponibile all’uscita del raddrizzatore a RF con una tensione operativa abbastanza grande da mantenere attiva (“stato di on”) la circuitazione associata. Esempi di tensioni operative possono variare da 0,3 Volt a 0,9 Volt.
Alla fine della stazione di frequenza, l’antenna 12a può così essere sintonizzata su una sotto-banda di frequenza o tono “migliore” con una più alta energia (massima) disponibile per la raccolta.
Questo in contrasto con certi dispositivi tradizionali (si veda, per es., US 7 167 090 B1, discusso precedentemente) dove è verificata soltanto la presenza di una tensione. In effetti, una o più forme di attuazione possono rilevare (misurare) la potenza totale disponibile e possono attivare un convertitore 14 e/o una circuitazione di immagazzinamento di carica separata, per es., come racchiuso in una isola di potenza indipendente (soltanto) quando il bilancio di energia è positivo.
Il fatto che il bilancio di energia sia positivo corrisponde a una condizione nella quale l’energia dall’antenna 12a è sufficiente per fare funzionare il circuito cosicché l’energia a RF catturata può essere immagazzinata, per es., in un elemento di immagazzinamento come un condensatore tank (per es., CST nelle figure). Un bilancio di energia negativo è una condizione nella quale (per es., come risultato di una decisione erronea) certi elementi circuitali nel dispositivo harvester sono accesi con l’energia proveniente dall’antenna 12a che è insufficiente per sostenere il carico complessivo, cosicché viene assorbita, in modo indesiderabile, energia dall’elemento di immagazzinamento, per es., con il condensatore CST che viene scaricato.
Una o più forme di attuazione possono migliorare l’affidabilità evitando, per es., una scarica indesiderata di una batteria (se presente) o un condensatore tank.
In una o più forme di attuazione, le misurazioni della potenza a RF possono essere ottenute per mezzo di un semplice circuito a bassa potenza atto a sostituire uno scanner su frequenza completa.
In certe forme di attuazione come descritto a titolo di esempio, il circuito può comprendere una stringa di resistori commutabili (si veda, per es., la Figura 6) che caricano l’uscita del raddrizzatore a RF. I resistori sono cortocircuitati progressivamente finché il raddrizzatore a RF non è più in grado di sostenere una tensione nel suo nodo di uscita (VHARV).
La combinazione di switch di on-off che conduce a una tale caduta di tensione (automatica) fornisce informazioni circa la potenza di ingresso disponibile. Sebbene questo possa non rappresentare, considerato di per sé, una misurazione proprio accurata della potenza disponibile, le informazioni associate sono tuttavia abbastanza affidabili da facilitare valutazioni con misurazioni della potenza realizzate in altre bande di frequenza/toni. In tal modo, può essere identificata la frequenza che fornisce una più alta energia a RF (di picco).
In una o più forme di attuazione come rappresentato come esempio nella Figura 6, il circuito di isteresi implementato tramite il diodo D1 e lo switch S1 favorisce la stabilizzazione del segnale POK esemplificativo di un segnale di potenza “buono” desiderato evitando fenomeni di ringing, come un ringing 0/1/0. In tali forme di attuazione, il segnale POK e la combinazione di on/off degli switch a0,…, aNp-1 sono segnali digitali atti a essere usati da una macchina a stati (come compresa eventualmente nel blocco circuitale 18) per decidere come procedere.
In quelle forme di attuazione nelle quali è presente un convertitore DC-DC (si veda, per es., 14 nelle Figure), esiste la possibilità di mantenerlo in uno stato di “off” durante la fase di calibrazione associata per evitare un malfunzionamento (per es., scaricare in modo indesiderato l’elemento di immagazzinamento 16, come una batteria e/o un condensatore CST) e/o ingarbugliare le decisioni dell’unità di misurazione della potenza.
Si nota che può risultare che il consumo di potenza del convertitore DC-DC 14 sia più alto della potenza di ingresso a RF disponibile e/o del consumo di potenza dell’unità di misurazione della potenza. Questo può essere il caso, per es., con una generica isola di potenza che comprende una circuitazione digitale, analogica o logica mista, come può essere il caso con dispositivi IoT come MEMs.
In una o più forme di attuazione, come risultato del fatto che l’operazione di scansione di frequenza (eventualmente selettiva) è stata completata con un livello sufficientemente alto di potenza a RF disponibile identificata, una macchina a stati (come compresa, per es., nel blocco circuitale 18) può spegnere la circuitazione di scansione di frequenza e può attivare il convertitore 14. L’attivazione del convertitore avrà un impatto trascurabile sulla frequenza risonante dell’antenna 12a, così può essere mantenuta la condizione di adattamento della componente reattiva per la specifica banda di frequenza risonante/tono selezionati.
In una o più forme di attuazione, il convertitore 14 può essere configurato per ottenere una condizione di adattamento (resistivo) che favorisce un trasferimento massimo di potenza dal raddrizzatore a RF 12b verso l’elemento di immagazzinamento 16, il che facilita il fatto di evitare perdite di efficienza a malapena accettabili.
Una o più forme di attuazione possono essere applicate a un’ampia varietà di dispositivi per l’uso, per es., in logistica, tracciamento dei beni (per es., della fabbricazione, nell’immagazzinamento, nella spedizione e nella consegna delle merci), nelle scienze della vita (medicale/salute), e in varie applicazioni di monitoraggio (per es., in applicazioni di “smart city” o industriali).
In una o più forme di attuazione, un procedimento per fare funzionare un circuito harvester a radiofrequenza (per es., 10) comprendente un’unità di antenna (per es., una “rectenna” o una “rectantenna” 12a, 12b) configurata per catturare segnali a radiofrequenza e una circuitazione di raccolta (per es., 14, 16, 18) accoppiata all’unità di antenna, la circuitazione di raccolta configurata per raccogliere energia a radiofrequenza dai segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna, può comprendere:
- configurare l’unità di antenna come un’unità di antenna sintonizzabile (per es., CTUN) che è sintonizzabile selettivamente (per es., 18; b0, b1, ..., bNf-1) su una pluralità di bande di sintonizzazione,
- scansionare la pluralità di bande di sintonizzazione sintonizzando selettivamente (per es., 110; 206) l’unità di antenna su bande di frequenza nella pluralità di bande di sintonizzazione,
- valutare la potenza dei segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna in dette bande di frequenza nella pluralità di bande di sintonizzazione in detta scansione, rilevando (per es., 108; 204) rispettivi valori (per es., NPHARV) indicativi della potenza dei segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna in dette bande di frequenza nella pluralità di bande di sintonizzazione in detta scansione,
- identificare (per es., 114; 216), in funzione di detti valori rispettivi, una di dette bande di frequenza in cui una più alta potenza dei segnali a radiofrequenza è catturata dall’unità di antenna, e
- fare funzionare (per es., 116; 218) il circuito harvester con l’unità di antenna sintonizzata su detta una di dette bande di frequenza.
Una o più forme di attuazione possono comprendere di effettuare detta scansione sopra una gamma di frequenze che comprende detta pluralità di bande di sintonizzazione saltando selettivamente almeno una banda di sintonizzazione tra detta pluralità di bande di sintonizzazione e/o limitando la scansione a un sottoinsieme di detta pluralità di bande di sintonizzazione.
In una o più forme di attuazione, rilevare rispettivi valori indicativi della potenza dei segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna può comprendere:
- aumentare (per es., 106; 212; 22, 24, 26; 246; a0, a1, ...,aNP-1) un carico applicato dalla circuitazione di raccolta all’unità di antenna, producendo con ciò una caduta in un segnale (per es., VHARV, come rappresentato eventualmente da VON nel nodo A nella Figura 6) fornito dall’unità di antenna alla circuitazione di raccolta,
- rilevare un valore indicativo della potenza di un segnale a radiofrequenza catturato dall’unità di antenna in (per es., come risultato della rilevazione di) una caduta del segnale fornito dall’unità di antenna alla circuitazione di raccolta a una soglia inferiore (per es., VTHR come rappresentato eventualmente da V_THRESHOLD in 241 nella Figura 6).
In una o più forme di attuazione, detto scansionare può comprendere:
- sintonizzare successivamente (per es., 100, 110) l’unità di antenna su bande di frequenza differenti nella pluralità di bande di sintonizzazione,
- aumentare (per es., 102, 106) il carico applicato dalla circuitazione di raccolta all’unità di antenna sintonizzata su ciascuna delle differenti bande di frequenza sulle quali l’unità di antenna è sintonizzata successivamente, producendo con ciò una caduta in un segnale fornito dall’unità di antenna alla circuitazione di raccolta.
In una o più forme di attuazione, detto scansionare può comprendere:
- sintonizzare successivamente (per es., 200, 206) l’unità di antenna su bande di frequenza differenti nella pluralità di bande di sintonizzazione in round di scansione di frequenza successivi (per es., 202, 204, 206, 208) effettuati su bande di frequenza per le quali il segnale fornito dall’unità di antenna alla circuitazione di raccolta è superiore a detta soglia inferiore,
- aumentare (per es., 212) a ciascun round di scansione il carico applicato dalla circuitazione di raccolta all’unità di antenna, producendo con ciò una caduta nel segnale fornito dall’unità di antenna alla circuitazione di raccolta, in cui bande di frequenza per le quali il segnale fornito dall’unità di antenna cade a detta soglia inferiore sono escluse (per es., 210) da round di scansione successivi.
In una o più forme di attuazione, la circuitazione di raccolta può comprendere un blocco circuitale convertitore (per es., 14) attivabile per trasferire energia dall’unità di antenna a un blocco circuitale di immagazzinamento di energia (per es., 16) accoppiabile (per es., SW) a un carico del circuito harvester (per es., RL), e il procedimento può comprendere di fare funzionare (per es., 116; 218) il circuito harvester con l’unità di antenna sintonizzata su detta una di dette bande di frequenza e di attivare (per es., TP) rispettivamente disattivare (per es., CP) il blocco circuitale convertitore come risultato del fatto che il segnale fornito dall’unità di antenna alla circuitazione di raccolta raggiunge una soglia operativa superiore (per es., VH) rispettivamente inferiore (per es., VL).
Un circuito harvester a radiofrequenza secondo una o più forme di attuazione può comprendere una unità di antenna configurata per catturare segnali a radiofrequenza e una circuitazione di raccolta accoppiata all’unità di antenna, la circuitazione di raccolta configurata per raccogliere energia dai segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna, in cui:
- l’unità di antenna comprende una unità di antenna sintonizzabile, che è sintonizzabile selettivamente su una pluralità di bande di sintonizzazione,
- è fornito un blocco circuitale di controllo accoppiato all’unità di antenna e alla circuitazione di raccolta, il blocco circuitale di controllo configurato per eseguire gli atti di sintonizzare selettivamente l’unità di antenna, rilevare rispettivi valori indicativi della potenza di segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna, identificare detta una di dette bande di frequenza, e fare funzionare il circuito harvester con l’unità di antenna sintonizzata su detta una di dette bande di frequenza, con il procedimento secondo una o più forme di attuazione.
Un dispositivo secondo una o più forme di attuazione può comprendere:
- un circuito harvester a radiofrequenza (per es., 10) secondo una o più forme di attuazione,
- un carico del circuito harvester (per es., RL), e - una circuitazione di accoppiamento (per es., SW) attivabile per accoppiare il carico del circuito harvester alla circuitazione di raccolta nel circuito harvester a radiofrequenza da alimentare in tal modo.
Una o più forme di attuazione possono comprendere un dispositivo di identificazione a radiofrequenza, RFID.
Una o più forme di attuazione possono comprendere un dispositivo senza batteria, in cui il carico del circuito harvester è alimentato integralmente dal circuito harvester a radiofrequenza.
Fermi restando i principi di fondo, i dettagli e le forme di attuazione possono variare, anche in modo apprezzabile, senza uscire dall’ambito di protezione.
L’ambito di protezione è definito dalle rivendicazioni annesse.
Claims (10)
- RIVENDICAZIONI 1. Procedimento per fare funzionare un circuito harvester a radiofrequenza (10) comprendente un’unità di antenna (12a, 12b) configurata per catturare segnali a radiofrequenza e una circuitazione di raccolta (14, 16, 18) accoppiata all’unità di antenna (12a, 12b), la circuitazione di raccolta configurata per raccogliere energia dai segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna (12a, 12b), il procedimento comprendendo: - configurare l’unità di antenna (12a, 12b) come un’unità di antenna sintonizzabile (CTUN) che è sintonizzabile selettivamente (18; b0, b1, ..., bNf-1) su una pluralità di bande di sintonizzazione, - scansionare la pluralità di bande di sintonizzazione sintonizzando selettivamente (110; 206) l’unità di antenna (12a, 12b) su bande di frequenza nella pluralità di bande di sintonizzazione, - valutare la potenza dei segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna (12a, 12b) in dette bande di frequenza nella pluralità di bande di sintonizzazione in detta scansione rilevando (108; 204) rispettivi valori indicativi della potenza dei segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna (12a, 12b) in dette bande di frequenza nella pluralità di bande di sintonizzazione in detta scansione, - identificare (114; 216), in funzione di detti rispettivi valori, una di dette bande di frequenza in cui una più alta potenza dei segnali a radiofrequenza è catturata dall’unità di antenna (12a, 12b), e - fare funzionare (116; 218) il circuito harvester (10) con l’unità di antenna (12a, 12b) sintonizzata su detta una di dette bande di frequenza.
- 2. Procedimento secondo la rivendicazione 1, comprendente di eseguire detta scansione sopra una gamma di frequenze che comprende detta pluralità di bande di sintonizzazione saltando selettivamente almeno una banda di sintonizzazione tra detta pluralità di bande di sintonizzazione e/o limitando la scansione a un sottoinsieme di detta pluralità di bande di sintonizzazione.
- 3. Procedimento secondo la rivendicazione 1 o la rivendicazione 2, in cui rilevare (108; 204) rispettivi valori indicativi della potenza dei segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna (12a, 12b) comprende: - aumentare (106; 212; 22, 24, 26; 246; a0, a1, ...,aNP-1) un carico applicato dalla circuitazione di raccolta (14) all’unità di antenna (12a, 12b), producendo con ciò una caduta in un segnale (VHARV) fornito dall’unità di antenna (12a, 12b) alla circuitazione di raccolta (14), - rilevare (108; 204) un valore indicativo della potenza di un segnale a radiofrequenza catturato dall’unità di antenna (12a, 12b) a una caduta del segnale (VHARV) fornito dall’unità di antenna (12a, 12b) alla circuitazione di raccolta (14) a una soglia inferiore (VTHR).
- 4. Procedimento secondo la rivendicazione 3, in cui detto scansionare comprende: - sintonizzare successivamente (100, 110) l’unità di antenna (12a, 12b) su bande di frequenza differenti nella pluralità di bande di sintonizzazione, - aumentare (102, 106) il carico applicato dalla circuitazione di raccolta (14) all’unità di antenna (12a, 12b) sintonizzata su ciascuna delle differenti bande di frequenza sulle quali l’unità di antenna (12a, 12b) è sintonizzata successivamente, producendo con ciò una caduta in un segnale (VHARV) fornito dall’unità di antenna (12a, 12b) alla circuitazione di raccolta (14).
- 5. Procedimento secondo la rivendicazione 3, in cui detto scansionare comprende: - sintonizzare successivamente (200, 206) l’unità di antenna (12a, 12b) su differenti bande di frequenza nella pluralità di bande di sintonizzazione in round di scansione di frequenza successivi (202, 204, 206, 208) effettuati su bande di frequenza per le quali il segnale (VHARV) fornito dall’unità di antenna (12a, 12b) alla circuitazione di raccolta (14) è superiore a detta soglia inferiore (VTHR), - aumentare (212) a ciascun round di scansione il carico applicato dalla circuitazione di raccolta (14) all’unità di antenna (12a, 12b), producendo con ciò una caduta nel segnale (VHARV) fornito dall’unità di antenna (12a, 12b) alla circuitazione di raccolta (14), in cui bande di frequenza per le quali il segnale (VHARV) fornito dall’unità di antenna (12a, 12b) cade a detta soglia inferiore (VTHR) sono escluse (210) da round di scansione successivi.
- 6. Procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui la circuitazione di raccolta comprende un blocco circuitale convertitore (14) attivabile per trasferire energia dall’unità di antenna (12a, 12b) a un blocco circuitale di immagazzinamento di energia (16) accoppiabile (SW) a un carico del circuito harvester (RL), il procedimento comprendendo di fare funzionare (116; 218) il circuito harvester (10) con l’unità di antenna (12a, 12b) sintonizzata su detta una di dette bande di frequenza e di attivare (TP) rispettivamente disattivare (CP) il blocco circuitale convertitore (14) come risultato del fatto che il segnale (VHARV) fornito dall’unità di antenna (12a, 12b) alla circuitazione di raccolta (14) raggiunge una soglia operativa superiore (VH) rispettivamente inferiore (VL).
- 7. Circuito harvester a radiofrequenza (10) comprendente un’unità di antenna (12a, 12b) configurata per catturare segnali a radiofrequenza e una circuitazione di raccolta (14, 16, 18) accoppiata all’unità di antenna (12a, 12b), la circuitazione di raccolta configurata per raccogliere energia dai segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna (12a, 12b), in cui: - l’unità di antenna (12a, 12b) comprende una unità di antenna sintonizzabile (CTUN) che è sintonizzabile selettivamente (18; b0, b1, ..., bNf-1) su una pluralità di bande di sintonizzazione, - un blocco circuitale di controllo (18) è fornito accoppiato all’unità di antenna (12a, 12b) e alla circuitazione di raccolta (14, 16, 18), il blocco circuitale di controllo (18) configurato per eseguire gli atti di accordare selettivamente (110; 206) l’unità di antenna (12a, 12b), rilevare (108; 204) rispettivi valori indicativi della potenza dei segnali a radiofrequenza catturati dall’unità di antenna (12a, 12b), identificare (114; 216) detta una di dette bande di frequenza, e far funzionare (116; 218) il circuito harvester (10) con l’unità di antenna (12a, 12b) sintonizzata su detta una di dette bande di frequenza, con il procedimento secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 1 a 6.
- 8. Dispositivo, comprendente: - un circuito harvester a radiofrequenza (10) secondo la rivendicazione 7, - un carico del circuito harvester (RL), e - una circuitazione di accoppiamento (SW) attivabile per accoppiare il carico del circuito harvester (RL) alla circuitazione di raccolta (14, 16, 18) nel circuito harvester a radiofrequenza (10) da alimentare così.
- 9. Dispositivo secondo la rivendicazione 8, comprendente un dispositivo di identificazione a radiofrequenza, RFID.
- 10. Dispositivo secondo la rivendicazione 8 o la rivendicazione 9, comprendente un dispositivo senza batteria, in cui il carico del circuito harvester (RL) è alimentato integralmente dal circuito harvester a radiofrequenza (10).
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